PeakSwitch 电源性能 EP-93 – 30 V, 81 W 峰值输出功率，通用输入电压的电源 连续功率 32W, 峰值输出功率81 W • 空载功耗: • 带载效率: • 元件数目: < 200 mW > 80% 55 Slide# 46 •1 空载功率消耗 0.22 0.20 0.18 Input Power (W) 0.16 0.14 0.12 0.10 0.08 0.06 0.04 0.02 0.00 80 100 120 140 160 180 200 220 240 260 280 AC Input Voltage 在输入电压最高时，空载功耗< 200 mW • Slide# 47 优良的待机功率适应性 2.50 Available Output Power (W) 2.25 2.00 1.75 Pin = 1W Pin = 3W 1.50 1.25 1.00 0.75 0.50 0.25 0.00 80 100 120 140 160 180 200 220 240 260 280 AC Input Voltage • 开/关控制方式使得在待机及睡眠工作模式仍然维持高效率 Slide# 48 •2 高的带载效率 • 开/关控制使得电源在整个负载范围内都能维持一致的、较高的效率 – 满足所有能效标准的要求 Slide# 49 PeakSwitch 传导EMI结果 EN55022 B Limits QP AV • 最差情况: Line, 230 VAC, 输出返回端连接到安全地上 – 轻松满足EN55022 B 传导EMI要求 Slide# 50 •3 使用PeakSwitch进行设计 简单的 15个步骤 • PI Xls 可以使工程师快捷的完成对变压器的优化，进而完成电源的设计。 Slide# 52 •4 η 和 Z 值的初始建议值 效率 (η) – 使用0.7作为初始值 • 注意: 当样板完成后要将实测的效率值输入到变压器设计表格中，重新调 整设计文件。 损耗分配因数 (Z) – 使用0.6作为初始值 • Z= 次级侧损耗 总的损耗 Slide# 53 步骤 1: 在PI Xls 设计表格中输入变量 主输出电压值 交流输入频率 AC 输入电 压范围 满载输出电 流* 峰值负载时 的最小输出 电压 ACDC_PeakSwitch_03100 6; Rev.1.1; Copyright Power Integrations 2006 INPUT INFO OUTPUT UNIT ACDC_PeakSwitch_031006_Rev1-1.xls; PeakSwitch Continuous/Discontinuous Flyback Transformer Design Spreadsheet ENTER APPLICATION VARIABLES VACMIN 85 VACMAX 265 fL 50 Volts Volts Hertz Minimum AC Input Voltage Maximum AC Input Voltage AC Mains Frequency Nominal Output Voltage (VO) 24.00 Volts Nominal Output Voltage (at continuous power) Maximum Output Current (IO) Amps 0.75 Minimum Output Voltage at Peak Load Continuous Power 24.00 Volts 6.00 Peak Power n 估计的效率 输入二极管导通时间 Continuous Output Power 18.00 Watts 0.70 Z tC Estimate CIN 6.00 Watts Power Supply Output Current (corresponding to peak power) Minimum Output Voltage at Peak Power (Assuming output droop during peak load) 3.00 47.00 Peak Output Power Efficiency Estimate at output terminals and at peak load. Enter 0.7 if no better data available Loss Allocation Factor (Z = Secondary side 0.60 losses / Total losses) mSeconds Bridge Rectifier Conduction Time Estimate 47 uFarads Input Capacitance 输入滤波电容容量 损耗分配因子 (Z) * 对于多路输出的设计，调整VO • IO 的数值，使其等于总的输出功率 Slide# 54 •5 PeakSwitch 产品系列的输出功率能力 • 实际的连续输出功率能力只受散热条件的限制 Slide# 55 步骤 2: 输入 PeakSwitch 器件及相关变量 在此输入选择的PeakSwitch器 件型号 ENTER PeakSwitch VARIABLES PeakSwitch PKS603P PKS603P Chosen Device PKS603P ILIMITMIN 0.750 Amps ILIMITMAX 0.870 Amps fSmin 250000 Hertz I^2fmin 164 A^2kHz VOR 110 Volts VDS VD VDB VCLO KP (STEADY STATE) 10 0.7 0.7 200 0.60 KP (TRANSIENT) 0.38 输出二极管顺向压降，对于肖特基 二极管可以手工输入其压降值 Volts Volts Volts Volts 