LTC2400 SO-8パッケージ、24ビット マイクロパワーNo Latency∆ΣTM ADC 特長 概要 ■ LTC®2400は、発振器を内蔵しINL 4ppm、RMSノイズ 0.3ppm、2.7V∼5.5Vで動作するマイクロパワー24ビッ ト・コンバータです。デルタ-シグマ技術を用い、多重 化アプリケーションに対して単一サイクル・セトリング 時間を提供します。LTC2400は1本のピンにより、50Hz または60Hz±2%において110dB以上の除去を達成する ように構成できます。あるいは、外部発振器によって ユーザが定義した除去周波数を1Hz∼120Hzの範囲でド ライブすることができます。内部発振器には、周波数設 定用の部品を外付けする必要はありません。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ SO-8パッケージの24ビットADC INL 4ppm、ミッシング・コードなし フルスケール誤差： 4ppm 多重化アプリケーションに対応する単一変換セトリン グ時間 オフセット： 0.5ppm ノイズ： 0.3ppm 内部発振器 − 外付け部品不要 最小110dB、50Hz/60Hzノッチ・フィルタ リファレンス入力電圧：0.1V∼VCC ライブ・ゼロ − 拡張入力範囲により12.5%のオー バーレンジおよびアンダーレンジに対応可能 2.7V∼5.5V単一電源動作 低電源電流（200µA）および自動シャットダウン このコンバータは0.1V∼VCCの範囲のどの外部リファレ ンス電圧でも受け入れます。LTC2400は−12.5% • VREF ∼112.5% • VREFの拡張入力変換範囲を備えており、従来 のセンサまたは信号処理回路で見られたオフセットや オーバーレンジの問題を円滑に解決します。 アプリケーション ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ LTC2400はSPIおよびMICROWIRETMプロトコルに適合す る柔軟な3線式デジタル・インタフェースを通して通信 します。 秤 直接温度測定 ガス分析器 歪みゲージ・トランスジューサ 計測 データ収集 産業用プロセス・コントロール 6桁DVM 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 No Latency ∆Σは、リニアテクノロジー社の商標です。 MICROWIREは、ナショナル・セミコンダクター社の商標です。 標準的応用例 全未調整誤差と出力コード 10 2.7V TO 5.5V FO = INTERNAL OSC/50Hz REJECTION = EXTERNAL CLOCK SOURCE = INTERNAL OSC/60Hz REJECTION LTC2400 REFERENCE VOLTAGE 0.1V TO VCC ANALOG INPUT RANGE –0.12VREF TO 1.12VREF VREF VIN GND SCK SDO 3-WIRE SPI INTERFACE CS LINEARITY ERROR (ppm) VCC VCC = 5V VREF = 5V TA = 25°C FO = LOW 8 VCC 1µF 6 4 2 0 –2 –4 –6 –8 2400 TA01 –10 0 8,338,608 OUTPUT CODE (DECIMAL) 16,777,215 2400 TA02 1 LTC2400 パッケージ/発注情報 絶対最大定格 (Notes 1、2) GNDに対する電源電圧（VCC）...................... −0.3V∼7V GNDに対するアナログ入力電圧 ... −0.3V∼(VCC＋0.3V) GNDに対するリファレンス入力電圧 .... −0.3V∼(VCC＋0.3V) GNDに対するデジタル入力電圧 ... −0.3V∼(VCC＋0.3V) GNDに対するデジタル出力電圧 ... −0.3V∼(VCC＋0.3V) 動作温度範囲 LTC2400C .................................................. 0℃∼70℃ LTC2400I .............................................. −40℃∼85℃ 保存温度範囲 ......................................... −65℃∼150℃ リード温度 (半田付け、10秒) ............................... 300℃ ORDER PART NUMBER TOP VIEW LTC2400CS8 LTC2400IS8 VCC 1 8 FO VREF 2 7 SCK VIN 3 6 SDO GND 4 5 CS S8 PART MARKING S8 PACKAGE 8-LEAD PLASTIC SO 2400 2400I TJMAX = 125°C, θJA = 130°C/W ミリタリ・グレードに関してはお問い合わせください。 コンバータ特性 ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。 （Note 3、4） PARAMETER CONDITIONS MIN Resolution (No Missing Codes) 0.1V ≤ VREF ≤ VCC, (Note 5) ● Integral Nonlinearity VREF = 2.5V (Note 6) VREF = 5V (Note 6) ● ● Offset Error 2.5V ≤ VREF ≤ VCC ● Offset Error Drift 2.5V ≤ VREF ≤ VCC Full-Scale Error 2.5V ≤ VREF ≤ VCC TYP MAX 2 4 10 15 0.5 2 UNITS 24 Bits 0.01 4 ● ppm of VREF ppm of VREF ppm of VREF ppm of VREF/°C 10 ppm of VREF Full-Scale Error Drift 2.5V ≤ VREF ≤ VCC Total Unadjusted Error VREF = 2.5V VREF = 5V Output Noise VIN = 0V (Note 13) Normal Mode Rejection 60Hz ±2% (Note 7) ● 110 Normal Mode Rejection 50Hz ±2% (Note 8) ● 110 130 dB 0.02 ppm of VREF/°C 5 10 ppm of VREF ppm of VREF 1.5 µVRMS 130 dB Power Supply Rejection, DC VREF = 2.5V, VIN = 0V 100 dB Power Supply Rejection, 60Hz ±2% VREF = 2.5V, VIN = 0V, (Notes 7, 15) 110 dB Power Supply Rejection, 50Hz ±2% VREF = 2.5V, VIN = 0V, (Notes 8, 15) 110 dB アナログ入力およびリファレンス ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。(Note 3) SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VIN Input Voltage Range (Note 14) VREF Reference Voltage Range CS(IN) Input Sampling Capacitance 10 pF CS(REF) Reference Sampling Capacitance 15 pF IIN(LEAK) Input Leakage Current CS = VCC ● –10 1 10 nA IREF(LEAK) Reference Leakage Current VREF = 2.5V, CS = VCC ● – 10 1 10 nA 2 MIN TYP MAX UNITS ● – 0.125 • VREF 1.125 • VREF V ● 0.1 VCC V LTC2400 デジタル入力とデジタル出力 ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。(Note 3) SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN VIH High Level Input Voltage CS, FO 2.7V ≤ VCC ≤ 5.5V 2.7V ≤ VCC ≤ 3.3V ● VIL Low Level Input Voltage CS, FO 4.5V ≤ VCC ≤ 5.5V 2.7V ≤ VCC ≤ 5.5V ● VIH High Level Input Voltage SCK 2.7V ≤ VCC ≤ 5.5V (Note 9) 2.7V ≤ VCC ≤ 3.3V (Note 9) ● VIL Low Level Input Voltage SCK 4.5V ≤ VCC ≤ 5.5V (Note 9) 2.7V ≤ VCC ≤ 5.5V (Note 9) ● IIN Digital Input Current CS, FO 0V ≤ VIN ≤ VCC ● IIN Digital Input Current SCK 0V ≤ VIN ≤ VCC (Note 9) ● CIN Digital Input Capacitance CS, FO CIN Digital Input Capacitance SCK (Note 9) VOH High Level Output Voltage SDO IO = – 800µA ● VOL Low Level Output Voltage SDO IO = 1.6mA ● VOH High Level Output Voltage SCK IO = – 800µA (Note 10) ● VOL Low Level Output Voltage SCK IO = 1.6mA (Note 10) ● IOZ High-Z Output Leakage SDO ● TYP MAX 2.5 2.0 UNITS V V 0.8 0.6 2.5 2.0 V V V V 0.8 0.6 V V –10 10 µA –10 10 µA 10 pF 10 pF VCC – 0.5V V 0.4V VCC – 0.5V V V –10 0.4V V 10 µA 電源条件 ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。(Note 3) SYMBOL PARAMETER VCC Supply Voltage ICC Supply Current Conversion Mode Sleep Mode CONDITIONS MIN ● CS = 0V (Note 12) CS = VCC (Note 12) ● ● TYP 2.7 200 20 MAX UNITS 5.5 V 300 30 µA µA 3 LTC2400 タイミング特性 ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。(Note 3) SYMBOL PARAMETER CONDITIONS fEOSC External Oscillator Frequency Range ● tHEO External Oscillator High Period ● tLEO External Oscillator Low Period ● tCONV Conversion Time FO = 0V FO = VCC External Oscillator (Note 11) fISCK Internal SCK Frequency Internal Oscillator (Note 10) External Oscillator (Notes 10, 11) DISCK Internal SCK Duty Cycle (Note 10) ● fESCK External SCK Frequency Range (Note 9) ● tLESCK External SCK Low Period (Note 9) ● 250 ns tHESCK External SCK High Period (Note 9) ● 250 ns tDOUT_ISCK Internal SCK 32-Bit Data Output Time Internal Oscillator (Notes 10, 12) External Oscillator (Notes 10, 11) ● ● 1.64 tDOUT_ESCK External SCK 32-Bit Data Output Time (Note 9) ● t1 CS ↓ to SDO Low Z t2 CS ↑ to SDO High Z t3 CS ↓ to SCK ↓ (Note 10) t4 CS ↓ to SCK ↑ (Note 9) tKQMAX SCK ↓ to SDO Valid tKQMIN SDO Hold After SCK ↓ t5 t6 ● ● ● MAX UNITS 2.56 307.2 kHz 0.5 390 µs 0.5 390 µs (Note 5) TYP 130.66 133.33 136 156.80 160 163.20 20480/fEOSC (in kHz) 19.2 fEOSC/8 45 ms ms ms kHz kHz 55 % 2000 kHz 1.67 1.70 256/fEOSC (in kHz) ms ms 32/fESCK (in kHz) ms ● 0 150 ns ● 0 150 ns ● 0 150 ns ● 50 ns 200 ● ● 15 SCK Set-Up Before CS ↓ ● 50 SCK Hold After CS ↓ ● Note 1：絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命が損なわれる可能性が ある値。 Note 2：すべての電圧値はGNDを基準とする。 Note 3：注記がない限り、VCC＝2.7V∼5.5V Note 4：注記がない限り、FOピンをGNDまたはVCC、またはfEOSC＝153600Hz の外部変換クロック・ソースに接続した状態の内部変換クロック・ソース。 Note 5：設計で保証されているが、テストされていない。 Note 6：積分非直線性は伝達曲線の実際のエンドポイントを通過する直線から のコードの偏差として定義される。偏差は量子化幅の中心から測定される。 Note 7：FO＝0V（内部発振器）またはfEOSC＝153600Hz±2%（外部発振器）。 Note 8：FO＝VCC（内部発振器）またはfEOSC＝128000Hz±2%（外部発振器）。 Note 9：コンバータはSCKピンをデジタル入力として使用する外部SCK動作 モード。データを出力している間、SCKをドライブしているクロック信号の周 波数はfESCKで、単位はkHz。 4 MIN ns ns ns 50 ns Note 10：コンバータはSCKピンをデジタル出力として使用する内部SCK動作 モード。この動作モードにおいて、SCKピンの全等化負荷容量CLOADは20pF。 Note 11：外部発振器はFOピンに接続する。外部発振器周波数fEOSCの単位は kHz Note 12：コンバータは内部発振器を使用する。FO＝0VまたはFO＝VCC Note 13：出力ノイズは内部較正動作に付随する部分が含まれる。 Note 14：リファレンス電圧値VREF > 2.5Vの場合、−0.125 • VREF∼1.125 • VREF の拡張入力は、アナログ入力電圧ピン（ピン3）の絶対最大定格によって制限さ れる。2.5V < VREF ≤ 0.267V＋0.89 • VCCの場合、入力電圧範囲は−0.3V∼1.125 • VREFである。0.267V＋0.89 • VCC < VREF ≤ VCCの場合、入力電圧範囲は−0.3V ∼VCC＋0.3Vである。 Note 15：VCC＝4.1VでのDC電圧、およびVCCに印加されるAC電圧は2.8VP-Pで ある。 