製品速報 最終電気的仕様 LT1738 超低ノイズ DC/DCコントローラ 2001年3月 特徴 概要 ■ LT®1738は、伝導および放射電磁障害(EMI)が低い、新 しいクラスのスイッチング・レギュレータ・コントロー ラのひとつです。外部NチャネルMOSFETスイッチの電 圧および電流のスルーレートを制御することで、超低ノ イズとEMIが達成されます。電流および電圧のスルー レートは、スイッチング周波数の高調波成分対効率を最 適化するために独自に設定できます。LT1738は、効率 のわずかな損失だけで40dBもの高周波高調波電力を低 減できます。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 伝導および放射EMIを大幅に削減 低いスイッチング高調波成分 独立した出力スイッチ電圧および電流のスルーレート 制御 大幅に軽減された外部フィルタの必要性 1個のNチャネルMOSFETドライバ 20kHz∼250kHzの発振器周波数 外部クロックと容易に同期 正電圧/負電圧をレギュレーション 通常のスイッチャよりも容易なレイアウト LT1738は、ブースト、フライバック、およびCukのよう な1個のスイッチ方式に最適な電流モード方式を採用し ています。デバイスは、ゲート駆動、および発振器、制 御、保護などの必要な全ての回路を内蔵しています。独 自の誤差アンプ回路が、正電源および負電源双方をレ ギュレーションできます。スイッチング高調波を更に高 精度におくために、内部発振器は外部クロックに同期で きます。 アプリケーション ■ ■ ■ ■ ■ ■ ノイズに敏感な通信装置の電源 EMIが問題となるオフライン電源 高精度計装システム 産業オートメーション用絶縁電源 医療機器 データ収集システム 保護機能には、低VINでのゲート駆動ロックアウト、ソ フト・スタート、出力電流制限、短絡電流制限、ゲート 駆動過電圧クランプ、および内部電源の低電圧ロックア ウトが含まれます。 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 標準的応用例 超低ノイズ、5V入力/12V出力コンバータ 22µH 5V VIN MBRD620 P3 + 100µF 17 VIN 14 5 6 1.3nF 7 16.9k 25k 25k 3.6k 3.6k 22nF 0.22µF 8 16 15 12 B 4 × 150µF OSCON CAP 150µF OSCON A + (Bandwidth = 100MHz) 12V 1A OPTIONAL 3 GCL SHDN + 12V出力ノイズ 10µH 5pF A 500µV/DIV 2 400µVP-P V5 SYNC CT GATE 1 Si9426 B 50mV/DIV LT1738 RT RVSL CS 4 25mΩ RCSL PGND VC SS 1.5k 13 GND 11 FB NFB 10 20 21.5k 9 5µs/DIV 1738 TA01a 2.5k 1738 TA01 10nF リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、 その使用に関する責務は一切 負いません。 また、 ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。 なお、 日本語の資料はあくまで も参考資料です。 訂正、 変更、 改版に追従していない場合があります。 最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 1 LT1738 パッケージ/発注情報 絶対最大定格 (Note) 電源電圧(VIN) ............................................................ 20V ゲート駆動電流 ............................................. 内部で制限 V5電流 .......................................................... 内部で制限 SHDNピン電圧 ......................................................... 20V 帰還ピン電圧(遷移、10ms) .................................. ±10V 帰還ピン電流 ......................................................... 10mA 負帰還ピン電圧(遷移、10ms) ............................... ±10V CSピン ........................................................................ 5V GCLピン ................................................................... 16V SSピン ........................................................................ 3V 最大接合部温度 ...................................................... 125℃ 動作温度範囲 (Note3) .................................................. −40℃∼85℃ 保存温度範囲 .......................................... −65℃∼150℃ リード温度(半田付け、10秒) ................................. 300℃ TOP VIEW GATE 1 20 PGND CAP 2 19 NC GCL 3 18 NC CS 4 17 VIN V5 5 16 RVSL SYNC 6 15 RCSL CT 7 14 SHDN RT 8 13 SS FB 9 12 VC NFB 10 11 GND ORDER PART NUMBER LT1738EG LT1738IG G PACKAGE 20-LEAD PLASTIC SSOP TJMAX = 125°C, θJA = 110°C/ W より広い動作温度範囲で規定されたデバイスはお問い合わせください。 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA=25℃での値。特記がない限り、VIN=12V、VC=0.9V、VFB=VREF、 RVSL=RCSL=16.9k、RT=16.9k、および他のピンはオープン。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX 1.235 UNITS Error Amplifiers VREF Reference Voltage Measured at Feedback Pin ● 1.250 1.265 V IFB Feedback Input Current VFB = VREF ● 250 1000 nA FBREG Reference Voltage Line Regulation 2.7V ≤ VIN ≤ 20V ● 0.003 0.01 %/V VNFR Negative Feedback Reference Voltage Measured at Negative Feedback Pin with Feedback Pin Open ● –2.56 – 2.50 –2.45 V INFR Negative Feedback Input Current VNFB = VNFR –37 – 25 NFBREG Negative Feedback Reference Voltage Line Regulation 2.7V ≤ VIN ≤ 20V gm Error Amplifier Transconductance ∆IC = ±50µA 0.002 0.01 %/V 1500 ● 1100 700 2200 2500 µmho µmho 200 350 µA 200 350 µA ● IESK Error Amp Sink Current VFB = VREF + 150mV, VC = 0.9V ● 120 IESRC Error Amp Source Current VFB = VREF – 150mV, VC = 0.9V ● 120 VCLH Error Amp Clamp Voltage High Clamp, VFB = 1V VCLL Error Amp Clamp Voltage Low Clamp, VFB = 1.5V AV Error Amplifier Voltage Gain FBOV FB Overvoltage Shutdown ISS Soft-Start Charge Current 2 µA 1.27 V 0.12 V 250 V/V Outputs Drivers Disabled 1.47 V VSS = 1V 9.0 180 12 µA LT1738 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA=25℃での値。