ANS007: Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power Modul

APPLICATION NOTE
Entwerfen eines Inverswandlers mit dem
MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401
(6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT)
ANS007 VON CHRISTOPHER RICHARDSON
1. Einleitung __________________________________________________
MagI³C-Stromversorgungsmodule von Würth Elektronik eiSos werden normalerweise als synchrone Abwärtswandler verwendet, die eine höhere Eingangsspannung mit hoher Effizienz und nur wenigen Störungen in
eine niedrigere Ausgangsspannung umwandeln können. Der Inverswandler ist eine weitere Topologie, die mit
Stromversorgungsmodulen der MagI³C-Familie realisiert werden kann. Hierzu sind nur wenige Anpassungen
erforderlich. Diese Topologie wandelt eine positive Eingangsspannung V IN in eine negative Ausgangsspannung -VOUT um. Dabei kann der Absolutwert von -VOUT größer oder kleiner sein als der von VIN.
Vin
-Vout
Max
Vout < 0V
Max
Min
Min
0V
Abbildung 1: Der Eingangsspannungsbereich und der Absolutwert des Ausgangsspannungsbereichs können
sich bei Verwendung eines Inverswandlers überlappen.
In diesem Anwendungshinweis wird erläutert, wie die externen Bauteile für die Inverswandlertopologie ausgewählt werden und wie die Demobaugruppen für die Abwärtswandlertopologie auch für die Inverswandlung
verwendet werden können. Abbildung 2 zeigt, wie eine Inverswandlertopologie aus einem synchronen Abwärtswandler hergeleitet werden kann, indem die Masse- und Ausgangsanschlüsse neu zugeordnet werden
sowie die Verbindung des Eingangskondensators modifiziert wird.
L1
VIN -+
CIN
D
1-D
L1
COUT
+
VOUT
-
VIN -+
CIN
D
1-D
COUT
+
VOUT
-
Abbildung 2: Synchroner Abwärtswandler (links) und synchroner Inverswandler (rechts)
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Abbildung 3 stellt in einem einfachen Schaltbild links ein MagI³C-Stromversorgungsmodul aus der VDRMBaureihe dar, das als synchroner Abwärtswandler fungiert; auf der rechten Seite sind die Änderungen dargestellt, die für die Implementierung eines Inverswandlers erforderlich sind. Für die Umsetzung der in den Abbildungen 2 und 3 gezeigten Schaltungen ist CIN1 nicht erforderlich. Der Kondensator ist im Blockschaltbild nicht
gezeigt; seinen Nutzen werden wir in Abschnitt 4.7.1 erläutern.
CIN2
VIN
VIN
RON
VOUT
RON
CIN
RFBT
Module
VOUT
VIN
EN
FB
RENT
PGND
RENB
SS
EP
VIN
Q1
RON
VOUT
Module
RON
COUT
AGND
EN
CFF
FB
CIN1
RFBB
CFF
RFBT
COUT
AGND
EN
CSS
PGND
EP
RFBB
CSS
SS
-VOUT
Abbildung 3: Synchroner Abwärtswandler (links) und Inverswandler (rechts) unter Verwendung von
VDRM-Modulen
2. Spannungen und Ströme im s ynchronen Inversw andler ____________
Control
VIN -+
D
Sync
-VOUT
1-D
-VOUT
-VOUT
VIN -+
+
VL
-
VIN -+
-VOUT
-VOUT
VIN -+
+
VL
-
VIN -+
Abbildung 4: Inverswandler mit aktivem Steuerungs-MOSFET (rechts) und aktivem Synchronisierungs-MOSFET
(links). Der Tastgrad D ist unten in Gleichung 2 definiert.
Abbildung 4 zeigt die beiden Schaltzustände des synchronen Inverswandlers. Wenn der Steuer-MOSFET über
die Spule mit der Spannung verbunden ist, ist VL gleich der Eingangsspannung VIN. Während dieses Zeitraums
nimmt der Strom in der Spule zu. Zudem erhält der Ausgangskondensator die Ausgangsspannung aufrecht.
Wenn der Steuerungs-MOSFET sich ab- und der Synchronisierungs-MOSFET sich einschaltet, kommutiert
der Drosselstrom und durchfließt die Betriebserde, die Last und den Synchronisierungs-MOSFET. Hierbei wird
eine negative Spannung durch den Lastwiderstand bezogen auf die Betriebserde erzeugt. Der Drosselstrom
lädt auch den Ausgangskondensator auf. Die Spannung in der Drossel entspricht dabei -VOUT.
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3. Beschränkungen bei Spannung, Strom und Tastgrad ______________
Die Auswahl des für Abwärtswandlertopologien passenden MagI³C-Stromversorgungsmoduls ist unkompliziert: Die Angaben zu Eingangs- und Ausgangsspannungsbereich sowie zum Ausgangsstrombereich im Datenblatt des jeweiligen Moduls zeigen die exakten Grenzwerte für die einzelnen Größen. Für den Inverswandler sind weitere Berechnungen erforderlich. Außerdem ist zu beachten, dass hierbei sowohl der maximale
Eingangsspannungsbereich als auch der Ausgangsstrombereich niedriger sind als beim Abwärtswandler.
3.1.
Eingangsspannungsbereich
Eine nähere Untersuchung des Inversreglers in Abbildung 3 zeigt, dass die Bezugsspannung des Moduls nicht
mehr die Betriebserde, sondern vielmehr die negative Ausgangsspannung ist. Die Gesamtspannung zwischen
dem VIN- und dem AGND-Pin ist gleich der Eingangsspannung plus dem Absolutwert der Ausgangsspannung.
Dies lässt sich erklären, indem man berücksichtigt, dass die Spannungen über C IN,2 und COUT sich addieren,
wobei die Betriebserde die Mittelanzapfung darstellt. Tabelle 1 zeigt die maximale Eingangsnennspannung für
die einzelnen Produkte der VDRM-Familie:
Typ
Abwärtswandler
mit variabler Ausgangsspannung
(VDRM)
Bauform
Best.-Nr.
TO263-7EP
171 012 401
TO263-7EP
WE-
VIN [V]
VOUT [V]
IOUT [A]
WPMDH1102401J
6–42
5–24
1
171 012 402
WPMDH1152401J
6–42
5–24
1,5
BQFN-39
171 020 302
WPMDB1200362Q
2,95–6 V
0,8–3,6
2
TO263-7EP
171 020 601
WPMDH1200601J
6–42
0,8–6
2
BQFN-41
171 021 501
WPMDU1251501N
7–50
2,5–15
2,5
TO263-7EP
171 032 401
WPMDH1302401J
6–42
5–24
3
BQFN-39
171 040 302
WPMDB1400362Q
2,95–6 V
0,8–3,6
4
TO263-7EP
171 050 601
WPMDM1500602J
6–36
0,8–6
5
BQFN-39
171 060 302
WPMDB1600362Q
2,95–6 V
0,8–3,6
6
Artikelnummer
Tabelle 1: Eingangsspannungs-, Ausgangsspannungs- und Eingangsstrombereiche für die MagI³C VDRM-Stromversorgungsmodule
Beispielsweise wäre das 171 032 401 (42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) bei einer Eingangsspannung von 24 V auf
eine theoretische maximale Ausgangsspannung von -18 V begrenzt. In der Praxis sollte ein Puffer von mindestens 3 - 4 V für Überschwingen und Transienten einkalkuliert werden, was bei einer Eingangsspannung
von 24 V eine empfohlene maximale Ausgangsspannung von 14 - 15 V zuließe.
