System Application Note AN608

V I S H AY S I L I C O N I X
功率 MOSFET
应用指南 608
功率 MOSFET 基本系列：了解栅极电荷并用来评估开关性能
Power MOSFET Basics: Understanding Gate Charge and
Using it to Assess Switching Performance
作者 - Jess Brown
引言
本册是系列应用指南中的第二册，对于 MOSFET 独立器件以
及开关模式电源 （SMPS）开关器件方面的基本性能做出了
详细说明。第一册的应用指南 (1) 提供了 MOSFET 的基本说
明及所涉及到的专业术语，包括定义和物理结构。这一应用
指南更加详细地描述了 MOSFET 在实际应用电路中的开关性
能，并努力帮助读者 / 设计师利用数据手册中最少量的可用信
息来选择正确的器件。该应用指南涉及到 MOSFET 的开关性
能的多种评估方法并将其与实际应用结果进行了比较。文中
所使用的若干定义均引自应用指南 AN605。
电压 VGS 就是栅极处的实际电压，这也是我们在分析装置的
开关性能时需要考虑的因素。
若阶跃输入加在 VGS_APP，那么可以得出下列结论：
V GS_APP – V GS
i g = --------------------------------------Rg
备注
(1)
AN605：功率 MOSFET 基础：了解 MOSFET 与品质因数有关的
特性，文件编号 71933。
MOSFET 独立开关
i g = i gs + i gd
(2)
dV GS
i gs = C gs -------------dt
(3)
而且，由于 VDS 值是固定的
使用电容
要想了解 MOSFET 开关性能的最基本知识，最好单独考虑这
个 器 件 并 且 认 为 它 不 受 任 何 外 部 影 响。在 这 种 条 件 下，
MOSFET 的栅极等效电路如图 1 所示，其中的栅极由内部栅
极电阻 （Rg）和两个输入电容 （Cgs 和 Cgd）组成。有了这
个简单的等效电路，就有可能取得一个阶跃栅极电压的输出
电压响应。
Cgd
Rg
VGS_APP
Cgs
dV GS
dV GS
V GS_APP – V GS
- + C gd --------------------------------------------------- = C gs ------------Rg
dt
dt
(5)
dV GS
dt
-------------------------------------- = -----------------------------------V GS_APP – V GS
( C gs + C gd )R g
(6)
t
– In ( V GS_APP – V GS ) = ------------------------------------ + k
( C gs + C gd )R g
(7)
得出
–t
Igs
图 1 - MOSFET 栅极等效电路图中仅显示了（两个输入电容）Cgs、
Cgd 以及 （电阻） Rg
V GS = V GS_APP – ke ⁄ ( C gs + C gd )R g
(8)
当 t = 0, VGS = 0 V，因此
–t
V GS = V GS_APP ( 1 – e ⁄ ( C gs + C gd )R g )
(9)
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1
应用指南
文件编号：73315
版本：2004 年 12 月 02 日
(4)
因此
Igd
VGS
dV GS
i gs = C gd -------------dt
和
VDS
Ig
(1)
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此处给出了实际栅极电压 （VGS）达到阈值电压所需要的时
长。为了方便说明，图 2 给出了一个更加实用的电路，即：在
VDS 和 Cgd 之间放入了一个附加电阻。在这种情况下，阶跃
响应就变得十分复杂而且方程式 （方程式 10）也变得更加难
解。
VDS
Rgd
Igd
Ig
Cgd
Rg
VGS_APP
Cgs
VGS
Igs
图 2 - MOSFET 等效电路图，仅显示了 Cgs, Cgd 和 Rg, 以及 Rgd
V GS_APP
V GS = V GS_APP – ---------------------- ( A – B )
2 k
其中
图 3 - 方程式 9 （标准）和方程式 10 （集合）的图解
t ( CR – k )
A = ⎛ ( CR k + k )e – --------------------------------------⎞
⎝
2C gd R gd C gs R g⎠
t ( CR + k )
B = ⎛ ( CR k – k )e – --------------------------------------⎞
⎝
2C gd R gd C gs R g⎠
CR k = C gs R g + C gd R g + C gd R gd
并且
2
2
2
k = C gs R g + 2C gs R g C gd – 2C gd R gd C gs R g
2
2
2
2
2
+ C gd R g + 2C gd R g R gd + C gd R gd
应用指南
(10)
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2