特記がない限り、VIN=12V、VC=0.9V、VFB=VREF、 RVSL=RCSL=16.9k、RT=16.9k、および他のピンはオープン。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN Oscillator Frequency = 250kHz 290 TYP MAX UNITS Oscillator and Sync fMAX Max Switch Frequency fSYNC Synchronization Frequency Range VSYNC SYNC Pin Input Threshold RSYNC SYNC Pin Input Resistance 250 ● 0.9 kHz kHz 1.4 1.8 40 kΩ 90 93.5 % 10 7.6 10.4 7.9 10.7 8.1 0.2 0.35 Gate Drive DCMAX Maximum Switch Duty Cycle RVSL = RCSL = 3.9k, Osc Frequency = 25kHz VGON Gate On Voltage VIN = 12, GCL = 12 VIN = 12, GCL = 8 VGOFF Gate Off Voltage VIN = 12V IGSO Max Gate Source Current VIN = 12V 0.3 A IGSK Max Gate Sink Current VIN = 12V 0.3 A VINUVLO Gate Drive Undervoltage Lockout (Note 5) VGCL = 6.5V ● 7.3 V V V 7.5 V V V 103 120 mV 220 300 mV Current Sense tIBL Switch Current Limit Blanking Time VSENSE Sense Voltage Shutdown Voltage VSENSEF Sense Voltage Fault Threshold 100 VC Pulled Low ● 86 ns Slew Control for the Following Slew Tests See Test Circuit in Figure 1b VSLEWR Output Voltage Slew Rising Edge RVSL = RCSL = 17k 26 V/µs VSLEWF Output Voltage Slew Falling Edge RVSL = RCSL = 17k 19 V/µs VISLEWR Output Current Slew Rising Edge (CS pin V) RVSL = RCSL = 17k 2.1 V/µs VISLEWF Output Current Slew Falling Edge (CS pin V) RVSL = RCSL = 17k 2.1 V/µs Supply and Protection VINMIN Minimum Input Voltage (Note 4) VGCL = VIN ● 2.55 3.6 V IVIN Supply Current (Note 3) RVSL = RCSL = 17k RVSL = RCSL = 17k ● 12 35 40 55 mA mA VSHDN Shutdown Turn-On Threshold ● ∆VSHDN Shutdown Turn-On Voltage Hysteresis ● 1.31 1.39 1.48 V 50 110 180 mV ISHDN Shutdown Input Current Hysteresis ● 10 24 35 µA V5 5V Reference Voltage 6.5V ≤ VIN ≤ 20V, IV5 = 5mA 6.5V ≤ VIN ≤ 20V, IV5 = – 5mA 4.85 4.80 5 5 5.20 5.15 V V IV5SC 5V Reference Short-Circuit Current VIN = 6.5V Source VIN = 6.5V Sink 10 –10 Note1：絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命を損なう可能性がある 値。 Note2：電源電流仕様には図1aの各ゲート負荷を含む。実際の電源電流は、動 作周波数、動作電圧、V5負荷、スルーレート、および外部FETの種類で変動し ます。 Note3：LT1738Eは、0℃∼70℃で規定された動作が保証されます。これら は、−40℃∼85℃でも規定された動作がするように、設計、特性付け、および VIN = 12 VIN = 20 mA mA 統計的プロセス制御に基づく相関によって保証されます。LT1738Iは、−40℃ ∼85℃での性能仕様が試験され、保証されます。 Note4：この電圧で出力ゲート駆動がイネーブルされます。またGCL電圧に よってドライバの動作を決めます。 Note5：ゲート駆動は、VINが最大値よりも大きな場合に保証されます。 3 LT1738 標準的性能特性 負帰還電圧と入力電流対温度 2.480 3.2 1.258 700 2.485 3.0 1.256 650 2.490 2.8 1.254 600 1.252 550 2.495 2.6 1.250 500 2.500 2.4 1.248 450 2.505 2.2 1.246 400 2.510 2.0 1.244 350 1.242 300 2.515 1.8 1.240 –50 –25 0 NEGATIVE FEEDBACK VOLTAGE (V) 750 2.520 –50 –25 250 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 1.6 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1683 G01 1683 G02 帰還過電圧シャットダウン対 温度 誤差アンプ出力電流対帰還ピンの 公称電圧からの偏差 500 1.65 1900 400 1800 300 1700 200 1.55 1.50 1.45 1.40 1.35 1.30 CURRENT (µA) 2000 TRANSCONDUCTANCE (µmho) FEEDBACK VOLTAGE (V) 誤差アンプのトランスコンダク タンス対温度 1.70 1.60 1600 1500 1400 –200 –300 1100 –400 1.20 –50 –25 1000 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1683 G03 1.50 240 220 0.8 0.6 0.4 THRESHOLD FAULT 1.45 SHDN PIN VOLTAGE (V) CS PIN VOLTAGE (mV) VC PIN VOLTAGE (V) SHDNピンのオン/オフ・スレッ ショールド対温度 CLAMP 1.0 200 180 160 140 120 ON 1.40 1.35 1.30 TRIP 0.2 OFF 100 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1683 G06 4 1683 G05 CSピン起動電圧CSフォルト 電圧対温度 1.4 0 –50 –25 –500 –400 –300 –200 –100 0 100 200 300 400 FEEDBACK PIN VOLTAGE FROM NOMINAL (mV) 1683 G04 VCピンのスレッショールド電圧 とクランプ電圧対温度 1.2 125°C –100 1300 0 25°C 0 1200 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) –40°C 100 1.25 0 NFB INPUT CURRENT (µA) 1.260 FB INPUT CURRENT (nA) FEEDBACK VOLTAGE (V) 帰還電圧と入力電流対温度 80 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1683 G07 1.25 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1683 G08 LT1738 標準的性能特性 SHDNピンのヒステリシス電流 対温度 27 1.6 18 21 19 17 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) VIN = 20 RVSL, RCSL = 17k 14 13 VIN = 12 RVSL, RCSL = 17k 0.2 GATE DRIVE A/B PIN VOLTAGE (V) PERCENT OF MAX CS VOLTAGE 80 70 60 40 60 DUTY CYCLE (%) 80 100 10.6 GCL = 12V 10.5 0.50 6.4 0.45 6.3 10.3 6.1 VIN = 12V NO LOAD 10.2 6.0 10.1 5.9 10.0 5.8 GCL = 6V 9.90 5.7 9.80 5.6 9.70 –50 –25 9.3 0.25 0.20 0.15 0.10 0.05 5.5 