缺省的VOR 值为110 V 在此可以输入其它选定的 值 PeakSwitch device Minimum Current Limit Maximum Current Limit Minimum Device Switching Frequency I^2f (product of current limit squared and frequency is trimmed for tighter tolerance) Reflected Output Voltage (VOR <= 135 V Recommended) PeakSwitch on-state Drain to Source Voltage Output Winding Diode Forward Voltage Drop Bias Winding Diode Forward Voltage Drop Nominal Clamp Voltage Ripple to Peak Current Ratio (KP < 6) Ripple to Peak Current Ratio under worst case at peak load (0.25 < KP < 6) KP_(STEADY STATE) 为初级电流纹波与峰值 电流的比值(0.6 < KP < 1) KP_(TRANSIENT) 必须≥ 0.25 以防止限流点 被误触发 Slide# 56 •6 连续工作模式 (CCM) KP IS IS • 如果在次级电流下降到零之前MOSFET开通，则电源工作在连续工作模式。 Slide# 57 非连续工作模式(DCM) KP • 在非连续工作模式下，当MOSFET开通时，次级电流为零。 Slide# 58 •7 PeakSwitch 瞬态及稳态 KP 稳态开关周期序列 反馈环路的控制 丢掉一个周期 次级电流下降到零：变压器 中的所有能量传输到负载 由于初级电流从零开始，下一个 使能的开关周期导通时间更长 随后周期缩短的关断时 间造成更低的瞬态 KP值 Slide# 59 PeakSwitch 输入级选择 4 W 到 10 W 10 W 到 15 W > 15 W Slide# 60 •8 输入滤波电容的容量 • 在最低输入电压(AC 输入) 、输出满载情况下检测整流后的输入直流电压(VMIN) – VMIN 应该 ≥70 VDC • PI Xls根据VMIN ≥70 VDC 的情况建议最小的输入滤波电容容量 • 导通时间延长特性减小了CIN的值 – 在输入掉电及电压跌落期间，提高了电源的输出功率能力 Slide# 61 步骤 3 和 4: 输入欠压保护UVLO及偏置绕组变量 输入要求的欠压保护点：PI Xls 会计算出实际的欠压保护阀值 ENTER UVLO VARIABLES V_UV_TARGET V_UV_ACTUAL 88 Volts 85 Volts RUV_IDEAL 3.45 Mohms RUV_ACTUAL 3.30 Mohms BIAS WINDING VARIABLES VB NB PIVB 可以在此输入用户规 定的偏置绕组电压值 15.00 Volts 10 68 Volts Target DC under-voltage threshold, above which the power supply with start Typical DC start-up voltage based on standard value of RUV_ACTUAL Calculated value for UV Lockout resistor Closest standard value of resistor to RUV_IDEAL Bias winding Voltage Number of Bias Winding Turns Bias rectifier Maximum Peak Inverse Voltage PI Xls 还会计算出理想的和 实际的欠压电阻阻值 Slide# 62 •9 步骤 5: 选择变压器磁芯及骨架 从下拉菜单中选择希望使 用的磁芯，或者允许软件 自动选择 灰色的单元格可以输入用户 选定的磁芯/骨架参数值 ENTER TRANSFORMER CORE/CONSTRUCTION VARIABLES Auto EE13 Recommended Core size (Verify acceptable Core Type Core EE13 P/N: PC40EE13-Z E13_BOBBIN P/N: Bobbin EE13_BOBBIN AE 0.171 cm^2 Core Effective Cross Sectional Area LE 3.02 cm Core Effective Path Length AL 1130 nH/T^2 Ungapped Core Effective Inductance BW 7.90 mm M 0.00 mm L NS 3 16 Bobbin Physical Winding Width Safety Margin Width (Half the Primary to Secondary Creepage Distance) Number of Primary Layers Number of Secondary Turns 输入总的挡墙宽度的一半值 ( 例如，对于6 mm 的总的挡 墙宽度，在此输入 3 mm) 如果与PI Xls计算出的层数 不同，可在此输入初级绕 组的层数(L ≤ 2) 次级绕组的圈数，使得磁通密度 < 3000 Gauss (300 mT). 