LTC2400 標準的性能特性 全未調整誤差 （3V電源） 10 10 VCC = 3V VREF = 3V 10 VCC = 3V VREF = 3V 5 0 TA = –55°C, –45°C, 25°C, 90°C –5 0 –5 –10 0.5 1.0 1.5 2.0 INPUT VOLTAGE (V) 2.5 0.5 2.5 1.0 1.5 2.0 INPUT VOLTAGE (V) 2400 G01 3.0 TA = – 55°C 0 – 0.05 – 0.10 – 0.15 – 0.20 – 0.25 – 0.30 INPUT VOLTAGE (V) 2400 G03 INL（5V電源） 10 10 VCC = 5V 8 VREF = 5V VCC = 3V VREF = 3V 6 5 VCC = 5V VREF = 5V 5 TA = – 45°C TA = 25°C 2 0 –2 TA = –55°C, –45°C, 25°C, 90°C –4 –5 ERROR (ppm) 4 TA = – 55°C ERROR (ppm) ERROR (ppm) TA = – 45°C 全未調整誤差（5V電源） 10 TA = 90°C 0 2400 G02 正入力の拡張全未調整誤差 （3V電源） 0 TA = 25°C –10 0 3.0 TA = 90°C –5 –10 0 VCC = 3V VREF = 3V 5 TA = –55°C, –45°C, 25°C, 90°C ERROR (ppm) ERROR (ppm) 5 ERROR (ppm) 負入力の拡張全未調整誤差 （3V電源） INL（3V電源） 0 TA = –55°C, –45°C, 25°C, 90°C –5 –6 –8 –10 –10 3.1 3.2 INPUT VOLTAGE (V) 3.3 1 0 3 2 INPUT VOLTAGE (V) 4 負入力の拡張全未調 整誤差（5V電源） VCC = 5V VREF = 5V VCC = 5V VREF = 5V TA = 90°C ERROR (ppm) ERROR (ppm) TA = – 55°C 0 TA = – 45°C TA = 90°C TA = 25°C –5 –5 4 5 VCC = 5V TA = 25°C 5 5 5 TA = – 45°C 3 2 INPUT VOLTAGE (V) オフセット誤差とリファレンス電圧 6 10 0 1 2400 G06 正入力の拡張全未調整誤差 （5V電源） TA = 25°C 0 2400 G05 2400 G04 10 –10 5 OFFSET ERROR (ppm) 3.0 4 3 2 1 TA = – 55°C 0 –1 –10 –10 0 – 0.05 – 0.10 – 0.15 – 0.20 – 0.25 – 0.30 INPUT VOLTAGE (V) 2400 G07 5.0 5.1 5.2 INPUT VOLTAGE (V) 5.3 2400 G08 0 1 2 3 4 REFERENCE VOLTAGE 5 2400 G09 5 LTC2400 標準的性能特性 RMSノイズとリファレンス電圧 オフセット誤差とVCC 10 5 0 1 0 3 4 2 REFERENCE VOLTAGE (V) – 5.0 2.7 5 3.2 3.7 4.2 4.7 VCC = 5V VREF = 5V VIN = – 0.3V TO 5.3V TA = 25°C 0.50 0 1.5 0 0 – 5.0 – 55 – 30 FFFFFF 7FFFFF CODE OUT (HEX) 2400 G14 10.0 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 5V フルスケール誤差とVCC 6 VCC = 5V VIN = VREF FULL-SCALE ERROR (ppm) – 2.5 7.5 5.0 2.5 4 3 2 1 – 5.0 – 55 – 30 – 5 20 45 70 TEMPERATURE (°C) 95 120 2400 G15 6 120 5 FULL-SCALE ERROR (ppm) 0 95 2400 G13 フルスケール誤差と リファレンス電圧 2.5 – 5 20 45 70 TEMPERATURE (°C) 2400 G18 フルスケール誤差と温度 5.0 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 0V – 2.5 0.25 0 0.5 1.0 OUTPUT CODE (ppm) 5.2 4.7 2.5 OFFSET ERROR (ppm) 500 4.2 VCC オフセット誤差と温度 5.0 0.75 1000 – 0.5 3.7 2400 G12 RMSノイズとコード・アウト 1.00 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 0V 0 –1.0 3.2 2400 G11 RMS NOISE (ppm) NUMBER OF READINGS 0 2.7 5.2 VCC ノイズ・ヒストグラム FULL-SCALE ERROR (ppm) 2.5 – 2.5 2400 G10 1500 VREF = 2.5V TA = 25°C 2.5 RMS NOISE (ppm) 15 OFFSET ERROR (ppm) RMS NOISE (ppm OF VREF) 5.0 VREF = 2.5V TA = 25°C VCC = 5V TA = 25°C 0 RMSノイズとVCC 5.0 20 0 0 1 3 4 2 REFERENCE VOLTAGE (V) 5 2400 G16 VREF = 2.5V VIN = 2.5V TA = 25°C 0 2.7 3.2 3.7 4.2 VCC 4.7 5.2 2400 G17 LTC2400 標準的性能特性 スリープ電流と温度 変換電流と温度 220 VCC = 5.5V SUPPLY CURRENT (µA) SUPPLY CURRENT (µA) 210 VCC = 4.1V 200 190 VCC= 2.7V 180 170 0 25 –20 VCC = 2.7V, 5.5V 20 REJECTION (dB) 230 PSRRとVCCでの周波数 30 15 10 150 –55 –30 –5 45 70 20 TEMPERATURE (°C) 95 45 20 70 –5 TEMPERATURE (°C) 95 PSRRとVCCでの周波数 –20 –70 –90 –110 –130 0 50 100 150 200 FREQUENCY AT VCC (Hz) 250 VCC = 4.1V VIN = 0V TA = 25°C FO = 0 –60 –80 –40 –60 –80 –100 –120 15200 15250 15300 15350 15400 15450 15500 FREQUENCY AT VCC (Hz) –120 1 100 150 200 FREQUENCY AT VIN (Hz) –20 REJECTION (dB) –80 除去とVINでの周波数 0 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 2.5V FO = 0 –20 –40 –40 REJECTION (dB) –70 250 2400 G24 除去とVINでの周波数 –60 –80 –60 –80 –100 –120 –100 –130 50 1635 G22 0 –110 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 2.5V FO = 0 –20 –40 除去とVINでの周波数 REJECTION (dB) 除去とVINでの周波数 –100 –60 –100 100 10k 1M FREQUENCY AT VCC (Hz) 0 2400 G21 –90 153,600Hz 2400 G23 REJECTION (dB) REJECTION (dB) REJECTION (dB) 0 –50 15,360Hz 1 120 PSRRとVCCでの周波数 VCC = 4.1V VIN = 0V TA = 25°C F0 = 0 –30 –80 2400 G20 2400 G19 –10 –60 –120 0 –55 –30 120 –40 –100 5 160 VCC = 4.1V VIN = 0V TA = 25°C FO = 0 –120 SAMPLE RATE = 15.36kHz ± 2% –140 –120 15100 –12 –8 –4 0 4 8 12 INPUT FREQUENCY DEVIATION FROM NOTCH FREQUENCY (%) 2400 G25 15200 15300 15400 FREQUENCY AT VIN (Hz) 15500 –140 0 fS/2 fS INPUT FREQUENCY 2400 G26 2400 F26 7 LTC2400 標準的性能特性 分解能と出力レート INLと出力レート VCC = 5V VREF = 5V TA = 25°C F0 = EXTERNAL 22 INL (BITS) 20 18 16 14 24 20 18 16 14 12 12 10 10 8 VCC = 5V VREF = 5V TA = 25°C FO = EXTERNAL 22 RESOLUTION (BITS)* 24 *RESOLUTION = 8 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 OUTPUT RATE (Hz) 2400 G27 0 LOG(VREF/RMS NOISE) LOG (2) 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 OUTPUT RATE (Hz) 2400 G28 ピン機能 VCC （ピン1）：正電源電圧。10µFのタンタル・コンデン サと0.1µFのセラミック・コンデンサを並列にしてGND （ピン4）に最短でバイパスしてください。 VREF（ピン2）：リファレンス入力。リファレンス電圧範 囲は0.1V∼VCCです。 VIN（ピン3）：アナログ入力。入力電圧範囲は−0.125 • VREF∼1.125 • VREFです。VREF > 2.5Vの場合、入力電圧範 囲はピンの絶対最大定格−0.3V∼VCC＋0.3Vによって制 限されます。 GND（ピン4）：グランド。アナログ・グランド、デジタ ル・グランド、リファレンス・グランド、および信号グ ランドのための共用のピン。最短のトレースでグラン ド・プレーンに直接接続するか、シングルポイント・グ ランド・システムで一点接地を行ってください。 CS（ピン5）：アクティブ“L”デジタル入力。このピンが “L”のときは、SDOデジタル出力をイネーブルし、ADC をウェイクアップします。各変換に続いてADCは自動 的にスリープモードになり、CSピンが“H”になっている 間はこの低消費電力状態に留まります。CSピンを“L”に するとADCは始動します。このピンが“L”から“H”に変 わると、SDOデジタル出力がディスエーブルされます。 データ出力転送中にCSピンが“L”から“H”に変わると、 データ転送を中断して、新しいデータ変換を開始しま す。 8 SDO （ピン6） ：3ステート・デジタル出力。このピンはデー タ出力期間中はシリアル・データ出力に使用されます。 チップ・セレクトCSピンが“H” （CS＝VCC）になると、SDO ピンはハイ・インピーダンス状態になります。このピンは 変換およびスリープ期間中は、 変換ステータス出力として 使用できます。 変換ステータスはCSを “L” にすると観察す ることができます。 SCK （ピン7） ：双方向デジタル・クロック・ピン。 内部シリア ル・クロック動作モードでは、SCKはデータ出力期間中は 内部シリアル・インタフェース・クロックのデジタル出力 として使用されます。外部シリアル・クロック動作モード では、SCKは外部シリアル・インタフェースのデジタル入 力として使用されます。内部シリアル・クロック動作モー ドでは、 内部の微弱なプルアップが自動的にアクティブに なります。シリアル・クロック・モードは、起動時およびCS の立下りエッジでSCKに印加されるレベルによって決ま ります。 FO （ピン8） ：周波数制御ピン。ADCのノッチ周波数と変換 時間を制御するデジタル入力。FOピンをVCCに接続すると （FO＝VCC）、コンバータは内部発振器を使用してデジタ ル・フィル タの最初 のヌルを 50Hzにします。FOピンを GNDに接続すると（FO＝OV）、コンバータは内部発振器を 使用してデジタル・フィルタの最初のヌルを60Hzにしま す。FOを周波数fEOSCの外部クロック信号でドライブする と、コンバータはこの信号をクロックとして使用し、デジ タル・フィルタの最初のヌル周波数をfEOSC/2560にします。 LTC2400 機能ブロック図 INTERNAL OSCILLATOR VCC GND VIN AUTOCALIBRATION AND CONTROL ∫ ∫ FO (INT/EXT) ∫ ∑ SDO SERIAL INTERFACE ADC SCK CS VREF DECIMATING FIR DAC 2400 FD テスト回路 VCC 3.4k SDO 3.4k CLOAD = 20pF SDO CLOAD = 20pF HI-Z TO VOH VOL TO VOH VOH TO HI-Z 2400 TA03 HI-Z TO VOL VOH TO VOL VOL TO HI-Z 2400 TA04 アプリケーション情報 コンバータ動作サイクル LTC2400は低消費電力のデルタ-シグマ・アナログ-デジ タル・コンバータで、使いやすい3線式シリアル・イン タフェースを備えています。動作は単純であり、3つの 状態から構成されています。コンバータの動作サイクル は変換で始まり、低消費電力スリープ状態が続き、デー タ出力で終了します（図1参照）。3線式インタフェース は、シリアル・データ出力（SDO）、シリアル・クロック （SCK）、およびチップ・セレクト（CS）で構成されてい ます。 CONVERT SLEEP 1 CS AND SCK 0 DATA OUTPUT 2400 F01 最初にLTC2400は変換を実行します。変換が完了する と、デバイスはスリープ状態に入ります。このスリープ 図1. LTC2400の状態遷移図 9 LTC2400 アプリケーション情報 状態の間は電力消費量が１桁減少します。CSがロジッ ク“H”の間、デバイスはスリープ状態のままです。コン バータがスリープ状態のとき、変換結果はスタティッ ク・シフト・レジスタに無限に保持されます。 CSが“L”になると、デバイスは変換結果の出力を開始し ます。変換結果には待ち時間はありません。データ出力 は直前に実行した変換結果に対応しています。この結果 はシリアル・クロック（SCK）の制御により、シリアル・ データ出力ピン（SDO）にシフトアウトされます。データ はSCKの立下りエッジで更新されるので、ユーザはSCK の立上りエッジで確実にデータをラッチすることができ ます（図3参照）。ADCから32ビット・データが読み出さ れるか、またはCSが“H”になると、データ出力状態が終 了します。デバイスは自動的に新しい変換サイクルを開 始し、そのサイクルが繰り返えされます。 LTC2400は CSピ ン と SCKピ ン の タ イ ミ ン グ 制 御 に よ り、いくつかの柔軟な動作モード（内部または外部SCK モードおよび自走変換モード）を提供します。これらの モードは、構成レジスタのプログラミングを必要とせ ず、さらに前述のような周期的動作を妨害することもあ りません。これらの動作モードについては、シリアル・ インタフェース・タイミング・モードのセクションで詳 しく説明します。 変換クロック 従来型コンバータに対するデルタ-シグマ・コンバータ の主な利点は、内蔵デジタル・フィルタ（一般にSinc フィルタまたはCombフィルタとして知られている）で す。高分解能、低周波数アプリケーションでは、この フィルタは一般に50Hzまたは60Hzの電源周波数とそれ らの高調波を除去するように設計されています。