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 –50 –25 5.08 SS VOLTAGE = 0.9V 5.06 8.7 8.5 8.3 8.1 7.9 6.4 7.7 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1683 G15 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) V5電圧対負荷電流 8.9 6.5 6.3 –50 –25 0 1683 G14 V5 PIN VOLTAGE (V) 6.6 VIN = 12V NO LOAD 0.30 9.1 SS PIN CURRENT (µV) 7.1 120 0.35 9.5 6.7 100 0.40 ソフトスタート電流対温度 GCL = 6V 6.8 40 60 80 CS PIN VOLTAGE (mV) 1683 G13 7.3 VIN PIN VOLTAGE (V) 6.5 6.2 ゲート駆動の低電圧ロックアウ ト電圧対温度 6.9 20 1683 G11 10.4 1683 G12 7.0 0 ゲート駆動ロー電圧対温度 10.7 90 7.2 0 ゲート駆動ハイ電圧対温度 VC PIN = 0.9V TA = 25°C 20 0.6 1738 G10 110 0 0.8 11 USING LOAD OF FIGURE 1A fOSC = 120kHz 10 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) スロープ補償 50 1.0 0.4 1683 G09 100 1.2 12 GATE DRIVE A/B PIN VOLTAGE (V) 15 –50 –25 15 VC PIN VOLTAGE (V) VIN CURRENT (mA) 16 23 TA = 25°C 1.4 VIN = 12 RVSL, RCSL = 4.85k 17 25 SHDN PIN CURRENT (µA) CSピンからVCピンまでの伝達 関数 VIN電流対温度 7.5 –50 –25 T = 125°C 5.04 5.02 T = 25°C 5.00 T = –40°C 4.98 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1683 G16 4.96 –15 –10 –5 0 5 LOAD CURRENT (mA) 10 15 1683 G17 5 LT1738 ピン機能 デバイスの電源 V5（ピン5）：このピンにより、外部部品で使用するため に10mAをシンクまたはソース可能な5V出力が得られま す。V5ソース電流はVINから供給されます。シンク電流 はGNDへ流れます。この電圧がレギュレーションされ るためには、VINは6.5Vよりも大きくなければいけませ ん。このピンが使用される場合、ノイズを減らすために はこのピンに小さなコンデンサ（<1µF）を接続します。 未使用の場合にはオープンにできます。 GND（ピン11）：信号グランド。内部の誤差アンプ、負 帰還アンプ、発振器、スルー制御回路、V5レギュレー タ、電流検出、およびバンドギャップ・リファレンスは このグランドを基準とします。このピン、帰還分割器、 およびVC補償ネットワークには大きなグランド電流が 流れないようにしてください。 SHDN（ピン14）：シャットダウン・ピンにより、スイッ チャを無効にできます。このピンをグランドに接続する と、全ての内部回路が無効となります。 SHDN電圧を増加すると、まず内部のバンドギャップ・ レギュレータをオンします。これにより、デバイス内の 残りをオンするための高精度なスレッショールドが得ら れます。SHDNが1.39Vを超えて増加すると内部のLDO レギュレータがオンし、制御回路およびロジック回路を イネーブルします。 オン・スレッショルドを超えるとこのピンから24µAの 電流がソースされます。これにより、シャットダウン機 能のヒステリシスが得られます。ヒステリシス電圧は、 このピンを駆動する抵抗分割器のテブナン抵抗と流出す る電流を乗じて設定します。ヒステリシス電流は、おお よそ2.1V以上で解除されます。同様に、このピンにはお およそ0.1Vの電圧ヒステリシスもあります。 このピンはハイ（即ちVIN）に接続できます。 VIN（ピン17）：入力電源。ゲート駆動およびV5レギュ レータを含むデバイスの全電源電流はこのピンから流れ 込みます。ゲート駆動の充電電流は、数100mAの電流パ ルスを発生します。低ESRのコンデンサでこのピンをバ イパスしてください。 VINが2.55V以下の時、デバイスは、ゲート・ドライバを ローにする電源低電圧ロックアウトになります。これ 6 は、ゲート駆動の低電圧ロックアウトとともに起動時の 不測の事態を防ぎます。 PGND（ピン20）：電力ドライバ・グランド。このグラン ドにはMOSFETゲート・ドライバから流れてきます。こ のピンは、外部MOSFETをオフしている時、数100mAの 電流を流すことができます。 発振器 SYNC（ピン6）：デバイスを外部クロックに同期するた めに、このSYNCピンを使用します。発振器周波数は外 部クロック近傍に設定してください。クロックを外部リ ファレンスに同期することは、スイッチャの電圧および 電流高調波の位置をもっと安定にするために役立ちま す。未使用時にはこのピンをオープンにできます。 ：発振器コンデンサ・ピンは、発振周波数を C（ピン7） T 設定するためにRTとともに使用します。RT=16.9kの場合、 COSC(nf) = 129/fOSC(kHz) R（ピン8） ：抵抗をグランドに接続することで、発振器 T コンデンサの充電および放電電流を設定します。公称値 は16.9kです。発振器周波数をもっと正確に設定するた めに、この抵抗を±25%調整することができます。 ゲート駆動 GATE（ピン1）：このピンは、外部NチャネルMOSFETの ゲートに接続します。このドライバは、少なくとも 300mAをシンクおよびソースできます。 GCLピンがゲート駆動の上側の電圧を設定します。VIN がGCLピンで決められた最小電圧に達するまで、GATE ピンは有効となりません（ゲート低電圧ロックアウト）。 ゲート駆動出力には、偶発的な短絡から安全に守るため に電流制限保護があります。 GCL（ピン3）：このピンにより、MOSFETゲート駆動の GATEピンに最小ゲート電圧を設定します。このピン は、ツェナー、電圧源、またはVINのいずれかに接続し ます。 ツェナーまたは電圧源に接続される場合、最大ゲート駆 動電圧はおおよそ、VGCL−0.2Vです。VINに接続される 場合には、最大ゲート電圧は約VIN−1.6Vです。 LT1738 ピン機能 VGCL<VIN− 0.8Vの 時 、 約 50µAの電流がこのピンから ソースされます。 このピンはまた、ゲート駆動の低電圧ロックアウトも制 御します。ピンがツェナーまたは電圧源に接続される場 合、VIN>VGCL＋0.8Vになるまでゲート駆動はイネーブ ルされません。VINに接続される場合には、低電圧ロッ クアウトは無効になります。 は、SSピンの電圧を超えられません。従って、ピーク 電流は、SSピン電圧のように立ち上がります。短絡不 具合の間、SSピンはグランドに放電するので、ソフト スタートを再度、初期化します。 SSがVCクランプ電圧よりも低い場合、VCピンはぴった りとSSピンに追従します。 未使用の場合にはオープンにできます。 最大ゲート電圧に対する安全処置として、内部でこのピ ンからグランドに19Vのツェナーが接続されています。 スルー制御 CAP（ピン2）：このピンは、外部電圧スルー・コンデン サへの帰還ノードです。通常、このピンからMOSFETの ドレインに1pf∼5pfのコンデンサを接続します。 電圧のスルーレートはこのコンデンサに逆比例し、デバ イスがこのピンでシンク/ソースする電流に比例しま す。その電流は、RVSLに逆比例します。 RCSL（ピン15）：このピンからグランドに抵抗を接続す ることで、外部駆動MOSFETのスイッチング時の電流ス ルーレートを設定します。抵抗の最小値は3.3kで、最大 値は68kです。MOSFET電流のオン状態とオフ状態の間 をスルーする時間は、di/dtに関連した高調波をいかに減 らすかを決めます。この時間は、RCSL、R（電流検出抵 S 抗）、および最大電流に比例します。時間が長いほど、 高い周波数の高調波をより大きく減らします。 RVSL（ピン16）：このピンからグランドに抵抗を接続す ることで、外部駆動MOSFETのドレインの電圧スルー レートを設定します。抵抗の最小値は3.3kで、最大値は 68kです。MOSFETドレイン電圧のオン状態とオフ状態 の間をスルーする時間は、dv/dtに関連した高調波をい かに減らすかを決めます。この時間は、RVSL、CV、お よび入力電圧に比例します。時間が長いほど、高調波の ロ ー ル オ フ が 大 き く な り ま す 。 CVは、CAPピンから MOSFETのドレインまでの等価容量です。 スイッチ・モード制御 SS（ピン3）：SSピンにより、起動時のスイッチ電流のス レッショルドに傾斜をもたせられます。通常、このピン からグランドへコンデンサを接続します。内部の9µA電 流源がこのコンデンサを充電します。