AN1039_CN

Application Note 1039
AP3768 系统设计方案及应用注释
作者:李光明、刘磊
系统工程部
1. 概述
AP3768是第二代脉冲频率调制(PFM)原边控
制器(Primary Side Regulation,PSR),用于非连续
导通模式的反激开关电源的设计。
AP3768还可以通过PFM工作模式和全新的超
低启动电流技术实现超低的待机功耗。AP3768的
系统方案能够满足待机功耗低于30mW的5星级充
电器标准。
AP3768可以提供精确的恒压,恒流(CV/CC)
控制。为了实现精确的电压调节,AP3768具有可
调的导线电压降补偿功能用以补偿不同长度和线
径的导线所引起的压降。
图1是AP3768典型应用电路图。其相应的设计
规范分述于下列几章。
图 1. AP3768 典型应用图
1.1 低待机功耗设计
为30M。此外,再调节R7以达到最佳的CC补偿。
为了兼顾低待机功耗和空载输出电压过冲,需
要对阻尼电阻R13仔细选择。为了在实现待机功耗
低于30mW的同时具有可以接受的空载输出过冲
电 压 , R13的 推 荐 值 为5.1K 到 10K 。 启 动 电 阻
(R3+R4)和CC补偿电阻(R5+R6)在空载或轻载时的
损耗也需要仔细考虑。考虑到待机功耗低于30mW
和小于3S的启动延迟时间,R3和R4的和的推荐值
为10M到13M。相应地推荐使用1µF到1.5µF的偏置
电容C4。同时,一般情况下R5加R6的和的推荐值
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1.2 变压器设计
图1显示的是一个由AP3768控制的带有3个绕
组的反激变换器。3个绕组分别为原边(Np), 副边
(Ns)和用于偏置电源和输出电压检测的辅助绕组
(Na)。AP3768从FB脚检测辅助绕组的反馈电压,
由VCC脚引入电源。图2给出了设计过程中各参数
的相对理想状态下的工作波形。
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tonp---原边导通时间
tons----副边导通时间
toff---关断时间
Ipk---原边峰值电流
Ipks---副边峰值电流
Vds--- Vo 与整流管正向导通压降之和
参数的命名如下:
Vdri---简化的主开关管的驱动信号
Ip-----原边电流
Is------副边电流
Vs-----副边电压
Tsw---开关周期
Fsw---开关频率
图 2. 工作波形图
设计步骤:
第一步. 为AP3768反激变换器选择适当的Ipk
1-1. 计算变压器的最大匝比
变压器的最大匝比应该是设计的第一步,以保
证在任何条件下系统都工作在非连续导通状态,特
别是在最小输入电压和满载时。
当Vindc为最小值时,可以得到最大的tonp。因此
tonp _ max = I pk
t ons = I pks
(1)
Lp
Vindc
LS
VS
(4)
VS = VO + Vd ,Vd是副边整流二极管的正向导通
压降。
(2)
由公式(3)可知,在CV状态下,Vs是一恒定电
压,所以对于不同的输入电压tons是一常数。
其中Lp 是原边绕组电感量,Vindc是整流后的直
流输入电压。
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(3)
在公式(4)中,Ls是副边绕组电感量。
对原边电流而言,
tonp = I pk
Vindc _ min
对副边电流而言,
如果在最小输入电压和满载时系统能满足公
式(1),则在任何条件下系统都工作在非连续导通
状态。
TSW ≥ tonp + tons
Lp
在反激变换器中,当原边开关三极管导通时,
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能量被存贮在励磁电感Lp中,因此,从输入传递到
输出的能量可以表示为:
Pin =
k=
1
2
L p I pk
f SW
2
因此,可得到
n ≤ Vindc_min(
则
2
L p I pk
TSW =
2
L p I pk
Lp
L
≥ I pks s + I pk
Vs
Vindc_min
2Pin
N ≤ Vindc_min(
Lp
(8)
n ps
2
≥
1
1
+
VS n ps Vin
VO I O
η
RCS =
(9)
(10)
(14)
0.5V
I pk
(15)
第二步. 设计变压器
2-1. 计算原边电感量 LP
原边电感量LP与存储能量相关。LP应该足够大
以存储足够的能量,因此可以从系统中得到Po_Max。
由公式(10),可给出最大功率为:
1 tons
×
I pks
2 TSW
PO =
则 Ipks 定义为
1
2
L p I pk
f SW η
2
(16)
则, LP可从下面公式中得出
(11)
LP =
在AP3768的设计中,
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k × IO
n ps
至此,Ipk和RCS已经被设计好了。
在最大负载时,系统会工作在CV和CC状态的
边界。IO可以表示为
I pks = kI O
=
所以 RCS 可由公式(15)得出,并从标准系列电
阻中选出实际值。在 RCS 确定后,Ipk 可以根据选
定的 RCS 进行调整。
这里 η 是系统的效率。
IO =
n ps
在AP3768中,内部参考电压为0.5V。如果检
测电压VCS 达到0.5V,功率管APT13003E会被关
断,tonp截止。
因为,
Pin =
(13)
这里,k=4,nps 是 nmax 的计算值。
合并公式(6),(7),(8),则
2Pin
I pks
I pk =
其中nps是原边与副边的匝比。
I pk
k×η
1
)
−
2VO VO + Vd
1-2. 计算原边峰值电流和电流采样电阻
根据输出电流计算出 Ipk:
因为峰值电流与原边电感量及副边电感量有
如下关系:
I pks = n ps × I pk
(12)
由于以上计算都是基于忽略功率损耗的理想
情况,所以k由一给定的近似值4来替代实际值3.5。
(6)
(7)
k×η 1
−
)
2VO VS
所以,可得到最大的原副边匝比为
(5)
2 Pin
用公式(5),(3) 和(4)替换公式(1)中的 Tsw, tonp
和 tons,
Ls =
2TSW
= 3.5
tons
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2PO
I f SW η
2
PK
(17)
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这里为得到好的系统综合性能,推荐的满载下
最佳开关频率 fSW 为 50~60kHz。
辅助绕组最高反向电压:
Vdar = V A +
2-2. 重新计算原副边匝比--- nps
由公式(14),原副边匝比可以重新计算为
k ⋅ IO
n ps =
(k = 4)
I pk
Vindc_max N A
(23)
NP
在公式(22)和(23)中,应该使用最高直流输入
电压。
(18)
3-2. 选择原边开关三极管
2-3. 计算原边,副边和辅助绕组的匝数
首先,要确定合理的磁芯类型和 ∆B,然后分
别计算出 3 个绕组的匝数。
Vdc_max = Vdc_spike + Vindc_max +
原边绕组匝数:
Np =
LP I PK 10 8
Ae × ∆B
(19)
1.3.输出导线压降补偿
AP3768 具有可调的线补偿功能,这个功能可
以精确设置不同线规和长度带来的线压降,从而能
保证良好的输出电压调整率。
NP
n ps
(20)
AP3768 的外部输出导线线压降补偿电路示于
图 3。AP3768 在 FB 脚检测辅助绕组的反馈电压,
在工作于恒压(CV)模式时用以调整输出电压,在
CV 模式时,FB 脚电压 VFB 是固定的 4.0V。
辅助绕组匝数:
NA =
N S VA
VS
(21)
CPR脚电压VCPR由AP3768的内部电路产生。
它随着输出负载的升高而线性降低。
这里,VA取典型值20V,VS等于VO+Vd。
磁芯选定后,Ae可自动得到。
(25)
VCPR = 3.08 − 2.75 × Dons
第三步,选择整流二极管和原边开关管
3-1. 选择副边和辅助绕组的整流二极管
副边最高反向电压:
Vdr = VO +
(24)
需要注意,Vdc_spike会随着吸收电路的不同而变
化。
副边绕组匝数:
NS =
VS N P
NS
这 里 Dons 是 副 边 二 极 管 的 占 空 比 , 等 于
Tons/TSW,和负载成直接比例关系。在CV模式下,
最大的Dons为4/7,最小的Dons为0,因此VCPR最小
值约为1.5V,最大值为3V。
Vindc_max N S
(22)
NP
nas
I1
VO
D
RFB1
I3
CPR
Vd
VAUX
AP3768
C
RCPR
FB
CPC
I2
RFB2
图 3. 输出导线补偿电路
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或大于 10K 的电阻作为 RCPR。RFB1 和 RFB2 也应该
相应地根据这个限制来选择。此外,RFB2 的推荐值
应该大于 5kΩ。
.
