BL0930E V1.0 cn

BL0930E


内置晶振单相电能计量芯片
特点
高精度，在输入动态工作范围（3000:1）内，
概述

非线性测量误差小于 0.1%
BL0930E 集成电路是电子式电度表的核心计

校表过程中高稳定性,输出频率波动小于 0.1%
量芯片，它在设计上采用了过采样和数字信号处理

精确测量正、负两个方向的有功功率，且以同
技术‚从而大大地提高了芯片的测量准确度,同时,在
一方向计算电能
A/D 转换后的数据均由数字电路进行运算和处理,

保证了芯片的长期稳定性。基于此芯片设计的电子
慢速输出脉冲能直接驱动电机工作，快速输出
脉冲可用于计算机数据处理
式电度表具有外围电路简单、精度高、稳定性好等

特点，适用于单相两线电力用户的电能计量。
防窃电功能，逻辑输出脚 REVP 用于显示反向
用电或者错误用电状况
BL0930E 对正、反向有功功率均可测量,且可将

芯片上有电压检测电路，检测掉电状况
反向有功功率转换成与正向有功功率方向一致的

具有防潜动功能
脉冲输出,同时在芯片引脚(Pin12)上给出了反向用

芯片上带参考电压源 2.42V±8%（温度系数典
电指示。因此, 用 BL0930E 制成的电子式电度表具
型值 30ppm/℃）
，也可以使用外部电压源
有很强的防窃电能力。

芯片上带晶振时钟（芯片内置晶振）

单工作电源 5V
输出以较高频率的脉冲,用于校验和计算机数据处

低功耗 15mW（典型值）
理，而 Pin15 和 Pin16 输出一组较低频率的脉冲,用

采用 0.35um CMOS 工艺，批量的一致性和产
于直接驱动步进电机，以推动计度器进行电量累积。
BL0930E 具有两种不同频率的脉冲输出。
Pin14
品可靠性得到进一步提高。
在 BL0930E 中充分考虑到兼顾电度表潜动和
起动性能的不同要求,采用了合理的数字化的防潜
动阀值设计,在保证可靠地防止潜动的前提下,使起
动电流远低于标准要求。

