LT3580 2Aスイッチ、 ソフトスタート 同期機能を備えた 昇圧/反転DC/DCコンバータ 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 2Aパワースイッチを内蔵 調整可能なスイッチング周波数 1個の帰還抵抗でVOUTを設定 外部クロックに同期可能 ゆっくり変化する入力信号を受容する高利得SHDNピン 広い入力電圧範囲：2.5V～32V 低VCESATスイッチ：300mV/1.5A（標準） ソフトスタート機能を搭載 昇圧または反転コンバータとして容易に設定可能 ユーザ設定可能な低電圧ロックアウト （UVLO） 小型の8ピン3mm×3mm DFNパッケージと 8ピンMSOPパッケージ アプリケーション VFDバイアス電源 TFT-LCDバイアス電源 ■ GPSレシーバ ■ DSLモデム ■ ローカル電源 LT ® 3580は2A、42Vスイッチを内蔵するPWM DC/DCコン バータです。LT3580は昇圧コンバータ、SEPICコンバータま たは反転コンバータのいずれかに設定可能です。5V入力か ら12V/550mAまたは12V/350mAを生成できるので、多くの ローカル電源設計に最適です。 LT3580は、RTピンからグランドに接続した抵抗によって調整 可能な発振器を内蔵しています。 また、LT3580は外部クロック に同期可能です。 このデバイスの自走または同期スイッチング 周波数は200kHz∼2.5MHzの範囲で設定できます。 LT3580は、ゆっくり変化する入力信号を受容する革新的な SHDNピン回路と調整可能な低電圧ロックアウトを特長とし ています。 この他に、 周波数フォールドバックやソフトスタートなども特長 としています。LT3580は3mm 3mm小型8ピンDFNパッケージ と8ピンMSOPパッケージで供給されます。 ■ ■ L、LT、LTC、LTM、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標で す。ThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。 その他すべての商標の所有権は、 それぞれの 所有者に帰属します。 標準的応用例 88%を超える効率を達成する1.2MHz、 5Vから12Vへの昇圧コンバータ 95 4.2µH SHDN RT LT3580 SYNC 2.2µF 75k 10µF SW GND FB SS 130k VC 10k 0.1µF 1nF 1200 90 1000 85 80 800 75 600 70 65 400 60 3580 TA01 200 55 50 POWER LOSS (mW) VIN VOUT 12V 550mA EFFICIENCY (%) VIN 5V 効率と電力損失 0 100 200 300 400 LOAD CURRENT (mA) 500 600 0 3580 TA01b 3580fg 1 LT3580 絶対最大定格 （Note 1） VIN電圧 .................................................................. −0.3V～32V SW電圧 .................................................................. −0.4V～42V RT電圧. .................................................................... −0.3V～5V SSおよびFBの電圧 ............................................... −0.3V～2.5V VC電圧 ..................................................................... −0.3V～2V SHDN電圧 .............................................................. −0.3V～32V SYNC電圧 ............................................................. −0.3V～5.5V 動作接合部温度範囲 LT3580E（Note 2、5）........................................−40℃～125℃ LT3580I（Note 2、5）.........................................−40℃～125℃ LT3580H（Note2、5）........................................−40℃～150℃ LT3580MP（Note2、5）.....................................−55℃～125℃ 保存温度範囲....................................................−65℃～150℃ ピン配置 TOP VIEW FB 1 VC 2 VIN 3 SW 4 9 GND 8 SYNC 7 SS 6 RT 5 SHDN TOP VIEW FB VC VIN SW 1 2 3 4 9 GND 8 7 6 5 SYNC SS RT SHDN MS8E PACKAGE 8-LEAD PLASTIC MSOP DD PACKAGE 8-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN TJMAX = 125°C, θJA = 43°C/W EXPOSED PAD (PIN 9) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB θJA = 35°C/W TO 40°C/W EXPOSED PAD (PIN 9) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲 LT3580EDD#PBF LT3580EDD#TRPBF LCXY 8-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN – 40°C to 125°C LT3580IDD#PBF LT3580IDD#TRPBF LCXY 8-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN – 40°C to 125°C LT3580EMS8E#PBF LT3580EMS8E#TRPBF LTDCJ 8-Lead Plastic MSOP – 40°C to 125°C LT3580IMS8E#PBF LT3580IMS8E#TRPBF LTDCJ 8-Lead Plastic MSOP – 40°C to 125°C LT3580HMS8E#PBF LT3580HMS8E#TRPBF LTDCJ 8-Lead Plastic MSOP – 40°C to 150°C LT3580MPMS8E#PBF LT3580MPMS8E#TRPBF LTDCJ 8-Lead Plastic MSOP – 55°C to 125°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、 弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 *温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、 弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、 http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、 http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3580fg 2 LT3580 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。注記がない限り、VIN = 5V、VSHDN = VIN。(Note 2) PARAMETER Operating Voltage Range Positive Feedback Voltage Negative Feedback Voltage Positive FB Pin Bias Current Negative FB Pin Bias Current CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS l 2.5 1.195 0 81 1.215 5 83.3 32 1.230 12 85 V V mV µA l l 81 81 85.5 86 µA µA µmhos l l l VFB = Positive Feedback Voltage, Current Into Pin VFB = Negative Feedback Voltage, Current Out of Pin (LT3580E, LT3580I, LT3580MP) (LT3580H) Error Amplifier Transconductance Error Amplifier Voltage Gain Quiescent Current Quiescent Current in Shutdown Reference Line Regulation Switching Frequency, fOSC Switching Frequency in Foldback Switching Frequency Set Range SYNC High Level for Synchronization SYNC Low Level for Synchronization SYNC Clock Pulse Duty Cycle Recommended Minimum SYNC Ratio fSYNC/fOSC Minimum Off-Time Minimum On-Time Switch Current Limit Switch VCESAT Switch Leakage Current Soft-Start Charging Current SHDN Minimum Input Voltage High SHDN Input Voltage Low SHDN Pin Bias