Der Inverswandlerbetrieb bietet gegenüber dem Abwärtsregler einen wesentlichen Vorteil: Wie der Name
sagt, kann der Absolutwert der Ausgangsspannung höher oder niedriger sein als die Eingangsspannung.
Solange die Mindestdauer der Einschalt- und der Ausschaltphase der Module berücksichtigt wird, lässt sich
mit einer Eingangsspannung von nur 6 V ein Ausgangswert von -12 V erzielen. Zudem kann, sobald das Modul im Betrieb ist, die Eingangsspannung bis unter die normale Mindesteingangsspannung V IN von 6 V für
den Abwärtsmodus abgesenkt werden – es muss lediglich die Summe von VIN + |-VOUT| mindestens 6 V betragen. Abbildung 5 zeigt die maximale Eingangsspannung als Funktion der Ausgangsspannung und die maximale Ausgangsspannung als Funktion der Eingangsspannung.
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Maximum Output Voltage [ |V| ]
Maximum Input Voltage [V]
40
WPMDHxxx2401JT
35
WPMDM1500602JT
30
WPMDH1200601JT
25
20
15
10
5
0
0.8
4
8
12
16
20
24
30
WPMDHxxx2401JT
25
WPMDM1500602JT
WPMDH1200601JT
20
15
10
5
0
6
10
Output Voltage [ |V| ]
14
18
22
26
30
34
38
42
Input Voltage [V]
Abbildung 5: Grafische Beziehungen zwischen maximaler Eingangs- und Ausgangsspannung
3.2.
Maximaler Ausgangsstrom
In der Inverswandlertopologie ist der maximal mögliche Ausgangsstrom vom Regler eine Funktion des Tastgrads. (Er kann auch als Funktion des Verhältnisses zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung betrachtet
werden.) Das liegt daran, dass MagI³C-Stromversorgungsmodule den Drosselstrom erkennen und in der Inverswandlertopologie der Durchschnittswert des Drosselstroms nicht mit dem durchschnittlichen Ausgangsstrom identisch ist (siehe Gleichung 1). Des Weiteren erkennen MagI³C-Stromversorgungsmodule den Drosselstrom während der Einschaltphase des High-Side-MOSFETs, wenn der Strom seinen Spitzenwert erreicht.
Die Überstrom-Schutzschaltung überwacht diesen Drosselspitzenstrom. Zur Berechnung des Spitzenstroms
muss zunächst der Durchschnittsstrom bestimmt werden. Der Durchschnittstrom der Drossel ist eine Funktion
des Tastgrads D, definiert durch:
IL-AVG =
D=
IOUT
1-D
|VOUT |
VIN + |VOUT |
(1)
(2)
Der Spannungsabfall in den Leistungs-MOSFETs und der internen Speicherdrossel können ignoriert werden,
da sie bei den meisten Anwendungen im Vergleich zu -VO und VIN niedrig sind. Zum Berechnen des maximalen
Ausgangsstroms für den Inverswandler benötigen wir die Ausgangspannung, die minimale Eingangsspannung, die Induktivität und die Schaltfrequenz. Zunächst berechnen wir den maximalen Tastgrad:
DMAX =
|VOUT |
VIN,min + |VOUT |
(3)
Jedes MagI³C-Stromversorgungsmodul hat einen festen Grenzwert für den Überstromschutz. Der Übersicht
halber sind diese Grenzwerte mit den internen Speicherdrosseln in Tabelle 2 angegeben.
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Artikelnummer
Mindeststromgrenzwert IOCP (A) Interne Induktivität L1 (µH)
WPMDH1200601JT
2,3
10
WPMDM1500602JT
5,4
3,3
WPMDH1102401JT
1,5
15
WPMDH1152401JT
2,4
15
3,2
10
WPMDH1302401JT
Tabelle 2: Mindestgrenzwerte für den Überstromschutz über den gesamten Temperaturbereich
Der Spitze-Spitze-Drosselrippelstrom und der Spitzenstrom für Inversregler werden wie folgt berechnet:
∆iL =
VIN,min · Dmax
L1 · fSW
IL-PK = IL-max +
(4)
∆iL
2
(5)
Abschließend lassen sich die Gleichungen so umstellen, dass man den maximal erreichbaren Ausgangsstrom
für die in der Applikation geforderten Bedingungen errechnen kann:
IOUT-max = (1 - Dmax ) · (IOCP -
3.3.
VIN,min · Dmax
)
2 · L1 · fSW
(6)
Grenzw erte beim Tastgrad
Der Tastgrad bei der VDRM-Produktfamilie der MagI³C-Stromversorgungsmodule wird nicht direkt durch die
konstante Einschaltphasenregelung begrenzt, sondern der High-Side-Schalter muss in jedem Schaltzyklus für
mindestens 260 ns aus- und für mindestens 150 ns eingeschaltet sein. Diese Grenzwerte führen zu effektiven
Mindest- und Höchstwerten für den Tastgrad, die die Module für alle Topologien erzielen können; in allen
Modulen werden diese Grenzwerte umso restriktiver, je stärker die Schaltfrequenz zunimmt. Grundsätzlich
wird der Inverswandler wahrscheinlich eher als der Abwärtswandler die Grenzwerte für maximalen Tastgrad
bzw. minimale Ausschaltzeit erreichen, denn der Inverswandler kann mit niedrigeren Eingangsspannungen
betrieben werden als ein Abwärtsregler.
1.2
Maximum Duty Cycle [%]
Minimum Duty Cycle [%]
16
14
12
10
8
6
4
2
0
0
200
400
600
800
Switching Frequency [kHz]
1000
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0.0
0
200
400
600
800
1000
Switching Frequency [kHz]
Abbildung 5: Tastgradgrenzwerte bezogen auf Schaltfrequenzen zwischen 100 kHz und 1 MHz.
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4. Konstruktionsleitfaden _______________________________________
In diesem Abschnitt werden Konstruktion und Auswahl der erforderlichen Bauteile für einen Inverswandler
beschrieben, der den folgenden Spezifikationen entspricht:
Eingangsspannung: VIN = 10 - 28 VDC
Ausgangsspannung: VOUT = -12,0 VDC, IO-MAX = 1,0 A
Geschätzte Leistungseffizienz η = 90 %
Dieser Wandler kann mit 12 oder 24 V Gleichspannung, 12 V gleichgerichteter Wechselspannung oder 12 Vbzw. 24 V-Batterien betrieben werden. Die Ausgangsspannung in Höhe von -12 V könnte zur Versorgung von
Verstärkern, Sensoren oder anderen Analogfunktionen verwendet werden, die eine negative Spannung erfordern.
CIN2
VIN = 10 V to
28 V
10 μF
VIN
RENT
CD
CIN1
11,8 kΩ
Module
RON
187 kΩ
VOUT
RON
RFBT
CFF
20 kΩ
22 nF
FB
CO1
CO2
10 μF
10 μF
AGND
47 μF
10 μF
EN
PGND
RENB
EP
11,8 kΩ
SS
RFBB
1,43 kΩ
CSS
-VO = -12 V
Max 1,0 A
4,7 nF
Abbildung 6: Schaltbild für das Konstruktionsbeispiel
4.1.