图 3 中的方程式 9 和方程式 10 表明，栅极电压达到阈值 1V
所耗费的时长差约为 1 纳秒。因此，对于是否采用对栅极瞬
态电压精度影响不大的、较简单的计算方法仍存在争议。但
是，从图中来看，采用方程式计算出的结果比 MOSFET 所得
到的实际瞬变的值要小。
根据以上结论，当考虑 MOSFET 带有其它寄生器件时，手动
解答这种实际电路的方程式将更加难以掌握。因此，需要一
种实际电路的分析方法。如果可以忽略这些二阶或寄生元件
以及其他组件的话，我们就有可能得出 MOSFET 开启和关闭
时间段的公式。方程式 11 到 16 给出了相关计算方法，如波
形图 4 和图 5 所示。这些方程是在 B J Baliga (1 推出的方程
式的基础上得出的，其中 Rg 为内部栅极电阻，， Rg_app 是外
部栅极电阻， Vth 是 MOSFET 的阈值电压， VGP 是栅极效应
电压。
备注
(1) B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices
文件编号：73315
版本：2004 年 12 月 02 日
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⎛
⎞
⎜
⎟
1
t 1 = ( R g + R g_app ) ( C gs + C gd )In ⎜ -------------------------------⎟
V
⎜
th ⎟
⎝ 1 – --------------------V GS_APP⎠
(11)
这种情况下，可以精确计算 t4 和 t6 的值，但是由于在此时间
段中 VDS 的变化导致 Cgs 也随之变化，所以 t5 的算式很难求
解。因此，在不采用动态值 Cgd 的情况下，计算 t3 和 t5。
IDS
⎛
⎞
⎜
⎟
1
t 2 = ( R g + R g_app ) ( C gs + C gd )In ⎜ -------------------------------⎟
V
⎜
GP ⎟
⎝ 1 – --------------------V GS_APP⎠
(12)
( V DS – V F ) ( R g + R g_app )C gd
t 3 = -----------------------------------------------------------------------V GS_APP – V GP
(13)
VDS
VF 是满载电流导通时 MOSFET 上的电压降， VDS 是电路关
闭状态下的 MOSFET 的电压降。
使用数据表中的数值可以得出精确的 t1 和 t2 值，但是由于 Cgd
的值随着 VDS 而变化，时间段值 t3 就难以计算。
VGS
t4
t5
t6
图 5 - MOSFET 关闭瞬态
IDS
使用栅极电荷来确定开关时间
如图 6 的栅极电荷波形图 (1) 所示，Qgs 被定义为原点与 Miller
Plateau (VGP) 起点之间的电荷值 ; Qgd 被定义为从 VGP 到效
应平台末端之间的电荷值；Qg 被定义为从原点到波曲线顶点
之间的电压，此时驱动电压值 VGS 与装置的实际栅极电压值
相等。
VGS
VGP
Vth
t1
备注
(1) Gate Charge Principles and Usage,
Europe.Issue 3, 2002. Technology.
VDS
Power
Electronics
t3
t2
图 4 - MOSFET 开启瞬态
使用同一原则计算 MOSFET 关闭状态时的方程式时，开关瞬
态的算式如下：
V GS_APP
t 4 = ( R g + R g_app ) ( C gd + C gs )In ⎛ ----------------------⎞
⎝ V GP ⎠
(14)
V DS – V F
t 4 = ( R g + R g_app )C gd ⎛ ------------------------⎞
⎝ V GP ⎠
(15)
V GP
t 6 = ( R g + R g_app ) ( C gd + C gs ) ⎛ ----------⎞
⎝ V th ⎠
(16)
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图 6 - 栅极电荷分类草图
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Cgs 和 Cgd 充电后会导致 t2 中的 VGS 走高（图 4）。此时 VDS
不变，从而 Cgd 和 Cds 相对恒定。此时 Cgs 通常比 Cgd 的值
大，从而导致大部分的驱动电流流入 Cgs 而不是流入 Cgd。
Cgd 和 Cds 之间的电流取决于电容和其电压乘积的时间导数。
此时栅极电荷的值可以假设为 Qgs。
波形图的另一部分是 Miller Plateau 电压。通常认为进入效应
区域与峰值电流区域的栅极电荷值相同。但是，栅极电荷的
拐点实际上取决与时间有关的乘积值 (1) (CgdVGD)。这意味着
如果漏电流值很小而输出阻抗值很大，左边的拐点出现后 IDS
就可以达到其最大值。但是，我们可以假设电流最大值接近
拐点并且此应用指南应用指南中也假设拐点处的栅极电荷与
负载电流 IDS 是相对应的。
Miller Plateau 电压的斜率一般显示为零或接近零的斜率，但
是此变化率取决于 Cgd 和 Cgs 之间的驱动电流的分配。如果