VCピンの電圧 CS （ピン4）：これは電流検出アンプの入力で、電流モー ド制御と外部MOSFETの電流スルーの双方で使用されま す。電流検出は、外部MOSFETのソースからグランドに 接続した検出抵抗RSを介して達成できます。CSはRSの上 側に接続します。電流検出はGNDピンを基準とします。 スイッチの最大動作電流は、0.1V/RSに等しくなりま す。CS=0.1Vの時、ゲート・ドライバはすぐにオフしま す（スルー制御なし）。 ドライバがオフしている時にCS=0.22Vの場合には、VC とSSはグランドに放電します（短絡保護）。これは次の サイクルでのオフを早くします。 FB （9ピン）：帰還ピンは、正電圧の検出に使用します。 これは誤差アンプの反転入力です。このアンプの非反転 入力は、内部で1.25Vリファレンスに接続されています。 このピンの電圧がリファレンスを220mV超えると、出力 ドライバはすぐに外部MOSFETをオフします（スルー制 御なし）。これにより、出力か電圧保護が得られます。 この入力が0.9V以下の場合、電流検出ブランクは無効と なり、起動を助けます。 NFB（ピン10）：負帰還ピンは、負の出力電圧を検出す るために使用します。このピンは、100kソース抵抗を介 して負帰還アンプの反転入力に接続されています。負帰 還アンプにより、FBピンには−0.5の利得があります。 公称のレギュレーション点は、NFBで−2.5Vです。未使 用の場合にはオープンにしてください。 NFBを使用している場合、NFBレギュレーション点の 0.44V下で過電圧保護が発生します。 NFB<−1.8で、電流検出ブランクは無効となります。 7 LT1738 テスト回路 ピン機能 VC（ピン12）：補償ピンは、周波数補償と電流制限に使 用されます。これは誤差アンプの出力であり、電流コン パレータの入力です。VCピンからグランドに接続した RCネットワークで、ループ周波数補償が行えます。VC 電圧はスイッチ・ピーク電流に比例します。このピンの 電圧の通常の範囲は0.25V∼1.27Vです。しかし、スロー プ補償の間、上側クランプ電圧は補償によって増加する こともあります。 0.9A 20mA 5pF 5pF IN5819 IN5819 CAP CAP GATE GATE Si4450DY ZVN3306A 2 CS + – 10 0.1 10 + – 1738 F01b 1738 F01a 短絡不具合の間、VCピンはグランドに放電します。 図1a．標準的テスト回路 図1b．スルー・テスト回路 ブロック図 VIN CIN RCSL SHDN VIN V5 RVSL RCSL RVSL TO DRIVERS + REGULATOR NEGATIVE FEEDBACK AMP – NFB 100k GCL VREG 50k CV CAP GATE + FB – ERROR AMP SLEW CONTROL + 1.25V CVC VC PGND + CSS SS CS + COMP SENSE AMP – RSENSE – S RT FF RT R OSCILLATOR CT CT SUB SYNC 8 Q GND 1738 BD LT1738 動作 不要なノイズを生む傾向があるスイッチング・レギュ レータは、ノイズに敏感なアプリケーションでは電源の 選択から除外されがちです。効率や入出力の制限のため にスイッチング電源が必要な場合、標準的な電源ではそ の生成されるノイズを抑えるために大変な苦労が伴いま す。そのステップには、レギュレータの前段/後段フィ ルタ、電源発振器と外部クロックとの高精度な同期、電 源発振器と回路の残りの部分との同期、またはノイズに 敏感な動作の間の電源スイッチングの休止などを含みま す。元々が低ノイズなスイッチング・レギュレータ電源 の設計を可能にすることで、LT1738は電源ノイズを減 らす作業を大幅に簡単化します。 LT1738は固定周波数、電流モードのスイッチング・レ ギュレータで、出力スイッチの電圧・電流双方のスルー レートを制御する独自の回路があります。電流モード制 御により、すばらしいAC・DC入力レギュレーションが 得られ、ループ補償も容易になります。 スルー制御機能により、伝導・放射電磁干渉を生じる電 源部品において非常に大きな抑制が得られます。EMI規 格に準拠することも容易なものとなり、わずかな外部 フィルタ部品しか、必要としません。 LT1738は 、 パ ワ ー ・ ス イ ッ チ と し て 外 部 Nチ ャ ネ ル MOSFETを使用します。これにより、ユーザは幅広い電 圧・電流範囲に駆動条件を合わせこむことができます。 電流モード制御 ブロック図を参照してください。スイッチング・サイク ルは発振器の放電パルスで開始し、それによってRSフ リップフロップをリセットして、GATEドライバと外部 MOSFETをオンします。スイッチ電流が外部検出抵抗の 両端で感知され、その結果の電圧は増幅されて、誤差ア ンプの出力（VCピン）と比較されます。電流検出アンプ の出力がVCピンの電圧を一旦超えると、ドライバはオ フします。この方法により、パルス毎の電流制限が達成 できます。 高いデューティサイクルの状態でも安定性が確保できる ように、内部スロープ補償が使われています。 誤差アンプは、帰還出力電圧と内部1.25Vリファレンス との差を積分するトランスコンダクタンス・アンプで す。誤差アンプの出力は、必要なレギュレーション出力 電圧で必要な負荷電流を得るために、スイッチ電流の遷 移点を調整します。電圧ではなく、電流を制御するこの 方法により、早い入力過度応答、より確実な出力スイッ チ保護のためのサイクル毎の電流制限、およびきわめて 簡単な帰還ループ補償が得られます。VCピンは、ルー プ補償と電流制限調整に使用します。通常動作の間、 VC電圧は0.25V∼1.27Vです。電流制限を低くするため に、VCまたはSSの外部クランプを使用します。 負電圧帰還アンプにより、負出力電圧を直接、レギュ レーションできます。NFBピンの電圧は−0.5の利得で 増幅され、FB入力上に作用します。つまり、通常動作 時にアンプ出力が内部でFBピンを1.25Vに駆動するよう に、NFBピンは−2.5Vにレギュレーションされます。負 帰還アンプの入力インピーダンスは、グランドを基準と して100k(標準値)です。 ソフトスタート SSピンを使用して、起動の間のスイッチ電流の制御が できます。SSピンからグランドへの外部コンデンサが 内部の9µA電流源で充電されます。VC電圧はSS電圧を超 えることはできません。従って、SSピンが傾斜して立 ち上がる時、VCも傾斜して立ち上がります。つまり、 これにより、最大スイッチ電流をゆっくりと立ち上げる ことができます。CS電圧が約0.22Vの短絡スレッショー ルドを超えると、SSは放電されます。 スルーレート制御 二つの帰還ループを介して、出力電圧と電流スルーレー トの制御ができます。一方のループはMOSFETドレイン のdV/dtを制御し、もう一方のループはMOSFETのdI/dt を制御します。 電圧スルーレートには、CAPとMOSFETドレイン間の外 部コンデンサを使用します。この集積化されたCAPに よって電圧帰還ループを閉じます。外部抵抗RVSLは積分 器の電流を設定します。従って、電圧スルーレートはコ ンデンサ値とRVSLに逆比例します。 スイッチ電流が遷移する点を設定する誤差アンプを使用 することにより、出力レギュレーションが得られます。 9 LT1738 動作 電流スルー帰還ループは外部検出抵抗両端の電圧からな り、それは内部で増幅され、微分されます。その結果は RCSLで設定した値で制限されます。従って、電流スルー レートは検出抵抗値とRCSLに逆比例します。 二つの制御ループは内部で組み合わされ、電流スルー制 御から電圧スルー制御への滑らかな移行が得られます。 オン時には、ドライバ電流は電圧よりも先にスルーしま す。オフ時には、電圧は電流よりも先にスルーします。 一般に、RVSLとRCSLは同じような値をもつ必要があります。 内部レギュレータ 制御回路のほとんどは、VINを電源とする内部の2.4V低 飽和レギュレータで動作します。内部の低飽和の設計に より、コントローラの動作を安定しながら、VINは2.7V ∼20Vまで変動できます。SHDN<1.3Vの時、内部レギュ レータは完全に無効となります。 5Vレギュレータ 5Vレギュレータが外部回路に電源を供給します。この レギュレータはVINから電流を取り、レギュレーション するためにはVINは6.5Vよりも大きくなければいけませ ん。これは10mAをシンク/ソースできます。その出力 は、偶発的な短絡による破壊を防ぐために電流制限され ています。 安全管理および保護機能 デバイスにはいくつかの安全管理および保護の機能があり ます。まずは、過電流制限です。内部検出アンプの出力が VCピンの電圧を超えると、通常、ゲート・ドライバはロー になります。VCピンはクランプされ、CSピンの電圧が 0.1Vで最大出力電流に達します。出力は、そのレベルです ぐにオフします(スルーなし)。この制御により、出力電圧 が過電流でフォールドバックする効果があります。 更に、CS電圧が0.22Vを超える場合にはVCおよびSSピン はグランドに放電され、ソフトスタート機能をリセットし ます。従って、短絡が生じると、これによって早く MOSFETをオフし、MOSFETへのストレスを減らします。 