Ausw ahl des geeigneten Stromversorgungsmoduls
Bei diesem Prozess werden Schritte häufiger wiederholt werden müssen. Zunächst einmal beträgt die zwischen VIN- und VOUT-Pin maximal anliegende Spannung 28 V + 12 V = 40 V. Das bedeutet, dass das
5 A MagI³C-VDRM mit einem Grenzwert von 36 V bereits ausgeschlossen werden kann. Danach können wir
den durchschnittlichen Drosselstrom mithilfe der Gleichungen 1 und 3 berechnen. Denken Sie daran, dass der
höchste Strom auftritt, wenn die Eingangsspannung den niedrigsten Wert hat:
Dmax =
|VOUT |
12 V
=
= 0.55
VIN,min + |VOUT | 10 V + 12 V
IL-AVG =
IOUT
1.0 A
=
= 2.45 A
(1 - Dmax ) · η (1 - 0.55) · 0.9
Wenn der Durchschnittsstrom über 2,0 A liegt, können wir diejenigen Bauteile, die nur 1,0, 1,5 und 2,0 A
liefern, ebenfalls aus der Auswahl entfernen. Es bleibt als nur die Version WPMDH1302401JT für 3,0 A. Und
dieses Bauteil werden wir auch verwenden.
4.2.
Ausw ahl der Schaltfrequenz
Hierbei handelt es sich um eine grundlegende Entscheidung, die Auswirkungen auf die Effizienz und die Verlustleistung im Modul hat. Da die Speicherdrossel intern ist, spielt der Kompromiss zwischen Platzbedarf/Größe und Effizienz keine so große Rolle wie bei gängigen Schaltreglern. Infolgedessen sind die wesentlichen Auswahlkriterien Leistungseffizienz/Verlustleistung, die Größe von Eingangs- und Ausgangskondensatoren, der Spitzenrippelstrom (damit der Überstromschutz nicht anspricht) und das Vorhandensein beliebiger
empfindlicher Frequenzbänder.
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Aufgrund der erforderlichen Mindestlänge der Einschaltphase von 150 ns wird die maximal mögliche Schaltfrequenz wie folgt berechnet:
fSW,max =
VOUT
12 V
=
= 2.9 MHz
150 ns · VIN,max 150 ns · 28 V
(7)
Der Wert 2,9 MHz liegt deutlich außerhalb des für das 3 A MagI³C-VDRM Modul empfohlenen Maximalbereichs von 200 - 800 kHz – und somit natürlich deutlich jenseits der praktikablen Schaltfrequenz für ein MagI³CStromversorgungsmodul, das eine Ausgangsleistung von 12 W liefert. (Ausführliche Informationen zur Abhängigkeit der Verlustleistung von der Frequenz finden Sie im Abschnitt „Verlustleistung“.) 500 kHz sind eine
wesentlich vernünftigere Option, und für diese entscheiden wir uns auch.
4.3.
Prüfen von Spitzenstrom und Überstromschutz
Wie im Abschnitt „Maximaler Ausgangsstrom“ erwähnt, beeinflussen das Verhältnis von Eingangs- zur Ausgangsspannung und die Schaltfrequenz den maximalen Ausgangsstrom. Nachdem wir uns für das 3,0 A Modul entschieden und die Schaltfrequenz festgelegt haben, können wir mithilfe von Gleichung 6 sicherstellen,
dass der Überstromschutz nicht anspricht:
IOUT-max = (1 - Dmax ) · (IOCP -
VIN,min · Dmax
10 V · 0.55
) =(1 - 0.55)· (3.2 A ) = 1.2 A
2 · L1 · fSW
2 · 10 µH · 500 kHz
Auf der Grundlage dieser Auswertung ist das 3 A MagI³C-VDRM Modul eine ausgezeichnete Wahl.
4.4.
Ausw ahl des Einschaltphasenw iderstands R O N
Die VDRM-Produktfamilie der MagI³C-Stromversorgungsmodule verwendet eine Regelschleife für die Einschaltphase. Zudem wird die Schaltfrequenz durch Auswahl eines Widerstands programmiert, mit dem bestimmt wird, wie lange der High-Side-MOSFET im jeweiligen Zyklus verbleibt. Die Einschaltdauer verhält sich
umgekehrt proportional zur Eingangsspannung und führt so zu einer über den Eingangsspannungsbereich
konstanten Schaltfrequenz. Aus diesem Grund sind die Auswahlgleichungen für Abwärts- und Inversregler
identisch:
RON =
VOUT
-10
1.13 · 10
· fSW
=
12 V
1.13 · 10-10 · 500 kHz
= 185 kΩ
(8)
Der nächstgelegene E96-Wert ist 187 kΩ, und sobald der tatsächliche RON-Wert ausgewählt ist, sollte die
maximale Einschaltdauer mithilfe der nächsten Gleichungsfolge ausgewertet werden.
tON,max =
4.5.
1.13 · 10-10 · RON 1.13 · 10-10 · 187 kΩ
=
= 1.11 µs
VIN,min + |VOUT |
10 V + 12 V
(9)
Berechnen der internen Drosselströme
Der durchschnittliche Drosselstrom ist bereits bekannt: Nach Gleichung 1 beläuft er sich auf 2,45 A. Wenn die
maximale Einschaltdauer und die Induktivität gegeben sind, können der Spitze-Spitze-Rippelstrom und der
Drosselspitzenstrom berechnet werden:
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ΔiL =
VIN,min · tON,max 10 V · 1.11 µs
=
= 1.1 A P-P
L1
10 µH
IL-PK = IL-AVG +
4.6.
ΔiL
1.1 A
= 2.45 A +
= 2.99 A
2
2
(10)
(11)
Ausw ahl der Ausgangskondensatoren
Zunächst muss ein wünschenswerter Maximalwert für die Spitze-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit definiert werden. Sofern die Toleranz der Last für die Welligkeit nicht bekannt ist, kann von typischen Werten in
einer Größenordnung von 1–2 % der Ausgangsspannung ausgegangen werden. In unserem Fall ist das 1 %
von 12 V, somit 120 mV.
CO,min =
IO,max · tON,max 1.0 A · 1.11 µs
=
= 9.2 µF
ΔvO-max
120 mV
ESRmax =
ΔVO-max 120 mV
=
= 40 mΩ
IL-PK
2.99 A
(12)
(13)
Anders als der glatte Ausgangsstrom eines Abwärtswandlers mit seinem niedrigen Effektivwert ist der Ausgangsstrom eines Inverswandlers pulsierend und hat einen hohen Effektivwert – ähnlich wie bei einem Aufwärts- oder Sperrwandler. Es ist aus diesem Grund sehr wichtig, den Effektivstrom zu berechnen, der an dem
oder den Ausgangskondensatoren anliegt:
ICOUT,RMS = IOUT,max ·√
VOUT
12 V
= 1.0 A ·√
= 1.1 A
VIN,min
10 V
(14)
Grundsätzlich ist es bei Kapazitätswerten von unter ca. 20 µF möglich, ohne großen Aufwand Keramikkondensatoren zu verwenden. Des Weiteren bewältigen Keramikvielschicht-Chipkondensatoren (MLCCs) sehr
hohe Effektivstromwerte, was sie zu perfekten Ausgangskondensatoren für Inverswandler macht. AluminiumPolymer SMD Kondensatoren wären auch hervorragend geeignet. Berücksichtigt man den Kapazitätsverlust
von MLCCs beim Betrieb an Gleichspannung, dann können zwei Kondensatoren der Bauform 1210/
25 V/10 µF mit X7R-Dieelektrikum jeweils 7 µF bieten, wenn eine Ausgangsspannung von 12 V daran angelegt
wird. Die typische ESR solcher Kondensatoren liegt bei ca. 2 - 3 mΩ, also deutlich unterhalb des berechneten
Maximums, weswegen die Welligkeit der Ausgangsspannung wesentlich niedriger sein wird als der angestrebte Wert von 120 mVP-P.
4.7.