Current VSHDN = 2.5V, Not Switching VSHDN = 0V 2.5V ≤ VIN ≤ 32V RT = 45.3k (LT3580E, LT3580I, LT3580H) RT = 45.3k (LT3580MP) RT = 464k (LT3580E, LT3580I, LT3580H) RT = 464k (LT3580MP) Compared to Normal fOSC SYNCing or Free Running l l l l 1.8 1.8 180 180 l 200 1.3 l 83.3 83.3 230 70 1 0 0.01 2 2 200 200 1/4 35 Minimum Duty Cycle (Note3) (LT3580E, LT3580I, LT3580H) Minimum Duty Cycle (Note3) (LT3580MP) Maximum Duty Cycle (Notes 3, 4) (LT3580E, LT3580I, LT3580MP) Maximum Duty Cycle (Notes 3, 4) (LT3580H) ISW = 1.5A VSW = 5V VSS = 0.5V Active Mode, SHDN Rising (LT3580E, LT3580I) Active Mode, SHDN Rising (LT3580H, LT3580MP) Active Mode, SHDN Falling (LT3580E, LT3580I) Active Mode, SHDN Falling (LT3580H, LT3580MP) Shutdown Mode VSHDN = 3V VSHDN = 1.3V VSHDN = 0V Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 Note 2：LT3580Eは0℃～125℃の接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。 −40℃～125℃の動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセ ス・コントロールとの相関で確認されている。LT3580Iは−40℃～125℃の全動作接合部温度範 囲で動作することが保証されている。LT3580Hは−40℃～150℃の全動作接合部温度範囲で保 証されている。LT3580MPは−55℃～125℃の全動作接合部温度範囲で保証されている。接合 部温度が125℃を超えると、動作寿命は短くなる。 l l l l 2.2 2.15 1.6 l 4 1.27 1.25 1.24 1.22 l l l l 1.55 3/4 60 100 2.5 2.2 1.9 1.9 300 0.01 6 1.32 1.32 1.29 1.29 l 9.7 0.4 65 2.8 2.8 2.6 ns ns A A A 2500 l VSYNC = 0V to 2V V/V mA µA %/V MHz MHz kHz kHz Ratio kHz V V % 1.5 1 0.05 2.2 2.25 220 225 40 11.6 0 2.6 1 8 1.38 1.4 1.33 1.35 0.3 60 13.4 0.1 A mV µA µA V V V V V µA µA µA Note 3：電流制限は設計および静的テストとの相関によって保証されている。 Note 4：2.5MHzの等価スイッチング周波数で測定した電流リミット。 Note 5：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機 能が備わっている。過温度保護機能がアクティブなとき接合部温度は150℃を超える。規定さ れた最高動作接合部温度を超えた動作が継続すると、 デバイスの信頼性を損なうおそれがあ る。 3580fg 3 LT3580 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25℃ 1MHzでのスイッチ電流制限 最小デューティ・サイクルでの スイッチ電流制限 スイッチ飽和電圧 400 1.5 1.0 0.5 300 250 200 150 100 10 20 30 40 50 60 70 DUTY CYCLE (%) 80 0 90 1.0 0.5 1 0.5 1.5 SWITCH CURRENT (A) 0 0 2 2.5 FB VOLTAGE (V) 1.0 0 –50 0 50 TEMPERATURE (°C) 100 1.22 VSW 10V/DIV 1.21 IL 0.5A/DIV 1.19 –50 –25 50 0 75 25 TEMPERATURE (°C) 100 3580 G04 2.1 1.9 1.7 1.5 1.1 –50 RT = 75k 50 0 TEMPERATURE (°C) 100 3580 G07 3580 G06 内部UVLO 2.40 1 2.38 TA = –35°C 2.36 TA = 100°C 2.34 TA = 25°C VIN VOLTAGE (V) RT = 35.7k 2.3 1.3 200ns/DIV ソフトスタート時の発振器周波数 NORMALIZED OSCILLATOR FREQUENCY (F/FNOM) 2.5 125 3580 G05 発振器周波数 2.7 1200 VOUT 50mV/DIV AC COUPLED 1.20 0.5 1000 図14の回路のスイッチング波形 1.23 1.5 400 600 800 SS VOLTAGE (mV) 200 3580 G03 正の帰還電圧 1.24 3.0 2.0 0 3580 G02 最小デューティ・サイクルでの スイッチ電流制限 SWITCH CURRENT LIMIT (A) 1.5 50 3580 G01 FREQUENCY (MHz) 2.0 SWITCH CURRENT (A) 2.0 0 2.5 350 SATURATION VOLTAGE (mV) SWITCH CURRENT LIMIT (A) 2.5 2.32 2.30 1/2 2.28 1/3 1/4 2.26 INVERTING CONFIGURATIONS 0 0 0.2 2.24 BOOSTING CONFIGURATIONS 0.4 0.6 0.8 FB VOLTAGE (V) 1.0 2.22 1.2 3580 G08 2.20 –50 50 0 TEMPERATURE (°C) 100 3580 G09 3580fg 4 LT3580 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25℃ SHDNピンの電流 アクティブ/ロックアウト・ スレッショルド SHDNピンの電流 30 1.40 300 –50°C 250 20 15 10 –50°C 5 100°C 0 0 0.5 1.38 1.36 20°C 200 SHDN VOLTAGE (V) SHDN PIN CURRENT (µA) SHDN PIN CURRENT (µA) 25 100°C 150 100 1 1.5 SHDN VOLTAGE (V) 2 0 1.32 SHDN RISING 1.30 1.28 1.26 SHDN FALLING 1.24 50 20°C 1.34 1.22 0 5 20 15 25 10 SHDN VOLTAGE (V) 3580 G10 30 1.20 –50 50 0 TEMPERATURE (°C) 100 3580 G11 3580 G12 ピン機能 FB （ピン1） ：正と負の帰還ピン。 昇圧または反転のコンバータで は、 以下の式に従って抵抗をFBピンからVOUTへ接続します。 RFB = RFB = ( VOUT − 1.215)；昇圧コンバータまたはSEPICコンバータ ( 83.3 • 10 −6 VOUT + 5mV 83.3 • 10 −6 )；反転コンバータ VC （ピン2） ：誤差アンプの出力ピン。外部補償回路をこのピン に接続します。 VIN （ピン3） ：入力電源ピン。 ローカルにバイパスする必要があ ります。 SW （ピン4） ：スイッチ・ピン。 これは内蔵NPNパワー・スイッチの コレクタです。 このピンに接続されるメタル・トレースの面積を 小さくしてEMIを抑えます。 SHDN （ピン5） ：シャットダウン・ピン。UVLO（低電圧ロックアウ RT （ピン6） ：タイミング抵抗ピン。 スイッチング周波数を調節し ます。 このピンからグランドに抵抗を接続して、周波数を固定 自走レベルに設定します。 このピンはフロート状態にしないで ください。 SS （ピン7） ：ソフトスタート・ピン。 ソフトスタート・コンデンサを ここに接続します。起動すると、SSピンは （公称）275kの抵抗を 通して約2.2Vに充電されます。 SYNC （ピン8） ：スイッチング周波数を外部クロックに同期させ るには、単にこのピンをクロックでドライブします。 クロックの H 電圧レベルは1.3Vを超える必要があり、L 電圧レベルは 0.4Vより下にします。 このピンを0.4Vより下にドライブすると内 部自走クロックに戻ります。詳細については 「アプリケーション 情報」 のセクションを参照してください。 GND （露出パッド・ピン9） ：グランド。露出パッドはローカル・グ ランド・プレーンに直接半田付けする必要があります。 ト）回路と組み合わせて、 このピンを使ってデバイスをイネー ブル/ディスエーブルし、 ソフトスタートのシーケンスを再度開 始します。 デバイスをディスエーブルするには1.24V（LT3580E、 LT3580I） あるいは1.22V（LT3580H、LT3580MP） より下にドラ イブします。 デバイスをアクティブにしてソフトスタート・シーケ ンスを再度開始するには1.38V（LT3580E、LT3580I） あるいは 1.40V（LT3580H、LT3580MP） より上にドライブします。 このピ ンはフロート状態にしないでください。 3580fg 5 LT3580 ブロック図 RC CSS SHDN 5 1.3V 7 – + VIN CC 2 SS CIN VC DISCHARGE DETECT L1 275k UVLO SR2 SOFTSTART R VIN 3 Q ILIMIT COMPARATOR – Q2 S 1.215V REFERENCE A3 + R 4 SR1 S DRIVER + ∑ A1 – FB 14.6k A4 A2 FREQUENCY FOLDBACK RFB 0.01Ω – RAMP GENERATOR + 1 VOUT C1 Q1 Q + 14.6k D1 SW VC GND 9 ÷N ADJUSTABLE OSCILLATOR – SYNC BLOCK SYNC 8 6 RT RT 3580 BD 動作 LT3580は固定周波数の電流モード制御方式を使って、優れ たライン・レギュレーションとロード・レギュレーションを実現 します。