管脚与框图
VDD
1
16
F1
V2P
2
15
F2
V2N
3
14
CF
V1N
4
V1P
VREF
voltage
reference
V1P
V1N
13
NC
5
12
REVP
GND
6
11
G
VREF
7
10
S0
SCF
8
9
S1
BL0930E
current
sampling
internal
oscillator
high
pass
filter
analog to
digital
V2P
V2N
voltage
sampling
high
pass
filter
analog to
digital
logical
SCF
power
detector
BL0930E
digital
multiplication
low
pass
filter
digital to
frequency
and output
control
S1
S0
G
BL0930EE 系统框图
SOP 16
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VDD
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REVP
CF
F1
F2
BL0930E
内置晶振单相电能计量芯片
 管脚描述
管脚号
符号
说明
1
VDD
正电源（+5V）,提供模拟数字部分电源，正常工作时电源电压应该保持
在 5V±5%之间。
2,3
V2P,V2N
电压采样信号的负,正输入脚。最大差分输入电压为165mV。
4,5
V1N,V1P
电流采样信号的正,负输入脚。最大差分输入电压为660mV。
6
GND
电路的接地点。
7
VREF
参考电压调整端，片内基准电压标称值在 2.428%,温度系数典型值为
30ppm/C。允许使用外部 2.5V 电压输入。
8
SCF
高频校验脉冲选择端，与 S1,S0 组合起来选择 CF 的输出频率，见后面。
9,10
S1,S0
通过 S1,S0 的组合可以针对不同的电表常数选择不同的输出频率，为电
表设计提供更大的选择范围。
11
G
12
REVP
13
NC
空脚
14
CF
高速校验脉冲输出脚，输出频率正比与瞬时有功功率的大小，可以有多
种选择。
15,16
F2, F1
低速逻辑输出脚，其输出频率正比于平均有功功率的大小，F1,F2 为非交
叠输出，可以驱动机电式计度器或两相步进电机。输出频率见 BL0930E
计算公式。
用来选择电流通道的系统增益，增益选择具体数值见后面
负向有功功率指示信号，当电流通道和电压通道输入信号的相位差大于
90时，该脚输出高电平。
 极限范围
( T = 25 ℃ )
项目
符号
极值
单位
模拟数字电源电压 VDD
VDD
-0.3~+7(max)
V
-0.3~+0.3
V
VDD 变化
输入电压(相对于 GND)
Vv
VSS+0.5≤Vv≤VDD-0.5
V
工作温度
Topr
-40~+75
℃
贮藏温度
Tstr
-55~+150
℃
350
mW
功耗（SOP16）
 电参数
1) 常温电特性
(T=25℃, VDD= 5V )
测量项目
1 电源电流
符号
测量条件
IVDD
测量点
最小
典型
最大
单位
Pin1
0.5
2.5
3.5
mA
输入高电平
VIH
输入低电平
VIL
1
V
输入电容
CIN
10
pF
VDD=5V
2 逻辑输出脚
F1,F2
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2
V
Pin15,16
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4.4
输出高电平
VOH1
IH=10mA
输出低电平
VOL1
IL=10mA
输出电流
10
VOH2
IH=10mA
输出低电平
VOL2
IL=10mA
mA
4.4
IO2
Vref
V
0.5
10
VDD=5V
Pin7
2.3
温度系数
2.42
V
MA
2.7
30
6 模拟输入脚
V1P,V1N
V2N,V2P
最大输入电平
V
Pin14,12
输出高电平
5 基准参考电压
0.5
IO1
4 逻辑输出脚
CF,REVP
输出电流
V
V
ppm/C
Pin5,4,
3,2
1
VAIN
直流输入阻抗
330
输入电容
6
V
Kohm
10
pF
7 精度
两个通道相位误差
电流超前 37C
(PF=0.8 容性)
Pin14
0.1
度(°)
电流滞后 60C
(PF=0.5 感性)
Pin14
0.1
度(°)
8 防潜阈值
9 负向有功功率测
量误差%
ENP
Ib=5A
C=14
Pin14
Vv=110mV,
V(I)=2mV,
Pin14
0.0015
0.003
%
0.1
%
4.1
V
cos
Vv=110mV,
V(I)=2mV,
cos=-1
10 电源监控电路检
测电平(掉电检测电
平)
Vdown
电源从
3.5V~5V 变
化，电流电压
通道满幅输
入
Pin14
3.9
4
指标说明
1)非线性误差%
BL0930E 的电压通道输入固定 Pin3,pin2 之间交流电压 Vv 为 110mV,功率因数 cos=1,Pin5 与
Pin4 之间电压 Vi 在对应与 5%Ib~800%Ib 范围内，任何一点输出频率相对于 Ib 点的测量非线性误
差小于 0.1%
eNL%＝[（X 点误差%-Ib 点误差%）/(1+Ib 点误差%)]*100%
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2)防潜阈值
典型情况下，CF 输出所代表的最小功率为满量程输出的 0.0017%，对于低于该阈值的功率，
不输出计量脉冲。
3）正负输入功率
指 Pin3-Pin2 间 的 电 压 采 样 信 号 V(V) 与 Pin5-Pin4 间 的 电 流 通 道 输 入 信 号 V(I) 乘 积
V(V)*V(I)*cos的符号, 大于零为正功,小于零为负功。
4)正、负向有功功率误差%
在相等的有功功率条件下，在 V(V)=110mV、V(I)对应 Ib（5A）点，BL0930E 测得的负向
有功功率与正向有功功率之间的相对误差：
eNP%=|[(eN%-eP%)/(1+eP%)]*100%|
eP%:正向有功功率误差；eN%:负向有功功率误差。
5）电源监控电路检测电平（掉电检测电平）
片内电源监测电路检测电源变化情况，当电源电压低于 4 伏左右时，内部电路被复位。
当电源电压超过该值时，电路恢复工作在正常状态。
 时序特性
（VDD =5V， GND= 0V，使用片内基准电压源，片内晶振时钟 CLK，温度-40~+75C）
参数
数值
说明
t1
140ms
F1 和 F2 的低电平脉宽，在低功率时，F1，F2 输出定脉宽，
为 140ms。当计量大功率时，F1，F2 输出周期小于 280ms 时，
F1，F2 的脉宽为周期的一半。
F1，F2 输出低速脉冲周期，见 BL0930E 计算公式。
t2
t3
t5
t2 周期的一半
81ms
F1 下降沿到 F2 下降沿之间的时间。
高速输出脉冲 CF 的高电平脉宽，在计量小功率时，CF 定脉
宽为 81ms。当计量大功率时，CF 输出周期小于 162ms 时，
CF 的脉宽为周期的一半。
当 SCF=0，S1=S0=1 的高频模式时，CF 的脉宽为 30us。
CF 输出高速脉冲频率，见 CF 与 F1，F2 之间关系及 BL0930E
计算公式。
t6
CLK/4
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F1，F2 之间的最小时间间隔。
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BL0930E
内置晶振单相电能计量芯片
注意：以上技术指标随以后设计及工艺的改变会有所变化，请随时关注最新的技术规范。
 工作原理
电能计量原理
电能计量主要把输入的电压和电流信号按照时间相乘，得到功率随着时间变化的信息，假设
电流电压信号为余弦函数，并存在相位差Ф，功率为：