これら の周波数を110dB以上除去するには、高精度の変換ク ロックが必要です。LTC2400は高精度の発振器を内蔵し ています。そのため水晶振動子や発振器などの外付け周 波数設定部品は不要です。LTC2400は内蔵発振器からク ロックが供給され、電源周波数（50または60Hz±2%）を 最低110dB除去します。 使いやすさ LTC2400のデータ出力には、待ち時間、フィルタのセト リング、および変換サイクルに伴う冗長データはありま 10 せん。変換データと出力データは1対1で対応していま す。したがって、アナログ入力電圧の多重化が容易です。 LTC2400は1変換サイクルごとにオフセットおよびフル スケール較正を実行します。この較正はユーザには見え ず、前述の周期的動作には影響を与えません。連続較正 の利点は、時間、電源電圧の変動、および温度ドリフト に対するオフセットおよびフルスケールの読取値がきわ めて安定していることです。 起動シーケンス 電源電圧VCCが約2.2V以下に低下すると、LTC2400は自 動的に内部リセット状態に入ります。この機能により、 変換結果および初期起動時に実行されるシリアル・イン タフェース・モード選択の完全性が保証されます。（シ リアル・インタフェース・タイミング・モードのセク ションの2線式I/Oの項を参照）。 VCC電圧がこのクリティカル・スレッショルド以上に上 昇すると、コンバータは持続時間が約0.5msの内部パ ワーオン・リセット（POR）信号を生成します。POR信号 はすべての内部レジスタをクリアします。LTC2400は POR信号に続いて通常の変換サイクルを開始し、前述し た通常の一連の状態に従います。PORに続く最初の変換 結果は、デバイスの仕様に準拠して正確です。 リファレンス電圧範囲 LTC2400は、 0V∼VCCまでのリファレンス電圧を受け入れる ことができます。 コンバータ出力ノイズはフロントエンド 回路の熱雑音によって決まるので、 このマイクロボルトの 値はリファレンス電圧に対しほぼ一定です。 したがって、 リ ファレンス電圧を低くしてもコンバータの有効分解能は大 きくは改善されません。 他方、 リファレンス電圧を低くする とコンバータの全INL性能が向上します。 LTC2400の電圧リ ファレンスの推奨範囲は100mV∼VCCです。 入力電圧範囲 コンバータは拡張入力範囲を備えているので、システム・ レベルでのオーバレンジ状況はもとより、システム・レベ ルのオフセットおよび利得誤差に適応することができま す（図2参照）。LTC2400は、−0.125V • VREF∼1.125 • VREFの 拡張入力範囲内で入力信号を変換します。 LTC2400 アプリケーション情報 ケータです。このビットはCSピンが“L”のとき、変換およ びスリープ状態の間にSDOピンから得られます。 変換中は このビットは “H” で、 変換が完了すると “L” になります。 VCC + 0.3V 9/8VREF VREF 1/2VREF NORMAL INPUT RANGE EXTENDED INPUT RANGE ABSOLUTE MAXIMUM INPUT RANGE 0 –1/8VREF –0.3V 2400 F02 図2. LTC2400の入力範囲 VREFの値が大きい場合、この範囲は絶対最大電圧範囲− 0.3V∼（VCC＋0.3V）に制限されます。入力がこの範囲を 超えると入力ESD保護デバイスがターンオンを開始し、 入力リーク電流に起因する誤差が急速に増加します。 VINに 印 加 さ れ る 入 力 信 号 の 範 囲 は グ ラ ン ド 以 下 − 300mV、VCC以上300mVまで可能です。フォールト電流 を制限するために、VINピンと直列に最大5kの抵抗を追 加でき、その場合にもデバイスの性能には影響ありませ ん。物理的レイアウトでは、この直列抵抗とVINピン間 の接続による寄生容量をできる限り少なくすることが重 要です。したがって、抵抗はVINピンにできる限り接近 して配置しなければなりません。コンバータの精度に対 する直列抵抗の影響は、アナログ入力およびリファレン ス電流のセクションに記載されている曲線から評価する ことができます。また、直列抵抗により、入力リーク電 流に起因する温度依存オフセット誤差が生じます。VREF ＝5Vの場合、1nAの入力リーク電流によって、5kΩの抵 抗で1ppmのオフセット誤差が生じます。この誤差には 非常に強い温度依存関係があります。 出力データ・フォーマット LTC2400のシリアル出力データ・ストリームは32ビット長 です。 最初の4ビットは、 符号、 入力範囲、 および変換状態を 示すステータス情報を表します。 次の24ビットは変換結果 で、MSBから始まります。残りの4ビットは24ビット・レベ ルを超えるサブLSBであり、分解能を損なうことなく、平 均して算入するか切り捨てることができます。 ビット31 （ 最初の出力ビット）は変換終了（EOC）インジ ビット30 (2番目の出力ビット)はダミー・ビット（DMY） であり、常時“L”です。 ビット29（3番目の出力ビット）は、変換結果の符号イン ジケータ（SIG）です。VIN > 0の場合、このビットは“H” です。VIN < 0の場合、このビットは“L”です。符号ビッ トはゼロ・コード中に状態を変えます。 ビット28（ 4番目の出力ビット）は、拡張入力範囲（EXR） のインジケータです。入力が0 ≤ VIN ≤ VREFの通常入力範 囲にある場合、このビットは“L”です。入力がVIN > VREF またはVIN < 0の通常入力範囲外の場合、このビットは “H”です。 これらのビットの機能は表1に要約されています。 表1. LTC2400のステータス・ビット Bit 31 EOC Bit 30 DMY Bit 29 SIG Bit 28 EXR VIN > VREF 0 0 1 1 0 < VIN ≤ VREF 0 0 1 0 0 0 1/0 0 0 0 0 1 Input Range VIN = 0+/0 – VIN < 0 ビット27 （5番目の出力ビット） は最上位ビット （MSB） です。 ビット27∼4はMSBから始まる24ビットの変換結果です。 ビット4は最下位ビット（LSB）です。 ビット3∼0は24ビット・レベル以下のサブLSBです。 ビット3∼0は分解能を損なうことなく平均して算入する か切り捨てることができます。 データはシリアル・クロック（SCK）の制御により、SDO ピンからシフトアウトされます（図3参照）。CSが“H”の ときにはいつでもSDOはハイ・インピーダンスのまま で、SCKクロック・パルスはすべて内部データ出力シフ ト・レジスタから無視されます。 デバイスから変換結果をシフトアウトするには、最初に CSを“L”にドライブしなければなりません。CSが“L”に なると、EOCがデバイスのSDOピンに現れます。EOCは 変換完了時にリアルタイムで“H”からL”に変化します。 この信号は外部マイクロコントローラに対する割込みに 使用できます。ビット31（EOC）は、SCKの最初の立上り エッジで捕捉可能です。ビット30はSCKの最初の立下り エッジでデバイスからシフトアウトされます。最終デー 11 LTC2400 アプリケーション情報 タ・ビット（ビット0）は、31番目のSCKパルスの立下り エッジでシフトアウトされ、32番目のSCKパルスの立上 りエッジでラッチできます。32番目のSCKパルスの立下 りエッジでSDOが“H”になり、新しい変換サイクルが開 始されたことを示します。このビットは、次の変換サイ クルのEOC（ビット31）として働きます。表2に出力デー タ・フォーマットを要約します。 VINピンの電圧が−0.3V∼（VCC＋0.3V）の絶対最大動作 電圧範囲内に維持されている限り、−0.125 • VREFから 1.125 • VREFまでのどの入力値に対しても変換結果が生成 されます。入力電圧が1.125 • VREFより高い場合、変換結 果は1.125 • VREFに相当する値にクランプされます。入力 電圧が−0.125 • VREFより低い場合、変換結果は−0.125 • VREFに相当する値にクランプされます。 周波数除去選択（FOピン接続） LTC2400の内部発振器は、50Hz±2%または60Hz±2%の 電源周波数およびそのすべての高調波において110dB以 上のノーマル・モード除去を提供します。60Hz除去の 場合はFO（ピン8）をGND（ピン4）に接続し、50Hz除去の 場合はFOピンをVCC（ピン1）に接続しな れば なり ませ ん。 CS SDO BIT 31 BIT 30 BIT 29 BIT 28 BIT 27 BIT 4 EOC “0” SIG EXT MSB LSB24 BIT 0 Hi-Z SCK 1 2 3 4 SLEEP 5 27 28 32 DATA OUTPUT CONVERSION 2400 F03 図3. 出力データ・タイミング 表2. LTC2400の出力データ・フォーマット Bit 31 EOC Bit 30 DMY Bit 29 SIG Bit 28 EXR Bit 27 MSB Bit 26 Bit 25 Bit 24 Bit 23 … Bit 4 LSB Bit 3-0 SUB LSBs* VIN > 9/8 • VREF 0 0 1 1 0 0 0 1 1 ... 1 X 9/8 • VREF 0 0 1 1 0 0 0 1 1 ... 1 X Input Voltage VREF + 1LSB 0 0 1 1 0 0 0 0 0 ... 0 X VREF 0 0 1 0 1 1 1 1 1 ... 1 X 3/4VREF + 1LSB 0 0 1 0 1 1 0 0 0 ... 0 X 3/4VREF 0 0 1 0 1 0 1 1 1 ... 1 X 1/2VREF + 1LSB 0 0 1 0 1 0 0 0 0 ... 0 X 1/2VREF 0 0 1 0 0 1 1 1 1 ... 1 X 1/4VREF + 1LSB 0 0 1 0 0 1 0 0 0 ... 0 X 1/4VREF 0 0 1 0 0 0 1 1 1 ... 1 X 0+/0 – 0 0 1/0** 0 0 0 0 0 0 ... 0 X –1LSB 0 0 0 1 1 1 1 1 1 ... 1 X –1/8 • VREF 0 0 0 1 1 1 1 0 0 ... 0 X VIN < –1/8 • VREF 0 0 0 1 1 1 1 0 0 ... 0 X *サブLSBは24ビット・レベルを超える有効な変換結果であり、分解能を損なうことなく平均して算入するか切り捨てることができる。 **符号ビットはコード0の間に状態を変える。 12 LTC2400 アプリケーション情報 –60 50Hzまたは60Hz除去の選択は、FOを適切なロジック・ レベルにドライブすることにより行えます。スリープま たはデータ出力状態で選択を変更しても、コンバータ動 作は妨害されません。変換状態中に選択を行った場合、 実行中の変換結果は仕様を外れる可能性がありますが、 以降の変換には影響ありません。 –70 REJECTION (dB) –80 FOピンに外部クロックがないとき、コンバータは内部発 振器を自動的にアクティブにして、内部変換クロック・ モードに入ります。コンバータが外部シリアル・クロッ クを使用しているとき、スリープ状態またはデータ出力 –100 –110 –120 50Hzまたは60Hz以外の基本除去周波数が必要なときや コンバータを外部ソースに同期させる必要があるとき は、LTC2400を外部変換クロックで動作させることがで きます。コンバータは、FOピンに外部クロック信号があ ることを自動的に検出し、内部発振器をターンオフしま す 。 検 出 さ れ る た め に は 外 部 信 号 の 周 波 数 fEOSCは 2560Hz（ノッチ周波数1Hz）以上でなければなりません。 外部クロック信号のデューティ・サイクルは、“H”期間 tHEOと“L”期間tLEOが最小仕様および最大仕様内にある限 り重要ではありません。 LTC2400が周波数fEOSCの外部変換クロックで動作してい るとき、周波数範囲fEOSC/2560±4%およびその高調波周 波数のノーマル・モード除去は110dBを上回ります。入 力周波数のfEOSC/2560からの偏差とノーマル・モード除 去の相関関係を図4に示します。 –90 –130 –140 –12 –8 –4 0 4 8 12 INPUT FREQUENCY DEVIATION FROM NOTCH FREQUENCY (%) 2400 G25 図4. LTC2400の周波数fEOSCの外部発振器を使用し たノーマル・モード除去 状態において変換クロック・ソースを変更しても LTC2400の動作が影響を受けることはありません。変換 状態中に変更した場合、実行中の変換結果が仕様を外れ る可能性がありますが、以降の変換に影響はありませ ん。データ出力状態でコンバータが内部SCKモードに なっているときに変更されると、シリアル・クロックの デューティ・サイクルに影響を及ぼす可能性があります が、シリアル・データ・ストリームは有効です。 表3に各状態の持続時間とFOとの関係を要約します。 表3. LTC2400の状態持続時間 State Operating Mode CONVERT Internal Oscillator External Oscillator Duration FO = LOW (60Hz Rejection) 133ms FO = HIGH (50Hz Rejection) 160ms FO = External Oscillator with Frequency fEOSC kHz (fEOSC/2560 Rejection) 20480/fEOSCs SLEEP DATA OUTPUT As Long As CS = HIGH Until CS = 0 and SCK Internal Serial Clock External Serial Clock with Frequency fSCK kHz FO = LOW/HIGH (Internal Oscillator) As Long As CS = LOW But Not Longer Than 1.67ms (32 SCK cycles) FO = External Oscillator with Frequency fEOSC kHz As Long As CS = LOW But Not Longer Than 256/fEOSCms (32 SCK cycles) As Long As CS = LOW But Not Longer Than 32/fSCKms (32 SCK cycles) 13 LTC2400 アプリケーション情報 シリアル・インタフェース LTC2400は同期3線式インタフェースを通して変換結果を 送信し、変換開始コマンドを受信します。変換およびス リープ状態の間、このインタフェースはコンバータ・ス テータスを評価するのに使用され、 データ出力状態の間は 変換結果を読み出すのに使用されます。 シリアル・クロック入力/出力 （SCK） SCK（ピン7）上のシリアル・クロック信号は、データ転 送の同期に使用されます。データの各ビットは、SDOか らシリアル・クロックの立下りエッジでシフトアウトさ れます。 内 部 SCK動 作 モ ー ド で は SCKピ ン は 出 力 で あ り 、 LTC2400は内部変換クロックを8分周してLTC2400自身 のシリアル・クロックを生成します。外部SCK動作モー ドではSCKピンは入力として使用されます。起動時に内 部または外部SCKモードが選択され、その後はCSピン で“H”から“L”への遷移が検出されるたびに再選択され ます。起動時またはこの遷移の間、SCKが“H”またはフ ロートの場合、コンバータは内部SCKモードに入りま す。起動時またはこの遷移の間、SCKが“L”の場合、コ ンバータは外部SCKモードに入ります。 と、EOCは“L”になります。デバイスはCS＝0の間、SCKの 最初の立上りエッジが発生するまでスリープ状態のまま です。 チップ・セレクト入力 （CS） 前のセクションに記載したとおり、 変換ステータスをテス トし、データ出力転送をイネーブルするために、アクティ ブ “L” チップ・セレクトCS （ピン5） を使用します。 