昇圧に構成設定されたLT3580を示すブロック図を 参照してください。発振器の各サイクルの開始点で、SRラッチ （SR1） がセットされ、 パワー・スイッチ （Q1） をオンします。 スイッ チ電流が内部電流センス抵抗を通って流れ、 スイッチ電流に 比例した電圧を発生します。 （A4によって増幅された） この電 圧が安定化ランプへ加算され、 その和がPWMコンパレータ A3の正端子に与えられます。 この電圧がA3のマイナス入力の レベルを超えると、SRラッチがリセットされ、パワー・スイッチ をオフします。A3（VCピン） の負入力のレベルは誤差アンプA1 （またはA2） によって設定され、帰還電圧（FBピン） とリファレ ンス電圧（構成設定に依存して1.215Vまたは5mV） の差を単 に増幅したものです。 このようにして、誤差アンプは正しいピー ク電流レベルを設定し、 出力を安定化された状態に保ちます。 LT3580は斬新なFBピン・アーキテクチャを備えており、 これ は昇圧構成または反転構成のどちらでも使うことができます。 昇圧コンバータとして構成されている場合、FBピンはVOUTか らFBに接続されたR FB 抵抗によって1.215Vの内部バイアス 電圧にプルアップされます。 コンパレータA2は非アクティブに なり、 コンパレータA1はFBからVCへの反転増幅を行います。 LT3580が反転構成の場合、FBピンはVOUTからFBに接続さ れたRFB抵抗によって5mVにプルダウンされます。 コンパレー タA1は非アクティブになり、 コンパレータA2はFBからVCへの 非反転増幅を行います。 3580fg 6 LT3580 動作 SEPICトポロジー LT3580はSEPIC（シングルエンド・プライマリ・インダクタンス・ コンバータ） に構成設定可能です。 このトポロジーにより、望み の出力電圧に比べて、入力を高く、等しく、 または低くすること ができます。出力の切断はSEPICトポロジーに本来的に組み 込まれています。 つまり、入出力間にDC経路が存在しません。 これは、回路がシャットダウン状態のとき、入力ソースから出 力を切断する必要のあるアプリケーションに有用です。 • 次に、 ソフトスタート回路がスイッチ電流を徐々にランプアッ プさせます。 デバイスがシャットダウン状態から抜け出すと、 外部SSコンデンサが最初に放電し （SHDNピンのグリッチと 遅いランプアップに対して保護し）、次に内部の275k抵抗が SSピンを約2.2Vに引き上げます。外部コンデンサをSSピンに 接続することにより、 このピンの電圧のランプ・レートを設定 することができます。 ソフトスタート・コンデンサの標準値は 100nF∼1μFです。 反転トポロジー LT3580はデュアル・インダクタ反転トポロジーでも動作可能で す。 デバイスのユニークな帰還ピンにより、単に外部部品の接 続を変更するだけで反転トポロジーを構築することができま す。 このソリューションにより、 出力に直列に接続されたインダ クタL2による出力電圧リップルが非常に低くなります。LT3580 のスイッチのオフ時間とオン時間の両方で出力インダクタが出 力に電流を供給するので、 出力コンデンサの電流の突然の変 化がなくなります。 • 最後に、FBピンが350mV∼900mVの公称範囲内にあると、 周波数フォールドバック回路がスイッチング周波数を下げま す。 この機能はデバイスが達成できる最小デューティ・サイク ルを下げて、起動時のスイッチ電流をさらに良く制御できる ようにします。FB電圧がこの範囲の外に出ると、 スイッチング 周波数は正常の値に戻ります。 スタートアップ動作 LT3580の非常にクリーンな起動を可能にするため、 いくつか の機能が備わっています。 • 最初に、 内部電圧リファレンスによりSHDNピンの電圧がモ ニタされ、精密なターンオン電圧レベルが与えられます。外 部抵抗（または抵抗分割器） を入力電源からSHDNピンに接 続して、 ユーザーがプログラム可能な低電圧ロックアウト機 能を与えることができます。 VIN > VOUT OR VIN = VOUT OR VIN < VOUT L1 + C2 • VIN D1 • SW RT SYNC RT VC SW RT C3 RT 3580 F01 図 1. 出力電圧を跨ぐ入力を可能にする SEPICトポロ ジー。結合されたインダクタまたは結合されていないイ ンダクタを使用可能。結合されている場合は注記された 位相に従う L2 VOUT D1 R1 FB SHDN SYNC CC • LT3580 RC CSS C2 • VIN C1 SHUTDOWN + GND SS + R1 FB SHDN SHUTDOWN L1 VIN L2 LT3580 C1 VOUT 電流制限とサーマル・シャットダウン動作 LT3580はブロック図には示されていない電流制限回路を備 えています。 スイッチ電流は常時モニタされ、与えられたデュー ティ・サイクルで最大スイッチ電流を超えないように制限され ます （「電気的特性」 の表を参照）。 スイッチ電流がこの値に達 すると、 コンパレータ （A1/A2）の状態にかかわらずSRラッチ （SR1） がリセットされます。 サーマル・シャットダウン回路もブ ロック図に示されていません。 デバイスの温度が約165 Cを超 えると、 コンパレータ （A1/A2） の状態にかかわらずSR2ラッチ がセットされます。 すると、全ソフトスタート・サイクルが開始さ れます。 この電流制限とサーマル・シャットダウン回路により、 パワー・スイッチとLT3580に接続されている外付け部品が保 護されます。 GND SS VC + RC CSS C3 CC 3580 F02 図2. 出力リップルを低くするデュアル・インダクタ反転 トポロジー。結合されたインダクタまたは結合されて いないインダクタを使用可能。結合されている場合は 注記された位相に従う 3580fg 7 LT3580 アプリケーション情報 出力電圧の設定 出力電圧は抵抗（RFB） をVOUTからFBピンに接続して設定し ます。RFBは次式に従って決定します。 RFB = | VOUT − VFB | 83.3µA ここで、非反転トポロジー（つまり、昇圧およびSEPICのレギュ レータ） ではV FBは1.215V（標準）、反転トポロジーでは5mV （標準） です （「電気的特性」 を参照）。 パワー・スイッチのデューティ・サイクル ループの安定性を維持し、適切な電流を負荷に供給するた め、パワーNPN（ブロック図のQ1）は各クロック・サイクルの 100%の間「オン」 に留まることはできません。最大許容デュー ティ・サイクルは次式で与えられます。 DCMAX = (TP − Min Off Time) • 100% TP ここで、TPはクロックの周期、 （「電気的特性」 に示されている） 最小オフ時間は標準60nsです。 動作デューティ・サイクルがDC MAXを超えないようにアプリ ケーションを設計します。 いくつかの一般的トポロジーのデューティ・サイクルの式を 下に示します。 ここで、V Dはダイオードの順方向電圧降下、 VCESATは1.5Aで標準300mVです。 昇圧トポロジーでは次のようになります。 V −V +V DC ≅ OUT IN D VOUT + VD − VCESAT SEPICトポロジーまたはデュアル・インダクタ反転トポロジーで は次のようになります （図1と図2を参照） 。 DC ≅ VD +| VOUT | VIN + | VOUT | + VD − VCESAT LT3580はデューティ・サイクルがDCMAXより高い構成で使う ことができますが、実効デューティ・サイクルが減少するよう に、不連続導通モードで動作させる必要があります。 インダクタの選択 一般的ガイドライン：LT3580は高い周波数で動作するので 小型の表面実装インダクタを使用できます。高効率を実現す るには、 フェライトなどの高周波用コア材のインダクタを選択 して、 コア損失を減らします。効率を改善するため、与えられた インダクタンスに対してサイズの大きなインダクタを選択しま す。I 2R損失を減らすため、 インダクタはDCR（銅線抵抗） が小 さく、飽和せずにピーク・インダクタ電流を流すことができるも のにします。各インダクタが全スイッチ電流の一部分しか流さ ないSEPICトポロジーのようなアプリケーションでは、 インダク タに要求される処理電流は大きくないことに注意してくださ い。 モールド型チョークコイルやチップ・インダクタのコア面積 は一般に2A∼3Aの範囲のピーク・インダクタ電流を担うのに 十分ではありません。放射ノイズを抑えるには、 トロイド、 また はシールドされたインダクタを使用します。 シールド・タイプの インダクタンスは電流が増加するにつれて低下し、簡単に飽 和するので注意してください。 インダクタのメーカーについて は表1を参照してください。以下のガイドラインが最終のアプリ ケーションに適合することを確認するには、実験を通じて十分 検証していただくことをお勧めします。 表1. インダクタ・メーカー Coilcraft DO3316P, MSS7341 and LPS4018 Series www.coilcraft.com Coiltronics DR, LD and CD Series www.coiltronics.com Murata LQH55D and LQH66S Series www.murata.com Sumida CDRH5D18B/HP, CDR6D23MN, www.sumida.com CDRH6D26/HP, CDRH6D28, CDR7D28MN and CDRH105R Series TDK RLF7030 and VLCF4020 Series www.tdk.com Würth WE-PD and WE-PD2 Series www.we-online.com 最小インダクタンス：効率が犠牲になる可能性があるとはい え、小さなインダクタを選択して基板スペースを最小に抑える のが望ましい場合がよくあります。 