Application Note 1039 AP3768 系统设计方案及应用注释 作者：李光明、刘磊 系统工程部 1. 概述 AP3768是第二代脉冲频率调制(PFM)原边控 制器(Primary Side Regulation，PSR)，用于非连续 导通模式的反激开关电源的设计。 AP3768还可以通过PFM工作模式和全新的超 低启动电流技术实现超低的待机功耗。AP3768的 系统方案能够满足待机功耗低于30mW的5星级充 电器标准。 AP3768可以提供精确的恒压，恒流(CV/CC) 控制。为了实现精确的电压调节，AP3768具有可 调的导线电压降补偿功能用以补偿不同长度和线 径的导线所引起的压降。 图1是AP3768典型应用电路图。其相应的设计 规范分述于下列几章。 图 1. AP3768 典型应用图 1.1 低待机功耗设计 为30M。此外，再调节R7以达到最佳的CC补偿。 为了兼顾低待机功耗和空载输出电压过冲，需 要对阻尼电阻R13仔细选择。为了在实现待机功耗 低于30mW的同时具有可以接受的空载输出过冲 电 压 ， R13的 推 荐 值 为5.1K 到 10K 。 启 动 电 阻 (R3+R4)和CC补偿电阻(R5+R6)在空载或轻载时的 损耗也需要仔细考虑。考虑到待机功耗低于30mW 和小于3S的启动延迟时间，R3和R4的和的推荐值 为10M到13M。相应地推荐使用1µF到1.5µF的偏置 电容C4。同时，一般情况下R5加R6的和的推荐值 Nov. 2009 1.2 变压器设计 图1显示的是一个由AP3768控制的带有3个绕 组的反激变换器。3个绕组分别为原边(Np), 副边 (Ns)和用于偏置电源和输出电压检测的辅助绕组 (Na)。AP3768从FB脚检测辅助绕组的反馈电压， 由VCC脚引入电源。图2给出了设计过程中各参数 的相对理想状态下的工作波形。 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 1 Application Note 1039 tonp---原边导通时间 tons----副边导通时间 toff---关断时间 Ipk---原边峰值电流 Ipks---副边峰值电流 Vds--- Vo 与整流管正向导通压降之和 参数的命名如下： Vdri---简化的主开关管的驱动信号 Ip-----原边电流 Is------副边电流 Vs-----副边电压 Tsw---开关周期 Fsw---开关频率 图 2. 工作波形图 设计步骤： 第一步. 为AP3768反激变换器选择适当的Ipk 1-1. 计算变压器的最大匝比 变压器的最大匝比应该是设计的第一步，以保 证在任何条件下系统都工作在非连续导通状态，特 别是在最小输入电压和满载时。 当Vindc为最小值时，可以得到最大的tonp。因此 tonp _ max = I pk t ons = I pks (1) Lp Vindc LS VS (4) VS = VO + Vd ，Vd是副边整流二极管的正向导通 压降。 (2) 由公式(3)可知，在CV状态下，Vs是一恒定电 压，所以对于不同的输入电压tons是一常数。 其中Lp 是原边绕组电感量，Vindc是整流后的直 流输入电压。 Nov. 2009 (3) 在公式(4)中，Ls是副边绕组电感量。 对原边电流而言， tonp = I pk Vindc _ min 对副边电流而言， 如果在最小输入电压和满载时系统能满足公 式(1)，则在任何条件下系统都工作在非连续导通 状态。 TSW ≥ tonp + tons Lp 在反激变换器中，当原边开关三极管导通时， Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 2 Application Note 1039 能量被存贮在励磁电感Lp中，因此，从输入传递到 输出的能量可以表示为： Pin = k= 1 2 L p I pk f SW 2 因此，可得到 n ≤ Vindc_min( 则 2 L p I pk TSW = 2 L p I pk Lp L ≥ I pks s + I pk Vs Vindc_min 2Pin N ≤ Vindc_min( Lp (8) n ps 2 ≥ 1 1 + VS n ps Vin VO I O η RCS = (9) (10) (14) 0.5V I pk (15) 第二步. 设计变压器 2-1. 计算原边电感量 LP 原边电感量LP与存储能量相关。LP应该足够大 以存储足够的能量，因此可以从系统中得到Po_Max。 由公式(10)，可给出最大功率为： 1 tons × I pks 2 TSW PO = 则 Ipks 定义为 1 2 L p I pk f SW η 2 (16) 则， LP可从下面公式中得出 (11) LP = 在AP3768的设计中， Nov. 2009 k × IO n ps 至此，Ipk和RCS已经被设计好了。 在最大负载时，系统会工作在CV和CC状态的 边界。