さらに、 CS信号を使用してシリアル・データ転送全体が完 了する前に、 新しい変換サイクルをトリガすることができ ます。LTC2400は、コンバータがデータ出力状態に入った 後（すなわちCS＝0のときに、SCKの最初の立上りエッジ が発生した後） 、 CSピンで “L” から “H” への遷移が検出され るといつでも、 実行中のシリアル・データ転送を中断して、 新しい変換サイクルを開始します。 最後に、CSを使用して自走動作モードを制御することが できます（｢シリアル・インタフェース・タイミング・モー ド｣のセクションを参照） 。CSを接地すると、 ADCは強制的 にFOで選択される最大出力レートで連続変換を実行しま す。CSにコンデンサを接続すると、コンデンサの容量に比 例して出力レートと電力消費が低下します （図12から14を 参照） 。 シリアル・データ出力（SDO） シリアル・インタフェースのタイミング・モード シリアル・データ出力ピンSDO （ピン6） は、 データ出力状態 でシリアル・データをドライブします。 また、SDOピンは変 換およびスリープ状態での変換終了インジケータとして 使用されます。 LTC2400の 3線 式 イ ン タ フ ェ ー ス は 、 SPIお よ び MICROWIREに対応しています。このインタフェースは いくつかの柔軟な動作モードを提供します。これらの動 作モードには、内部/外部シリアル・クロック、2線式ま たは3線式I/O、単一サイクル 変換、オートスタートなど があります。以下の各セクションでは、これらのシリア ル・インタフェースのタイミング・モードをそれぞれ詳 しく説明します。このコンバータは、これらすべての ケースで内部発振器（FO＝“L”またはFO＝“H”）、あるい はFOピンに接続されている外部発振器を使用することが できます。表4の要約を参照してください。 SDOドライバはCS （ピン5）が“H”のときハイ・インピーダ ンス状態に切り替えられます。これにより、他のデバイス とシリアル・インタフェースを共用できるようになりま す。変換状態またはスリープ状態でCSが“L”の場合、SDO はEOCを出力します。変換フェーズでCSが“L”の場合、 SDOピンにEOCビットが “H”で現れます。変換が完了する 表4. LTC2400インタフェースのタイミング・モード Configuration SCK Source Conversion Cycle Control Data Output Control Connection and Waveforms External SCK, Single Cycle Conversion External CS and SCK CS and SCK Figures 5, 6 External SCK, 2-Wire I/O External SCK SCK Figure 7 Internal SCK, Single Cycle Conversion Internal CS ↓ CS ↓ Figures 8, 9 Internal SCK, 2-Wire I/O, Continuous Conversion Internal Continuous Internal Figure 10 Internal SCK, Autostart Conversion Internal CEXT Internal Figure 11 14 LTC2400 アプリケーション情報 外部シリアル・クロック、単一サイクル動作 （SPI/MICROWIRE対応） れます。これにより、外部回路はSCKの立上りエッジで 出力をラッチできるようになります。EOCはSCKの最初 の立上りエッジでラッチでき、変換結果の最終ビットは SCKの32番目の立上りエッジでラッチできます。デバイ スはSCKの32番目の立下りエッジで新しい変換を開始し ます。SDOが“H” （ EOC＝1）になって変換実行中である ことを示します。 このタイミング・モードでは、外部シリアル・クロックを 使用して変換結果をシフトアウトし、CS信号を使用して 変換サイクルの状態をモニタし制御します（図5参照）。 シリアル・クロック・モードはCSの立下りエッジで選択 されます。外部シリアル・クロック・モードを選択するに は、各CSの立下りエッジの間シリアル・クロック・ピン （SCK）が“L”でなければなりません。 データ・サイクルの終りでCSを“L”のままにして、EOCを 変換終了割込みとしてモニタすることができます。 あるい は、CSを“H”にドライブしてSDOをハイ・インピーダンス シリアル・データ出力ピン （SDO） はCSが “H” である限りハ にすることも可能です。前述したように、CSはいつでも イ・インピーダンスです。変換サイクルのどの時点でも、 “L” にして変換ステータスをモニタすることができます。 CSを “L” にしてコンバータの状態をモニタできます。 CSが 一般に、CSはデータ出力状態の間は“L”に保持されま “L” のとき、 SDOピンにEOCが出力されます。 変換実行中は す。ただし、SCKの最初の立上りエッジから32番目の立 EOC＝1で、デバイスがスリープ状態の場合はEOC＝0で 下りエッジまでのどの時点でも、CSを“H”にしてデータ す。CSの状態に関係なく、 変換が完了するとデバイスは自 出力状態を中断することができます（図6参照）。CSの立 動的に低消費電力のスリープ状態に入ります。 上りエッジで、デバイスはデータ出力状態を中断し、す デバイスがスリープ状態のとき（EOC＝0）、変換結果は ぐに新しい変換を開始します。これは32ビットの出力 内部スタティック・シフト・レジスタに保持されま データの一部しか必要としないシステムや、無効な変換 す。デバイスは、CSが“L”のときにSCKの最初の立上り サイクルを中断したり、変換開始を同期させるのに便利 エッジが現れるまでスリープ状態に留まります。データ です。 はSCKの各立下りエッジでSDOピンからシフトアウトさ 2.7V TO 5.5V VCC 1µF VCC = 50Hz REJECTION = EXTERNAL OSCILLATOR = 60Hz REJECTION FO LTC2400 VREF 0.1V TO VCC VIN –0.12VREF TO 1.12VREF VREF SCK VIN SDO GND CS CS TEST EOC TEST EOC SDO BIT 31 EOC Hi-Z BIT 30 BIT 29 BIT 28 BIT 27 SIG EXR MSB BIT 26 Hi-Z BIT 4 BIT 0 LSB SUB LSB TEST EOC Hi-Z SCK (EXTERNAL) CONVERSION SLEEP DATA OUTPUT CONVERSION 2400 F05 図5. 外部シリアル・クロック、単一サイクル動作 15 LTC2400 アプリケーション情報 2.7V TO 5.5V VCC 1µF VCC = 50Hz REJECTION = EXTERNAL OSCILLATOR = 60Hz REJECTION FO LTC2400 VREF 0.1V TO VCC VIN –0.12VREF TO 1.12VREF VREF SCK VIN SDO GND CS CS BIT 0 SDO TEST EOC TEST EOC BIT 31 EOC BIT 30 EOC Hi-Z Hi-Z BIT 29 BIT 28 BIT 27 SIG EXR MSB Hi-Z BIT 9 TEST EOC BIT 8 Hi-Z SCK (EXTERNAL) SLEEP CONVERSION SLEEP DATA OUTPUT CONVERSION 2400 F06 DATA OUTPUT 図6. 外部シリアル・クロック、短縮されたデータ出力長 外部シリアル・クロック、2線式I/O こ の タ イ ミ ン グ・モ ー ド は 2線 式 シ リ ア ル I/Oイ ン タ フェースを利用します。変換結果は、外部で生成されたシ リアル・クロック（SCK）信号によりデバイスからシフト アウトされます（図7参照）。CSをグランド（ピン4）に固定 接続してユーザ・インタフェースまたは絶縁バリアを単 純化することができます。 外部シリアル・クロック・モードは、パワーオン・リセット （POR）サイクルの終りに選択されます。PORサイクルは VCCが2.2Vを超えた約0.5ms後に終了します。 この時点で、 SCKに印加されるレベルによってSCKが内部かまたは外 部かが判定されます。外部シリアル・クロック・タイミン グ・モードに入るには、PORが終了する前にSCKを“L”に ドライブしなければなりません。 CSは“L”に接続されているので、変換終了（EOC）は変換 状態およびスリープ状態の間、SDOピンで連続的にモニ タできます。EOCは変換結果がレディになったことを示 す外部コントローラへの割込みとして使用できます。変 換実行中はEOC＝1で、変換が低消費電力のスリープ状態 に入るとEOC＝0になります。変換結果は、EOCの立下り エッジで内部スタティック・シフト・レジスタにロードさ れます。デバイスは最初のSCKの立上りエッジまでス 16 リープ状態になったままです。データはSCKの各立下り エッジでSDOピンからシフトアウトされ、外部回路は SCKの立上りエッジでデータをラッチできるようになり ます。EOCは最初のSCKの立上りエッジでラッチされま す。32番目のSCKの立下りエッジで、SDOが“H”になり （EOC＝1）新しい変換を開始したことを示します。 内部シリアル・クロック、単一サイクル動作 このタイミング・モードでは、内部シリアル・クロックを 使用して変換結果をシフトアウトし、CS信号を使用して 変換サイクルの状態をモニタし制御します（図8参照）。 内部シリアル・クロック・タイミング・モードを選択するに は、シリアル・クロック・ピン（SCK）がCSの立下りエッジ の前にフロート（HI-Z）状態かまたは“H”になっていなけ ればなりません。CSの立下りエッジでSCKが“L”にドライ ブされた場合、 デバイスは内部シリアル・クロック・モード に入りません。CSの立下りエッジ中に、 SCKピンで内部の 微弱なプルアップ抵抗がアクティブになるため、 SCKが外 部からドライブされない場合は、 内部シリアル・クロック・ タイミング・モードが自動的に選択されます。 シリアル・データ出力ピン （SDO） はCSが “H” である限りハ イ・インピーダンスです。変換サイクルのどの時点でも、 CSを “L” にしてコンバータの状態をモニタできます。 LTC2400 アプリケーション情報 2.7V TO 5.5V VCC 1µF VCC = 50Hz REJECTION = EXTERNAL OSCILLATOR = 60Hz REJECTION FO LTC2400 VREF 0.1V TO VCC VIN –0.12VREF TO 1.12VREF VREF SCK VIN SDO GND CS CS BIT 31 SDO BIT 30 EOC BIT 29 BIT 28 BIT 27 SIG EXR MSB BIT 26 BIT 4 BIT 0 LSB24 SCK (EXTERNAL) CONVERSION SLEEP DATA OUTPUT CONVERSION 2400 F07 図7. 外部シリアル・クロック、CS＝0動作 VCC 2.7V TO 5.5V VCC 1µF VCC = 50Hz REJECTION = EXTERNAL OSCILLATOR = 60Hz REJECTION FO 10k LTC2400 VREF 0.1V TO VCC VIN –0.12VREF TO 1.12VREF VREF SCK VIN SDO GND CS <tEOCtest CS TEST EOC SDO BIT 31 EOC Hi-Z BIT 30 BIT 29 BIT 28 BIT 27 SIG EXR MSB BIT 26 BIT 4 BIT 0 TEST EOC LSB24 Hi-Z Hi-Z Hi-Z SCK (INTERNAL) CONVERSION SLEEP DATA OUTPUT CONVERSION 2400 F08 図8. 内部シリアル・クロック、単一サイクル動作 17 LTC2400 アプリケーション情報 CSが“L”になるとSCKが“L”になり、EOCがSDOピンに出 力されます。 変換実行中はEOC＝1で、 デバイスがスリープ 状態の場合はEOC＝0です。 にシフトアウトされます。データ出力サイクルはSCKのこ の最初の立上りエッジで始まり、 32番目の立上りエッジ後 に終了します。 データはSCKの各立下りエッジでSDOピン からシフトアウトされます。内部で生成されたシリアル・ クロックがSCKピンに出力されます。 この信号を使用して 変換結果を外部回路にシフトすることができます。 EOCは SCKの最初の立上りエッジでラッチでき、 変換結果の最終 ビットはSCKの32番目の立上りエッジでラッチできます。 32番目の立上りエッジの後、SDOは“H” （EOC＝1）になり、 SCKは “H” に留まり、 新しい変換が開始されます。 EOCのテスト時に変換が完了した（EOC＝0）場合、CSが “L”のままのときにはデバイスはスリープ状態から抜け 出して、データ出力状態に入ります。デバイスが低消費電 力のスリープ状態から抜け出すのを防ぐには、 SCKの立上 りエッジの前にCSを“H”にしなければなりません。内部 SCKタイミング・モードでは、SCKが“H”になり、デバイス はCSの立下りエッジのtEOCtest時間後（EOC＝0の場合）、ま たはEOCが“L”になってからtEOCtest時間後（EOCの立下り エッジ中にCSが“L”の場合）にデータの出力を開始しま す。デバイスが内部発振器を使用している（F0＝ロジック “L”または“H”）場合、tEOCtestの値は23µsです。FOが周波数 fEOSCの外部発振器によってドライブされる場合、tEOCtestは 3.6/fEOSCです。tEOCtest時間前にCSが“H”になると、デバイス はスリープ状態に留まります。 変換結果は内部スタティッ ク・シフト・レジスタに保持されます。 標準では、CSはデータ出力状態の間は“L”に保持されま す。ただし、最初のSCKの立上りエッジから32番目の立 下りエッジまでのどの時点でも、CSを“H”にしてデータ 出力状態を中断することができます（図9参照）。CSの立 上りエッジで、デバイスはデータ出力状態を中断し、す ぐに新しい変換を開始します。これは32ビットの出力 データの一部しか必要ないシステムや、無効な変換サイ クルを中断したり変換開始を同期させるのに便利です。 コンバータがSCKを “L” にドライブしている間にCSが “H” になると、SCKを“H”に復帰させる内部プルアップは使 用できません。これによって、デバイスは次のCSの立下 CSがtEOCtestより長い時間“L”のままの場合、最初のSCKの 立上りエッジが発生し、 変換結果はSDOピンからシリアル VCC 2.7V TO 5.5V VCC 1µF VCC = 50Hz REJECTION = EXTERNAL OSCILLATOR = 60Hz REJECTION FO 10k LTC2400 VREF 0.1V TO VCC VIN –0.12VREF TO 1.12VREF VREF SCK VIN SDO GND > tEOCtest CS <tEOCtest CS TEST EOC BIT 0 SDO TEST EOC EOC Hi-Z BIT 31 EOC Hi-Z Hi-Z BIT 30 BIT 29 BIT 28 BIT 27 SIG EXR MSB Hi-Z BIT 26 BIT 8 TEST EOC Hi-Z SCK (INTERNAL) SLEEP CONVERSION SLEEP DATA OUTPUT DATA OUTPUT 図9. 内部シリアル・クロック、短縮されたデータ出力長 18 CONVERSION 2400 F09 LTC2400 アプリケーション情報 ティブになります。SCKピンの容量性負荷が重い場合、内 部プルアップではCSが “L” になる前にSCKを “H” レベルに 復帰させるには不十分な場合があります。これは、EOC＝ 0を検出後CSが“L”に留まる通常の条件下では問題になり ません。