インダクタを選択するとき、 最小インダクタンスを制限する2つの条件があります。 （1）適切 な負荷電流の供給と （2）低調波発振の防止です。 これらの要 件の両方を満たすのに十分な大きさのインダクタンスを選択 してください。 適切な負荷電流：値の小さなインダクタだとリップル電流が増 加するので、 （ピーク・スイッチ電流が制限されるため） 負荷に が減少します。適切な負荷電流を 供給できる平均電流（IOUT） 供給するため、Lは少なくとも次のようにします。 3580fg 8 LT3580 アプリケーション情報 昇圧トポロジーでは、 L> DC • VIN ⎛ |V |• I ⎞ 2(f) ⎜ ILIM − OUT OUT ⎟ VIN • η ⎠ ⎝ または、SEPICトポロジーおよび反転トポロジーでは、次のよう になります。 L> DC • VIN ⎛ ⎞ VOUT • IOUT 2(f) ⎜ILIM − − IOUT ⎟ VIN • η ⎝ ⎠ ここで、 L = 結合されないデュアル・インダクタ・トポロジーのL1||L2 DC = スイッチのデューティ・サイクル （前のセクションを参照） ILIM = スイッチ電流リミット、50%デューティ・サイクルで標 準約2.4A（「標準的性能特性」 のセクションを参照） η = 電力変換効率（高電流のとき昇圧トポロジーでは標準 88%、 デュアル・インダクタ・トポロジーでは75%） f = スイッチング周波数 Lの負の値は、 出力負荷電流IOUTがLT3580のスイッチ電流制 限能力を超えていることを示しています。 低調波発振の防止：LT3580の内部スロープ補償回路は、 イン ダクタンスが最小値を超えていれば、 デューティ・サイクルが 50%を超えると発生する可能性のある低調波発振を防止し ます。50%を超えるデューティ・サイクルで動作するアプリケー ションでは、昇圧、結合されたインダクタのSEPIC、 および結合 インダクタン されたインダクタの反転の各トポロジーの場合、 スは少なくとも次の値でなければなりません。 L> VIN • (2 • DC – 1) (1−DC) • (f) または、 結合されていないインダクタのSEPICトポロジーおよび 結合されていないインダクタの反転トポロジーでは、 次のように します。 L1 L2 > VIN • (2 • DC – 1) (1−DC) • (f) 最大インダクタンス：インダクタンスがあまりにも大きいと、電 流コンパレータ （ブロック図のA3）が明瞭に区別するのが困 難なレベルにまで電流リップルが減少し、 デューティ・サイクル のジッタや安定化の低下が生じます。最大インダクタンスは次 式で計算することができます。 LMAX = VIN – VCESAT DC • f IMIN−RIPPLE ここで、結合されていないデュアル・インダクタ・トポロジーでは LMAXはL1||L2で、IMIN-RIPPLEの値は標準で95mAです。 電流定格：最後に、 インダクタの飽和により効率が低下するの を防ぐため、 インダクタの定格はピーク動作電流より大きくな ければなりません。定常状態では、昇圧トポロジー、結合され ていないインダクタのSEPICトポロジーおよび結合されていな いインダクタの反転トポロジーの場合、 ピーク入力インダクタ 電流（連続導通モードのみ） は次式で与えられます。 IL1−PEAK = VOUT •IOUT VIN • η + VIN • DC 2 • L1• f 結合されていないデュアル・インダクタ・トポロジーでは、 ピーク 出力インダクタ電流は次式で与えられます。 IL2−PEAK =IOUT + VOUT • (1– DC) 2 • L2 • f 結合されたインダクタのトポロジーの場合、 次のようになります。 ⎡ ⎤ V • DC V IOUT ⎢1+ OUT ⎥ + IN ⎣ η• VIN ⎦ 2 • L • f 注意：負荷過渡時にインダクタ電流が大きくなる可能性があ ります。不適切なソフトスタート・コンデンサが使用されると、 起動時にもインダクタ電流が大きくなる可能性があります。 コンデンサの選択 出力リップル電圧を下げるため、出力には低ESR（等価直列 抵抗） のコンデンサを使います。多層セラミック・コンデンサは ESRが非常に低く、小型パッケージのものが入手できるので 最適です。 X5RやX7Rの誘電体は広い電圧範囲と温度範囲に わたって容量を保持するのでこれらの素材として最も好まれ ます。4.7μF∼20μFの出力コンデンサはほとんどのアプリケー 3580fg 9 LT3580 アプリケーション情報 ションに十分ですが、 出力電流が非常に低いシステムには1μF または2.2μFの出力コンデンサしか必要ないかもしれません。 必ず電圧定格が十分大きなコンデンサを使ってください。定 格が2.2μF∼20μFのほとんどのコンデンサ （特に0805または 0603のケース・サイズ） は望みの出力電圧で容量が大きく減少 します。固体タンタル・コンデンサまたはOS-CONコンデンサを 使うこともできますが、 セラミック・コンデンサよりも大きなボー ド面積を占め、 ESRが大きくなり、 出力リップルが増加します。 セラミック・コンデンサは入力デカップリング用コンデンサとし ても最適で、LT3580にできるだけ近づけて配置します。 ほとん どのアプリケーションでは2.2μF∼4.7μFの入力コンデンサで 十分です。 セラミック・コンデンサのメーカーをいくつか表2に示します。 セ ラミック部品の全製品の詳細についてはメーカーへお問い合 わせください。 表2. セラミック・コンデンサのメーカー Kemet www.kemet.com Murata www.murata.com Taiyo Yuden www.t-yuden.com 補償の調整 LT3580の帰還ループを補償するには、1個のコンデンサに並 列な直列RCネットワークをVCピンからGNDに接続します。 ほとんどのアプリケーションでは、直列コンデンサは470pF∼ 2.2nFの範囲にします。1nFが出発点の値として適当でしょう。 並列コンデンサの値は10pF∼100pFにします。47pFが出発点 の値として適当でしょう。補償抵抗（RC） は通常5k∼50kの範 囲です。新しいアプリケーションを補償する良い手法として、 直列抵抗R Cの代わりに100kΩのポテンショメータを使いま す。 それぞれ1nFと47pFの直列コンデンサと並列コンデンサを 使って、過渡応答を観察しながらポテンショメータを調節し、 RCの最適値を見つけることができます。 負荷電流を400mAと 500mAの間でステップさせたときの図14の回路のこの過程を 図3a∼図3cに示します。RCが1kに等しいときの過渡応答を図 3aに示します。 出力電圧とインダクタ電流の過度のリンギング から明らかなように、位相マージンが良くありません。図3bで は、R Cの値を3kに大きくしているので、 もっと減衰した応答に なっています。RCをさらに10kにまで大きくしたときの結果を図 3cに示します。過渡応答が十分減衰し、補償の調整は完了で す。 VOUT 200mV/DIV AC COUPLED VOUT 200mV/DIV AC COUPLED IL 0.5A/DIV IL 0.5A/DIV RC = 1k 200µs/DIV RC = 3k 3580 F03a 図3a. 過度のリンギングを示す過渡応答 200µs/DIV 3580 F03b 図3b. 改善された過渡応答 VOUT 200mV/DIV AC COUPLED IL 0.5A/DIV RC = 10k 200µs/DIV 3580 F03c 図3c. 十分減衰した過渡応答 3580fg 10 LT3580 アプリケーション情報 補償理論 他のすべての電流モード・スイッチング・レギュレータと同様、 LT3580を安定して効率よく動作させるには補償が必要です。 2つの帰還ループがLT3580に使われています。補償の不要な 高速電流ループと、補償の必要な低速電圧ループです。標準 ボーデ図の分析方法を使って、電圧帰還ループを理解し、調 節することができます。 どんな帰還ループの場合でもそうですが、 ループ内の多様な 素子が利得や位相に与える影響を知ることが決定的に重要 です。昇圧コンバータの主要な等価素子を図4に示します。高 速電流制限ループなので、 デバイスの電力段、インダクタお よびダイオードは等価なトランスコンダクタンス・アンプg mpと （IVINをηVIN/VOUT • IVINに変換する）電流制御付き電流源 の組み合わせで置き換えられています。gmpは出力電流がVC 電圧に比例する電流源として機能します。ηはスイッチング・レ ギュレータの効率で、標準で約88%です。 g mpとg maの最大出力電流は有限であることに注意してくだ さい。g mpのリミットは「電気的特性」のセクション（Switch Current Limit） に与えられており、gmaは公称約 12μAに制限 されています。 – + VOUT IVIN gmp η • VIN • I VIN VOUT RESR COUT CPL VC CF RC CC RO + gma 1.215V REFERENCE R2 – RL 図4から、DC利得、 ポール、 およびゼロは以下のように計算さ れます。 出力のポール：P1= 2 2 • π • RL • COUT 1 2 • π • ⎡⎣RO + RC ⎤⎦ • CC 誤差アンプのポール：P2 = 誤差アンプのゼロ：Z1= 1 2 • π • RC • CC DC利得： （FBピンのところでループを切断） ADC = A OL (0) = ∂VC ∂IVIN ∂VOUT ∂VFB • • • = ∂VFB ∂VC ∂IVIN ∂VOUT (gma • R0 ) • gmp • ⎜ η • VVIN ⎛ ⎝ ESRのゼロ： Z2 = RHPのゼロ：Z3 = • OUT RL ⎞ 0.5R2 ⎟• 2 ⎠ R1+ 0.5R2 1 2 • π • RESR • COUT VIN 2 • RL 2 • π • VOUT 2 • L 高周波数のポール：P3 > fS 3 位相リードのゼロ：Z4 = 1 2 • π • R1• CPL 位相リードのポール：P4 = R1 1 R2 2 •C 2•π• R2 PL R1+ 2 R1• 誤差アンプのフィルタのポール： FB R2 CC: 補償コンデンサ COUT: 出力コンデンサ CPL: 位相リード・コンデンサ CF：高周波数フィルタ・コンデンサ gma: IC内のトランスコンダクタンス・アンプ gmp: 電力段のトランスコンダクタンス・アンプ RC: 補償抵抗 RL: ILOAD(MAX)で割ったVOUTとして定義された出力抵抗 RO: gmaの出力抵抗 R1、R2：帰還抵抗分割器ネットワーク RESR: 出力コンデンサのESR 3580 F04 P5 = C 1 ,CF < C RC •RO 10 2• π • •C RC +RO F 電流モードのゼロ （Z3） は右半平面のゼロで、 これは帰還制 御の設計では問題になることがありますが、外部部品を適切 に選択して調整可能です。 