p(t )  V cos(wt )  I cos(wt  )
令  =0 时:
p(t ) 
令   0 时:
VI
(1  c o s2(wt )
2
p(t )  V cos( wt )  I cos( wt  )
 V cos( wt )  I cos( wt ) cos( )  sin( wt ) sin()
VI
(1  cos(2wt )) cos()  VI cos( wt ) sin( wt ) sin()
2
VI
VI

(1  cos(2wt )) cos()  sin(2wt ) sin()
2
2

p(t)称为即时功率信号，理想的 p(t)只包括两部分：直流部分和频率为 2ω的交流部分。前者
又称为即时实功率信号。即时实功率是电能表测量的首要对象。

电能计量信号流
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BL0930E
I
电流
采样
模-数
转换
高通
滤波
数字
乘法器
V
电压
采样
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模-数
转换
低通
滤波
积分
高通
滤波
CF
数字频率
转换
F1
F2
瞬时实功率信号
瞬时功率信号p(t)
V*I
p(t)=i(t)*v(t)
其中
v(t)=V*cos(wt)
i(t)=I*cos(wt)
V*I
2
p(t)=
V*I
2
V*I
2
{1+cos(2wt)}
t
t
在通过对电流电压信号高精度采样及模数转换后，电流电压信号通过数字乘法器得到瞬态功
率信号 p(t)。让 p(t)通过一个截至频率很低（如 1Hz）的取直低通滤波器，把即时实功率信号取出
来。然后对该实功率信号对时间进行积分，得到能量的信息。如果选择积分时间十分的短，可以
认为得到的是即时能量消耗的信息，也可以认为是即时功率消耗的信息，因为前后两者成正比关
系。如果选择的较长的积分时间，得到的是平均的能量消耗的信息，同样也可以认为是平均功率
消耗的信息。
取直低通滤波器的输出会被送到一个数字-频率转换的模块，在这里即时实功率会根据要求作
长时或短时的积分（即累加计数）
，转换成与周期性的脉冲信号，这就是电子电能表的基本输出信
号。输出的脉冲信号的频率与能量消耗的大小成正比。输出脉冲送到片外的计数马达，并最终得
到能量消耗的大小的计数值。
可以看出计算出的即时实功率与电压和电流信号的相位差的余弦值 cos(Ф)的有关，该余弦值
被称为这两路信号的功率因子。

输入的直流成分对测量结果的影响
假设电压和电流输入直流成分分别是 Vos 和 Ios,且功率因子等于 1（  =0 度）
p(t)=(Vcos(wt)+Vos)*(Icos+Ios)
=V*I/2+Vos*Ios+Vos*Icos(wt)+Ios*Vcos(wt)+(V*I)/2*cos(2wt)
令 Ios=0
p(t)=(Vcos(wt)+Vos)*(Icos+0)
=V*I/2+Vos*0+Vos*Icos(wt)+0*Vcos(wt)+(V*I)/2*cos(2wt)
=V*I/2+Vos*Icos(wt)+(V*I)/2*cos(2wt)
从上面的计算看到：如果输入的两路信号同时具有直流成分，会给即时实功率，即乘积的直
流部分带来 Vos*Ios 的误差，还有在ω频率处出现 Vos*I+Ios*V 的分量，前者必然引起测量误差，
而后者也会当取直低通滤波器的对ω抑制不够时影响即时实功率的输出，带来大的波动。
而当电压或电流中的一路经过数字高通滤波器后，如去掉电流采样信号的直流偏移项。这时
仅有一路输入有直流成分时，乘法的结果有了很大的改善：没有了直流误差，w 频率处的分量也
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减少了。
电压通道输入
电压通道允许最大输入差分电压为165mV，共模电压 100mV。然而，共模电压为 0V 时效
果最好。