Ausw ahl der Eingangskondensato ren
Wie bei den Ausgangskondensatoren besteht auch hier der erste Schritt in der Definition einer maximalen
Spitze-Spitze-Welligkeit der Eingangsspannung. Dieser Wert hängt in hohem Maße von der Positionierung
und der Anbindung des Inversreglers innerhalb der Anwendung ab: Ist er über einen Kabelbaum mit der Eingangsstromversorgung verbunden oder handelt es sich um eine Anwendung, bei der durch Verordnungen wie
EN55025 strenge Grenzwerte für leitungsgebundene EMI festgelegt sind, dann ist der Wert für ΔVIN-MAX exakt
definiert. In solchen Fällen wird zur Erfüllung der EMI-Anforderungen häufig ein zusätzliches L-C- oder Ferrit-
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C-Filter benötigt. (Hinweis: Ausführliche Informationen zur Filterkonstruktion finden Sie im Werk „Trilogie der
induktiven Bauelemente“, das über Würth Elektronik bezogen werden kann.)
Fehlen festgelegte Grenzwerte, dann ist ein typischer Zielwert 1 % der minimalen Eingangsspannung. In diesem Fall wären dies 1 % von 10 V, also 100 mV. Die Eingangskapazität lässt sich dann wie folgt berechnen:
CIN,min =
IOUT,max · tON,max 1.1 A · 1.11 µs
=
= 11.1 µF
ΔVIN-MAX
100 mV
ESRMAX =
ΔVIN-MAX 100 mV
=
= 33 mΩ
IL-PK
2.99 A
(15)
(16)
Inverswandler ziehen ebenso wie Abwärts- und Sperrregler pulsierende Eingangsströme mit hohen Effektivwerten, weswegen auch hier die Berechnung des Effektivstroms des Eingangskondensators wichtig ist:
IIN,AVG =
IOUT,max · VOUT 1 A · 12 V
=
= 1.33 A
VIN,min · η
10 V · 0.9
ICIN,RMS = IIN,AVG ·√
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Dmax
0.55
= 1.33 A ·√
= 1.47 A
1 - Dmax
1 - 0.55
(17)
(18)
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Zwei Positionen für die Eingangskondensatoren
CIN1
+ (VIN+VOUT) CONTROL
VIN -+
CIN2
+
VIN
-
SYNC
+
VL
-
IL
-VOUT
COUT VOUT
+
IOUT
CIN1
CONTROL ON
VIN -+
CIN2
-VOUT
IL
COUT
CIN1
SYNC ON
-VOUT
VIN -+
CIN2
IL
COUT
Abbildung 7: CIN1 liegt zwischen VIN und –VOUT, CIN2 zwischen VIN und GND, wodurch die Strompfade vorgegeben
sind
Aufgrund der Art und Weise, wie in der Inverswandlertopologie ein Abwärtsregler verwendet wird, der auf die
negative Ausgangsspannung bezogen ist, gibt es zwei Positionen, an denen die Eingangskapazität genutzt
wird. CIN2 ist zwingend erforderlich, weil er die vom Wandler benötigten hohen Wechselströme bereitstellt und
die Eingangsspannung aufrechterhält, solange der Steuerungs-MOSFET deaktiviert und der Synchronisierungs-MOSFET aktiviert ist (vgl. Abbildungen 4 und 7). CIN1 ist nicht unbedingt notwendig, aber sehr nützlich,
um die Welligkeit der Ausgangsspannung zu reduzieren und so Probleme mit Lasten aus dem Weg zu räumen,
die anfällig für Spannungswelligkeiten sind, beispielsweise Verstärker oder AD-Wandler. Zudem verbessert
eine niedrigere Ausgangswelligkeit die leitungsgebundene EMI am Ausgang des Wandlers.
Auf den ersten Blick könnte CIN1 wie ein zusätzliches, unnötige Kosten verursachendes Bauteil wirken, aber
in der Praxis spart diese Komponente Geld wie auch Platz auf der Platine ein, denn es erlaubt das – möglicherweise sogar vollständige – Weglassen von Ausgangsfiltern.
An CIN1 liegt eine durchschnittliche Spannung von V OUT + VIN an; in der vorliegenden Anwendung ist dies
schlimmstenfalls VINMAX, womit die Summe von 40 V erreicht wird. CIN2 ist der „Standardeingangskondenstor“
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zwischen VIN und Betriebserde, weswegen die Maximalspannung gleich VINMAX – in diesem Fall also 28 V –
ist.
Die Verteilung der Gesamtkapazität zwischen den Positionen CIN1 und CIN2 beeinflusst sowohl die Welligkeit
der Eingangsspannung (zwischen VIN und Betriebserde, wo die leitungsgebundene EMI gemessen wird) als
auch die der Ausgangsspannung. Normalerweise besteht der beste Kompromiss darin, die Hälfte der in Gleichung 15 berechneten Gesamtkapazität bei CIN1 und die andere Hälfte bei CIN2 anzuordnen.
Aufgrund der an CIN1 und CIN auftretenden hohen Effektivströme sind MLCCs als Eingangskondensatoren für
Inverswandler eine exzellente Wahl. Die Maximalspannungen von 40 bzw. 28 V an CIN1 und CIN2 erfordern die
Nutzung von Kondensatoren, die für mindestens 50 V ausgelegt sind, mit X5R- oder X7R-Dieelektrikum. In
diesem Fall verwenden wir 10-µF-Komponenten der Bauform 1210 für 50 V mit X5R-Dieelektrikum. Aufgrund
des Kapazitätsverlusts infolge der Gleichstromvorspannung besteht ein Vorteil der Konstruktion mit MLCCs
darin, dass der schlimmstmögliche Fall, in dem die höchste Kapazität benötigt wird, bei der kleinstmöglichen
Eingangsspannung auftritt, bei der der Kapazitätsverlust am niedrigsten ist. In diesem Beispiel (22 V) liegt die
Istkapazität von CIN1 bei ca. 6 µF, und bei 10 V für CIN2 beträgt sie ca. 9 µF. An jeder Position wird jeweils ein
Kondensator angeordnet. Aufgrund der komplexen Interaktion und der Schwierigkeit, die Ströme über die
Kondensatoren zu messen, kann eine Laborsimulation sehr hilfreich sein. Abbildungen 8 und 9 zeigen die
Welligkeit der Eingangsspannung bezogen auf Masse und die Welligkeit der Ausgangsspannung für zwei
Fälle: zunächst für die Anordnung der Gesamtkapazität an CIN2 und dann für die empfohlene Kapazitätsteilung
zwischen den beiden Positionen.
In diesem Beispiel ist die Welligkeit der Eingangsspannungen in beiden Fällen ähnlich, jedoch bei zwischen
CIN1 und CIN2 geteilter Kapazität geringfügig höher. Ursache hierfür sind die Kapazitätsverluste beim Anlegen
von VOUT + VIN an CIN1. Eine deutliche Verbesserung finden wir hingegen bei der Welligkeit der Ausgangsspannung vor. Diese ist im durchgehenden AC-Weg begründet, den CIN1 von der Eingangs- zur Ausgangsspannung bietet. Ohne CIN1 gäbe es bei keinem der beiden Schaltzustände eine direkte Energieübertragung
vom Eingang zum Ausgang, während bei Integration von CIN1 ein Wechselstrom fließen kann, durch den sich
die Ausgangswelligkeit sowohl bei der Wellenform als auch hinsichtlich der Amplitude stärker an die angestrebte niedrige Welligkeit der Ausgangsspannung eines Abwärtswandlers annähert.