図4. 昇圧コンバータの等価モデル 3580fg 11 LT3580 アプリケーション情報 図14の回路を一例として使って、図5に示されているボーデ図 を描くのに使われたパラメータを表3に示します。 表3.ボーデ図のパラメータ パラメータ 値 単位 21.8 Ω アプリケーションによる 10 µF アプリケーションによる RESR 10 mΩ アプリケーションによる RO 305 kΩ 調整不可 CC 1000 pF 調整可 CF 0 pF オプション/調整可 RL COUT 説明 CPL 0 pF オプション/調整可 RC 10 kΩ 調整可 R1 130 kΩ 調整可 R2 14.6 kΩ 調整不可 VOUT 12 V アプリケーションによる VIN 5 V アプリケーションによる gma 230 µmho 調整不可 gmp 7 mho 調整不可 L 4.2 µH アプリケーションによる fS 1.2 MHz 調整可 図5では、利得が0dBに達するときの位相は140 で、位相 マージンが40 になります。 クロスオーバー周波数は10kHzで す。 これはRHPのゼロの周波数の1/3以下で、適切な位相マー ジンを達成します。 180 0 160 –20 140 –40 –60 PHASE 100 80 –80 –100 40° AT 10kHz 60 40 –120 –140 GAIN 20 –160 0 –20 –180 10 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 100k 1M 3580 F05 図5. 昇圧コンバータの例のボーデ図 –200 PHASE (DEG) GAIN (dB) 120 ダイオードの選択 ショットキー・ダイオードは順方向電圧降下が小さく、 スイッチ ング速度が速いので、LT3580と一緒に使うのに推奨します。 MicrosemiのUPS120が最適です。入力と出力の電圧差が20V を超える場合、UPS140（40V用ダイオード） を使います。 これら のダイオードは、1Aの平均順方向電流を扱うように定格が規 定されています。 発振器 LT3580の動作周波数は内部自走発振器によって設定するこ とができます。SYNCピンを L（< 0.4V） にドライブすると、動 作周波数はRTからグランドに接続した抵抗によって設定され ます。 このデバイスには内部でトリミング （微調整） されたタイミ ング・コンデンサが内蔵されています。発振器の周波数は次式 を使って計算されます。 fOSC = 91.9 (R T + 1) ここで、fOSCの単位はMHz、RTの単位はkΩです。逆に、RT（単 位kΩ） は次式を使って望みの周波数（単位MHz） から計算す ることができます。 RT = 91.9 −1 fOSC クロックの同期 LT3580の動作周波数は外部クロック・ソースに同期させるこ とができます。外部ソースに同期させるには、単にデジタル・ク ロック信号をSYNCピンに与えます。LT3580はSYNCクロック 周波数で動作します。SYNCが自走クロックの数周期の間 L にドライブされた後、LT3580は内部自走発振器のクロックに 戻ります。 SYNCを長時間 H にドライブすると、動作中のクロックを実 際上停止し、 ラッチSR1がセットされるのを防ぎます （ブロック 図を参照）。 その結果、LT3580のスイッチング動作が停止しま す。 SYNC信号のデューティ・サイクルは、適切に動作するために は35%∼65%でなければなりません。 また、SYNC信号の周波 数は以下の2つの基準を満たす必要があります。 3580fg 12 LT3580 アプリケーション情報 より常に高く （2）SYNC周波数は自走発振器の周波数（fOSC） することができますが、fOSCの25%下より低くしてはいけま せん。 動作周波数の選択 コンバータの動作周波数を選択する際、検討事項がいくつか あります。 まず、 どんなスペクトル・ノイズも許容できない敏感な 周波数帯には近づけないことです。 たとえば、RF通信を組み 込んだ製品では、455kHzのIF周波数はどんなノイズに対して も敏感なので、600kHzを超えるスイッチングが望まれます。 あ る通信方式では1.1MHzに対して敏感で、 この場合、1.5MHz のスイッチング・コンバータ周波数を採用することができます。 2つ目の検討事項はコンバータの物理的なサイズです。動作 周波数が高くなるにつれ、 インダクタおよびフィルタ・コンデン サの値とサイズが小さくなります。NPNのベース電荷によるス イッチング損失（「熱に関する計算」 を参照）、 ショットキー・ダ イオードの電荷、 および他の容量性損失の項は周波数に比例 して増加するので、 トレードオフは効率です。 ソフトスタート LT3580は起動時にピーク・スイッチ電流を制限するソフトス タート回路を内蔵しています。VOUTが最終値から大きく外れ ているため帰還ループが飽和しているので、高い起動電流は 一般のスイッチング・レギュレータに本質的です。 レギュレータ は出力コンデンサをできるだけ速く充電しようと試みるので、 ピーク電流が大きくなります。 シャットダウン デバイスをイネーブルまたはディスエーブルするのにSHDNピ ンが使われます。 ほとんどのアプリケーションで、SHDNはデジ タル・ロジック・ソースでドライブすることができます。電圧が 1.38Vを超えると通常のアクティブ動作をイネーブルします。電 圧が300mVより下に下がるとデバイスをシャットダウンし、消 費電流が非常に低くなります。 SHDN電圧がロックアウト電圧範囲（0.3V∼1.24V） を通って 遷移する間、 パワー・スイッチがディスエーブルされ、 SR2ラッチ がセットされます （ブロック図を参照）。 このため、 ソフトスター ト・コンデンサが放電を開始し、 コンデンサが放電してアクティ ブ動作がイネーブルされるまで継続します。 パワー・スイッチは ディスエーブルされますが、SHDN電圧がロックアウト範囲内 でも、SHDN電圧がシャットダウン・スレッショルドの近くまた は下に下がるまでは、 消費電流は必ずしも下がりません。 また、SHDNピンは、SHDN電圧が32Vより下に制限されてい る限り、VINまたはVOUTより上にドライブできることに注意して ください。 アクティブ （通常動作） 1.38V 1.24V SHDN (V) （1）自走発振器をイネーブルするためにSYNCが L に停止 する以外は、SYNCは200kHz∼2.5MHzの周波数範囲の 外側でトグルすることはできません。 0.3V 起動電流は外部コンデンサ （標準で100nF∼1μF） をSSピンに 接続することによって制限することができます。 このコンデンサ は、 デバイスがアクティブになると、 内部の275k抵抗によって約 2.2Vにゆっくり充電されます。 SSピンの電圧が約1.1Vより下で は、 内部電流制限が減少します。 こうして、 コンデンサが充電す るにつれてSSの電圧が徐々にランプすると、 電流制限も徐々に 増加します。次いで、起動電流を制限しながら出力コンデンサ をその最終値に向かって徐々に充電することができます。 コマンドによるシャットダウンまたはロックアウト （SHDNピン） 、 内部の低電圧ロックアウト （UVLO） またはサーマル・ロックアウ トが発生すると、 ソフトスタート・コンデンサは充電が再開され る前に自動的に約200mVに放電しますので、 デバイスを非アク ティブ状態にする度に、 ソフトスタートが確実に実行されます。 0.0V （ヒステリシスおよび許容誤差） ロックアウト （パワー・スイッチはオフ、 SSコンデンサはディスエーブル） シャットダウン （低消費電流） 3580 F06 図6. デバイスの状態とSHDN電圧 構成設定可能な低電圧ロックアウト LT3580の低電圧ロックアウト （UVLO） を構成設定する方法 を図7に示します。UVLOは、入力電源が電流制限されている か、入力電源のソース抵抗が比較的高いか、 または、 ゆっくり とランプアップ/ランプダウンする状況で通常使用されます。 スイッチング・レギュレータはソースから一定の電力を引き出 すので、 ソース電圧が低下するにつれ、 ソース電流が増加し ます。 この現象はソースからは負の抵抗負荷のように見えるた め、低いソース電圧状態では、 ソースが電流制限したり、 ある 3580fg 13 LT3580 アプリケーション情報 VIN VIN 1.3V RUVLO1 SHDN – ACTIVE/ LOCKOUT RUVLO1 = + 11.6µA AT 1.3V RUVLO2 (OPTIONAL) GND 3580 F07 図7. 構成設定可能なUVLO いは低電圧にラッチすることがあります。UVLOはこれらの問 題が発生するおそれのあるソース電圧でレギュレータが動作 しないようにします。 シャットダウン・ピンのコンパレータの電圧ヒステリシスの標 準的スレッショルドは1.32V（立上り） および1.29V（立下り） で す。抵抗RUVLO2はオプションです。RUVLO2を追加して、SHDN ピンの電流の変化によって生じる全体のUVLO電圧の変動 を減らすことができます （「電気的特性」 を参照）。R UVLO2に 適切な値は10k 1%以下です。R UVLO2の値を選択したら、 RUVLO1は以下のどちらかの式で求めることができます。 RUVLO1 = VIN+ −1.32V ⎛ 1.32V ⎞ ⎜ ⎟ +11.6µA ⎝ RUVLO2 ⎠ or RUVLO1 = VIN − −1.29V ⎛ 1.29V ⎞ ⎜ ⎟ +11.6µA ⎝ RUVLO2 ⎠ ここで、 VIN＋とVINはそれぞれ上昇するときまたは下降すると きのVIN電圧です。 たとえば、 1個の抵抗の構成設定を使って3.5Vより下のVINに対 してLT3580をディスエーブルするには、 次のように選択します。 RUVLO1 = 2個の抵抗の構成設定を使って4.5Vより上のV INに対して LT3580をアクティブにするには、RUVLO2 = 10kを選択し、次の ようにします。 