V1
V2P
+165mV
最大输入差分电压为±165mV
+
V1
-
V2N
V2
V2
最大输入共模电压100mV
AGND
-165mV
电压通道的典型连接电路如下图所示，其中，第一种是用 PT（电压互感器）
，第二种是用电
阻分压网络提供电压信号。
RF
CT
V2P
CF
±165mV
RF
AGND
V2N
+
-
CF
火 线
AGND
零 线
CF
Ra
Rb
AGND
火 线
AGND
Rv
AGND
±165mV
V2P
零 线
RF
AGND
其 中
Ra >> RF
Rb+Rv=RF
V2N
+
-
CF
AGND
AGND
电流通道输入
电流通道允许最大输入差分电压为660mV，共模电压 100mV。然而，共模电压为 0V 时效
果最好。

 工作方式

芯片工作计算公式
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内置晶振单相电能计量芯片
BL0930E 对输入的电压和电流两个通道的输入电压求乘积，并通过信号处理，把获取的有功
功率信息转换成频率。以低电平有效的方式从 F1，F2 脚输出与功率相关的频率信号。
实际功率的输出脉冲（F1，F2）计算公式：
Freq——引脚 F1，F2 输出脉冲频率
V(V)——电压通道的输入电压的有效值
V(I)——电流通道的输入电压有效值
Vref——基准电压（2.428%）
Fz——由主时钟分频获得，分频系数由 S0 和 S1 确定
Gain----电流通道的系统增益，由 G 的逻辑输入决定
S1
S0
Fz(Hz)
分频关系
0
0
1.7
CLKIN/2^21
0
1
3.4
CLKIN/2^20
1
0
6.8
CLKIN/2^19
1
1
13.6
CLKIN/2^18
工作模式选择
Pin8（SCF）
，Pin9（S1）
，Pin10（S0）是 BL0930E 芯片模式选择管脚，可以通过接不同的电
压（+5V，0V）来调整芯片的工作模式，Pin14（CF），Pin16（F1），Pin15（F2）的输出频率与
Pin8（SCF）
，Pin9（S1）
，Pin10（S0）输入脚关系如下表所示：

模式
SCF
S1
S0
CF 对 F1,F2 的频率比
1
1
0
0
128
2
0
0
0
64
3
1
0
1
64
4
0
0
1
32
5
1
1
0
32
6
0
1
0
16
7
1
1
1
16
8
0
1
1
4096
系统增益选择
通过选择数字输入端 G 的输入电平（5V 或 0V），可以调整电流通道的系统增益，在增大系
统增益的同时，减小了输入的动态范围，具体选择见下表：(缺省为 0)

G
增益
最大输入差分电压
1
1
660mV
0
16
41mV
输入及输出范围
电流通道允许最大输入差分电压为660mV，共模电压 100mV。
电压通道允许最大输入差分电压为165mV，共模电压 100mV。
对应允许 CF，F1，F2 最高输出频率：
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BL0930E
SCF
S1
S0
Fz
内置晶振单相电能计量芯片
F1,F2 最高输出频率(Hz)
CF 最高输出频率(Hz)
交流
交流
1
0
0
1.7
0.30
128F1,F2=39
0
0
0
1.7
0.30
64F1,F2=19.5
1
0
1
3.4
0.61
64F1,F2=39
0
0
1
3.4
0.61
32F1,F2=19.5
1
1
0
6.8
1.22
32F1,F2=39
0
1
0
6.8
1.22
16F1,F2=19.5
1
1
1
13.6
2.44
16F1,F2=39
0
1
1
13.6
2.44
4096F1,F2=9.984K

封装尺寸
1、SOP16
注：由于工艺和设计变化等原因所引起的以上规范的变化，不另行通知。请随时索取最新版本的
产品规范。
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