FBピンの電圧がレギュレーションを約0.22V超えると、 出力はすぐにローになります。その意味するところは、 過電圧不具合があるということです。 GCL電圧が二つの機能を決めます。まずは、最大ゲート 10 駆動電圧です。これにより、MOSFETのゲートを過電圧 から守ります。 GCLをツェナーまたは外部電圧源に接続すると、ゲー ト・ドライバの最大電圧はおおよそVGCL−0.2Vになり ます。GCLをVINに接続するとVIN−1.6Vになります。 GCLピンには内部に19Vツェナーがあり、ゲート・ドラ イバ・ピンが約19Vを超えないようにします。 更にGCL電圧はゲート駆動の低電圧ロックアウトも決め ます。この機能により、VINが低すぎてMOSFETをオン するための適当な電圧を与えられない場合にゲート・ド ライバを無効にします。これは、MOSFETが飽和するた めに十分なゲート駆動が保証されるまでの起動の間に有 効です。 GCLが6.8V未満の電圧源またはツェナーに接続される場 合、VINがGCLを0.8V以上超えるまでゲート・ドライバ はオンしません。VGCLが6.5Vを超える場合、VIN<7.3V の間はゲート駆動はオンしないことが保証され、VGCL ＋0.8でオンします。 GCLがVINに接続される場合、ゲート・ドライバは常に オンです(低電圧ロックアウトは無効)。 ゲート駆動には、駆動電流の電流制限があります。シン ク/ソース電流が300mAよりも大きい場合、その電流は 制限されます。 V5レギュレータにも内部電流制限があり、±10mA出力 電流を保証します。 また、デバイスには熱暴走保護回路が内蔵されており、 デバイス温度が危険なレベルまで上昇すると、出力をオ フします。熱暴走保護にはヒステリシスがあり、デバイ スが過熱されると低周波発振 （<1kHz） をして冷却します。 デバイスには低電圧ロックアウト機能があり、VINが 2.5V以下に下がるとゲート・ドライバをローにします。 これにより、起動時やシャットダウンの間、既知の動作 を保証します。入力電圧が低すぎる場合は、デバイスを 完全に無効にするために外部抵抗分割器とともにSHDN を使用します。これにより、コンバータを確実に動作さ せるための適当な電圧を保証できます。アプリケーショ ン情報の項を参照してください。 以上の機能を表1にまとめて記載します。 LT1738 動作 表1．安全管理および保護の機能 機能 動作 ゲート・ドライバの効果 スルー制御 VC、SSでの効果 最大電流不具合 最大スイッチ電流で FETオフ(VSENSE=0.1) すぐにロー 無効 なし 短絡不具合 短絡に対しFETをオフ、VC をリセット(VSENSE=0.22) すぐにロー 無効 VC、SSをグランドに 放電 過電圧不具合 FB>VREG+0.22Vでドライバを オフ(出力過電圧) すぐにロー 無効 なし GCLクランプ FETゲートの降伏防止のため 最大ゲート電圧に設定 最大電圧を制限 なし なし ゲート駆動 低電圧ロックアウト 低VIN時にゲート駆動を無効。 GCLピンで設定 すぐにロー 無効 なし 熱暴走保護 高デバイス温度でドライバをオフ すぐにロー 無効 なし VIN低電圧ロックアウト VIN≅2.55Vでデバイスを無効 すぐにロー 無効 なし ゲート駆動 ソース/シンク電流制限 ゲート駆動電流を制限 駆動電流を制限 なし なし V5ソース/シンク電流制限 V5からの電流を制限 なし なし なし シャットダウン SHDN<1.3Vでデバイスを無効 アプリケーション情報 スイッチング電源のEMIを減らす作業は、伝統的に設計 者を憂慮させてきました。多くのスイッチャは単に効率 のために設計されており、そのために高い周波数の高調 波で一杯の波形を生み出して、回路の残りの部分を通っ て伝播します。 LTC1738により、誘導性負荷のスイッチングによるEMI を制御する二つの重要な変数を調整できます。スイッチ 電圧スルーレートとスイッチ電流スルーレートです。こ のデバイスを使用することで、従来のスイッチ・モー ド・コントローラで見られたノイズとEMIを軽減できま す。それは、その変数が制御されているためであり、こ のデバイスとともに構築される電源はEMIを生じる傾向 が極めて低く、量産を通じて問題と出くわす可能性はわ ずかです。 EMIの基礎に踏み込むことはこのデータシートの領域を 超えています。スイッチング・レギュレータのノイズを 考える上で、アプリケーション・ノート70が多くの情報 を提供しており、その手助けになります。 発振器周波数 発振器によってスイッチング周波数が決まり、高調波の 基本的な位置も決まります。発振器が安定して発振する ためには、高品質な外部部品を使用することが大切で す。発振器は、鋸歯状の設計となっています。外部抵抗 RTで決まる電流がコンデンサCTを充放電します。放電 速度は、おおよそ充電速度の10倍です。 双方の部品を調整することで、容易に発振器周波数の調 整が行えます。 外部コンデンサCTは次のように選択します。 C T (nF ) = 2180 f(kHz)• RT (kΩ) こ こ で 、 f(kHz)は 必 要 な 周 波 数 で す 。 RTが 16.9kHzの 時、これは次のように簡素化できます。 C T (nF ) = 129 f(kHz) 例えば、f=100kHzでCT=1.29nF。 RTは通常、16.9kにしてください。それが電流を設定す るので、その温度係数はコンデンサと相補的であるよう に選んでください。理想的には、双方とも温度係数が低 いことが望まれます。 11 LT1738 アプリケーション情報 発振器周波数は二つの意味で、ノイズ軽減において重要 です。まず、発振周波数が低いと波形の高調波も低くな り、それを容易にフィルタリングできます。次に、発振 器が出力電圧高調波の位置を制御するので、特定の周波 数を避けようとするような特別な問題の場合に役に立ち ます。 発振器の同期 もっと高精度な周波数が必要な場合(例えば、高調波を 正確に配置するため)には、発振器を外部クロックに同 期させることができます。発振器周波数用RCタイミン グ部品は、必要な同期周波数よりも10%低く設定してく ださい。 SYNCピンは、(1.4Vよりも大きな振幅の)方形波で駆動 してください。同期用方形波の立ち上がりエッジがク ロックの放電を開始します。同期パルスは、最小0.5µs のパルス幅にしてください。 内部発振器の充電スロープはスロープ補償も決めている ので、デバイスの周波数から遠く離れた周波数に同期さ せる場合には注意してください。同期のせいでコンデン サの充電サイクルがスロープ補償を開始できない場合に は、副高調波発振になる可能性があります。それは一般 に、同期周波数が発振器の自走周波数の1.5倍よりも大 きくなるまでは問題ではないでしょう。 スルーレートの設定 このデバイスを使用する一番の理由は、スルーレート制 御によってEMIとノイズを低くできる利点を得ることで す。高い高調波のロールオフには、二つの主要な因子を もつ理論的な基礎があります。まずはクロック周波数が 高調波の基本的な位置を設定することであり、次は関連 する標準周波数の高調波ロールオフを設定することで す。 このデバイスによって2番目に高い周波数の高調波ロー ルオフが作られ、それは逆に、電圧または電流がオフ状 態とオン状態の間で費やす時間であるスルー時間に依存 します。この時間は、スルー抵抗、RVSLおよびRCSLピン からグランドに接続する外部抵抗、そして(CAPから MOSFETドレインへの)外部電圧帰還コンデンサCVと検 12 出抵抗に使用される外部部品を選択すれば調整できま す。RVSL、RCSL、CVおよび電流検出抵抗の値を大きく すると、スルーレートは下がります(高調波ロールオフ のための長いスルー時間と低い周波数)。 電圧および電流のスルーレートの調整は経験的に行いま す。これらの部品を決めるためのもっとも実用的な方法 は、まずCVと検出抵抗の値を設定することです。次 に、RVSLおよびRCSLに各々50kの抵抗ポテンシオメータ を3.3kと直列に入れます。最も低い抵抗値(高速スルー) から始めて、ノイズレベルが目標に合うまでポテンシオ メータを調整します。ゆっくりとしたスルーの波形は電 力損失も大きく、効率が落ちることに注意してくださ い。入出力の電圧と各々の電流を測定ながらスルーを調 整すると、それがモニタできます。 ノイズの測定は注意深く行ってください。安易な測定技 術は容易にノイズを混入します。推奨測定技術に関して はAN70を参照してください。プローブのグランド・ リードを短くすることが基本です。 通常、電圧および電流のスルー抵抗は、おおよそ同じ値 にする必要があります。各々を個別に調整すれば最良の 最適化ができますが、これらの値が大きく離れると、制 御毎の損失が発生するという事情があるからです。 スルー設定抵抗を1個、使用することが可能です。この 場合、RVSLおよびRCSLピンは相互に接続します。そし て、1.8k∼34kの抵抗値(個別の抵抗の半分)がそれらのピ ンからグランドへ接続されます。 一般に、RCSL値だけが電流スルーを調整するために有効 です。電流スルー時間は電流検出抵抗にも依存します が、その抵抗は通常はMOSFETの最大電流を考慮して設 定されます。 電圧スルーの設定には、コンデンサCVの選択も必要で す。