由图3所示的电阻网络可知,流过RFB1的电流
等于流过RFB2和RCPR上的电流和:
(26)
I1 = I 2 + I 3
1.4 设计举例
所以,可以得到公式(27):
VFB − VCPR VFB V AUX − VFB
+
=
RCPR
RFB2
RFB1
规格:
输入电压:85VAC-265VAC
输出电压:VO=5.5V
输出电流:IO=0.5A
效率:75%
开关频率:fSW=60kHz
副边绕组整流管正向导通电压:Vd=0.4V
辅助绕组整流管正向导通电压:Vda=1V
辅助绕组反馈电压:Va=15V
磁芯:EE16 (Ae=19.2mm2)
(27)
VAUX 可以按如下公式计算:
V AUX = (1 +
R
RFB1 RFB1
) × V FB − FB1 × VCPR
+
RCPR
RFB 2 RCPR
(28)
根据图 3 所示的 VO 和 VAUX 的关系,可得到
输出电压为:
Vo = ( 1 +
∆B : ∆B =2450GS
Vdc_spike=100V (包含吸收电路)
输出导线:28AWG, 1.5m long, 0.214Ω/m
副边整流管占空比: D ons = 4/7
反馈电阻: RFB1 = 33K
RFB1 R FB1
V
RFB1
+
) × FB − Vd −
× VCPR
RFB 2 RCPR
n AS
RCPR × n AS
(29)
在公式(29)中,nAS 是辅助绕组与副边绕组的
匝比。显然,VO随着VCPR的降低而线性增加。由
于VCPR随着负载的升高而线性降低,VO随着负载
的升高而线性增加,这正是输出线压降补偿所需要
的。
设计步骤:
第一步. 设计合理的 AP3768 反激电路的 Ipk
1-1. 计算变压器最大匝比
N MAX = Vindc_min(
从公式(26)和(29)可得到线压降补偿为:
∆Vo = 2.75 ×
R FB 1
1
× ∆Dons ×
RCPR
n AS
(30)
Vindc_min = Vinac_min × 2 − 40
N MAX = 8.259
通常,推荐使用能够确保在满载时Tons/Tsw
约为4/7的nAS值。因此,最大补偿电压∆VO会出现
在满载时且公式(30)可以被简化为:
R
1
∆VO = 1.57 × FB 1 ×
RCPR n AS
1-2. 计算原边峰值电流和电流采样电阻
I pk =
(31)
R FB1
n AS × ∆VO
N
=
k × IO
N
电流采样电阻,
(32)
RCS =
从公式(32)可知,对于匝比 nAS 固定的变压器,
补偿电压可以非常容易地进行调整以适应由于线
规和长度不同所带来的 RCPR 值的变化。同时,反
馈电阻 RFB1 也可能微调以保证精确的输出电压。
0.5V
I pk
RCS ≈ 2.1Ω
重新计算原边峰值电流,
I pk_max = 238mA
考虑到 CPR 脚吸电流的限制,推荐使用 10K
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I pks
I pk_max = 242mA
RCPR 可由公式(32)求得
RCPR = 1.57*
k×η
1
−
)(k ≈ 4)
2VO VO + Vd
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副边最大反向电压,
第二步. 设计变压器
2-1. 计算原边电感量---Lp
Vdr = VO +
2PO
2
I PK
f SW η
LP =
Vindc_max N S
NP
Vdr = 50V
L p = 2.16mH
辅助绕组最大反向电压,
Vindc_max N A
2-2. 重新计算原副边匝比---N
Vdar = V A +
k ⋅ IO
N=
(k ≈ 4)
I pk
Vdar = 135V
3-2. 选择原边开关管
N = 8.4
Vdc_max = Vdc_spike + Vindc_max +
2-3. 计算原边,副边和辅助绕组的匝数
原边绕组匝数,
Np =
VS N P
NS
Vdc_max = 448V
LP I PK 10 8
Ae × ∆B
第四步. 选择合理的线补偿电阻---RCPR
4-1. 计算线压降
1.5m 28AWG 导线的电阻为:
Rcab = 0.214 × 2 × 1.5 = 0.642 Ω
NP =109N
副边绕组匝数,
线压降为:
∆V = Rcab*I O = 0.642 × 0.5 = 0.32V
N
NS = P
N
4-2. 计算 RCPR
N S = 13T
辅助绕组与副边绕组的匝比为:
辅助绕组匝数,
NA =
NP
n AS =
N SVA
VS
NA
≈ 2 .7
NS
因为变压器是为了保证满载情况而设计的,
TONS/TSW 是 4/7,RCPR 可由公式(32)得出
N A = 35T
RCPR =
第三步. 选择整流管和原边开关管
3-1. 选择副边和辅助绕组的整流管
1.57 × 33k
= 60k
2.7 × 0.32
设计结论:
1. 计算最大原边峰值电流和 Rcs
Ipk=
238
Rcs=
2.1
2. 设计变压器
Lp=
2.16
N=
8.4
Np=
109
Ns=
13
Na=
35
3. 选择整流管和原边开关管
Vdr=
50
Vdar=
135
Vdc_max=
448
4. 选择
RCPR=
60
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mA
Ω
原边峰值电流
电流采样电阻
mH(±8%)
原副边匝比
T
T
T
原边电感
V
V
V
副边最大反向电压
辅助绕组最大反向电压
原边开关管电压
kΩ
线补偿电阻
原边绕组匝数
副边绕组匝数
辅助绕组匝数
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