斜率不为零，一部分驱动电流就会流入 Cgs。若斜率为零，所
有的驱动电流就会若流入 Cgd。当 CgdVGD 乘积急速增大并且
所有的驱动电流都用来平衡 Cgd 周围电压的变化时，装置处
于 Miller Plateau 状态下注入栅极中的电荷为 Qgd。
需要注意的是一旦这种效应结束 （当 VDS 达到通态值时），
Cgd 将再次回归恒定且大量电流再次流入 Cgs。由于 Cgd 的值
更大并且量值上更接近 Cgs，变化率的斜度不再像第一个时期
(t2) 那么大。
备注
(1)
Q gd_d ( V DS – V F ) ( R g + R g_app )
t vf = -------------------------------------------------------------------------------------------------------I DS
( V DS_D – V F_D ) ⎛ V GS_APP – ⎛ V th + --------⎞ ⎞
⎝
⎝
g fs ⎠ ⎠
同样，在关闭瞬态电压时，电压的上升时间 (tvr = t5) 为：
Q gd_d ( V DS – V F ) ( R g + R g_app )
t vr = -----------------------------------------------------------------------------I DS
( V DS_D – V F_D ) ⎛ V th + --------⎞
⎝
g fs ⎠
t if
I DS⎞
⎛ ⎛ V th + ------- ⎞
⎝
g fs ⎠ ⎟
⎜
at V DS
----------------------------⎟
)In ⎜
= ( R g + R g_app ) ( C iss
V th
⎜
⎟
⎝
⎠
at V DS
(20)
等式和数据手册值的对比
从图 7 中可以看出数据手册中开启和关闭时间的定义。这些
定义可以等效于以上和此处所示的等式：
(21)
t d ( on ) ≈ t 1 + t ir
结合栅极电荷和电容组合以获得开关时间
t ir = ( R g + R g_app ) ( C iss
(19)
电流的下降时间 (tif = t6) 为：
同前。
本手册的目标是使用数据手册数据来预测 MOSFET 的开关时
间从而预估开关损耗。由于是 t1 终点到 t3 终点的这段时间导
致的导通损耗，所以很有必要计算出这一时间 （图 4） 。将
11 和 12 联合起来就有可能获得电流的上升时间 (tir = t2 - t1)
并且由于 VDS 在此时间段里保持恒定，我们可以在恰当的 VDS
值处使用特定资料表中的 Ciss 值。 假设传输特性不变，那么
可以用 Vth + IDS/gfs 替换 VGP：
(18)
t r ≈ t vf
(22)
t d ( off ) ≈ t 4
(23)
t f ≈ t vr
(24)
tr
V
VDS
td(off)
VGS
10 %
10 %
10%
)
g fs ( V GS_APP – V th )
x In ⎛ ---------------------------------------------------------------⎞
⎝ g fs ( V GS_APP – V th ) – I DS⎠
(17)
10 %
10 %
td(on)
10 %
tf
t
图 7 - 显示开启和关闭时间定义的草图
应用指南
在 VDS (tvf = t3) 回落期很难采用 Cgd 的值。因此，因此，如果
采用数据手册中的栅极电荷值 (Qgd_d) 并且除以漏极连接上
所见到的电压变化 (VDS_D - VF_D)，我们就可以根据数据手册
的瞬态值，有效地为 Cgd 给出一个值。
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表 1- 开关瞬态示例 SI4892DY
计算值
最小值
典型值
最大值
Rg
0.6
0.8
1
Rg_app
5.4
6
6.6
单位
Ω
Ciss at VDS
620
775
930
Ciss at 0 V
880
1100
1320
gfs
21.6
27
32.4
9
10
11
Vth
0.8
1.4
1.8
IDS
0.9
1
1.1
A
Qgd_d
2.8
3.5
4.2
nC
VDS_D
13.5
15
16.5
V
IDS_D
11.2
12.4
13.6
A
RDS(on)
0.008
0.01
0.012
Ω
VF
0.0132
VGS_APP
0.0072
0.01
VF_D
0.09
0.12
0.16
VDS
13.5
15
16.5
t1 ( 等式 11)
0.28
0.79
1.6
tir ( 等式 17)
0.01
0.02
0.05
5.5
tvf ( 等式 18)
1.4
2.8
t4 ( 等式 14)
8.4
14.5
26
tvr ( 等式 19)
7.5
16.7
47.7
tif ( 等式 20)
0.06
0.14
0.44
td(on)
0.29
0.81
1.7
5.5
tr
1.4
2.8
td(off)
8.4
14.5
26
tf
7.5
16.7
47.7
pF
S
V
图 8 - 开启状态下开关瞬态值的
测量电流值和电压值
V
ns
图 9 - 关闭状态下开关瞬态值的
测量电流值和电压值
数据手册
td(on)
-
10
20
tr
-
11
20
td(off)
-
24
50
tf
-
10
20
ns
最小开关瞬态值是利用适当的参数值来计算的，这个参数会