電圧スルー時間は、出力電圧振幅(基本的には入力 電圧)、外部電圧帰還コンデンサ、およびRVSL値に比例 します。従って、入力電圧が高いほど、小さなRVSLと小 さなコンデンサが使用されます。まずは手始めとして、 表2を使用してください。 LT1738 アプリケーション情報 表2 入力電圧 コンデンサ値 < 25V 5pF 50V 2.5pF 100V 1pF ギュレーション電圧よりも0.7V高い電圧でクランプする 内部クランプがあり、よれによってもこの問題を防ぐ手 助けをしています。 R1 VOUT FB PIN R2 小容量のコンデンサを実現するには二つの方法がありま す。一つは、二つのコンデンサを単に直列に接続するこ とです。つまり、等価コンデンサは(C1 • C2)/(C1+C2)と なります。 二つ目の方法は、容量分割器を使用することです。コン デンサの電圧定格が最大電圧振幅を満足する、つまり基本 的にMOSFETの定格と同じであるようにしてください。 1738 F03 図3 負出力電圧の設定 負出力電圧はNFBピンで検出できます。この場合、NFB ピンが−2.5Vの時にレギュレーションします。NFBの公 称の入力バイアス電圧は−25µA(INFB)であり、抵抗分割 器を設定する場合に加味する必要があります。 MOSFET DRAIN C2 C1 図4から、R1は次のように計算されます。 CAP C3 1738 F02 図2 図2の等価スルー・コンデンサ値は(C1 • C2)/(C1+C2+C3) となります。 VOUT − 2.5 R1 = R2 2.5 + R2 • 25µA R2の値は 2.5kをお勧めします。FBピンを使用する場 合、通常はNFBピンを開放にします。 R1 –VOUT NFB PIN 正出力電圧の設定 正の出力電圧を検出するためには、通常は出力からFB ピンへの抵抗分割器を使用します。誤差アンプの非反転 入力は、内部で1.25Vのバンドギャップ・リファレンス に接続されています。FBピンはその電圧にレギュレー ションされます。 図3から、R1は次のように計算されます。 V R1 = R2 OUT − 1 1.25 FBピンのバイアス電流がわずかな誤差を生じますが、 R1||R2の値が10kまでの場合は無視できます。 一点、注意することとして、たまにR1両端にコンデン サを接続して制御ループに帰還系の零点を加えることが あります。帰還系がFBピンを容量的に内部レギュレー タ電圧(2.4V)以上にする場合、出力のレギュレーション は崩壊するかもしれません。帰還ピンと直列に抵抗を挿 入すれば、この重大な問題が解決できます。FBにはレ INFB R2 1738 F04 図4 両極性出力電圧の設定 特定のアプリケーションでは、正と負の両出力電圧を検 出できれば有用なことがあります。これを実現するに は、前述のように各々の出力電圧抵抗分割器を個別に設 定します。FBピンとNFBピンの双方を使用する場合、 LT1738はいずれかの出力がその設定出力電圧を超える 事を防ぐように動作します。高い方の出力(軽いほうの 負荷)がレギュレータの制御を優先します。この技術に より、いずれかの出力が無負荷時にレギュレーションさ れずに高くなることを防ぎます。しかし、この技術は出 力のロードレギュレーションも損ないます。 シャットダウン SHDNがローの時、レギュレータはオフします。SHDN ピンの電圧がグランドから増加すると、内部バンド ギャップ・レギュレータに電源を供給します。 13 LT1738 アプリケーション情報 これによって、レギュレータの制御回路のほとんどを動 かす内部レギュレータの1.39Vオン・スレショルドを設 定します。制御回路に電源が供給された後は、ゲート・ ドライバの動作はGCL電圧に関係するVIN電圧に依存す ることに留意してください。 周波数補償 ループ周波数の補償は、誤差アンプの出力(VCピン)に直 列RCネットワークを接続して行えます。 VC PIN RVC 2k SHDNピンが内部レギュレータをイネーブルすると、 24µAの電流がこのピンからソースされ、低電圧ロック アウトのヒステリシスが得られます。このヒステリシス により、始めに大電流が流れて入力電圧が低下し、デバ イスがシャットダウンしないようにします。 電流ヒステリシスに加え、SHDNピンには約100mVの電 圧ヒステリシスもあります。 SHDNピンが2.2Vよりも大きい場合、デバイスからのヒ ステリシス電流は本質的にゼロに減ります。 オン・スレッショールドの設定に抵抗分割器を使用する 場合、抵抗は次の式で計算できます。 VIN RB 1.39 = • VON RA • RB VHYST = RA RB • IHYST + 0.1V RA CVC2 4.7nF CVC 0.01µF 1738 F06 図6 図6から、主要な極はコンデンサCVCと誤差アンプの出 力インピーダンス(おおよそ400kΩ)によって形成されま す。直列抵抗RVCが零点をつくり、ループ安定性と過度 応答を改善します。一般に主たる補償コンデンサの1/10 の大きさである二番目のコンデンサCVC2は、VCピンの スイッチング周波数リプルを減らすためにたまに使用さ れます。VCピンのリプルは出力電圧リプルによって生 じ、出力分割器で減衰され、誤差アンプで乗算されま す。二番目のコンデンサがないと、VCピンのリプルは 次のようになります。 SHDN RB この式を再展開すると、次式が得られます。 VCPINRIPPLE = 1.25 • VRIPPLE • gm • RVC VOUT ここで、VRIPPLE=出力リプル(VP-P) gm=誤差アンプのトランスコンダクタンス V V – 0.1V RA = ON • HYST IHYST 1.2 VON VHYST − 0.1V RB = • IHYST VON − 1.39 2Vのヒステリシスをもって20Vでオンしたい場合には、 次のようになります。 20 2 − 0.1 RA = = 1.14M • 1.39 24µA 20 2 − 0.1 RB = = 85k • 20 − 1.39 24µA 分割器にツェナーを加えると、抵抗値をさらに変えるこ とができます。SHDNピンと直列に抵抗を挿入すると、 オン電圧を変えることなく、さらにヒステリシスを変え ることができます。 14 RVC=VCピンの直列抵抗 VOUT=DC出力電圧 不規則なスイッチングを防ぐために、VCピンのリプル は50mVP-P以下にしてください。最悪なVCピンのリプル は最大出力負荷電流で生じ、品質の悪い(高ESR)出力コ ンデンサを使用した場合にも増加します。CVC2ピンに 0.0047µFのコンデンサを追加すると、スイッチング周波 数リプルをわずか数mVに削減できます。低い値のRVC によってもVCピンのリプルを減らせますが、ループの 位相余裕には不十分かもしれません。 電流制限の設定 検出抵抗によって最大動作電流の値を設定します。CS ピン電圧が0.1Vの時、ゲート・ドライバはすぐにローに なります(スルー制御なし)。 LT1738 アプリケーション情報 従って、検出抵抗の値はRS=0.1V/ISW(PEAK)に設定しま す。ここで、ISW(PEAK)はMOSFETのピーク電流です。 ISW(PEAK)は、方式、部品の値、および許容誤差に依存し ます。最大動作電流は、確実にインダクタの飽和電流値 以下に設定してください。 ドライバがローになるのに加えてCSピン電圧が0.22Vに なると、VCおよびSSはグランドに放電されます。これよ り、短絡時に付加的な保護が得られます。VCとSSを放電 することで電流の開始が低く設定されるので、MOSFET は次のサイクルでは激しいストレスを受けません。 各 オ ン ・ サ イ ク ル の 開 始 時 に 約 100nsの 間 、 通 常 は MOSFETのオフを抑制します。これにより、ノイズがコ ントローラの通常動作に影響を及ぼすことを防ぎます。 この電流検出ブランクでは、不具合時に出力がオフする ことは防止できません。効果的にゲート電圧をスルーさ せることにより、付加的なブランクが得られます。 ソフト・スタート ソフト・スタート・ピンにより、起動時のスイッチング 電流を制御できます。VCピンの電圧はSSピンの電圧を 超えることはできません。電流源がSSピンのコンデン サをリニアに充電します。従って、VCピンの電圧も傾 斜をもって立ち上がります。これらのピンの電圧が立ち 上がるまでのおおよその時間は、(1.31V/9µA) • CSSまた は概算で146ms/µFです。 ソフト・スタート電流は、デバイスがオンするとすぐに 開始します。ソフト・スタートは、短絡不具合の後は再 度、初期化されます。 熱的考察 デバイスの電力損失のほとんどはVINピンからのもので す。VIN電流は次のような多くの因子に依存します。発 振器周波数、V5の負荷、スルー設定、およびゲート充 電電流です。V5が電流をシンクし、MOSFETのゲート が放電する間、付加的な電力を消費します。 デバイスの電力損失は次のものの加算となります。 1）VIN電流のRMS値とVINの積 2）V5シンク電流のRMS値と5Vの積 3）ゲート駆動放電電流のRMS値と電圧の積 VINの成分が大きいため、LT1738をできるだけ低いVIN で動作させると有利です。 どの場合でも、アプリケーション毎にパッケージ温度を測 定することをお勧めします。デバイスが破損する恐れを 最小限に抑えるためにデバイスには内蔵の熱暴走保護が ありますが、注意深く熱設計をする事は更に大事です。 