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Input voltage ripple
23.97
23.965
23.96
23.955
VIN [V]
23.95
23.945
23.94
23.935
23.93
23.925
23.92
8.678
8.68
8.682
8.684
8.686
8.688
8.69
8.692
Time [ms]
Abbildung 8: Welligkeit der Eingangsspannung: gesamte Kapazität bei CIN2 (rot), 50:50-Teilung der Kapazität
(grün)
Output voltage ripple
-11.974
-11.976
-11.978
negative VOUT [V]
-11.98
-11.982
-11.984
-11.986
-11.988
-11.99
-11.992
-11.994
8.287
8.288
8.289
8.29
8.291
8.292
8.293
8.294
Time [ms]
Abbildung 9: Welligkeit der Ausgangsspannung: gesamte Kapazität bei CIN2 (rot), 50:50-Teilung der Kapazität
(grün)
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Dämpfung zur Vermeidung von Resonanz am Eingang
LPARA
CD
VIN -+
CIN2
CIN1
-ZIN
ESR
Abbildung 10: Parasitäre Eingangsleitungsinduktivität LPARA, Eingangskondensatoren und Dämpfungskondensator CD mit definiertem ESR
Die Kombination aus großer parasitärer Induktivität aufgrund langer Eingangsleitungen der Stromversorgung
und reinen Keramikkondensatoren bildet ein L-C-Filter mit hoher Güte, das in Schwingung versetzt werden
kann, wenn es die negative Eingangsimpedanz eines Schaltwandlers speist. Aus mathematischer Sicht
schwingt ein Schaltnetzteil mit dem Eingangsfilter, wenn die Impedanz des Eingangsfilters höher ist als der
Absolutwert der negativen Eingangsimpedanz des Schaltnetzteils. Diese subharmonische Resonanz wird oft
als „Netzteilwechselwirkung“ bezeichnet. Abbildung 11 zeigt den negativen Effekt auf die in diesem Anwendungshinweis entworfene Beispielschaltung beim Anschluss an eine Stromversorgung über 30-cm-Kabel. Der
schlimmste Fall einer Netzteilwechselwirkung tritt bei minimaler Eingangsspannung und maximalem Ausgangsstrom auf, wenn der Absolutwert der Eingangsimpedanz des Wandlers am niedrigsten ist. Diese Schwingung von ca. 43 kHz ist eine EMI-Quelle und sollte durch Ergänzen eines größeren Kondensators mit höherer
ESR parallel zu CIN1 beseitigt werden, um die Resonanz zu unterdrücken.
Abbildung 11: Eingangsspannung mit subharmonischer Schwingung infolge der Netzteilwechselwirkung bei
VIN ≤ 10,5 V und IO = 1,0 A
Die Kapazität des Abschwächungskondensators CD sollte vier bis fünf Mal höher liegen als die des Keramikkondensators CIN1. Zur kritischen Dämpfung der L-C-Resonanz lässt sich die minimale ESR des Abschwächungskondensators wie folgt berechnen:
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ESR ≥
1
LF
1
1 µH
·√
- DCR = · √
- 0.003 Ω = 0.155 Ω
2
CIN,1
2
10 µF
(19)
Für dieses Beispiel ist die tatsächliche Eingangsinduktivität rein parasitär; in solchen Fällen kann ein Wert von
1 µH angenommen werden. Wird eine Eingangsdrossel verwendet, dann ersetzt dieser Wert L F. Die ESR der
meisten großen MLCCs liegt im Bereich zwischen 2–3 mΩ und kann ignoriert werden. Aluminiumkondensatoren sind aufgrund ihrer hohen ESR eine gute Wahl für die Abschwächung, doch lässt sich notwendigenfalls
auch ein diskreter Widerstand in Reihe mit CD schalten, um einen ausreichend hohen Abschwächungswiderstand zu gewährleisten. In diesem Beispiel wollen wir annehmen, dass C IN1 bei VIN = 10 V (CIN1 = 10 µF)
100 % seiner Nennkapazität aufweist. Deswegen bieten 47 µF das Vier- bis Fünffache der erforderlichen Kapazität. Eine geeignete Option wäre ein 47-µF-Aluminium-Elektrolyt-Kondensator für 50 V mit einer Impedanz
von 300 mΩ und einem Effektivstrom (Nennwert) von 500 mA. Ein solcher Kondensator würde nicht nur jegliche potenziell auftretende Schwingung abschwächen, sondern auch die Spitze-Spitze-Welligkeit von Eingangs- wie Ausgangsspannung reduzieren.
Abbildung 12: Welligkeit der Eingangsspannung bei Abschwächungskondensator C D parallel zu CIN1. VIN = 10,0
V, IO = 1,0 A
4.8.
Ausgangsspannung, UVLO und Softstarter
Die Ausgangsspannung wird mit einem Spannungsteiler aus SMD Widerständen unter Verwendung derselben
Gleichungen wie beim Abwärtsregler ausgewählt. Wählen Sie für den oberen Rückkopplungswiderstand RFBT
einen Wert zwischen 10 und 50 kΩ aus. In unserem Beispiel hat RFBT 20 kΩ. Der untere Widerstand RFBB
wird dann wie folgt berechnet:
RFFB =
RFBT
20 kΩ
=
= 1.43 kΩ
VOUT
12V
-1
-1
0.804 V
0.804 V
(20)
(Festlegung RFBB = 1.43 kΩ)
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Der Softstarter bleibt ebenfalls unverändert. Die eingangsseitige UVLO (Spannungsabfallsperre) dagegen erfordert einige Änderungen. Wird zwischen VIN und -VOUT ein Widerstandsteiler eingesetzt, dann bleibt der Anstiegsgrenzwert (also der Grenzwert für die Einschaltphase) mit dem eines Abwärtsreglers identisch. Das liegt
daran, dass das -VOUT-Netz vor Beginn der Anstiegsphase des Inverswandlers bei ca. 0 V liegt; sobald jedoch
der Reglerbetrieb beginnt, fällt die Spannung am GND-Pin des Moduls um den Wert der Ausgangsspannung
und verschiebt so den fallenden UVLO-Grenzwert (also den Grenzwert für die Abschaltphase) um einen Betrag, der der Ausgangsspannung entspricht. Es muss sichergestellt sein, dass die maximale Betriebsspannung
von 6,5 V am EN-Pin nicht überschritten wird, sobald das Modul sich im Betrieb befindet und die Gesamtspannung zwischen den VIN- und GND-Pins gleich VIN + VOUT ist. Auf den Standarddemobaugruppen für die MagI³CStromversorgungsmodule befindet sich eine 5,1-V-Zenerdiode, die zur Vermeidung von Überspannungen den
EN- mit dem GND-Pin verbindet. Diese Zenerdiode muss bei allen Konstruktionen vorhanden sein, bei denen
die UVLO mit einem einfachen Widerstandsteiler realisiert wird.
Schiebeschaltungen für Präzisions -UVLOs oder Logikeinschaltung
Bei einigen Anwendungen kann die große Hysterese zwischen dem steigenden UVLO-Einschaltgrenzwert
(VEN) und dem fallenden Abschaltgrenzwert (V SD) von Vorteil sein, doch in den meisten Fällen beträgt die
Differenz zwischen VEN und VSD weniger als 1 V. Wenn Sie eine kleine Hysterese erzielen möchten, benötigen
Sie einen Schiebekomparator. Abbildung 13 zeigt einen beispielhaften Aufbau aus kostengünstigen Bauteilen.
VIN
10kΩ
R1
10kΩ
R1
MMBT3906
R3
R1
R2
TLV431
VREF = 1,24V
EN pin
R4
-VOUT
Abbildung 13: Schiebekomparator für Präzisions-UVLOs mit geregelter Hysterese
Die folgenden Gleichungen definieren die Widerstandswerte, die zur Festlegung der gewünschten UVLOGrenzwerte erforderlich sind:
VEN = 9,5 V
VSD = 9,0 V
R1 = (VEN - VREF ) · 10 kΩ = (9.5 V - 1.24 V) · 10 kΩ = 82.6 kΩ
(21)
(Festlegung R1 = 82,5 kΩ)
Die logische Einschaltspannung am EN-Pin sollte auf einen Wert von etwa 3 V festgelegt werden.