IO可以表示为 I pks = kI O = 所以 RCS 可由公式(15)得出，并从标准系列电 阻中选出实际值。在 RCS 确定后，Ipk 可以根据选 定的 RCS 进行调整。 这里 η 是系统的效率。 IO = n ps 在AP3768中，内部参考电压为0.5V。如果检 测电压VCS 达到0.5V，功率管APT13003E会被关 断，tonp截止。 因为， Pin = (13) 这里，k=4，nps 是 nmax 的计算值。 合并公式(6)，(7)，(8)，则 2Pin I pks I pk = 其中nps是原边与副边的匝比。 I pk k×η 1 ) − 2VO VO + Vd 1-2. 计算原边峰值电流和电流采样电阻 根据输出电流计算出 Ipk： 因为峰值电流与原边电感量及副边电感量有 如下关系： I pks = n ps × I pk (12) 由于以上计算都是基于忽略功率损耗的理想 情况，所以k由一给定的近似值4来替代实际值3.5。 (6) (7) k×η 1 − ) 2VO VS 所以，可得到最大的原副边匝比为 (5) 2 Pin 用公式(5)，(3) 和(4)替换公式(1)中的 Tsw, tonp 和 tons， Ls = 2TSW = 3.5 tons Rev. 1. 0 2PO I f SW η 2 PK (17) BCD Semiconductor Manufacturing Limited 3 Application Note 1039 这里为得到好的系统综合性能，推荐的满载下 最佳开关频率 fSW 为 50~60kHz。 辅助绕组最高反向电压： Vdar = V A + 2-2. 重新计算原副边匝比--- nps 由公式(14)，原副边匝比可以重新计算为 k ⋅ IO n ps = (k = 4) I pk Vindc_max N A (23) NP 在公式(22)和(23)中，应该使用最高直流输入 电压。 (18) 3-2. 选择原边开关三极管 2-3. 计算原边，副边和辅助绕组的匝数 首先，要确定合理的磁芯类型和 ∆B，然后分 别计算出 3 个绕组的匝数。 Vdc_max = Vdc_spike + Vindc_max + 原边绕组匝数： Np = LP I PK 10 8 Ae × ∆B (19) 1.3．输出导线压降补偿 AP3768 具有可调的线补偿功能，这个功能可 以精确设置不同线规和长度带来的线压降，从而能 保证良好的输出电压调整率。 NP n ps (20) AP3768 的外部输出导线线压降补偿电路示于 图 3。AP3768 在 FB 脚检测辅助绕组的反馈电压， 在工作于恒压(CV)模式时用以调整输出电压，在 CV 模式时，FB 脚电压 VFB 是固定的 4.0V。 辅助绕组匝数： NA = N S VA VS (21) CPR脚电压VCPR由AP3768的内部电路产生。 它随着输出负载的升高而线性降低。 这里，VA取典型值20V，VS等于VO+Vd。 磁芯选定后，Ae可自动得到。 (25) VCPR = 3.08 − 2.75 × Dons 第三步，选择整流二极管和原边开关管 3-1. 选择副边和辅助绕组的整流二极管 副边最高反向电压： Vdr = VO + (24) 需要注意，Vdc_spike会随着吸收电路的不同而变 化。 副边绕组匝数： NS = VS N P NS 这 里 Dons 是 副 边 二 极 管 的 占 空 比 ， 等 于 Tons/TSW，和负载成直接比例关系。在CV模式下， 最大的Dons为4/7，最小的Dons为0，因此VCPR最小 值约为1.5V，最大值为3V。 Vindc_max N S (22) NP nas I1 VO D RFB1 I3 CPR Vd VAUX AP3768 C RCPR FB CPC I2 RFB2 图 3. 输出导线补偿电路 Nov. 2009 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 4 Application Note 1039 或大于 10K 的电阻作为 RCPR。RFB1 和 RFB2 也应该 相应地根据这个限制来选择。此外，RFB2 的推荐值 应该大于 5kΩ。 . 由图3所示的电阻网络可知，流过RFB1的电流 等于流过RFB2和RCPR上的电流和： (26) I1 = I 2 + I 3 1.4 设计举例 所以，可以得到公式(27)： VFB − VCPR VFB V AUX − VFB + = RCPR RFB2 RFB1 规格： 输入电压：85VAC-265VAC 输出电压：VO=5.5V 输出电流：IO=0.5A 效率：75% 开关频率：fSW=60kHz 副边绕组整流管正向导通电压：Vd=0.4V 辅助绕组整流管正向导通电压：Vda=1V 辅助绕组反馈电压：Va=15V 磁芯：EE16 (Ae=19.2mm2) (27) VAUX 可以按如下公式计算： V AUX = (1 + R RFB1 RFB1 ) × V FB − FB1 × VCPR + RCPR RFB 2 RCPR (28) 根据图 3 所示的 VO 和 VAUX 的关系，可得到 输出电压为： Vo = ( 1 + ∆B ： ∆B =2450GS Vdc_spike=100V (包含吸收电路) 输出导线：28AWG, 1.5m long, 0.214Ω/m 副边整流管占空比： D ons = 4/7 反馈电阻： RFB1 = 33K RFB1 R FB1 V RFB1 + ) × FB − Vd − × VCPR RFB 2 RCPR n AS RCPR × n AS (29) 在公式(29)中，nAS 是辅助绕组与副边绕组的 匝比。