熱 暴 走 保 護 機 能 は 外 部 MOSFETま で は 守 り ま せ ん 。 MOSFETが安全領域で動作していることを保証するため に、それを個別に解析する必要があります。 一旦、デバイスの電力損失PDISが決まると、ダイの接合 部温度は次のように計算できます。 TJ = TAMB + PDIS • θJA ここで、TAMBは周囲温度、θJAはパッケージの熱抵抗で す。20ピンのSSOPでは、θJAは100℃/Wです。 インダクタの選択 昇圧コンバータの場合、インダクタの選択にはサイズ、 最大出力電力、過度応答、およびフィルタ特性の妥協が 伴います。インダクタ値が大きいと、大きな出力電力お よび低い入力リプルが得られます。しかし、それは物理 的に大きく、過度応答を悪くします。インダクタ値が小 さいと磁気電流は大きくなりますが、最大電力を減ら し、入力電流リプルを大きくします。 以上の妥協点を見出すために、次の工程が使用できます。 １. 昇圧コンバータの平均インダクタ電流は負荷電流と VOUT/VINの積に等しいと仮定し、インダクタが連続 過負荷状態に耐える必要があるかを決めます。最大 負荷電流時の平均インダクタ電流が0.5Aの場合、例 えば0.5Aのインダクタは、連続1.5Aの過負荷条件に 耐えないかもしれません。また、昇圧コンバータは 短絡保護されてはおらず、出力短絡状態でインダク タ電流を制限するものは入力電源で使用可能な電流 のみであることに留意してください。 ２. インダクタが飽和しないことを保証するために最大 負荷電流でのピーク・インダクタ電流を算出してく ださい。ピーク電流は出力電流よりもかなり大き く、特に小さなインダクタとと軽い負荷では、この ステップを省略しないでください。鉄粉コアがゆっ くりと飽和してくれるに対し、フェライト・コアは 急に飽和します。 15 LT1738 アプリケーション情報 その他のコア材は、その中間です。次の式は連続 モード動作を仮定していますが、不連続モードの高 い側でもほんのわずかに違っているだけです。従っ て、この式は全ての条件で使用できます。 ( VIN VOUT – VIN V IPEAK = IOUT OUT + VIN 2 • L • f • VOUT ) L=インダクタ値 VIN=電源電圧 VOUT=出力電圧 I=出力電流 f=発振器周波数 ３. コアの構成を選んでください。EMIを低くするため には、ポット・コア、ERコア、またはトロイドのよ うな閉じた構造を使用してください。(AN70のappendix Iを参照してください。) ４. ピーク電流、平均電流(加熱効果)、および不具合時の 電流を処理できるインダクタを選択してください。 ５. 最後に、出力電圧リプルを再確認してください。リ ニアテクノロジー社のアプリケーション・グループ に所属する専門家は幅広くインダクタの種類に精通 しており、正しい選択をするお手伝いをします。 コンデンサ 低ノイズ・スイッチャの性能には、入出力コンデンサを 正しく選択することが非常に重要です。ノイズは、コン デンサのESRに大きく依存します。更に、ESRが低いと 効率も改善できます。 入力コンデンサはまた、ある種の負荷のスイッチングの間 に生じるサージに耐える必要があります。固体タンタル・ コンデンサのいくつかは、そのサージ状態で破損します。 デザイン・ノート95に詳細な情報がありますが、以下に コンデンサの種類と性質の簡単なまとめを掲載します。 アルミ電解：低価格で高耐圧。一般に高電圧の用途で使 用されます。低ESRには大容量が必要です。 特殊ポリマ・アルミ：パナソニックがCDシリーズ・コ ンデンサを販売しています。16V以下の電圧のものだけ 16 ですが、非常に低ESRでサージ特性が良好です。 固体タンタル：小型で低インピーダンス。一般に最大電 圧定格は50Vです。サージ電流が大きい場合は、コンデ ンサの性能を低く見積もるか、AVX TPSシリーズのよう な特別なものが必要です。 OS-CON：アルミよりも低ESRですが、35V以下のもの だけが販売されています。外形が問題かもしれません。 セラミック：一般に高周波および高電圧のバイパスに使 用。ESRが支配的になる前にESLと共振するかもしれま せん。 コンデンサは常に改良されていますので、仕様に応じて 製造業者に問い合わせてください。 入力コンデンサ 伝導ノイズがどのほど発生するかを考える時にコンデン サのESRは重要な因子ですので、入力コンデンサは高周 波で低ESRである必要があります。 入力コンデンサには別個に二つの要求があります。一つ はデバイスのVINピンの電源としてです。VINピンによ り、デバイス自身の電流およびゲート充電電流が供給さ れます。 AC的な見地で最も悪い成分は、ゲート充電電流です。実 際のピーク電流はゲート容量とスルーレートに依存し、 各々の値が大きいほどピーク電流も大きくなります。全 電流は、ゲート電荷と動作周波数で概算できます。この デバイスのスルー機能のため、通常のFETドライバの場 合よりも長時間にわたってゲート電荷は広がります。こ れにより、コンデンサへの要求が軽減されます。 ゲート電圧が遷移するとき、一般に電流には100mA未満 のスパイクがでます。これは、スレッショルド電圧での 充放電のためです。ほとんどのスルーは、スレッショル ドに近いゲート電圧で発生します。 一般にデバイスのVINは15V以下ですので、コンデンサ 選ぶ上で、多くの選択肢があります。まさにVINの要求 に対する入力コンデンサの値は、一般に0.1Ω以下の ESRで、50µFの範囲です。 LT1738 アプリケーション情報 デバイスの電源としての他に、インダクタへの電源のデ カップリングも考慮する必要があります。それがVINと 同じ電源の場合には、コンデンサを増やす必要がありま す。しかし、このデバイスではしばしば、インダクタの 電源はVINのものより高いことがあり、そのような場合 には個別のコンデンサが使用されます。 要求とMOSFETパッケージの電力損失容量の双方を満足 するように、RONは十分に低く選んでください。 トランスのデカップリング・コンデンサはスイッチ電流 をリプルと見なします。 MOSFETの電力損失はいくつかの因子に依存します。第 1の要素はデバイスがオンしている間のI2R発熱です。更 に、デバイスがスルーしている時にも電力を消費しま す。概算の電力損失は次のようになります。 上記のスイッチ電流の計算は、これらのコンデンサの容 量を概算するためにも使用できます。 CIN = 1 ∆VCAP − ESR ∆ISW(MAX) • DC MIN f ここで、∆VCAPは入力コンデンサの許容降下です。ESR はコンデンサの等価直列抵抗です。一般的に、許容降下 は数十分の一ボルトです。 出力フィルタ・コンデンサ 出力コンデンサは、容量とESRの双方で選びます。容量 は、スイッチがオフ状態の時に負荷に電源を供給しなけ ればいけません。スルー制御がコンデンサ・リプル電流 の高周波成分を減らす一方で、コンデンサのESRおよび 出力プル電流の振幅がその基本成分を制御します。コン デンサの電力損失を減らすため、ESRは低くします。一 般的にESRは0.05Ω以下にしてください。 コンデンサの値は、必要な負荷リプル、デューティサイ クル、およびESRを考慮して計算します。 C OUT = 1 ∆VOUT − ESR ∆IL(MAX) • DC MIN f MOSFETの選択 このデバイスとともに使用するための多種多様な MOSFETがあります。デバイスは、通常のスレッショル ド(3Vまたは4V)またはロジック・レベル・スレッショ ルド(1Vまたは2V)のいずれかで動作します。 最悪条件でMOSFETがブレークダウンしないように電圧 定格を選んでください。次に、コンバータの全体の効率 LT1738は、広い範囲のゲート電荷を処理できます。し かし、非常に大きな電荷では、安定性に影響するかもし れません。 ∆I2 I2 + 4 + P = VIN • ISR • f + I2 • RON • DC 2 2 3 • ∆I2 VIN − RON • I2 + 4 VSR ここで、Iは平均電流、ΔIはスイッチのリプル電流、ISR は電流スルーレート、VSRは電圧スルーレート、fは発振 器 周 波 数 、 DCは デ ュ ー テ ィ サ イ ク ル 、 お よ び RONは MOSFETのオン抵抗です。 GCL電圧の設定 GCL電圧の設定は、使用されるMOSFETの種類とゲート 駆動の低電圧ロックアウトに必要な電圧に依存します。 まず、必要な最大ゲート駆動を決めてください。 一般には、その最大スレッショルドより大きな、少なくと も2Vが必要です。電圧が高ければ、オン抵抗を下げ、効 率を上げます。最大許容ゲート電圧を必ず確認してくださ い。これはおおむね20Vですが、あるロジック・スレッ ショルドのMOSFETでは8V∼10Vしかありません。 VGCLは、必要な最大ゲート・スレッショルドよりも約 0.2V高く設定する必要があります。更に、VINはゲート 電圧よりも少なくとも1.6V高くなければいけません。 GCLピンはVINに接続することができ、それによって最 大ゲート電圧はVIN−1.6Vとなります。 このピンでゲート駆動の低電圧ロックアウトも制御しま す。低電圧ロックアウトにより、十分な駆動が得られる までMOSFETをスイッチングしないようにします。 