10kの外付けプルアップ抵抗をSCKピンに追加す れば、この状況に容易に対応できます。 りエッジで内部シリアル・クロック・モードから抜け出 すことになります。これを防ぐには、SCKピンに10kの外 付けプルアップ抵抗を追加するか、あるいはSCKが “L” の ときには絶対にCSを “H” にしないようにしてください。 SCKが“L”になるたびに、LTC2400のSCKピンにある内部 プルアップがディスエーブルされます。通常、デバイスが 内部SCKタイミング・モードにあるときには、SCKは外部 内部シリアル・クロック、2線式I/O、連続変換 からドライブされません。ただし、アプリケーションに このタイミング・モードでは、2線式の全出力（SCKおよび よってはSCKに外部ドライバが必要です。 “L”信号の出力 後にこのドライバがハイ・インピーダンスになる場合、 SDO）インタフェースを使用します。変換結果は、内部で 生成されたシリアル・クロック（SCK）信号によってデバ LTC2400の内部プルアップはディスエーブルされていま イスからシフトアウトされます（図10参照）。CSをグラン す。したがって、SCKは“L”のままです。次のCSの立下り ド （ピン4）に固定して、ユーザ・インタフェースや絶縁バ エッジで、デバイスは外部SCKタイミング・モードに切り リアを単純にすることができます。 替わります。SCKに10kの外付けプルアップ抵抗を追加す れば、このピンは外部ドライバがハイ・インピーダンスに 内部シリアル・クロック・モードは、パワーオン・リセット なると“H”になります。次のCSの立下りエッジでは、デバ （POR） サイクルの終了時に選択されます。VCCが2.2Vを超 イスは内部SCKタイミング・モードのままです。 えた約0.5ms後に、PORサイクルが終了します。 PORサイク ル中、 内部の微弱なプルアップはアクティブになっている スリープ状態で、変換ステータスをテストするためにCSに ので、 SCKが外部で “L” にドライブされない場合、 内部シリ パルス “H” “L” - “H” を印加したときにも同様な問題が発生 アル ・ クロック ・ タイミング ・ モードが自動的に選択されま する可能性があります。デバイスがスリープ状態 （EOC＝ す（SCKに負荷が接続され内部プルアップがSCKピンを 0） の場合、SCKは “L” になります。CSが （前述のtEOCtestとし “H” にできない場合は、 外部SCKモードが選択される） 。 て定義した時間内で） “H” になると、内部プルアップがアク 2.7V TO 5.5V VCC 1µF VCC FO = 50Hz REJECTION = EXTERNAL OSCILLATOR = 60Hz REJECTION LTC2400 VREF 0.1V TO VCC VIN –0.12VREF TO 1.12VREF VREF SCK VIN SDO GND CS CS BIT 31 SDO BIT 30 EOC BIT 29 BIT 28 BIT 27 SIG EXR MSB BIT 26 BIT 4 BIT 0 LSB24 SCK (INTERNAL) CONVERSION DATA OUTPUT CONVERSION 2400 F10 SLEEP 図10. 内部シリアル・クロック、連続動作 19 LTC2400 アプリケーション情報 内部シリアル・クロック、オートスタート変換 変換中、SCKおよびシリアル・データ出力ピン（SDO）は “H” （ EOC＝1）です。変 換が完 了すると 、SCKおよび SDOが“L” （ EOC＝0）になり、変換が終了してデバイス が低消費電力のスリープ状態に入ったことを示します。 デバイスは最短時間（内部SCK期間の半分）だけスリープ 状態になった後、すぐにデータ出力を開始します。デー タ出力サイクルは、最初のSCKの立上りエッジで開始さ れ、32番目の立上りエッジの後に終了します。データは SCKの各立下りエッジでSDOピンからシフトアウトされ ます。内部で生成されたシリアル・クロックがSCKピン に出力されます。この信号を使用して変換結果を外部回 路にシフトすることができます。EOCはSCKの最初の立 上りエッジでラッチでき、変換結果の最終ビットはSCK の32番目の立上りエッジでラッチできます。SDOは32番 目の立上りエッジの後に“H” （ EOC＝1）になり、新しい 変換が実行中であることを示します。SCKは変換中は “H”のままです。 このタイミング・モードは内部シリアル・クロックと同 じですが、前述の2線式I/Oに機能が1つ追加されていま す。CSを接地する代わりに、CSに外部タイミング・コ ンデンサが接続されています。 変換実行中、CSピンは内部の微弱なプルアップにより “H”に保持されます。変換が完了すると、デバイスは低 消費電力のスリープ状態に入り、内部の25nA電流源が CSに接続されたコンデンサの放電を開始します（図11参 照）。コンバータがスリープ状態になっている時間は、 外部タイミング・コンデンサの値によって決まります （図12および13を参照）。CSでの電圧が内部スレッショ ルド電圧（約1.4V）以下に低下すると、デバイスは自動的 にデータ出力を開始します。データ出力サイクルは最初 のSCKの立上りエッジで始まり、32番目の立上りエッジ で終了します。データはSCKの各立下りエッジでSDOピ 2.7V TO 5.5V VCC 1µF VCC = 50Hz REJECTION = EXTERNAL OSCILLATOR = 60Hz REJECTION FO LTC2400 VREF 0.1V TO VCC VIN –0.12VREF TO 1.12VREF VREF SCK VIN SDO GND CS CEXT VCC CS GND BIT 31 SDO EOC BIT 30 BIT 29 BIT 0 SIG Hi-Z Hi-Z SCK (INTERNAL) CONVERSION SLEEP DATA OUTPUT CONVERSION 2400 F11 図11. 内部シリアル・クロック、オートスタート動作 20 LTC2400 アプリケーション情報 7 ンからシフトアウトされます。内部で生成されたシリア ル・クロックがSCKピンに出力されます。この信号を使用 して変換結果を外部回路にシフトすることができます。 32番目の立上りエッジの後でCSは“H”になり、すぐに新 しい変換を開始します。これは周期的なモニタで超低電 力消費が要求されるアプリケーションに役立ちます。図 14に平均電源電流とCSの容量の関係を示します。 6 tSAMPLE (SEC) 5 4 3 2 VCC = 5V 1 VCC = 3V 0 1 10 100 1000 10000 CAPACITANCE ON CS (pF) 100000 2400 F12 図12. CSの容量とtSAMPLE 8 外付けコンデンサの放電電流は、スリープ状態でのコン バータの電力消費を低減するために非常に小さく維持さ れていることに注意してください。オートスタート・モー ドでは、普通のオシロスコープ・プローブを使用してCS ピンのアナログ電圧を観測すると、コンバータの動作に 妨害を与えることがあります。この構成を使用するとき は、リーク電流の少ない外付けコンデンサを使用し、PCB 表面を正しくクリーニングして、CSピンの外部リーク電 流を少なくすることが重要です。 7 CSピンの電圧が内部スレッショルド電圧を通過するたび に、内部シリアル・クロック・モードが選択されます。 CSが放電している間、SCKピンの微弱な内部プルアップ はアクティブになっているため、SCKがフロートしてい る場合、自動的に内部シリアル・クロック・タイミン グ・モードが選択されます。CSが放電している間、SCK を “L” にする外部ドライバがないことが重要です。 SAMPLE RATE (Hz) 6 VCC = 5V 5 VCC = 3V 4 3 2 1 0 0 10 100 10000 100000 1000 CAPACITANCE ON CS (pF) 2400 F13 図13. CSの容量と出力レート 300 SUPPLY CURRENT (µARMS) 250 VCC = 5V デジタル信号レベル LTC2400のデジタル・インタフェースは使いやすくなっ ています。このデバイスのデジタル入力（外部SCK動作 モードでのFO、CS、およびSCK）は、標準TTL/CMOSロ ジック・レベルを受け入れます。内部ヒステリシス・レ シーバは、100µsまでの低速エッジ・レートを許容でき ます。ただし、比類のない精度と低電源電流を活用する には若干の考慮が必要です。 200 デジタル出力信号（内部SCK動作モードでのSDOおよび SCK）は、変換状態では一般にアクティブではないの で、それほど問題にはなりません。 VCC = 3V 150 100 50 0 1 10 100 1000 10000 CAPACITANCE ON CS (pF) 100000 2400 F14 図14. CSの容量と電源電流 LTC2400の精度を維持するために、入力やリファレンス 信号と直列に生じる可能性があるグランド・パスのイン ピーダスを小さくし、またこの経路を流れる電流を低減 することが非常に重要です。GNDピンは最短の配線で 低抵抗のグランド・プレーンに接続してくだい。接続抵 抗を低減するために中継ホールを複数使用することを推 奨します。共通グランド・ピンの抵抗分0.01Ωを流れる 21 LTC2400 アプリケーション情報 LTC2400の電源電流によって、2.5µVのオフセット信号 が発生します。リファレンス電圧VREF＝2.5Vの場合、こ れは1ppmのオフセット誤差になります。 あるいは別の構成では、コンバータのGNDピンはシン グルポイント・グランド・システムで一点接地を行うこ とができます。入力信号グランド、リファレンス信号グ ランド、デジタル・ドライバ・グランド（通常はデジタ ル・グランド）、および電源グランド（アナログ・グラン ド）は、GNDピンにできるだけ近い共通点に星状に接続 してください。 変換状態での電源電流は、最小に保持してください。こ れはこの期間中に発生するデジタル信号の遷移数を制限 することによって実現できます。 デジタル入力信号が0.5V∼（VCC−0.5V）の範囲にある場 合は、電源からCMOS入力レシーバに追加電流が流れま す。デジタル入力信号（外部SCK動作モードでのFO、 CS、およびSCK）のどれかがこの範囲にあるとき、問題 の信号が有効なロジック・レベルであってもLTC2400の 電源電流が増加する可能性があることに注意してくださ い。マイクロパワー動作のため、また増加するグラン ド・ピン電流に起因する電位誤差を小さくするために、 すべてのデジタル入力信号を完全なCMOSレベル[ VIL < 0.4VおよびVOH >（VCC−0.4V）]でドライブすることを推 奨します。 また高速デジタル入力信号のアンダシュートによって激 しいグランド・ピン電流障害も発生する可能性がありま す。外部制御信号の遷移時間がドライバからLTC2400へ の伝搬遅延の2倍以下のときに、コンバータ・ピンでイ ンピーダンス不整合があると、アンダシュートやオーバ シュートが発生します。参考として、通常のFR-4ボード での信号伝搬速度は、内部配線の場合は約183ps/イン チ、表面配線の場合は約170ps/インチです。したがっ て、最小遷移時間1nsの制御信号を生成するドライバ は、2.5インチ以下の配線でコンバータ・ピンに接続し なければなりません。この問題は共用制御ラインを使用 し、多重反射が発生する可能性がある場合には特に困難 になります。解決策はすべての伝送ラインを特性イン ピーダンスに近い値で、注意深く終端することです。 22 LTC2400ピンの近くで並列に終端すれば、この問題が解 消されますが、ドライバの消費電力が増加します。ま た、27Ω∼56Ωの直列抵抗をドライバまたはLTC2400ピ ンの近くに接続すれば、消費電力を増加させずにこの問 題を解決できます。実際の抵抗値は配線インピーダンス と接続トポロジーによって決まります。 入力およびリファレンスのドライブ 通常のデルタ-シグマ・アナログ‐デジタル・コンバータの アナログ入力とリファレンスはスイッチト・キャパシタ・ ネットワークに接続されます。このネットワークは、ア ナログ入力（VIN）、グランド（ピン4）、およびリファレン ス（VREF）の間で切り替わるコンデンサで構成されていま す。その結果、VINとVREFの両方に小さな電流スパイク が現れます。簡略等価入力回路を図15に示します。 VCC IREF(LEAK) RSW 5k VREF IREF(LEAK) IIN VCC IIN(LEAK) RSW 5k AVERAGE INPUT CURRENT: IIN = 0.25(VIN – 0.5 • VREF)fCEQ VIN CEQ 10pF (TYP) IIN(LEAK) RSW 5k GND 2400 F15 SWITCHING FREQUENCY f = 153.6kHz FOR INTERNAL OSCILLATOR (fO = LOGIC LOW OR HIGH) f = fEOSC FOR EXTERNAL OSCILLATORS 図15. LTC2400の等価アナログ入力回路 このダイナミック入力電流の効果を理解する鍵は、単純 な1次RC時定数モデルにあります。LTC2400の内部ス イッチト・キャパシタ・ネットワークは内部発振器を使 用し、6.5µsのサンプリング周期に相当する153,600Hzで クロック駆動されます。1ppmのセトリング精度を達成 するには、コンデンサが切り替わるたびに14の時定数が 必要です。 したがって、1ppmの精度を達成するには、VINおよび VREFでの等価時定数は6.5µs/14＝460ns以下でなければな りません。 LTC2400 アプリケーション情報 入力電流（VIN） 入力のセトリングが完全な場合、変換結果はダイナミッ ク入力電流の影響を受けません。セトリングが不完全で も、デバイスの直線性性能を損なうことはありません。 単にオフセット/フルスケール・シフトが生じるだけで す（図16参照）。入力ダイナミック電流の解析を簡単にす るために、2つの異なるケースを仮定します。すなわ ち、VINの容量が大きい（CIN > 0.01µF）場合と小さい（CIN < 0.01µF）場合です。 VIN（図17参照）での全容量が小さい（0.01µF未満）場合 は、オフセット/フルスケール誤差を生じることなく、 比較的大きな外部ソース抵抗（20pFの寄生容量に対し最 大20kΩ）を許容できます。図18と図19には、いくつかの 小容量入力コンデンサ（CIN < 0.01µF）について、入力 ソース抵抗に対するオフセット曲線およびフルスケール 誤差曲線を示します。 大きな入力コンデンサ値（CIN > 0.01µF）の場合、入力スパ イクはコンデンサによりDC電流に平均化されます。利 得シフトは、入力容量に関係なく入力ソース抵抗の線形 関数になります（図20および21参照）。等価入力インピー ダンスは1.66MΩです。この結果、VINの極値（VREF＝5V のときには、VIN＝0VおよびVIN＝VREF）における入力ダ イナミック電流は±1.5µAとなります。