4.5V −1.32V = 22.1k ⎛ 1.32V ⎞ ⎜ ⎟ +11.6µA ⎝ 10k ⎠ 内部の低電圧ロックアウト LT3580は、VINが最小動作レベル （標準で約2.3V） より下に下 がらないか、VIN電源電圧をモニタします。VINが L であるこ とが検出されると、パワー・スイッチが非アクティブにされ、他 方、十分なVIN電圧が持続する間、 ソフトスタート・コンデンサ は放電します。VINが H であることが検出されると、 パワー・ス イッチが再度アクティブにされ、 ソフトスタート・コンデンサが 充電され始めます。 熱に関する検討事項 LT3580が最大出力で電力を供給するには、 パッケージ内部で 発生した熱を放散するのに十分な熱経路を与えることが不可 欠です。 これはデバイス底部の熱パッドの利点を利用して実現 されます。 プリント回路基板のビアを多数使って、 できるだけ 面積の大きな銅プレーンにデバイスの熱を逃がすことを推奨 します。 サーマル・ロックアウト ダイの温度が約165℃に達すると、 デバイスはサーマル・ロック アウト状態になり、パワー・スイッチがオフしてソフトスタート・ コンデンサが放電します。 デバイスはダイの温度が約5℃（公 称）低下すると再度イネーブルされます。 熱に関する計算 LT3580の電力消費は4つの主要因から生じます。 スイッチの 2 I R損失、NPNのベースのドライブ（AC）、NPNのベースのドラ イブ（DC）、 および追加入力電流です。以下の式を使って電力 損失を近似することができます。 3.5V −1.29V =190.5k ⎛ 1.29V ⎞ ⎜ ⎟ +11.6µA ⎝ ∞ ⎠ 3580fg 14 LT3580 アプリケーション情報 これらの式は連続モード動作を仮定していますので、不連続 モードまたは軽負荷電流での効率の計算には使用しません。 平均スイッチ電流：IIN = VOUT •IOUT VIN • η スイッチのI2R損失：PSW = (DC)(IIN )2 (RSW ) ベースのドライブ損失(AC)：PBAC =13n(IIN )(VOUT )(f) ベースのドライブ損失(DC)：PBDC = (VIN )(IIN )(DC) 50 入力の電力損失：PINP = 7mA(VIN ) ここで、 RSW = スイッチの抵抗（1.5Aで標準200mΩ） DC = デューティ・サイクル （式については 「パワー・スイッチ のデューティ・サイクル」 のセクションを参照） η = 電力変換効率（高電流では標準88%） 例：昇圧構成設定、V IN = 5V、V OUT = 12V、I OUT = 0.5A、 f = 1.25MHz、VD = 0.5V; IIN = 1.36A DC = 61.5% PSW = 228mW PBAC = 270mW PBDC = 84mW PINP = 35mW LT3580の合計電力消費 （PTOT）= 617mW LT3580の熱抵抗は、 内部プレーン、上面プレーン、裏面プレー ンの有無によって影響を受けます。 ダイの温度を計算するに は、適切な熱抵抗値を使い、 ワーストケースの周囲温度を加 算します。 TJ = TA＋θJA • PTOT ここで、T J = 接合部温度、TA = 周囲温度、3mm 3mm DFN パッケージではθJA = 43℃/W、露出パッド付きMSOPパッケー ジでは35 C/W∼40 C/Wです。PTOTは上で計算されています。 VINのランプ・レート スイッチング・コンバータのアプリケーションに最初に給電す るとき、V INのランプ・レートを制限します。V INのランプ・レー トが高いと、 コンバータの受動部品に過度の突入電流を生 じることがあります。 このため電流や電圧のオーバーストレス が生じ、受動部品やデバイスに損傷を与えることがあります。 500mV/μs以下のランプ・レートでは、 部品のパラメータに依存 して、一般にはこれらの問題が防止されます。 また、活線挿入 を避けるように注意します。活線挿入は、 アクティブな電源電 圧がコンバータの入力に 「瞬時に」接続されるか、 またはスイッ チが入れられるとき生じます。活線挿入は非常に高速の入力 ランプ・レートを生じますので、推奨できません。詳細につい ては、 リニアテクノロジー社の 「アプリケーションノートAN88」 を参照してください。 これは、誘導性のソース・インピーダンス が、セラミック・コンデンサでバイパスされた入力ピンに活線 挿入されたとき生じる可能性がある電圧オーバーストレスに ついて取り上げています。 レイアウトのヒント どんな高周波スイッチャの場合でもそうですが、 レイアウトを 検討するとき、電気、熱およびノイズに関する最適性能を達成 するには注意を払う必要があります。 レイアウトに注意を払わ ないと記載されているとおりの性能を得られません。最大効率 を得るため、 スイッチの立上り時間と立下り時間は通常5ns∼ 10nsの範囲です。放射ノイズと導通ノイズの両方を防止するた め、図8に示されている高速スイッチング電流経路はできるだ け短くします。 これは図9の昇圧構成の推奨レイアウトで実現 されています。 この経路を短くすると、寄生トレース・インダクタ ンスも減少します。 スイッチがオフするとき、 この寄生インダク タンスにより、LT3580のスイッチの両端にフライバック・スパイ クが発生します。動作時の電流と出力電圧が大きいとき、 レイ アウトが良くないと、 このスパイクはLT3580の絶対最大定格を 超える電圧を発生させるおそれがあります。 プレーン間のカッ プリングおよび全体のノイズを防ぐため、 スイッチャ回路の下 にもグランド・プレーンを使います。 VCとFBに関連する部品はスイッチ・ノードからできるだけ離し て配置します。 これらの部品のグランドはスイッチ電流の経路 から離します。 そうしないと、不安定になり、低調波発振が起き ることがあります。 3580fg 15 LT3580 アプリケーション情報 ボードのレイアウトは熱抵抗にも大きく影響します。露出した パッケージ・グランド・パッドは銅プレートでLT3580のダイの 下に置かれています。 これはパッケージから出る熱の優れた 放熱経路です。パッドを基板に半田付けするとダイの温度が 下がり、LT3580の電力能力が増します。 このパッドの周囲には できるだけ多くの銅領域を配置します。 パッドの周囲にグラン ド・プレーンへのフィードスルーを多数設けることも有効です。 昇圧構成とSEPIC構成の推奨部品配置をそれぞれ図9と図 10に示します。 ローカル・グランドはC3のグランド端子のところでシステムの グランド・プレーンに接続することができます。 D1のカソードのところで切れ目を入れたグランド銅は低ノイズ を実現するのに不可欠です。 この重要なレイアウトの問題が生 じるのは、Q1とD1を流れる電流がこま切れになるためです。 こ れらが結合される前に両方とも直接グランド・プレーンに接続 されると、 スイッチング・ノイズがグランド・プレーンに入り込み ます。 このノイズが一旦グランド・プレーンに現れると、 それを 除去するのはほとんど不可能です。 解決策は、 図2、 図12および 図13に示されているように、 結合された電流がグランド・プレー 反転トポロジーのレイアウトのヒント デュアル・インダクタ反転トポロジーの推奨部品配置を図11に ンに放出される前に、D1のカソードをLT3580のグランド・ピン 示します。入力バイパス・コンデンサ(C1)は、図示されているよ に接続することです。 このシングル・レイアウト手法により、 ほと うに、LT3580の近くに配置します。最良の負荷レギュレーショ んどの場合スイッチング・レギュレータの出力に現れる高周波数 ンを得るには、 負荷を出力コンデンサ(C2)に直接接続します。 「スパイク」 ノイズを実質的に除去することができます。 L1 D1 C1 VOUT SW LT3580 VIN HIGH FREQUENCY SWITCHING PATH C2 LOAD GND 3580 F08 図8. 昇圧トポロジーの高速「こま切れ」 スイッチング経路 3580fg 16 LT3580 アプリケーション情報 GND GND 1 1 8 9 2 C1 VIN 6 4 L1 SYNC 7 3 VIN 2 C1 5 L1 SHDN 3580 F09 VOUT 3 6 4 5 SHDN C2 L2 VIAS TO GROUND PLANE REQUIRED TO IMPROVE THERMAL PERFORMANCE C2 SYNC 7 SW SW D1 8 9 D1 VIAS TO GROUND PLANE REQUIRED TO IMPROVE THERMAL PERFORMANCE C3 3580 F10 VOUT 図 10. SEPICトポロジーの推奨部品配置(DFNとMSOPの両方のパッ ケージ。実寸ではない)。 ピン9(露出パッド)は、適切な熱性能を得る ため、ローカル・グランド・プレーンに直接半田付けする必要があ る。多数のビアを追加のグランド・プレーンに通すと熱性能が改善 される 図 9. 昇圧トポロジーの推奨部品配置 (DFNとMSOPの両方のパッ ケージ。実寸ではない)。 ピン9(露出パッド)は、適切な熱性能を得る ため、ローカル・グランド・プレーンに直接半田付けする必要があ る。多数のビアを追加のグランド・プレーンに通すと熱性能が改善 される GND 1 2 C1 VIN L1 8 9 SYNC 7 3 6 4 5 SHDN SW C2 L2 D1 VIAS TO GROUND PLANE REQUIRED TO IMPROVE THERMAL PERFORMANCE C3 VOUT 3580 F11 図11. 反転トポロジーの推奨部品配置(DFNとMSOPの両方のパッケージ。実寸ではない)。 ダイオードのカソードのとこ ろのグランド銅の切れ込みに注意。 ピン9(露出パッド)は、適切な熱性能を得るため、 ローカル・グランド・プレーンに直 接半田付けする必要がある。多数のビアを追加のグランド・プレーンに通すと熱性能が改善される 3580fg 17 LT3580 アプリケーション情報 –(VIN + ⏐VOUT⏐) VCESAT L1 SW VIN L2 SWX –VOUT D1 Q1 C1 + + C2 C3 RLOAD 3580 F12 図12. 反転コンバータのスイッチ・オン・フェーズ。L1とL2のdI/dtは正 VIN + VOUT+ VD L1 SW VIN C2 L2 SWX –VOUT D1 Q1 C1 + + VD C3 RLOAD 3580 F13 図13. 