17 LT1738 アプリケーション情報 GCLがVINに接続される場合、ゲート・ドライバはいつ もオンしています。(低電圧ロックアウトは無効) デバイスが動作する時、ゲート駆動は0.2V未満のローに なります。デバイスがオフする時、ゲート駆動はグラン ドに対してダイオードと直列の40k抵抗に相当し、受動 的なホールドオフ保護が得られます。ロジック・レベル MOSFETを使用する場合、これは十分ではないかもしれ ません。ゲートからグランドへ抵抗が必要かもしれませ んが、DC損失と起こりうるAC問題を最小限にするため に、抵抗値は適度に大きくしてください。 VIN>VGCL＋0.8Vの場合、このピンから約50µAの電流が ソースされます。これにより、ツェナーをバイアスでき ます。 ゲートドライブ・ソース電流はVINから流入します。シ ンク電流はPGNDから流出します。一般にデカップリン グ・コンデンサは2つのピンの近くに配置されます。 GCLピンにはグランドに対して内部19Vツェナーがあり、 それによって最大ゲート電圧の安全が確保できます。 スイッチング・ダイオード 一般に、スイッチング・ダイオードはショットキ・ダイ オードにしてください。サイズと降伏電圧は具体的なコ ンバータに依存します。順方向電圧降下が低いと、コン バータの効率が改善されます。他に特別な要求はありま せん。 GCLが電圧源または6.8V未満のツェナーに接続される場 合、VINがGCL電圧を0.8V上回るまでゲート・ドライバ は オ ン し ま せ ん 。 VGCL>6.5Vの 場 合 、 ゲ ー ト 駆 動 は VIN<7.3Vの間はオフにされており、VGCL＋0.8Vでオン します。 例 え ば 、 6Vで R DS(ON)を 規 定 し て い る Siliconixの Si4480DYを使用します。それが6Vであるためには、 VGCLを6.2Vに設定し、VINは少なくとも7.6Vでなければ いけません。 ゲート・ドライバの考察 一般的に、MOSFETはインダクタンスを最小化するため にできるだけデバイス近くに置いてください。 18 その他の支援 AN70に記載されている低ノイズ・スイッチャとノイズ 測定の情報が役に立ちます。またAN19およびAN29に も、スイッチング・レギュレータを考えるうえでの一般 知識が掲載されています。更に、リニアテクノロジー社 のアプリケーション・グループはいつでも、お手伝いす る準備が出来ています。 LT1738 パッケージ寸法 注記がない限り寸法はインチ（ミリメートル） Gパッケージ 20ピン・プラスチックSSOP(0.209) (LTC DWG # 05-08-1640) 7.07 – 7.33* (0.278 – 0.289) 20 19 18 17 16 15 14 13 12 11 7.65 – 7.90 (0.301 – 0.311) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 5.20 – 5.38** (0.205 – 0.212) 1.73 – 1.99 (0.068 – 0.078) 0° – 8° 0.13 – 0.22 (0.005 – 0.009) 0.55 – 0.95 (0.022 – 0.037) NOTE: DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS NOTE：寸法はミリメートル *DIMENSIONS 寸法にはモールドのバリは含まない。モールドのバリは DO NOT INCLUDE MOLD FLASH. MOLD FLASH 片側で0.152mm(0.006")を超えないこと。 SHALL NOT EXCEED 0.152mm (0.006") PER SIDE ****DIMENSIONS 寸法にはリード間のバリを含まない。リード間のバリは DO NOT INCLUDE INTERLEAD FLASH. INTERLEAD 片側で0.254mm(0.010"） FLASH SHALL NOT EXCEED を超えないこと。 0.254mm (0.010") PER SIDE 0.65 (0.0256) BSC 0.25 – 0.38 (0.010 – 0.015) 0.05 – 0.21 (0.002 – 0.008) G20 SSOP 1098 19 LT1738 標準的応用例 超低ノイズ、30Wオフライン電源 DANGER: HIGH VOLTAGE L1 X1 + 1M 0.1µF 250VAC “X2” 1M 90VAC TO 264VAC BR1 100µF 400V P6KE200A 510Ω 1 T1 11 2W MUR160 K A 100k 2W 7.5V IN755 A 510k + 17 56µF 35V VIN 14 5 510k 6 1.5nF 7 51k 165k 10Ω 8 19.6k 2N2222 3.9k 3.9k 16 15 9 19 NC D4 BA521 10 NFB 5 8 + A2 7 12 3 6 10Ω D1 A1 220pF X3 200pF 200V C2 330µF 25V + C3 330µF 25V + +VOUT 12V 2.5A C4 330µF 25V – VOUT 15pF 600V 470pF SHDN V5 15pF SYNC CT CAP U3 LT1738 GATE RT CS RVSL NC RCSL PGND VC FB GND SS 13 11 10nF 2N2222 51k 2 1 MTP2N60E 0.1µF 4 0.068Ω 1/2W 18 20 6 ISO1 CNY17-3 3 1 3 4 0.1µF 2 COMP U2 REF 8 LT1431 4 COLL RTOP 7 RMIO G-F G-S 6 5 3 V+ 2 GCL VOUT 1k 5 12 1k 38.3k 1% 0.22µF 1k 10k 1% 1738 TA02 UNLESS OTHERWISE NOTED: ALL RESISTORS 1206, 5% BR1: GENERAL INSTRUMENTS W06G C2, C3, C4: SANYO MV-GX D1: MBR20200CT L1: HM18-10001 T1: PREMIER MAGNETICS POL-15033 INPUT FILTER IS REQUIRED TO ATTENUATE SWITCHING FREQUENCY HARMONICS AND PASS FCC CLASS B (LT1738 DOES NOT ATTENUATE THESE LOW FREQUENCY HARMONICS) スイッチング周波数の高調波を減衰し、FCCのクラスBに適合するためには入力フィルタが必要です(LT1738はこのような低い周波数の高調波は減衰しません)。 MAIN ADVANTAGE WITH LT1738 IS IT MAKES SUPPRESSING THE HIGH FREQUENCY NOISE AND EMI EASY. THIS IS PARTICULARLY USEFUL FOR MEDICAL DEVICES BECAUSE LT1738を用いる主な利点は、高周波ノイズとEMIを容易に抑制できることです。これは特に医療機器では有用で、入力フィルタのACラインからアース・グランド THE AC LINE TO EARTH GND CAPS ON THE INPUT FILTER CAN BE ELIMINATED; ALLOWING THE DEVICE TO PASS THE EARTH GND LEAKAGE CURRENT MEDICAL SPECIFICATIONS. へのコンデンサを削除でき、デバイスはアース・グランド漏れ電流の医療用仕様に適合できます。 関連製品 製品番号 説明 注釈 LT1683 超低ノイズ、プッシュ・プルDC/DCコントローラ デュアル出力(プッシュプル)電流モード方式 LT1425 絶縁型フライバック・スイッチング・レギュレータ トランスの3次巻線なしでも良好なレギュレーション LT1533 超低ノイズ、1Aスイッチング・レギュレータ 低ノイズ、絶縁型電源用のプッシュプル設計 LT1534 超低ノイズ、2Aスイッチング・レギュレータ 昇圧方式の超低ノイズ・レギュレータ LT1576 1.5A、200kHz、降圧スイッチング・レギュレータ 固定周波数、1.21Vリファレンス電圧 LT176Xファミリ 低飽和、低ノイズ、リニア・レギュレータ 150mA∼3A、SOT-23∼TO-220 LT1777 低ノイズ、降圧スイッチング・レギュレータ プログラム可能なdI/dt、内部で制限されたdV/dt LTC1922-1 同期式、位相変調フルブリッジ・コントローラ 適応型DirectSenseTMゼロ電圧スイッチング、 50W∼数kW、同期整流 DirectSenseはリニアテクノロジー社の商標です。 20 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6秀和紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291• FAX 03-5226-0268 • www.linear-tech.co.jp 1738i 0301 0.5K • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2001