これは入力ソー TUE 0 VREF/2 VREF VIN 2400 F16 図16. オフセット/フルスケール・シフト FULL-SCALE ERROR (ppm) 0 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 5V TA = 25°C –10 –20 CIN = 0pF CIN = 100pF CIN = 1000pF –30 CIN = 0.01µF –40 RSOURCE VIN INTPUT SIGNAL SOURCE CIN CPAR ≅ 20pF –50 1 10 LTC2400 1k 100 RSOURCE (Ω) 10k 100k 2400 F19 2400 F17 図19. フルスケール誤差とRSOURCE（小容量C） 図17. VINのRCネットワーク 300 50 OFFSET ERROR (ppm) 40 30 OFFSET ERROR (ppm) VCC = 5V VREF = 5V VIN = 0V TA = 25°C CIN = 0pF CIN = 100pF CIN = 1000pF 20 CIN = 0.01µF 10 0 VCC = 5V VREF = 5V 250 VIN = 0V TA = 25°C CIN = 1µF CIN = 10µF 200 CIN = 0.1µF 150 100 CIN = 0.01µF 50 0 1 10 1k 100 RSOURCE (Ω) 10k 100k 2400 F18 図18. オフセットとRSOURCE（小容量C） 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 RSOURCE (Ω) 2400 F20 （大容量C） 図20. オフセットとRSOURCE 23 LTC2400 アプリケーション情報 600 CIN = 0.01µF FULL-SCALE ERROR (ppm) –50 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 5V TA = 25°C –100 CIN = 0.1µF –150 CIN = 1µF CIN = 10µF –200 VCC = 5V VREF = 5V VIN = 5V TA = 25°C 500 FULL-SCALE ERROR (ppm) 0 400 CVREF = 10µF 300 CVREF = 1µF 200 CVREF = 0.1µF –250 100 –300 0 CVREF = 0.01µF 0 200 400 600 RSOURCE (Ω) 800 0 1000 2400 F22 2400 F21 図21. フルスケール誤差とRSOURCE（大容量C） 図22. フルスケール誤差とRVREF（大容量C） ス抵抗1Ωごとのオフセットおよびフルスケールの読取 値で0.3ppmのシフトに相当します。 アナログ入力電流と同様、リファレンス入力にはダイナ ミック入力電流があります。この電流はオフセットには ほとんど影響を与えません。ただし、VIN＝VREFでのリ ファレンス電流はフルスケールの入力電流とほぼ同じで す。リファレンス容量が大きい場合（CVREF > 0.01µF）、 VREFの容量に関係なくフルスケール誤差シフトは外部リ ファレンス抵抗の0.3ppm/Ωです（図22参照）。VREFに接 続された容量が小さい（CVREF < 0.01µF）場合、最大20kの 入力抵抗（VREFでの20pFの寄生容量）を許容できます（図 23参照）。 アナログ入力とは異なり、リファレンス入力に接続され た過大な外部RC時定数により、デバイスの積分非直線 性が損なわれる可能性があります。VREFノードの容量が 小さい（CVREF < 0.01µF）場合、リファレンス入力はINLが 低下することなく、大きな外部抵抗を許容できます（図 24参照）。外部容量が大きい（CVREF > 0.01µF）場合、直線 性はVREFの容量に関係なく0.15ppm/Ωずつ損なわれます （図25参照）。 FULL-SCALE ERROR (ppm) リファレンス電流（VREF） 50 VCC = 5V VREF = 5V 40 V = 5V IN TA = 25°C 30 CVREF = 100pF CVREF = 1000pF 20 CVREF = 0.01µF 10 0 CVREF = 0pF –10 –20 1 10 100 10k 1k RESISTANCE AT VREF(Ω) 100k 2400 F23 図23. フルスケール誤差とRVREF（小容量C） 50 VCC = 5V VREF = 5V TA = 25°C 40 INL ERROR (ppm) 入力電流スパイクに加え、入力ESD保護ダイオードには 温度依存リーク電流が発生します。このリーク電流は公 称1nA（最大±10nA）で、10kΩのソース抵抗に対し10µV 固定のオフセット・シフトが生じます。 1000 200 400 600 800 RESISTANCE AT VREF (Ω) CVREF = 0pF CVREF = 100pF CVREF = 1000pF 30 20 CVREF = 0.01µF 10 0 –10 1 10 100 1k 10k RESISTANCE AT VREF (Ω) 100k 2400 F24 図24. INL誤差とRVREF（小容量C） 24 LTC2400 アプリケーション情報 160 120 –20 CVREF = 0.1µF CVREF = 1µF CVREF = 10µF 100 80 60 –40 CVREF = 0.01µF 40 REJECTION (dB) 140 INL ERROR (ppm) 0 VCC = 5V VREF = 5V TA = 25°C –60 –80 –100 20 –120 0 –140 –20 0 800 200 600 400 RESISTANCE AT VREF (Ω) 1000 0 fS/2 fS INPUT FREQUENCY 2400 F25 2400 F26 図25. INL誤差とRVREF（大容量C） 図26. Sinc4フィルタ除去 ダイナミック・リファレンス電流に加え、VREF ESD保護 ダイオードでは温度に依存するリーク電流が発生しま す。このリーク電流は公称1nA（最大±10nA）であり、 10kのソース抵抗に対して10µVの一定フルスケール・シ フトが発生します。 は、除去される周波数の帯域幅に比べて狭く（約0.2%） なります。 アンチエリアシング 従来のADCに対するデルタ-シグマADCの利点の1つが内 蔵デジタル・フィルタリングです。大きなオーバーサン プリング比と組み合わせると、LTC2400はアンチエリア シング・フィルタの要求条件を大幅に単純化します。 デジタル・フィルタは、変調器サンプリング周波数(fS) の整数倍以外の周波数で非常に高い除去を実現します （図26参照）。変調器サンプリング周波数は256 • FOで す。ここで、FOはノッチ周波数（標準50Hzまたは60Hz） です。デジタル・フィルタで除去されない信号の帯域幅 オーバーサンプリング比（256）とデジタル・フィルタに より、LTC2400の前段は最小の（存在する場合）アンチエ リアス・フィルタリングで済みます。受動RC部品が LTC2400の前段に配置された場合、入力ダイナミック電 流を検討する必要があります（入力電流のセクションを 参照）。大きな実効RC時定数を使用する場合は、入力ダ イナミック電流の影響を抑えるために、外部バッファ・ アンプが必要になることがあります。 LTC2400の内蔵変調器は、飽和することなく大信号レベ ルの変動を処理できます。VREFの40%までの信号レベル では、アナログ変調器が飽和することはありません。こ れらの信号は入力ESD保護回路により、グランド以下 300mVおよびVCC以上300mVに制限されます。 25 LTC2400 標準的応用例 複数個のLTC2400による出力レートの上昇 複数のLTC2400の同期 もう1つのアプリケーションは、 複数のLTC2400を使用して 実効出力レートを4倍に上昇させるものです （図28参照） 。 こ の場合、 4個のLTC2400は別々のCS信号の制御によりインタ リーブされます。 これにより、 実効出力レートは7.5Hzから 30Hz （最大60Hz） に上昇します。 加えて、 ワンショット出力ス ペクトルが明らかになり、 さらに変換結果をデジタル信号 処理することが可能です。 SCKおよびSDOは4個のLTC2400 すべてに共通とすることができます。 4つのCSの立上りエッ ジにより、 LTC2400の1変換サイクルが均等に分周されます （60Hzのノッチ周波数の場合は7.5Hz） 。 変換開始をCSに同期 させるには、 各ADCに印加するSCKクロック・パルスは31個 以下でなければなりません。 LTC2400の絶対精度（全未調整誤差）は10ppmなので、整 合した複数のADCを利用したアプリケーションが可能 です。 2個のLTC2400の同時サンプリング このようなアプリケーションの1つが複数のLTC2400の 同期化です（図27参照）。変換の開始はCSの立上りエッ ジに同期します。複数のLTC2400を同期させるには、 CSをすべてのADCの共通入力にしてください。データ 出力の読出し終了時に、コンバータが新しい変換をオー トスタートするのを防ぐために、32番目（32番目の立下 りエッジで変換が開始される）ではなく、31個以下の SCKクロック信号をLTC2400に印加します。データをシ フトアウトするだけなので、SCK信号のタイミングや周 波数はそれほど厳密ではありません。この場合、2個の LTC2400はCSの外部制御により変換サイクルを同時に 開始および終了します。 同期アプリケーションおよび出力レートが4倍のアプリ ケーションはどちらも、短縮データ出力長で外部シリア ル・クロックおよび単一サイクル動作を使用します（シ リアル・インタフェース・タイミング・モードのセク ションと図6を参照）。サンプリング時間を同期させるた めに、通常は外部発振器クロックを各LTC2400のFOピン に印加します。LTC2400の個数を増やして両方の回路を 拡張することができます。 SCK2 SCK1 LTC2400 #1 VCC µCONTROLLER EXTERNAL OSCILLATOR (153,600HZ) LTC2400 #2 VCC FO FO VREF SCK VREF SCK VIN SDO VIN SDO GND CS GND CS CS SDO1 SDO2 VREF (0.1V TO VCC) CS SCK1 31 OR LESS CLOCK CYCLES SCK2 31 OR LESS CLOCK CYCLES SDO1 SDO2 2400 F27 図27. 同期式変換（拡張可能） 26 LTC2400 標準的応用例 LTC2400 #1 VCC µCONTROLLER LTC2400 #2 FO VCC LTC2400 #3 FO VCC VREF (0.1V TO VCC) EXTERNAL OSCILLATOR (153,600HZ) LTC2400 #4 FO VCC FO VREF SCK VREF SCK VREF SCK VREF SCK VIN SDO VIN SDO VIN SDO VIN SDO GND CS GND CS GND CS GND CS SCK SDO CS1 CS2 CS3 CS4 CS1 CS2 CS3 CS4 SCK 31 OR LESS CLOCK PULSES SDO 2400 F28 図28. 出力レートが4倍のLTC2400システム 差動−シングルエンド・アナログ調整 LTC2400用の単純な差動フロントエンド 図29および図30の回路は、LTC1043デュアル高精度ス イッチト・キャパシタ構成ブロックを使用しています。 各回路はLTC1043の半分を使用して、電源を含む入力同 相範囲にわたって差動−シングルエンド変換を実行しま す。LTC1043は差動入力電圧をサンプリングし、それを CSで保持してグランド基準コンデンサCHに転送しま す。CHの電圧はLTC2400の入力に加えられ、デジタル値 に変換されます。 絶対精度よりも高分解能が重要であり、大きな信号振幅 と500Ω以下のソース・インピーダンスを持ち、5Vまた は±5V電源を使用するアプリケーションにおける広い ダイナミック・レンジの差動信号に対しては、図29の回 路が最適です。 LTC1043は、内部スイッチング周波数が0.01µFのコンデ ンサC1で設定される標準300Hzで動作し、CSとCHに1µF のコンデンサを使用しているときに、最高の差動−シン グル・エンド変換を達成します。CSとCHはマイラーや ポリプロピレンのようなフィルム・タイプ・コンデンサ でなければなりません。 この回路は±35ppmの非直線性（14.5ビットの直線性精 度）、1.5µVRMSのノイズ、および21ビットの分解能を達 成します。また、標準2.75mVのゼロ・オフセットを示 します。ただし、これは単に一定値で出力コードをシフ トするオフセットではありません。伝達関数のスロープ を変化させる利得誤差です。利得誤差は中間スケール （VREF/2）を中心に循環します。この利得誤差は、0V入力 での誤差を測定し、測定結果から補正係数を導出して、 ソフトウェアで補正できます。 27 LTC2400 標準的応用例 VREFIN 5V 5V 0.1µF 0.1µF 1 VCC 2 4 7 8 3 VIN LTC2400 SDO SCK 11 LARGE MAGNITUDE DIFFERENTIAL INPUT CS VREF GND CS 1µF EXT CH 1µF 4 5 6 7 CHIP SELECT SERIAL SERIAL FO 8 12 13 14 16 C1 0.01µF 1/2 LTC1043 17 0.1µF – 5V 2400 F29 図29. 単純なレール・トゥ・レール回路により差動信号をシングルエンド信号に変換 LTC2400、±5V電源用高精度差動-シングルエンド・ コンバータ 図30の回路は、±5V電源をもち較正なしで高精度を必 要とするアプリケーションでの低レベル差動信号に理想 的です。この回路は、LTC1043とLTC1050を入力同相範 囲に電源レベルが含まれる差動−シングルエンド・アン プ と し て 組 み 合 わ せ た も の で す 。 抵 抗 R1と R2で LTC1050の利得を101に設定します。 回路図にオプションの抵抗RSを示します。この抵抗は入 力が−300mV以下になる場合に電流を制限するために、 LTC2400の 入 力 と 直 列 に 配 置 す る こ と が で き ま す 。 LTC2400の入力とグランド間に接続される浮遊容量また はその他の容量が100pF以下であれば、コンバータの性 能が低下することはありません。容量が大きいほど、オ フセットおよびフルスケール誤差が増大します（入力電 流のセクションを参照）。 この回路はLTC1236-5高精度5Vリファレンスを使用した 場合、±1ppmの非直線性、0.05µVRMの入力換算ノイズ （64サンプルの平均）、40mVのフルスケール入力に対す る19.6ビットの分解能、および20ビットの全精度を実現 します。 28 複数入力 図31に示す単純な回路は、LTC2400の単一変換セトリング を利用しています。LTC1391シリアル・プログラム・マル チプレクサにより、LTC2400の入力に接続された全容量が 1000pF以下である限り、0VからVREFまでの入力信号に対し オフセット誤差、利得誤差、または直線性誤差を生じるこ となく、8チャネルのそれぞれで正確な変換が可能です。 アクティブな入力チャネルの信号電圧が−300mV （標準） に 達すると、2ppm （標準） の小さな誤差が発生します。グラン ド以下の振幅が−200mV （標準）より高い場合、誤差は LTC2400のRMSノイズ0.3ppmより小さくなります。トップ サイドでは、直線性が損なわれたりノイズが増加すること なく、選択された入力信号の大きさが5V電源を超えること ができます。図31の回路は、オーバードライブが電源電圧 ＋250mVより低いか、またはグランド−250mVより高い限 り、変換性能を損なうことなく非選択チャネル上でのオー バードライブに耐えることができます。直線性性能は、標 準的性能特性のセクションに示すものとほぼ同じです。 チャンネル間のクロストークに起因する誤差は、 LTC2400の標準入力ノイズ以下です。1Hzから153.6kHz （LTC2400の内部クロック周波数または10fS）の周波数範 囲に対してもこれが当てはまります。周波数が 1.536MHz（ 4VP-P）に達すると、RMSノイズは標準的に2 倍になり、直線性は30ppm（標準）だけ低下します。 