反転コンバータのスイッチ・オフ・フェーズ。L1とL2の電流のdI/dtは負 L1 4.2µH VIN 5V VIN GND LT3580 SYNC C1 2.2µF C2 10µF SW SHDN RT D1 75k FB SS VOUT 12V 550mA 130k VC 10k 0.1µF 1nF 3580 F14 C1: 2.2µF, 25V, X5R, 1206 C2: 10µF, 25V, X5R, 1206 D1: MICROSEMI UPS120 L1: SUMIDA CDR6D23MN-4R2 図14. 1.2MHz、5Vから12Vへの昇圧コンバータ 3580fg 18 LT3580 標準的応用例 750kHz、 5Vから40V、 150mAの昇圧コンバータ L1 47µH VIN 5V VIN GND LT3580 SYNC C1 2.2µF C2 2.2µF SW SHDN RT D1 FB SS 121k VOUT 40V 150mA 464k VC 10k 0.1µF 47pF 4.7nF 3580 TA02 C1: 2.2µF, 25V, X5R, 1206 C2: 2.2µF, 50V, X5R, 1206 D1: MICROSEMI UPS140 L1: SUMIDA CDRH105R-470 2.5MHzでスイッチングする入力範囲の広い5V出力のSEPICコンバータ C3 1µF L1 4.7µH VIN 2.6V TO 12V OPERATING 12V TO 32V TRANSIENT GND SHDN RT LT3580 SYNC C1 2.2µF FB SS 35.7k VOUT 5V, 600mA (VIN = 5V OR HIGHER) 500mA (VIN = 4V) C2 400mA (VIN = 3V) 10µF 300mA (VIN = 2.6V) L2 4.7µH SW VIN D1 46.4k VC 10k 0.1µF 22pF 1nF 3580 TA03a C1: 2.2µF, 35V, X5R, 1206 C2: 10µF, 10V, X5R, 1206 C3: 1µF, 50V, X5R, 0805 D1: MICROSEMI UPS140 L1, L2: TDK VLCF4020T-4R7N1R2 400mAから500mAへの出力負荷ステップに対する過渡応答 VOUT 100mV/DIV AC COUPLED IL1 +IL2 0.5A/DIV VIN = 12V 100µs/DIV 3580 TA03b 3580fg 19 LT3580 標準的応用例 AMバンドを避けるため2MHzでスイッチングするVFD （真空蛍光ディスプレイ） 用電源 危険 高電圧! 高電圧技術者のみ操作可 D1 R2 10Ω VIN 9V TO 16V C7 1µF L1 10µH SHDN C1 4.7µF C6 1µF SW VIN LT3580 SYNC 45.3k C1, C2: 4.7µF, 25V, X5R, 1206 C3-C7: 1µF, 50V, X5R, 0805 D1-D4: ON SEMICONDUCTOR MBR0540 D5: MICROSEMI UPS140 L1: SUMIDA CDR6D28MNNP-100 R1, R2: 0.5W C4 1µF D5 383k FB SS D4 VOUT1 64V 40mA C3 1µF GND RT C5 1µF D3 R1 10Ω 3.3V C2 4.7µF D2 VOUT2 95V 80mA VC 0.1µF 10k 2.2nF 47pF 3580 TA04 3580fg 20 LT3580 標準的応用例 小型5.8mm 5.8mm 3mmトランスを使い200kHzでスイッチングする高電圧正電源 危険 高電圧! 高電圧技術者のみ操作可 VIN 3.3V TO 5V T1 1:10.4 7, 8 • 4.7µH • 5, 6 1 VOUT 350V 4.5mA (VIN = 5V) 2.5mA (VIN = 3.3V) D1 4 C2 68nF D2 SW VIN GND SHDN RT LT3580 SYNC C1 2.2µF 464k RFB 4.22M* FB SS 50V∼350Vの範囲のどのVOUTでも 次式に従ってRFBを選択する RFB = VC 10k 0.47µF 5V入力では、最大出力電力を 1.58Wに保つ 100pF 3.3V入力では、最大出力電力を 10nF C1: 2.2µF, 25V, X5R, 1206 C2: TDK C3225X7R2J683M D1: VISHAY GSD2004S DUAL DIODE CONNECTED IN SERIES D2: ON SEMICONDUCTOR MBR0540 T1: TDK LDT565630T-041 VOUT – 1.215 83.3μA 0.88Wに保つ 3580 TA05a *最大電圧定格に適合させるため、 複数の直列抵抗が必要になることがある 起動時の波形 IPRIMARY 1A/DIV VOUT 50V/DIV 5V INPUT NO LOAD 2ms/DIV 3580 TA05b スイッチング波形 VOUT 2V/DIV AC COUPLED IPRIMARY 1A/DIV 5V INPUT 4.5mA LOAD 2µs/DIV 3580 TA05c 3580fg 21 LT3580 標準的応用例 小型5.8mm 5.8mm 3mmトランスを使い200kHzでスイッチングする高電圧負電源 危険 高電圧! 高電圧技術者のみ操作可 T1 1:10.4 VIN 3.3V TO 5V 7, 8 • 4.7µH • 5, 6 D1 1 C2 68nF 4 50V∼350Vの範囲のどのVOUTでも 次式に従ってRFBを選択する D2 VIN GND SHDN RT LT3580 SYNC C1 2.2µF 464k RFB = SW FB SS 5V入力では、最大出力電力を1.58Wに保つ RFB 4.22M* VC 10k 0.47µF VOUT 83.3μA 100pF VOUT –350V 4.5mA (VIN = 5V) 2.5mA (VIN = 3.3V) 3.3V入力では、最大出力電力を0.88Wに保つ *最大電圧定格に適合させるため、 複数の直列抵抗が必要になることがある 10nF C1: 2.2µF, 25V, X5R, 1206 C2: TDK C3225X7R2J683M D1: VISHAY GSD2004S DUAL DIODE CONNECTED IN SERIES D2: ON SEMICONDUCTOR MBR0540 T1: TDK LDT565630T-041 3580 TA06 3580fg 22 LT3580 標準的応用例 小型4mm 4mm 1.7mmインダクタを使い2.5MHzでスイッチングする5Vから12Vへの昇圧コンバータ L1 3.3µH VIN 5V D1 VIN GND SHDN LT3580 RT SYNC C1 4.7µF C2 4.7µF SW FB SS 35.7k VOUT 12V 500mA 130k VC 10k 0.1µF 47pF 2.2nF 3580 TA07a C1, C2: 4.7µF, 25V, X5R, 1206 D1: MICROSEMI UPS120 L1: COILCRAFT LPS4018-332ML 効率および電力損失と負荷電流 95 1400 90 1200 1000 80 75 800 70 600 65 400 60 200 55 50 POWER LOSS (W) EFFICIENCY (%) 85 0 100 200 300 400 LOAD CURRENT (mA) 500 0 600 3580 TA07b 400mAから500mA、 さらに400mAへの 出力負荷ステップに対する過渡応答 起動時の波形 VOUT 5V/DIV VOUT 0.5V/DIV AC COUPLED IL 1A/DIV IL 0.5A/DIV VSHDN 1V/DIV 100µs/DIV 3580 TA07c 500mA LOAD 2ms/DIV 3580 TA07d 3580fg 23 LT3580 標準的応用例 2.5MHzでスイッチングし、 3.3V∼12Vの入力を受け入れる5V出力の反転コンバータ C3 1µF L1 4.7µH VIN 3.3V TO 12V VIN SW LT3580 SYNC C1 2.2µF 35.7k 60.4k FB SS VOUT –5V 800mA (VIN = 12V) C2 620mA (VIN = 5V) 10µF 450mA (VIN = 3.3V) D1 GND SHDN RT L2 4.7µH VC 0.1µF 10k 100pF 2.2nF 3580 TA08a C1: 2.2µF, 25V, X5R, 1206 C2: 10µF, 25V, X5R, 1206 C3: 1µF, 50V, X5R, 0805 D1: CENTRAL SEMI CMMSH1-40 L1, L2: COILCRAFT LSP4018-472ML 効率および電力損失と負荷電流 85 1200 VIN = 5V 80 1000 800 70 65 600 60 400 55 50 200 45 40 POWER LOSS (W) EFFICIENCY (%) 75 0 100 200 300 400 500 LOAD CURRENT (mA) 600 0 700 3580 TA08b 3580fg 24 LT3580 パッケージ DDパッケージ 8ピン・プラスチックDFN (3mm 3mm) （Reference LTC DWG # 05-08-1698 Rev C） 0.70 ±0.05 3.5 ±0.05 1.65 ±0.05 2.10 ±0.05 (2 SIDES) パッケージの 外形 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 2.38 ±0.05 推奨する半田パッドのピッチと寸法 半田付けされない領域には半田マスクを使用する ピン1の トップ・マーキング （NOTE 6） 0.200 REF R = 0.125 TYP 5 3.00 ±0.10 (4 SIDES) 0.40 ± 0.10 8 1.65 ± 0.10 (2 SIDES) 0.75 ±0.05 4 0.25 ± 0.05 1 (DD8) DFN 0509 REV C 0.50 BSC 2.38 ±0.10 0.00 – 0.05 底面図―露出パッド NOTE： 1. 