导出一个最短的开关瞬态值。在某些情况下，这意味着使用
最大参数值来计算最小开关瞬态值，反之亦然，即使用最小
参数值来计算最大开关瞬态值。
将等式和测量到的开关瞬态值进行比较
数据手册中的开关瞬态值是采用电阻负载测量到的，不代表
实际电路。装置本身也不会按照以上的理想状态来运行。因
此，可以测得实际的开关波段，如图 8 和图 9 所示。这些开
关瞬态值适用于 Si4892DY 降压变换器上管。电路参数为：
VDS = 5 V, IDS = 5 A, VGS_APP = 5 V, and Rg_app = 10 Ω
计算值
最小值
典型值
最大值
tir ( 等式 17)
0.18
0.44
1.1
tvf ( 等式 18)
1.6
3.7
8.4
tvr ( 等式 19)
3.5
7.9
22
tif ( 等式 20)
0.95
1.0
1.5
单位
ns
测量值
tir
16
20
24
tvf
8.8
11
13.2
tvr
10.4
13
15.6
tif
28
35
42
ns
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表 2- 测量值和计算值对比
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驱动电路的局限
如果将等式 25 从 VGS 中减去并且用来解 t 的值，tir 瞬变则是：
从表 2 中可以看出，计算值和实际测量值之间十分相近。但
是， MOSFET 的开关时间不仅受寄生元件的影响，同时还受
驱动电路的影响。在上述条件下，假设栅极电路不会限制
MOSFET 的开关性能。例如，在 MOSFET P 通道和 N 通道
驱动器下，输入栅极的理论电流值可能比驱动器实际的供电
电流值要大。 MOSFET 的驱动方式有数种，本应用指南在此
不做描述。使用本文中所描述的算式计量开关时间，不需要
使用复杂的算式与模型或者昂贵的模拟软件就可以估计开关
损耗。
主要的差异就是计算值和实际电流瞬变值的不同。这些计算
结果比实际瞬态值小一个数量级，因此，需要进一步考虑电
流上升和回落的时间，下面有相关描述。
t ir = ( R g + R g_app )C iss at VDS
( V GS_APP – V th )g fs L ⎞
⎛ (V
⎜ GS_APP – V th ) + ---------------------------------------------------------⎟
( R g + R g_app )C iss at V DS⎟
⎜
x In ⎜ ---------------------------------------------------------------------------------------------------------⎟
(
V
⎜
⎟
GS_APP – V GP )
⎜
⎟
⎝
⎠
电流瞬变 tif 计算结果采用同样的原理如下：
t if = ( R g + R g_app )C iss at VDS
电流瞬变
g fs L
⎞
⎛ V ⎛⎜ 1 + --------------------------------------------------------⎟ ⎞⎟
⎜ GP ⎝
( R g + R g_app )C iss at VDS ⎠ ⎟
⎜
x In ⎜ -----------------------------------------------------------------------------------⎟
V th
⎜
⎟
⎜
⎟
⎝
⎠
计算值和实际测量值之间之所以存在误差是由于计算值都是
在假设的理想状态下得出的。等式中可以参考的一个主要参
数是 MOSFET 的封装电感。这会减缓电流的瞬变速度，并且
可以在某些假设状态下考虑利用它来使计算简便。
由于负载电流一般情况下比栅极电流大得多，我们先假设所
有通过封装电感的电流都是 IDS。因此开启状态下 MOSFET
封装电感电压可以表示为：
( V GS_APP – V th )g fs L
V L = --------------------------------------------------------( R g + R g_app )C iss at V DS
tir ( 等式 26)
x e ⁄ ( R g + R g_app ) ( C iss
at V DS )
这就是电流瞬变产生的电阻值并且是从栅极电压中减去的那
部分电压值，因此可以减慢电流的瞬变速度。
(27)
表 3- 封装电感测量值和计算值比较
计算值
(25)
–t
(26)
最小值
典型值
最大值
4.7
8.1
13.2
tvf ( 等式 18)
1.6
3.7
8.4
tvr ( 等式 19)
3.5
7.9
22
tif ( 等式 27)
8.1
17.9
32.8
tir
16
20
24
tvf
8.8
11
13.2
tvr
10.4
13
15.6
tif
28
35
42
单位
ns
测量值
ns
结论
应用指南
本应用指南描述了在独立评估状态下，功率 MOSFET 的上升
和下降时间的有效近似值。数据手册中用于导出公式的数据
值可以用来得出 MOSFET 的开关性能及开关损耗。但是，如
图 3 所示，理想的开关瞬态总是要比实际值短，一般情况下，
我们应该采用数据手册中的参数最大值来计算实际结果。
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