显然，VO随着VCPR的降低而线性增加。由 于VCPR随着负载的升高而线性降低，VO随着负载 的升高而线性增加，这正是输出线压降补偿所需要 的。 设计步骤: 第一步. 设计合理的 AP3768 反激电路的 Ipk 1-1. 计算变压器最大匝比 N MAX = Vindc_min( 从公式(26)和(29)可得到线压降补偿为： ∆Vo = 2.75 × R FB 1 1 × ∆Dons × RCPR n AS (30) Vindc_min = Vinac_min × 2 − 40 N MAX = 8.259 通常，推荐使用能够确保在满载时Tons/Tsw 约为4/7的nAS值。因此，最大补偿电压∆VO会出现 在满载时且公式(30)可以被简化为： R 1 ∆VO = 1.57 × FB 1 × RCPR n AS 1-2. 计算原边峰值电流和电流采样电阻 I pk = (31) R FB1 n AS × ∆VO N = k × IO N 电流采样电阻， (32) RCS = 从公式(32)可知，对于匝比 nAS 固定的变压器， 补偿电压可以非常容易地进行调整以适应由于线 规和长度不同所带来的 RCPR 值的变化。同时，反 馈电阻 RFB1 也可能微调以保证精确的输出电压。 0.5V I pk RCS ≈ 2.1Ω 重新计算原边峰值电流， I pk_max = 238mA 考虑到 CPR 脚吸电流的限制，推荐使用 10K Nov. 2009 I pks I pk_max = 242mA RCPR 可由公式(32)求得 RCPR = 1.57* k×η 1 − )(k ≈ 4) 2VO VO + Vd Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 5 Application Note 1039 副边最大反向电压， 第二步. 设计变压器 2-1. 计算原边电感量---Lp Vdr = VO + 2PO 2 I PK f SW η LP = Vindc_max N S NP Vdr = 50V L p = 2.16mH 辅助绕组最大反向电压， Vindc_max N A 2-2. 重新计算原副边匝比---N Vdar = V A + k ⋅ IO N= (k ≈ 4) I pk Vdar = 135V 3-2. 选择原边开关管 N = 8.4 Vdc_max = Vdc_spike + Vindc_max + 2-3. 计算原边，副边和辅助绕组的匝数 原边绕组匝数， Np = VS N P NS Vdc_max = 448V LP I PK 10 8 Ae × ∆B 第四步. 选择合理的线补偿电阻---RCPR 4-1. 计算线压降 1.5m 28AWG 导线的电阻为： Rcab = 0.214 × 2 × 1.5 = 0.642 Ω NP =109N 副边绕组匝数， 线压降为： ∆V = Rcab*I O = 0.642 × 0.5 = 0.32V N NS = P N 4-2. 计算 RCPR N S = 13T 辅助绕组与副边绕组的匝比为： 辅助绕组匝数， NA = NP n AS = N SVA VS NA ≈ 2 .7 NS 因为变压器是为了保证满载情况而设计的， TONS/TSW 是 4/7，RCPR 可由公式(32)得出 N A = 35T RCPR = 第三步. 选择整流管和原边开关管 3-1. 选择副边和辅助绕组的整流管 1.57 × 33k = 60k 2.7 × 0.32 设计结论： 1. 计算最大原边峰值电流和 Rcs Ipk= 238 Rcs= 2.1 2. 设计变压器 Lp= 2.16 N= 8.4 Np= 109 Ns= 13 Na= 35 3. 选择整流管和原边开关管 Vdr= 50 Vdar= 135 Vdc_max= 448 4. 选择 RCPR= 60 Nov. 2009 mA Ω 原边峰值电流 电流采样电阻 mH(±8%) 原副边匝比 T T T 原边电感 V V V 副边最大反向电压 辅助绕组最大反向电压 原边开关管电压 kΩ 线补偿电阻 原边绕组匝数 副边绕组匝数 辅助绕组匝数 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 6