図はJEDECのパッケージ外形MO-229のバリエーション （WEED-1） になる予定 2. 図は実寸とは異なる 3. すべての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは （もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 3580fg 25 LT3580 パッケージ MS8Eパッケージ 8ピン・プラスチックMSOP、 露出ダイパッド （Reference LTC DWG # 05-08-1662 Rev F） 露出パッド・オプションの 底面図 1.88 (.074) 1 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 1.88 ± 0.102 (.074 ± .004) 0.29 REF 1.68 (.066) 0.05 REF 5.23 (.206) MIN DETAIL B 1.68 ± 0.102 3.20 – 3.45 (.066 ± .004) (.126 – .136) DETAIL “B” 8 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 3) 0.65 (.0256) BSC 0.42 ± 0.038 (.0165 ± .0015) TYP 8 7 6 5 コーナーテールは リードフレームの特徴の一部 参考のみ 測定を目的としない 0.52 (.0205) REF 推奨半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) DETAIL “A” 0° – 6° TYP ゲージ・プレーン 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 1 2 3 1.10 (.043) MAX 4 0.86 (.034) REF 0.18 (.007) シーティング・ プレーン 0.22 – 0.38 (.009 – .015) TYP 0.65 (.0256) BSC 0.1016 ± 0.0508 (.004 ± .002) MSOP (MS8E) 0210 REV F NOTE： 1. 寸法はミリメートル/（インチ） 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない。 モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm （0.006"） を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない。 リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm（0.006"） を超えないこと 5. リードの平坦度（成形後のリードの底面） は最大0.102mm （.004"） であること 6. 露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない 露出パッドのモールドのバリは、各サイドで0.254mm(0.010")を超えないこと 3580fg 26 LT3580 改訂履歴 （改訂履歴はRev Fから開始） REV 日付 概要 ページ番号 F 06/10 「ピン配置」 セクションにGNDを追加 「電気的特性」 セクションのNote 2を改訂 「標準的性能特性」 セクションのグラフG08を改訂 「アプリケーション情報」 セクションを改訂 「アプリケーション情報」 セクションの表3を改訂 「アプリケーション情報」 セクションの図13を改訂 「標準的応用例」 セクションの図TA01aを更新 「関連製品」 の表を更新 2 3 4 10～11 12 18 24 28 G 09/10 「絶対最大定格」 「発注情報」 「電気的特性」 「ピン機能」 のセクションにHグレードとMPグレードを追加 「アプリケーション情報」 セクションの 「一般的ガイドライン」 の最後に文章を追加、 「低調波発振の防止」 の等式を改訂 2、3、5 8、9 3580fg リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 27 LT3580 標準的応用例 5V∼12Vの入力からから12Vを発生する2MHz反転コンバータ VIN 5V TO 12V SW GND SHDN LT3580 RT SYNC C1 2.2µF 147k FB SS 45.3k C2 10µF D1 VOUT –12V 500mA (VIN = 12V) 350mA (VIN = 5V) VC 10k 0.1µF 47pF 2.2nF 1400 VIN = 5V 85 1200 80 1000 75 800 70 600 65 400 60 POWER LOSS (mw) VIN 効率および電力損失と負荷電流 90 L2 22µH EFFICIENCY (%) C3 1µF L1 10µH 200 55 3580 TA09a C1: 2.2µF, 25V, X5R, 1206 C2: 10µF, 25V, X5R, 1206 C3: 1µF, 50V, X5R, 0805 D1: CENTRAL SEMI CMMSH1-40 L1: SUMIDA CDRH6D28NP-100NC L2: SUMIDA CDRH3D28NP-220NC 50 0 50 0 100 150 200 250 300 350 400 LOAD CURRENT (mA) 3580 TA09b 関連製品 製品番号 LT1310 説明 2A (ISW)、40V、1.2MHz高効率昇圧DC/DCコンバータ LT1613 550mA (ISW)、1.4MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ LT1618 1.5A (ISW)、1.25MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ LT1930/LT1930A 1A (ISW)、1.2MHz/2.2MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ LT1931/LT1931A 1A (ISW)、1.2MHz/2.2MHz、高効率反転DC/DCコンバータ LT1935 2A (ISW)、40V、1.2MHz高効率昇圧DC/DCコンバータ LT1944/ LT1944-1 (Dual) LT1945 (Dual) LT1946/LT1946A デュアル出力350mA (ISW)、固定オフ時間、 高効率昇圧DC/DCコンバータ デュアル出力、正/負、350mA (ISW)、固定オフ時間、 高効率昇圧DC/DCコンバータ 1.5A (ISW)、1.2MHz/2.7MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ LT1961 1.5A (ISW)、1.25MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ LT3436 3A (ISW)、800kHz、34V昇圧DC/DCコンバータ LT3467 1.1A (ISW)、1.3MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ LT3477 42V、3A、3.5MHz昇圧、昇降圧、降圧LEDドライバ LT3479 3A、多機能DC/DCコンバータ、 ソフトスタートと突入電流保護機能付き 注釈 VIN:2.3V∼16V、VOUT(MAX) = 40V、IQ = 3mA、 ISD < 1μA、ThinSOT™パッケージ VIN:0.9V∼10V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 3mA、 ISD < 1μA、ThinSOTパッケージ VIN:1.6V∼18V、VOUT(MAX) = 35V、IQ = 1.8mA、 ISD < 1μA、MS10パッケージ VIN:2.6V∼16V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 4.2mA/5.5mA、 ISD < 1μA、ThinSOTパッケージ VIN:2.6V∼16V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 4.2mA/5.5mA、 ISD < 1μA、ThinSOTパッケージ VIN:2.3V∼16V、VOUT(MAX) = 40V、IQ = 3mA、 ISD < 1μA、ThinSOTパッケージ VIN:1.2V∼15V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 20μA、 ISD < 1μA、MS10パッケージ VIN:1.2V∼15V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 20μA、 ISD < 1μA、MS10パッケージ VIN:2.6V∼16V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 3.2mA、 ISD < 1μA、MS8Eパッケージ VIN:3V∼25V、VOUT(MAX) = 35V、IQ = 0.9mA、 ISD < 6μA、MS8Eパッケージ VIN:3V∼25V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 0.9mA、 ISD < 6μA、TSSOP16Eパッケージ VIN:2.6V∼16V、VOUT(MAX) = 40V、IQ = 1.2mA、 ISD < 1μA、ThinSOT/2mm 3mm DFNパッケージ VIN:2.5V∼25V、VOUT(MAX) = 40V、 アナログ/PWM、 ISD < 1μA、QFN/TSSOP20Eパッケージ VIN:2.5V∼24V、VOUT(MAX) = 40V、 アナログ/PWM、 ISD < 1μA、DFN/TSSOPパッケージ 3580fg 28 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 0910 REV G • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2007