在此单元格内可以输入用户选定 的数值 Slide# 63 步骤 6: 迭代设计以消除出现的警告 TRANSFORMER PRIMARY DESIGN PARAMETERS BWE 23.7 mm Typical Primary Inductance. +/- 12% to ensure a minimum primary inductance of 328 uH Primary inductance tolerance Primary Winding Number of Turns Gapped Core Effective Inductance Target Peak Flux Density at Maximum Current Limit !!! Warning. Calculated Maximum flux density too high, may cause transformer saturation. REDUCE BP<3000. Increase NS to > 16 turns, use larger Core or increase VOR) AC Flux Density for Core Loss Curves (0.5 X Peak to Peak) Relative Permeability of Ungapped Core !!! INCREASE GAP>>0.1 (increase NS, decrease VOR,bigger Core Effective Bobbin Width OD 0.53 mm Maximum Primary Wire Diameter including insulation LP 367 uHenries LP_TOLERANCE NP ALG Target BM BM 12 % 45 185 nH/T^2 2800 Gauss Warning BAC 1262 Gauss ur 1588 LG Warning 0.10 mm INS 0.07 DIA 0.47 AWG 25 CM CMA • 4198 Gauss 323 Info 659 Estimated Total Insulation Thickness (= 2 * film mm thickness) mm Bare conductor diameter Primary Wire Gauge (Rounded to next smaller AWG standard AWG value) Cmils Bare conductor effective area in circular mils Can DECREASE CMA < 500 (decrease L(primary Cmils/Amp layers), increase NS, use smaller Core) 根据建议栏的提示使设计值在可接受的实际范围以内 Slide# 64 •10 步骤 6: 迭代设计细节 • VOR 的建议值: – 达到最高的效率，可按如下选择 VOR 值 • 对于85 - 265 VAC (通用) 输入电压范围，选取90 -110 V • 对于185 - 265 VAC (仅为高压) 输入电压范围，选取120 -135 V – 选择135V的VOR ，对于选定的PeakSwitch 器件可以输出最大的输出功率 • 初级绕组层数(L)、次级绕组圈数(NS)、磁芯大小、磁通密度(BM)、气隙长度 (Lg)及电流密度(CMA)之间的关系，请参看下表： ↑= 取值增加 ↓= 取值减小 -=无 Slide# 65 PI Xls 设计表格的关键输出参数 TRANSFORMER PRIMARY DESIGN PARAMETERS LP Typical Primary Inductance. +/- 12% to ensure a minimum primary inductance of 328 uH % Primary inductance tolerance Primary Winding Number of Turns nH/T^2 Gapped Core Effective Inductance Gauss Target Peak Flux Density at Maximum Current Limit Calculated Maximum Operating Flux Density, BM < 3000 is Gauss recommended Gauss AC Flux Density for Core Loss Curves (0.5 X Peak to Peak) Relative Permeability of Ungapped Core mm Gap Length (Lg > 0.1 mm) mm Effective Bobbin Width mm Maximum Primary Wire Diameter including insulation mm Estimated Total Insulation Thickness (= 2 * film thickness) mm Bare conductor diameter Primary Wire Gauge (Rounded to next smaller standard AWG AWG value) Cmils Bare conductor effective area in circular mils Cmils/Amp Primary Winding Current Capacity (100 < CMA < 500) 367 uHenries LP_TOLERANCE NP ALG Target BM 12 71 72 2800 BM 2624 BAC ur LG BWE OD INS DIA 789 1588 0.28 23.7 0.33 0.06 0.28 AWG 30 CM CMA 102 208 TRANSFORMER SECONDARY DESIGN PARAMETERS Lumped