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R4 =
3 V · R1
3 V · 82.5 kΩ
=
= 13.4 kΩ
VOUT + VEN - 3V 12 V + 9.5 V - 3 V
(22)
(Festlegung R4 = 13.7 kΩ)
R3 =
R3 =
R1 ·(VSD + VOUT )
- R1 - R4
VEN - VSD
(23)
82.5 kΩ · (9 V + 12 V)
- 82.5 kΩ - 13.4 kΩ = 3.37 MΩ
9.5 V - 9 V
(Festlegung R3 = 3.4 MΩ)
R2 =
R2 =
R1 · VREF · (R1 + R3 + R4 )
(R1 + R3 + R4 ) · (VEN - VREF ) - R1 · (VOUT + VREF )
(24)
82.5 kΩ · 1.24 V · (82.5 kΩ + 3.4 MΩ + 13.7 kΩ)
= 12.9 kΩ
(82.5 kΩ + 3.4 MΩ + 13.7 kΩ) · (9.5 V - 1.24 V) - 82.5 kΩ · (12 V + 1.24 V)
(Festlegung R2 = 13 kΩ)
Die Bezugnahme des Moduls auf das -VO-Netz modifiziert auch die Schnittstelle zum Ein- oder Ausschalten
über andere ICs, Mikrocontroller usw. mithilfe von CMOS- oder TTTL-Logikpegeln. Wie wir auf der linken Seite
von Abbildung 3 sehen können, benötigen wir einen P-MOSFET und zwei Widerstände. RENT und RENB
sollten jeweils auf 10 kΩ festgelegt sein.
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5. Verw enden der Abwärtsregler -Demobaugruppe für die Inversw andlung _______________________________________________________
Zum testen der MagI³C-Stromversorgungsmodule als Inversregler sind nur ein paar Handgriffe und ein Lötkolben erforderlich. Zum Erstellen der in Abschnitt 3 entworfenen Schaltung verwenden wir als Ausgangsbasis
die Demobaugruppe WPMDH1302401JT. Gehen Sie nun wie folgt vor:
1. Als Eingangskondensatoren kommen ursprünglich zwei MLCCs (1210, X5R, 50 V, 10 µF) zum Einsatz. Belassen Sie einen davon als CIN1 auf der Platine, entfernen Sie den zweiten, positionieren Sie
ihn aufrecht und verbinden Sie ihn über eine möglichst kurze Leitung mit dem ehemaligen Knoten
„Vout“, der nun als Betriebserde fungiert. Dies ist jetzt CIN2.
a. Um die in Abschnitt 3.7.2 beschriebene subharmonische Schwingung zu verhindern, fügen
Sie einen für mindestens 47 µF/50 V ausgelegten Aluminium-Elektrolyt-Kondensator zwischen den Knoten VIN und -VOUT ein.
2. Zur Verschiebung des Einschaltgrenzwerts (VIN ansteigend) auf 9,5 V ersetzen Sie RENB durch einen
18-kΩ-Widerstand (1 %). Denken Sie daran, dass der Abschaltgrenzwert um den Wert der Ausgangsspannung (12 V) angehoben wird, sodass der Regler in der Praxis so lange im Betrieb bleibt, bis die
Eingangsspannung auf nahezu null fällt.
a. So verwenden Sie eine Logikeinschaltung: Entfernen Sie RENT und verbinden Sie mit einem
12-kΩ-Durchsteckwiderstand VIN mit der Quelle eines Durchsteck-P-MOSFET. Verbinden Sie
die Basis mit der Betriebserde, den Drain mit dem EN-Pin des Moduls.
b. Zur Festlegung der Hysterese entsprechend unserer Definition in Abschnitt 4.8.1 entfernen
Sie sowohl RENT als auch RENB. Bauen Sie die Schaltung aus Abbildung 13 unter Beachtung der berechneten Werte in einem kleinen Teilbereich der Lochrasterplatine auf und verbinden Sie sie dann über möglichst kurze Kabel mit den Knoten V IN, GND, -VOUT und EN der
Demobaugruppe.
3. Bringen Sie entsprechende Aufkleber an oder streichen Sie die vorhandene Markierung „GND“ durch
und beschriften Sie sie als „-VOUT“ neu. Dasselbe tun Sie mit der Originalmarkierung „V OUT“, die Sie
mit „GND“ beschriften. Die Verwendung eines andersfarbigen Anschlussdrahts (beispielsweise in
blau) erinnert den Benutzer daran, dass die Ausgangsspannung negativ ist.
a. Denken Sie daran, dass viele elektronische Lasten nur mit positiven Spannungen funktionieren, weswegen die Betriebserde der modifizierten Demobaugruppe mit dem positiven Eingang der elektronischen Ladung und die negative Ausgangsspannung der Demobaugruppe
mit dem negativen Eingang der elektronischen Last verbunden werden sollte.
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Abbildung 14: Demobaugruppe 178032401 mit Modifikationen zur Verwendung als Inverswandler
6. Thermische Aspekte __________________________________________
Die im Datenblatt zur 178032401 im Abschnitt „Power Loss and Board Thermal Requirements“ beschriebene
Theorie lässt sich mit wenigen Änderungen auch auf den Inversregler anwenden. Sehen Sie sich zunächst
einmal die beiden folgenden Diagramme aus dem Datenblatt an:
Power Loss: VOUT = 12V @ TAMB = 85°C
Power Loss [W]
4.0
VIN = 15V
VIN = 24V
VIN = 36V
3.0
2.0
1.0
0.0
0.0
0.5
1.0
Package Thermal Resistance θJA 4 Layer
Printed Circuit Board with 35µm Copper
Thermal Resistance θJA [°C/W]
5.0
1.5
2.0
Output Current [A]
2.5
3.0
40
0LFM (0m/s) air
225LFM (1.14m/s) air
500LFM (2.54m/s) air
Evaluation Board Area
35
30
25
20
15
10
5
0
0
10
20
30
40
50
60
Board Area [cm²]
Abbildung 15: Daten zum thermischen Verhalten (aus dem Datenblatt zur 178032401)
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Zur Verwendung der Kennlinien aus Abbildung 15 setzen Sie den in Gleichung 1 berechneten Drosselstrom
IL-AVG als Ausgangsstrom ein. Der denkbar schlimmste Fall in Sachen Verlustleistung liegt vor, wenn die Eingangsspannung am niedrigsten und folglich der Drosselstrom am höchsten ist. Setzen Sie VINMIN + |VO| anstelle
von VIN in die Kennlinie für Verlustleistung bezogen auf den Ausgangsstrom ein. In diesem Beispiel sind dies
10 V + 12 V = 22 V, d. h., die rote Kennlinie für VIN = 24 V ist die nächstgelegene. Zur Erinnerung: Der
durchschnittliche Drosselstrom liegt bei 2,45 A, mithin lässt sich eine Verlustleistung PD von ca. 2,5 W aus der
Kennlinie ablesen. Dem Datenblatt lässt sich entnehmen, dass der maximale Wärmewiderstand, der erforderlich ist, um die Modultemperatur unter dem Grenzwert von 125 ºC zu halten, wie folgt berechnet wird:
θjaMAX =
TJmax - TA 125°C - 85°C
°C
=
= 16
PD
2.5 W
W
(25)
Die Kennlinie des Wärmewiderstands bezogen auf den Platinenbereich zeigt, dass etwa 55 cm2 benötigt werden, um entsprechend viel Leistung abzuführen und die Modultemperatur unter 125 ºC zu halten.