LTC2400 標準的応用例 5V 5V 0.1µF VREFIN 0.1µF 5V 0.1µF BRIDGETYPICAL INPUT 350Ω 350Ω 1 4 VFS = 40mV 7 3 8 + 2 CS 1µF EXT CH 1µF – 4 VIN LTC2400 4 – 5V 14 SDO 5 6 7 CHIP SELECT SERIAL SERIAL FO 8 R1 9.09k R2 90.9k 16 C1 0.01µF CS VREF GND 0.1µF 12 AGND OR – VEXT 3 VCC SCK 350Ω 350Ω 13 2 RS* 5.1k 6 LTC1050 11 DIFFERENTIAL INPUT 7 1/2 LTC1043 *OPTIONAL: LIMITS INPUT CURRENT IF THE INPUT VOLTAGE GOES BELOW – 300mV 17 0.1µF – 5V 2400 F30 図30. LTC2400の高精度を維持しブリッジなどの低レベル入力に対応する差動−シングルエンド・コンバータ 5V CH1 CH2 CH3 CH4 CH5 CH6 CH7 1 2 3 4 5 6 7 8 S0 V+ S1 D S2 V– S3 DATA 2 S4 DATA 1 S5 CS S6 CLK S7 GND 1 0.1µF LTC1391 CH0 5V 0.1µF VREFIN 2 16 15 3 VCC CS VREF VIN LTC2400 SDO 14 SCK 13 GND 12 4 5 6 7 CS SDO SCK FO 8 11 10 9 2400 F31 図31. LTC1391による8つの信号源の多重化とLTC2400の変換精度の維持 29 LTC2400 標準的応用例 LTC2400 SPIインタフェース用サンプル・ドライバ LTC2400は、マイクロプロセッサおよびマイクロコント ローラへのインタフェースが非常に容易な、きわめてシ ンプルなシリアル・インタフェースを備えています。図32 および図34に、変換の開始とLTC2400からのデータ取込 みに使用できるソース・コード例のリストを示します。 図32のリストはParallax, Inc. (916- 624-8333)がBASIC Stamp 用に作成したものです。 このコードは個別ポート・ライ ンを使用して、LTC2400の変換を制御し、32ビットの結 'LTC2400 '03/17/99 ' ' ' ' 果を取得します。4番目のポート・ラインはLTC2400への 電源供給に使用されます。これはコンバータのマイクロ パワー動作を示す好例です。プログラムのメイン・シー ケンスは、LTC2400のシリアル・インタフェースをアク ティブにし、ループを使用して32ビットの変換ビットを 取得し、コンバータのインタフェースをハイ・インピー ダンス状態にして、次の変換を開始します。すべての ビットは変数ADloとADhiに保持されます。これらのコー ドはParallax社のウェブ・サイト（www.parallaxinc.com）に 公開されています。 Sample Driver This program is an example showing how to access the LTC2400 using the Basic Stamp2 from Parallax. Since the BS2 is based on a 16-bit architecture, only the upper 16 bits of the 24-bit result are displayed, although all 24 bits are retrieved. ADlo ADhi Ctr Temp var var var var word word byte bit 'A/D result - lower 16 bits 'A/D result - upper 8 bits 'loop counter 'temporary bit used for shift SDO SCK CS Pwr con con con con 0 1 2 3 'Serial data connected to P0 'Serial clock connected to P1 'Chip Select connected to P2 'Stamp supplies power connected to P3 '(Uses only 0.3mA!) Init dira = $E outa = $0 pause 100 high Pwr pause 1 high CS Start pause 125 low CS for Ctr = 0 to 31 high SCK gosub ShiftL 30 'Set up data direction 'Pwr, CS, and SCK are outputs 'SDO is an input 'Initialize outputs 'Pwr, CS, and SCK are low 'Wait 100mS for I/O to settle 'Power up the LTC2400 'Wait 1mS for power-on sequence 'Disable the device until we 'wish to read it. 'Eight times second 'Enable the LTC2400 'Cycle clock 32 times LTC2400 標準的応用例 ADlo.bit0 = in0 'and sample data line low SCK next high CS 'Disable the LTC2400 ADhi = (ADhi<<4)+((ADlo&$F000)>>12) debug ?ADhi 'Discard the lower eight bits goto Start 'and display (debug command). ShiftL Temp = ADlo.bit15 ADlo = ADlo<<1 ADhi = ADhi<<1 ADhi.bit0 = Temp return 'This routine simply 'performs a 1 bit 'left shift on two '16 bit variables 図32. LTC2400から簡単にデータを取得可能なことを示すBASIC Stampコードの一例 図34のリストは68HC11マイクロコントローラ用の簡単 なアセンブラ・ルーチンです。PORT Dを使用して、コ ントローラとLTC2400間のSPIデータ転送用に構成しま す。図33に簡単な3線式SPI接続を示します。 コードは変数の宣言で始まり、32ビットの変換結果を格 納する4つのメモリ・ロケーションを割り当てます。続 いてPORT DのSPI構成を初期化します。次に、このプロ グラムはメイン・シーケンスに入ります。SS出力を“L” LTC2400 SCK SDO CS に設定することによってLTC2400のシリアル・インタ フェースをアクティブにし、CSにロジック“L”を送りま す。次に、データ・ラインがロジック“L”になるまで ループ内で待って変換終了を通知します。ループが完結 すると、4つのSPI転送が完了し、変換結果を取得しま す。メイン・シーケンスはSSを“H”に設定して終了しま す。これにより、LTC2400のシリアル・インタフェース はハイ・インピーダンス状態になり、別の変換を開始し ます。 7 6 5 68HC11 SCK (PD4) MISO (PD2) SS (PD5) 2400 F33 図33. SPIシリアル・インタフェースを使用してLTC2400を68HC11 MCUに接続 ***************************************************** * This example program transfers the LTC2400's 32-bit output * * conversion result into four consecutive 8-bit memory locations. * ***************************************************** *68HC11 register definition PORTD EQU $1008 Port D data register * " – , – , SS* ,CSK ;MOSI,MISO,TxD ,RxD" DDRD EQU $1009 Port D data direction register SPSR EQU $1028 SPI control register * "SPIE,SPE ,DWOM,MSTR;SPOL,CPHA,SPR1,SPR0" SPSR EQU $1029 SPI status register * "SPIF,WCOL, – ,MODF; – , – , – , – " SPDR EQU $102A SPI data register; Read-Buffer; Write-Shifter * * RAM variables to hold the LTC2400's 32 conversion result 31 LTC2400 標準的応用例 * DIN1 EQU $00 This memory location holds the LTC2400's bits 31 - 24 DIN2 EQU $01 This memory location holds the LTC2400's bits 23 - 16 DIN3 EQU $02 This memory location holds the LTC2400's bits 15 - 08 DIN4 EQU $03 This memory location holds the LTC2400's bits 07 - 00 * ********************** * Start GETDATA Routine * ********************** * ORG $C000 Program start location INIT1 LDS #$CFFF Top of C page RAM, beginning location of stack LDAA #$2F –,–,1,0;1,1,1,1 * –, –, SS*-Hi, SCK-Lo, MOSI-Hi, MISO-Hi, X, X STAA PORTD Keeps SS* a logic high when DDRD, bit 5 is set LDAA #$38 –,–,1,1;1,0,0,0 STAA DDRD SS*, SCK, MOSI are configured as Outputs * MISO, TxD, RxD are configured as Inputs *DDRD's bit 5 is a 1 so that port D's SS* pin is a general output LDAA #$50 STAA SPCR The SPI is configured as Master, CPHA = 0, CPOL = 0 * and the clock rate is E/2 * (This assumes an E-Clock frequency of 4MHz. For higher E* Clock frequencies, change the above value of $50 to a value * that ensures the SCK frequency is 2MHz or less.) GETDATA PSHX PSHY PSHA LDX #$0 The X register is used as a pointer to the memory locations * that hold the conversion data LDY #$1000 BCLR PORTD, Y %00100000 This sets the SS* output bit to a logic * low, selecting the LTC2400 TRFLP1 LDAA #$0 Load accumulator A with a null byte for SPI transfer STAA SPDR This writes the byte in the SPI data register and starts * the transfer WAIT1 LDAA SPSR This loop waits for the SPI to complete a serial transfer/exchange by reading the SPI Status Register BPL WAIT1 The SPIF (SPI transfer complete flag) bit is the SPSR's MSB * and is set to one at the end of an SPI transfer. The branch * will occur while SPIF is a zero. LDAA SPDR Load accumulator A with the current byte of LTC2400 data that was just received STAA 0,X Transfer the LTC2400's data to memory INX Increment the pointer CPX #DIN4+1 Has the last byte been transferred/exchanged? BNE TRFLP1 If the last byte has not been reached, then proceed to the * next byte for transfer/exchange BSET PORTD,Y %00100000 This sets the SS* output bit to a logic high, * de-selecting the LTC2400 PULA Restore the A register PULY Restore the Y register PULX Restore the X register RTS 図34. 図33に示すSPIシリアル・インタフェースでのLTC2400の変換結果 を捕捉する68HC11コードの一例 32 LTC2400 標準的応用例 熱電対アプリケーション この回路は冷接点の基準点に1mV∼15mVのDCオフセッ トを生成します。このオフセットはソフトウェアでキャ ンセルしなければなりません。このDCオフセットは、 ダイオードの順方向電圧から生じ、デバイス間で異なる のでユニットごとに較正しなければなりません。 図35に最小出力の熱電対（ここではフルスケール出力が 18mVのタイプS熱電対）を使用したLTC2400への直接接 続が可能な熱電対インタフェース回路を示します。 このトポロジーは熱電対センス用の最も安価なソリュー ションです。図に示すとおり、平均化なしで約0.25℃の 分解能が可能です。 LTC2400は容易に判別できる量子化 効果を示さないので、平均化により変化の遅いプロセス に対して大幅に分解能を向上させることができます。 1N4148ダイオードの温度係数は保証されていないの で、1.7mV/℃∼2.3mV/℃の係数に対応するために調整 が必要です。あるいは、TO-92トランジスタ用リテイ ナ・クリップが付属したOmega Engineering製の熱電対回 路ボード・コネクタを用い、トランジスタを物理的に冷 接点に接触させて、トランジスタをセンサとして使用す ることができます。 この回路では、1N4148ダイオードは熱電対の正端子に 冷接点で予想される全温度範囲（0℃∼40℃）にわたっ て、タイプS熱電対に対する平均ゼーベック係数の近似 値を生成することにより、冷接点補償を行います。動作 範囲が狭い場合は、予想される範囲に対してさらに良好 なマッチングを行うように係数を調整することができま す。選択した熱電対のタイプのゼーベック係数に合わせ て抵抗の分割比を変更すれば、この基本回路を別の熱電 対と組み合わせて使用することができます（表を参照）。 図に示す1MΩ抵抗RTCはオープン回路検出用のもので、 LTC2400の入力にフルスケールを生成します。この抵抗 はオフセットに影響を及ぼし、抵抗R2やR3と同様に、 TCが低くなければならないことに注意してください。 R1がダイオードに順バイアスを提供するので、ダイ オードの温度係数はそれほど厳密ではありません。 