parameters ISP 3.34 Amps Peak Secondary Current ISRMS 1.74 Amps Secondary RMS Current IRIPPLE 1.57 Amps Output Capacitor RMS Ripple Current CMS 349 Cmils Secondary Bare Conductor minimum circular mils Secondary Wire Gauge (Rounded up to next larger standard AWGS 24 AWG AWG value) • 提供了关于元件选择及变压器设计的关键信息 Slide# 66 •11 步骤 7: 利用PI Xls 的结果绕制变压器样品 • 提供了所有变压器样品制作所需要的数据 – 初级电感量 LP • 缺省误差为 ± 12 % (可根据供应商的情况进行调整) – 气隙长度(Lg) 及有气隙的磁芯等效电感量 (ALG) – 初级绕组、次级绕组及偏置绕组的圈数 (NP, NS 及 NB) – 每个绕组的线径 • PI Xls 的计算结果可以帮助选择其它关键的电路元件 – 输出电容纹波电流值 (IRIPPLE) – 输出二极管的反向耐压值 – 欠压检测电阻的阻值 Slide# 67 步骤 8 和 9: 选择BP引脚电容、欠压锁定及AC电 压检测元件 • BP引脚电容给PeakSwitch IC提供工作电流 – 使用0.22 µF, 50 V的瓷片电容或 1 µF, 50 V 的电解电容 – 基于成本及是否易于得到来进行选择 • AC 线电压检测二极管应采用1N4007或类似的二极管型号 • 选择AC 线电压检测电容， • • RBIAS 使其满足所规定的复位时间要求 – 使用100 nF可以有约3 s 的复位时间 – 使用 400 V 金属膜或1 kV 的瓷片电容 电阻值由PI Xls 给出 – 使用两个 0.25 W 电阻串连或一 个0.5 W 电阻，以确保耐压要求 选取RBIAS 以提供数据手册中 规定的供电电流 (IS2) Slide# 68 •12 步骤 10: 初级箝位元件的选择 RCD 箝位 RCD/稳压管 箝位 稳压管箝位 (不建议使用) Slide# 69 步骤 11: 输出二极管的选择 • 在PeakSwitch 设计中选取肖特基和超快恢复二极管 – 输出二极管的电流额定值 > 电源额定输出电流 – 如果峰值负载时间很短，也可根据二极管的平均电流来选择二极管 Slide# 70 •13 步骤 12: 输出电容的选择 • 电容耐压值 > 1.25 x VO • 电容纹波电流额定值 > IRIPPLE – 输出电容 IRIPPLE 额定值与其温度成反比 • 举例: 一个 105°C 的电容工作在 85°C 情况下，其纹波电流IRIPPLE系数为 1.7 • 参考电容厂家的数据手册，得到规定的系数值 典型的 12 V, 16 W, 41 WPK 设计 典型的 30 V, 32 W, 81 WPK 设计 Slide# 71 步骤 13: 选择反馈电路元件 (简单的 CV设计) VRFB = VOUT – (0.22 V + VF(UFB1)+ VF(DFB)) 输出电压为VOUT时, 电流 流经DFB、 VRFB、 RFB1 及UFB 的LED 当VOUT > 12 V时， 需要DFB 或者另一个 稳压管 220 Ω 可选的LPF 和 CPF 用于降低开关频率 的纹波 100 nF RFB1 可以对输出电压进行 微调，同时在输出瞬态时 限制了反馈电流。 CFB1 增加了高频 增益 1 kΩ RBIAS 和 RFB1 决定 了稳压管VRFB 的偏置电流 UFB1 应为CTR 在300 – 600%的光耦器 • 使用误差± 2% 的低偏置电流稳压管 (BZX79 series)时，实际稳压精度在 ± 7% 范围内 – 其它常见输出电压参数值请参考AN-41 Slide# 72 •14 步骤 13:选择反馈电路元件 (更加精确的 CV设计) UFB1 应为CTR 在300 – 600%的光耦器 RFB1 设定了UFB2 的直流增 益并在负载瞬态改变时限 制了UFB1 LED 的电流 +24 V 470 Ω 100 nF 1 kΩ 102 kΩ 1% CFB1 增加了UFB1 的高频增益 可选的LPF 和 CPF 用于降低开关频率 的纹波 100 nF RBIAS 给UFB2 提 供工作电流 RS1 和 RS2 构成的 电阻分压器设定了 输出电压 VOUT • CFB2 降低了UFB2 的高频增益 10 kΩ 1% 输出电压为VOUT时, UFB2 导通, UFB1 LED正向偏置 • 使用误差± 2% 的TL431基准IC时，实际稳压精度在 ± 3% 范围内 – 其它常见输出电压参数值请参考AN-41 Slide# 73 步骤 14–15: 样板测试及调整设计 • 在最大输入电压时测量漏极的峰值电压；在输入电压最低时测量最小的 DC总线电压 (VMIN) 及效率 • 在最低输入电压、峰值负载下确保 VMIN ≥70 V – 如有必要增大输入电容的容量 • 在最大输入电压、最大负载情况下，确认峰值漏极电压 <650 V • 在PI Xls 变压器设计表格中输入测量得到的参数值 – 效率 (η) – 测量得到的最小 VMIN Slide# 74 •15 PeakSwitch 设计工具 • 参考设计套件 (DAK-93) – 做好的经过测试的32 W / 81 W 峰值功率的电源 – 工程报告 (EPR-93) – 空白的PCB板及IC样品 – PI Expert Suite 电源设计软件 – PeakSwitch 数据手册 – AN-41应用指南 • 最新的设计例子请访问 www.powerint.com/appcircuits.htm Slide# 75 •16