7. Stückliste __________________________________________________
Index
Beschreibung
Größe
Wert
U1
MagI³C-Stromversorgungsmodul
7-poliges
VDRM
UIn: 6 - 42 V, UOut: 0,8 - 6 V, IOut: 3 A
CIN1,
CIN2, Co1,
Co2
KeramikvielschichtChipkondensatoren
(MLCC)
1210
10 µF, 50 V, ±20 %, X5R
CD
Aluminium-Elektrolyt-Kondensator
8
×
11,5 mm
100 µF, 0,87 A, 0,3 Ω
CSS
KeramikvielschichtChipkondensator
(MLCC)
0603
4,7 nF, 50 V, +-10 %, X5R
RENB,
RENT
Dickschichtwiderstand
0603
11,8 kΩ, 1 %
RFBB
Dickschichtwiderstand
0603
1,43 kΩ, 1 %
RFBT
Dickschichtwiderstand
0603
20 kΩ, 1 %
RON
Dickschichtwiderstand
0603
187 kΩ, 1 %
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Best.-Nr.
171 032 401
EEUFR1H101
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8. Leiterplattenla yout ___________________________________________
Der nun folgende Abschnitt enthält eine Schrittanleitung, um eine Platine mit maximaler Effizienz, Wärmemanagement und elektromagnetischer Kompatibilität (EMV) zu erstellen. Abbildung 16 zeigt das vollständige
Schaltbild einschließlich optionaler Eingangs- und Ausgangsfilter für weitere Schaltungskonfigurationen oder
-anforderungen.
IC_COM
8
LED1
3.3µH
10 V to 28 V
CIN,1c
CIN,1b
CIN,1a
DNP
10µF
1µF
J1
Cd
CIN,2b
CIN,2a
47µF
DNP
10µF
FB
VOUT
3
AGND
2
SS
1
4
5
6
7
RON 187kΩ
RENT
1
2
EN/OFF
RENB
3.2 V
30 mA
RLED
16kΩ
IC_CO
M
CSS
4.7nF
Cf
DNP
EN
VIN
LIN
RON
Sense-in
VIN
VIN
PGND
WPMD MagI³C
EN
150kΩ
Z1
GND1
Cff
22nF
RRBT
20kΩ
COUT,2
COUT,3
COUT,4
COUT,5
1µF
10µF
10µF
10µF
10µF
RFBB
1.43kΩ
20kΩ
COUT,1
IC_COM
GND2
Sense-out
LOUT
3.3µH
-VOUT
-VOUT
Abbildung 16: Vollständiges Schaltbild für Platinenlayout
Ein optionales Bauteil, das auf diesem Schaltbild nicht dargestellt ist, ist ein Kühlkörper für das MagI³C Modul
(Fischer FK 244 08 D PAK). Die beiden 3,5 mm ×9 mm großen Deckschichtpads auf beiden Seiten des Moduls
(vgl. Abbildungen 17 und 18) dienen der Montage dieses Kühlkörpers.
8.1.
Einsetzen des Moduls und der Eingangskondensatoren aus Keramik
Schalt- und Überschw ingfrequenz
Grundsätzlich gibt es zwei Rauschgrundfrequenzen bei hart geschalteten Wandlern: Die Schaltfrequenz und
die Überschwingfrequenz. „Überschwingen“ bezeichnet hierbei die Schwingung, die auftritt, wenn in der parasitären Kapazität von Halbleiterschaltern gespeicherte Energie beim Öffnen oder Schließen freigesetzt wird
und dann mit der parasitären Induktivität in der Schaltung überschwingt. Das Überschwingen tritt üblicherweise
bei Frequenzen auf, die mehrere Größenordnungen höher als die Schaltfrequenz sind – meist im Bereich
zwischen 50 und 200 MHz. Im Stromkreis mit den stärksten elektromagnetischen Störungen (EMV) sind der
oder die Eingangskondensatoren mit den internen Leistungs-MOSFETS der MagI³C-Stromversorgungsmodule verbunden. Deswegen ist es zur maximalen Absenkung der abgestrahlten EMV unabdingbar, den umschlossenen Bereich möglichst klein zu halten. Positionieren Sie die kleinsten Kondensatoren möglichst nah
an den Pins bzw. Pads des Moduls, um beim Ausfiltern des Überschwingens maximale Wirkung zu erzielen.
In diesem Kontext bezeichnet „klein“ sowohl die Kapazität als auch seine Abmessungen. Je höher die Frequenz eines Signals, desto besser strahlt es bei abnehmender Schleifengröße. Aus diesem Grund werden
höhere Frequenzen durch niedrigere Kapazität effizienter ausgefiltert. Gleichermaßen wichtig ist die physische
Größe der Kondensatoren, denn je kleiner der Kondensator ist, desto niedriger ist seine parasitäre Induktivität
(ESL). Auch deswegen ist der physisch kleinere Kondensator der bessere Filter für höherfrequente Störungen.
Führung der beiden Eingangskreise
Für den Inverswandler gibt es zwei Eingangskreise: einen zwischen V IN, den MOSFETS und GND und einen
zweiten zwischen VIN, den MOSFETS und -VO. Hier ist ein Kompromiss erforderlich, wobei dem Kreis zwischen
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VIN, MOSFETS und -VO Vorrang eingeräumt werden sollte, da hier der höhere Spitze-Spitze-Rippelstrom auftritt und deswegen mehr EMV abgestrahlt wird als beim Kreis zwischen VIN, MOSFETS und GND.
Abbildung 17: Positionieren Sie die Eingangskondensatoren mit möglichst kleiner Schleife rechts neben den Pins
bzw. Pads des Moduls. Die Schleife zwischen VIN, MOSFETS und VO ist grün gekennzeichnet, der Kreis zwischen
VIN, MOSFETS und GND blau.
Positionieren der größeren Kondensatoren mit höherer Kapazität
in größerem Abstand
Der Kondensator Cd bietet eine Eingangsfilterwirkung und verringert zudem den Rippelstrom/-spannung. Er
kann weiter entfernt vom Modul angebracht werden, da es sich hierbei um einen Kondensator mit höherer
Kapazität und wesentlich höherer ESL handelt, der aufgrund dessen nur geringe Auswirkungen auf die hochfrequente EMV hat.
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8.2.
Positionieren der Ausgangskondensatoren und der Eingangs - und
Ausgangsfilter
Die Ausgangskondensatoren in der Inverswandlertopologie filtern – ebenso wie die Eingangskondensatoren
– einen lückenden Strom mit hohem Effektivwert. Hier sollte eine gemischte Konfiguration kleinerer und größerer Keramikkondensatoren verwendet werden, um sowohl hochfrequentes Überschwingen als auch niederfrequente Schaltgeräusche und Störungen zu filtern. Wie am Eingang sollten auch hier die kleinsten Kapazitätswerte möglichst nah an den Pins bzw. Pads des Moduls angeordnet werden, in nächstgrößerer Entfernung
die größeren Keramikkondensatoren und schließlich ggf. eingesetzte große Kondensatoren wie AluminiumElektrolyt-, Polymer-Aluminium- oder Tantalkondensatoren. Der Eingangsfilter (LIN und CF) und Ausgangsfilter
(LOUT und CO4-CO5) sind beide optional – d. h. keines der Bauteile für die beiden Filter ist bereits vormontiert –
aber wenn sie verwendet werden, sollten sie weiter weg vom Modul angeordnet werden. Beide Filter beeinflussen die bei der Schaltfrequenz und deren harmonischen Oberwellen generierten Störungen, weswegen
sie so geführt werden sollten, dass der gesamte von der Eingangsstromquelle kommende Eingangsstrom wie
auch der gesamte die Ausgangsanschlüsse passierende Ausgangsstrom über die Pads der Filterkondensatoren CF und CO4-CO5 geleitet wird.