図35の回路はLTC2400の入力範囲のわずか12%だけを使 用し、全タイプの熱電対のフルスケール出力に対応でき 5V COLD JUNCTION ISOTHERMAL THERMOCOUPLE – Cu + Cu RTC 1M 0.1µF 1 R1 43.2k VCC VREF 2 3 VIN 5 CS LTC2400 6 SDO 7 SCK GND 4 1N4148 FO 8 – 2mV/°C 10k 5V R2* 60Hz – SB R3* 100Ω 50Hz *25ppm, 1% TOLERANCE SINGLE POINT GROUND THERMOCOUPLE TYPE SEEBECK COEFFICIENT* R2 J K S 50.2µV/°C 39.2µV/°C 6.15µV/°C 3.83k 4.99k 32.4k 2400 F35 *20°C ≤ TA ≤ 50°C 図35. ダイオードの冷接点補償 33 LTC2400 標準的応用例 ます。一般に使用される熱電対のうち、最も出力が大き いのはEタイプ（約70mV）です。この回路は冷接点での ゼーベック効果に対する曲率補正は行いません。非常に 高い精度を必要とするアプリケーションの場合、冷接点 の温度はたとえばRTDを使用して、A/Dへの独立した入 力を介して決定しなければなりません。冷接点補償はソ フトウェアで熱電対のNBS多項曲率補正を行うことによ り実現できます。（LTC2400への入力はLTC1391を使用 して多重化でき、性能低下はほとんどありません。）独 立した温度センサを使用して冷接点をモニタする場合、 熱電対からLTC2400に直接接続できます。熱電対のリー ドが異種金属（たとえば銅配線）に接する点で形成される 接合部は温度が等しくなければならず、また冷接点セン サをこの接合部に取り付けなければなりません。リード 間の温度差、あるいはリードと温度センサ間に違いがあ ると読取値に誤差が生じます。 図36にDCオフセットのない安価な回路を示します。ノイ ズおよびオフセット誤差の影響を低減するだけでなく、 必要な係数を生成するために、LT®1077の出力を減衰し ます。サーミスタと一緒に使用する場合は、この回路を 曲率補正を生成するように変更することができます。ダ イオードの順方向電圧に伴うオフセットやモノリシック 温度センサの273°Kのオーバヘッドを除去すれば、熱電 対後の大きな利得の使用が簡単になります。LTC1050な どのチョッパ・アンプは、LTC2400のノイズ・フロアを 10倍∼20倍に拡張する可能性があります。LTC2400の前 段で利得20をとれば、熱電対アプリケーションの分解能 を0.02℃以上に向上させることができます。 絶対精度が重要でない場合は、LT1028などの低ノイ ズ・バイポーラ・アンプを使用すれば、分解能をさらに 1桁増やすことができます。 図36の回路で高精度を達成するには、回路オフセットお よび利得補正用の較正シーケンスが必要なことに注意し てください。 5V V+ R LM334 SO-8 R1 226Ω* 0.1µF R2 174k* V– 3 1mV/°C + 7 LT1077 2 R3 1k* 1 5V – 6 R5 1k 2 6.1µV/°C – + 3 VCC VREF VIN GND R6 6.19Ω SELECT R3 FOR THERMOCOUPLE TYPE S: 6.19Ω K: 39.2Ω J: 49.9Ω E: 61.9Ω *RECOMMENDED 0.1%, ±5ppm IRC AFD SERIES CHIP RESISTORS 図36. 安価なアンプによる冷接点補償の改善 34 LTC2400 6 SDO 7 SCK 4 R4 10k* 5 CS 4 FO 8 10k 5V 60Hz 50Hz 2400 F35 LTC2400 標準的応用例 簡単なプラチナRTDインタフェース より簡単で可能性のある安価なソリューションは、図37 に示すとおりLT1025を使用することです。 より限られた範囲で温度分解能を高くしたい場合は、図 38の回路はさらに増幅することなく、約0.01℃の分解能 を達成できます。プラチナRTDの抵抗は、TA＝25℃で は約0.31Ω/℃変化します。この回路のソース・インピー ダンスは100Ω∼300Ωであるため、LTC2400の安定性、 精度、あるいはノイズ・レベルが損なわれることはあり ません。 LT1025は温度センサ機能、曲率補正機能、5種類の熱電 対に対して適切な補正を行うのに必要な高精度分割器 チェーンを備えています。LT1025は冷接点に配置して ください。空気の流れから保護するだけでなく、冷接点 周囲のサーマル・マス（熱塊）を使用するようにしてくだ さい。 0.1µF 5V 1 2 VIN 2 LT1025 S 6 – + 3 VCC VREF LTC2400 VIN 6 SDO GND R – 4 5 CS 7 SCK GND 5 TYPE S FO 4 8 10k 5V 60Hz 50Hz 2400 F36 図37. LT1025の完全な冷接点ソリューション 5V 5V 1 R1* 12.1k F S 0.1µF 2 3 VCC VREF VIN 5 CS LTC2400 6 SDO 7 SCK GND Pt RTD 100Ω 4 FO 8 10k 5V 60Hz 50Hz 2400 F37 *VISHAY S102 OR EQUIVALENT 図38. 最も簡単なプラチナRTDインタフェース 35 LTC2400 標準的応用例 12.1kの抵抗は、Vishay S102シリーズのような高精度抵 抗か、または温度安定性の高い抵抗でなければなりませ ん。自己発熱効果がLTC2400のノイズ・フロア付近の大 部分のセンサは励起電流が十分低くなっています。 度を制御するか、あるいは抵抗の温度係数が非常に低く くなければなりません。高精度抵抗ネットワークが常に 優れた選択であり、これらはVishayまたはCaddockから 入手できます。 図 39に 示 す バ イ ポ ー ラ ・ ア ン プ 構 成 を 使 用 す れ ば 、 0.001℃の潜在的分解能を実現できます。 ハーフブリッジ歪みゲージ このような結果を達成するには、以下の影響を検討しな ければなりません。最も難しいのは、空気の流れに起因 するRTD素子の自己発熱のバラツキです。RTDが密封ガ ラス封止され、黒く塗られている場合、LTC2400は部屋 に人が入ってきたことを検知できます。これは赤外線の 熱電対センサ（サーモパイル）でも可能で、LTC2400に直 結して使用できます。2個のRTDを用いたこの回路のバ リエーションでは、プロセスからの熱の流入または流出 を測定するための、小さな温度差を検出することができ ます。この回路を実現するには、アンプと抵抗の周囲温 図40の回路は、LTC2400に直接接続された比例ハーフブ リッジ回路です。2つの薄膜歪みゲージをハーフブリッ ジ構成で使用すれば、2mV/V出力とほぼ12ビットの分解 能を実現できます。LTC2400から見た175Ωのソース・ インピーダンスは動作に影響を与えません。 図に示すオプションの抵抗は最大5kまで可能であり、歪み ゲージがLTC2400から離れて置かれている場合や歪み発生 部の接地状態が悪くESDの放電が生じる可能性がある場合 に、LTC2400をサージおよび過渡状態から保護します。歪 みゲージの薄膜素子は、薄膜素子が接着されている歪み発 VREF R1* 9.09k F R2* 9.09k S 3 5V + LT1028 2 Pt RTD 100Ω 0.1µF 5V 6 1k TO LTC2400 350Ω STRAIN ELEMENT – 300Ω – 5V 1 R1 2 5k OPTIONAL 3 VCC VREF VIN LTC2400 350Ω STRAIN ELEMENT *MUST BE 5ppm/°C OR BETTER, AN ARRAY IS RECOMMENDED **MUST BE VERY STABLE < 5ppm/°C 図39. きわめて高分解能のRTDインタフェース 36 7 SCK GND 4 FO 8 10k 2400 F38 R4** 100Ω 6 SDO 0.1µF R3* 9.09k 5 CS 5V 60Hz 50Hz 2400 F39 図.40. 歪みゲージ用ハーフブリッジ接続 LTC2400 標準的応用例 生部への結合容量を形成します。歪み発生部から拾ったノ イズがおよそ60Hzの場合、LTC2400はそのノイズを除去し ます。歪み発生部に問題となる高周波ノイズが存在する場 合は、ノイズサプレス回路を使用できるようにバッファを 追加しなければならないことがあります。 外部クロック用の安定したし張発振器 LTC2400のsinc4フィルタのノッチ周波数が50Hzまたは 60Hz以外でなければならないアプリケーションには、 外部クロックが必要です。所要周波数は2560×（所要 ノッチ周波数）です。74HC14などヒステリシス付きロ ジック・ゲートで構成された簡単なし張発振器は、温 度、電源電圧変動、デバイス間のバラツキに対して不安 定です。 たとえば、遠隔重量計アプリケーションが11Hzで共振 除去を必要とする場合、周波数を28.16kHzに設定しなけ ればなりません。多くの場合、これらの周波数はフェー ズ・ロック・ループまたはデジタル分周器でデジタル的 に生成できますが、水晶振動子で直接生成するには低す ぎます。ノッチが広く発振器の安定性は0.1%∼1%で十 分なので、一般に水晶振動子並みの安定性は必要ありま せん。 電源、スペース、あるいはコスト上の制限により、これ ら の 周 波 数 の デ ジ タ ル 生 成 が 実 用 的 で な く 、 4Hz∼ 120Hzの範囲のノッチが必要な場合には、図41の回路を 使用できます。 コンデンサC1の容量を4000pFから30pFの範囲で変える ことにより、周波数を4Hz∼120Hzの範囲で変化させる ことができます。図に示す抵抗値では、出力周波数 （kHz）はおよそ9.5×10−6÷C1(pF)になります。この回路 は、抵抗のマッチングにのみ依存する制御されたヒステ リシスを生成し、入力スレッショルド付近に自己バイア スします。すべてのゲートは同一パッケージになければ ならず、帰還路をドライブする出力から負荷をドライブ してはなりません。予備のゲートがある場合は、ゲート BおよびDと並列に使用して帰還路のドライブを改善す ることができます。 R1 100k HC04 C2 15pF R2 47k A B C1 C3 15pF C D –6 fOUT (kHz) = 9.5 • 10 C1 (pF) R3 47k 2400 F40 C1 MAY VARY FROM 30pF TO 4000pF STABLE OPERATION AT HIGHER FREQUENCIES REQUIRES VALUES OF RESISTOR TO BE REDUCED 図41. ノッチ同調のための安定した低消費電力し張発振器 37 LTC2400 標準的応用例 LTC2400の性能はデモ・ボードDC228により評価できま す（回路図は図42を参照）。この回路はコンピュータのシ リアル・ポートを使用して、電力および変換の開始と結 果の読込みに必要なSPIデジタル信号を生成します。視 覚的に変換結果を捕捉するLabviewアプリケーション・ ソフトウェア・プログラム（図43参照）が搭載されていま す。また、ノイズ性能、安定性、そして外部ソースを使 用して直線性を評価することができます。回路図で示す ように、LTC2400は非常に使いやすいデバイスです。こ のデモ・ボードと付属のソフトウェアについては、弊社 にお問い合わせください。 D1 BAV74LT1 U2 LT1236ACS8-5 5V 6 OUT J2 VREFOUT IN R3 100Ω 2 GND C6 22µF 4 J1 EXTERNAL JP2 ONBOARD REF 1 2 3 REF JP1 50Hz 1 2 3 60Hz VREFIN C1 10µF U1 LTC2400 1 2 C2 10µF 3 4 J3 INPUT J4 GROUND VCC VREF FO SCK SDO VIN GND CS 7 4 3 2 U3-1 74HC14 1 R1 51k J5 DB9 SCLKDTR 2 5 U3-4 74HC14 9 C3 10µF 1 6 6 NOTES: UNLESS OTHERWISE SPECIFIED INSTALL SHUNTS ON PIN 2 AND 3 OF JP1 AND JP2 8 5 U3-6 74HC14 12 13 10 7 3 U3-3 74HC14 DOUTCTS 6 U3-5 74HC14 11 図43. ディスプレイ・グラフィック 8 4 9 R2 51k 図42. 24ビットA/Dデモ・ボード回路図 38 C5 100µF 16V C4 0.1µF U3-2 74HC14 8 + J6 EXT V + 8V TO 15V 5 CSRTS 2400 F42 LTC2400 パッケージ情報 注記がない限り、寸法はインチ（mm） S8パッケージ 8ピン・プラスチック・スモール・アウトライン（細型0.150） (LTC DWG # 05-08-1610） 0.189 – 0.197* (4.801 – 5.004) 8 7 5 6 0.150 – 0.157** (3.810 – 3.988) 0.228 – 0.244 (5.791 – 6.197) 1 0.010 – 0.020 × 45° (0.254 – 0.508) 0.008 – 0.010 (0.203 – 0.254) 0.053 – 0.069 (1.346 – 1.752) 0°– 8° TYP 0.016 – 0.050 0.406 – 1.270 0.014 – 0.019 (0.355 – 0.483) * 寸法はモールドのバリを含まない。モールドのバリは 各サイドで0.006"（0.152mm）を超えてはならない。 ** 寸法にはリード間のバリは含まれない。リード間の バリは各サイドで0.010"（0.254mm）を超えてはならない。 2 3 4 0.004 – 0.010 (0.101 – 0.254) 0.050 (1.270) TYP SO8 0996 PCBレイアウトとフィルム 部品面シルクスクリーン 半田面シルクスクリーン リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、 その使用に関する責務は一切 負いません。 また、 ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。 なお、 日本語の資料はあくまで も参考資料です。 訂正、 変更、 改版に追従していない場合があります。 最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 39 LTC2400 PCBレイアウトとフィルム 部品面 半田面 部品面半田マスク 部品面ペースト・マスク 半田面ペースト・マスク 半田面半田マスク 関連製品 製品番号 説明 注釈 LT1019 高精度バンドキャップ・リファレンス、2.5V、5V ドリフト3ppm/℃、0.05%最大 LT1025 マイクロパワー熱電対冷接点補償器 LTC1043 デュアル精密計装用スイッチト・キャパシタ・ビルディング・ブロック 高精度の充電、バランスのとれたスイッチング、低消費電力 LTC1050 高精度チョッパ安定オペアンプ 外付け部品不要、 オフセット5µV、 ノイズ1.6µVP-P LT1236A-5 高精度バンドギャップ・リファレンス5V 0.05%最大、ドリフト5ppm/℃ LT1460 マイクロパワー・シリーズ・リファレンス 0.075%最大、最大ドリフト10ppm/℃、2.5V、5V、および10Vバージョン LTC2401/LTC2402 1チャネルおよび2チャネルの24ビットADC ノイズ3µV、10ピンMSOPパッケージ、グランド・センシング LTC2404/LTC2408 4 チャネルおよび 8 チャネル 24 ビット ADC LTC2400と同じ性能 LTC2420 ノイズ6µV、LTC2400とピン・コンパチブル 40 20ビット・マイクロパワーADC 2400fa 0300 0.5K • PRINTED IN JAPAN リニアテクノロジー株式会社 〒162-0814 東京都新宿区新小川町1-14 NAOビル5F TEL 03-3267-7891• FAX 03-3267-8510 • www.linear-tech.co.jp LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 1999