Abbildung 18: Ausgangskondensatoren und LC-Filter für Wandlereingang und -ausgang
8.3.
Anordnen der Analogbauteile
In diesem Fall bezeichnet „analog“ alle Bauteile, mit denen die Analogfunktionen der MagI³C-Stromversorgungsmodule eingestellt werden, also etwa die Ausgangsspannung, der UVLO-Grenzwert und die SoftstarterZeit. In diesem Fall sollten alle diese Bauteile möglichst nah an den Pins des Moduls angeordnet werden, doch
aus einem anderen Grund: Werden Verbindungsleiter und Schleifenfläche zwischen den Analogbauteilen und
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den Pins des Moduls minimiert, dann verringert sich auch ihre Anfälligkeit gegenüber der Störstrahlung, die
von den MOSFETS, der Drossel und ggf. vorhandenen externen Störquellen erzeugt wird.
Anordnen des Ausgangsspannungs -Widerstandsteilers
Nähe des Moduls
in
der
Ein häufig anzutreffender Layoutfehler besteht in der Anordnung des Ausgangsrückführungs-Widerstandsteilers (Rfbt und Rfbb) in der Nähe des letzten Ausgangskondensators (je nach Verwendung des Ausgangsfilters
CO3 oder C04). Dies ist insofern ein Fehler, als die Impedanz der Leiterbahn, die den Mittelpunkt des Teilers
mit dem FB-Pin verbindet, sehr hoch ist – es handelt sich um den Eingang eines Komparators oder eines
Operationsverstärkers. Diese hohe Impedanz wiederum macht die Leiterbahn extrem anfällig für Störeinstreuungen. Die Leiterbahn muss deswegen möglichst kurz gehalten werden, indem Rfbt und Rfbb möglichst nah
am FB- und AGND-Pin positioniert werden.
Verw enden einer zentralen Bezugsquelle für die Analogbauteile
Eine weitere nützliche Vorgehensweise besteht darin, alle Analogbauteile, die mit dem AGND-Pin des Moduls
verbunden sind, über eine oberseitige Leiterbahn oder ein Kupferfläche zu führen und diese dann an nur einer
Stelle mit dem AGND-Pin zu verbinden. (Beachten Sie dabei, dass der AGND-Pin elektrisch vor dem Ausgangsfilter mit dem Knoten -VO verbunden ist; im Schaltbild in Abbildung 16 ist dieses Netz als „IC_COM“
bezeichnet.) Der AGND-Pin wird dann über eine kurze Bahn mit dem Wärmeleitpad des Moduls verbunden,
das den PGND-Pins („Power Ground“) eines normalen Schaltreglers oder Steuer-ICs entspricht. Diese Punktverbindung dient der Bereitstellung einer gemeinsamen Bezugsspannung für alle Analogfunktionen. Diese
relative Bezugsspannung zwischen dem MagI³C-Stromversorgungsmodul und den Analogkomponenten bleibt
in diesem Fall auch dann gleich, wenn elektrische Störungen in die AGND-Leiterbahn oder das Profil einstreuen.
Abbildung 19: Anordnung der Analogbauteile, mit Detaildarstellungen rechts
8.4.
Führen der Leistungspol ygone auf der Leiterplattenoberseite
Für die oberseitigen Stromwege, über die Eingangs- und Ausgangsstrom übertragen und an die die Eingangsund Ausgangskondensatoren angeschlossen sind, sollten breite Leiterbahnen bzw. massive Polygone verwendet werden. Bei Bauteilen mit hoher Leistungsdichte – und um ein solches handelt es sich beim MagI³CANS007, 2015-10-20, ChrR
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Stromversorgungsmodul – stellt das Kupferprofil zwischen dem Versorgungspad und Pin 4 des Moduls auch
den wesentlichen Wärmeabfuhrweg dar. Beachten Sie, dass dieses Netz beim Inversregler die negative Ausgangsspannung -VO vor dem Ausgangsfilter ist, die als „IC_COM“ beschriftet ist. Wenn man die Polygone/Flächen von Netzen wie VIN und GND, -VO und GND oder VIN und -VO nahe aneinander entlangführt, erhöht sich
auch die vorteilhafte parasitäre Kapazität zwischen ihnen. Hierdurch verstärkt sich der Wert in der Regel um
100 pF bis 1 nF, was für die Filterung der höchsten Störfrequenzen sehr praktisch ist.
Abbildung 20: Leistungspolygone V IN, IC_COM und -VO
8.5.
Platzieren der Analogbauteile vor dem GND -Pol ygon
Positionieren Sie zunächst die Bezugsleiterbahn bzw. das Bezugsprofil wie im Abschnitt „Anordnen der Analogbauteile“ beschrieben und in Abbildung 19 gezeigt.
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Abbildung 21: Einzelpunktverbindung aller Analogbauteile mit dem AGND-Pin und nachgeschaltet dem Versorgungspad
8.6.
Layout der Betriebserde
Bei diesem Inverswandler stellt das GND-Netz eine wichtige Verbindung auf der unterseitigen Schicht zwischen den negativen Anschlüssen der Eingangskondensatoren und den positiven Anschlüssen der Ausgangskondensatoren bereit. Dieses Profil sorgt für eine Absenkung der Induktivität im Kreis zwischen V IN, MOSFET
und GND. Grundsätzlich sollten alle Wege, die Schaltströme übertragen, ohne Wechsel der Schicht und ohne
Verwendung von Vias geführt werden, denn diese bilden einen unerwünschten Widerstand und erhöhen zudem noch die Induktivität. Wenn die Verwendung von Vias unvermeidlich ist, verwenden Sie mehrere Vias
parallel, um Widerstand und Induktivität zu senken.
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Abbildung 22: GND-Netz, geführt über ober- und unterseitige Leiterplatten-Schichten
8.7.
Wärmemanagement durch Fluten der unterseitigen Schicht
Das Versorgungspad des Moduls ist mit dem IC_COM-Netz verbunden, d. h., der größte Teil der unterseitigen
Leiterplatten-Schicht sollte mit diesem Netz verbunden sein. Es ist wichtig, die unterseitige Schicht möglichst
massiv zu gestalten. Dies ist sowohl in elektrischer Hinsicht (bessere parasitäre Kapazität zwischen VIN und
GND einerseits und VIN und -VOUT andererseits) als auch für ein wirkungsvolles Wärmemanagement sinnvoll
(ein größerer Kupferbereich ist über die Wärmeabfuhr-Vias mit dem freiliegenden Pad verbunden). Nur die
kurze Verbindung am GND-Netz und eine minimale Anzahl von Kelvin-Messleitungen werden über diese
Schicht geführt; danach sollte alles übrige mit Kupfer geflutet werden, das mit IC_COM verbunden ist.
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Abbildung 23: Unterseitige Schicht mit der mit IC_COM verbundenen, mehrere Wärmeabfuhrlöcher aufweisenden
Massivebene
9. Fazit _______________________________________________________
Wenn man die VDRM-Module der MagI³C-Stromversorgungsmodule genauer betrachtet, kann man damit hervorragende Inversregler konstruieren. Sie stellen eine kompakte Lösung mit geringen EMV-Störungen dar, die
negative Ausgangsspannungen für eine Vielzahl von Anwendungen bereitstellen können – und das ohne komplizierten Konstruktionsaufwand.
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