AN-1106 应用笔记 One Technology Way • P.O. Box 9106 • Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. • Tel: 781.329.4700 • Fax: 781.461.3113 • www.analog.com 由单一输入电压实现分离供电轨的改进拓扑结构 作者 ：Kevin Tompsett 简介 对该转换器的工作原理及使用 ADI 公司 ADP161x 的实现方 案进行分析，证明这种拓扑结构功能全面。此外，本文将 介绍一种革命性的新型设计工具，它有助于在用户应用中 快速实现 SEPIC-Ćuk 转换器。 该问题的一种解决方案是使用两个不同的转换器，一个提 供正供电轨，一个提供负供电轨。这样做成本高昂，而且 正如本应用笔记所示，也没有必要。另一种解决方案是使 用一个反激式转换器，然而，两个电源在差分负载下往往 不能非常好地保持一致，需要较大且昂贵的变压器，而且 效率低下。 更好的解决方案是使用一个 SEPIC-Ćuk 转换器，该拓扑结 构由连接到同一开关节点的一个输出不受调节的 Ćuk 转换 器和一个输出受到调节的 SEPIC 转换器组成。这一组合产 生的两个电源几乎能在所有条件下都非常好地保持一致， 除非负载 100% 不匹配。 Rev. 0 | Page 1 of 12 VIN L2a L2b C2 L1a CIN Q1 Q3 COUT2 Q2 C1 –VOUT L1b +VOUT COUT1 图 1. SEPIC-Ćuk 转换器原理图 09556-001 虽然轨到轨单电源运算放大器已得到广泛使用，但仍然常 常需要由单一（正）输入供电轨产生两个供电轨（例如 ±15 V），以便为模拟信号链的不同部分供电。这些部分的 电流一般较低（例如 10 mA 至 500 mA），正负电源具有相 对匹配良好的负载。 AN-1106 应用笔记 目录 简介 .................................................................................................... 1 功率器件选型要点...................................................................... 6 修订历史 ........................................................................................... 2 输出滤波器 ................................................................................... 8 拓扑结构描述 .................................................................................. 3 ADP161x 设计工具 ......................................................................... 9 耦合系数的限制 .......................................................................... 4 实验结果 ......................................................................................... 10 差分负载和输出电压跟踪 ........................................................ 4 参考文献 ..................................................................................... 10 小信号分析和环路补偿 ............................................................. 5 结束语 ......................................................................................... 10 修订历史 2011 年 7 月—修订版 0 ：初始版 Rev. 0 | Page 2 of 12 AN-1106 应用笔记 拓扑结构描述 初看起来，SEPIC-Ćuk 似乎是一个很复杂的转换器，具有 四个不同的电感和开关。但是，可以将它看作由两个转换 器组成，从而简化分析。对于 SEPIC 或 Ćuk 转换器，Q1 和 Q2 开关以相反的相位工作。图 2 显示 SEPIC 转换器在 两种不同开关状态下的电流流向。 VIN CIN (Q1 IS CLOSED; Q2 IS OPEN) L1a SN1 C1 SN2 Q2 VOUT Q1 L1b (Q1 IS OPEN; Q2 IS CLOSED) CIN Q1 SN2 Q2 L1b COUT1 图 2. SEPIC 转换器的电流流向 虽然并不十分明显，但传输电容 (C1) 的电压约为恒定的 VIN（带很小的纹波）。 图 4 所示为 SEPIC 转换器的理想波形。当 Q1 导通时，SN2 的 电 压 等 于 −VIN。 因 此， 在 Q1 导 通（Q2 断 开 ） 期 间， L1a 和 L1b 上 的 电 压 为 VIN ；当 Q1 断 开（Q2 导 通 ） 时， L1a 和 L1b 上的电压为 −VOUT。应用电感伏秒平衡原理，可 以计算稳态直流转换比，如方程式 1 所示。D 为转换器的 占空比（开关周期中 Q1 导通时间所占的比例）。 VOUT SEPIC VIN = D (1 − D) Q1 Q2 COUT1 图 3. Ćuk 转换器的电流流向 VOUT 09556-002 L1a SN1 C1 VIN COUT2 (Q1 IS OPEN, Q2 IS CLOSED) L2a SN1 C2 SN2 L2b –V OUT CIN COUT1 Q2 Ćuk 转换器的理想波形如图 4 所示。应用电感伏秒平衡和 电容电荷平衡的原理，可知 C1 上的电压为 VIN + VOUT。因此， SN2 开关节点在 GND（当 Q2 闭合时）与 −(VIN + VOUT) 之 间切换。当 Q1 导通（Q2 断开）时，L2a 和 L2b 上的电压 为 VIN ；当 Q1 断开（Q2 导通）时，L2a 和 L2b 上的电压为 −VOUT。 比 较 图 4 和 图 5 中 的 波 形 可 知，Ćuk 中 电 感 上 的 电 压 与 SEPIC 中的情况完全相同。因此，Ćuk 的占空比关系式恰 好为 SEPIC 的负值，如方程式 2 所示。 NODE VOLTAGES VIN + VOUT SN1 SN2 (1) –VIN Ćuk 转换器的工作方式与 SEPIC 转换器相似，但是，开关 Q2 接地，而不是连接到输出端，电感 L2b 连接到输出端， 而不是接地。图 3 显示 Ćuk 转换器在两种开关位置时的电 流流向。 Ćuk 是一个负输出转换器，因此流出负载的电流为其提供 能量。 COMPONENT CURRENTS IL1a IL1b IOUT (IQ2) IOUT/(1 – D) D × IOUT (1 – D) IOUT ON TIME OFF TIME ON TIME 图 4. SEPIC 理想波形 Rev. 0 | Page 3 of 12 OFF TIME 09556-003 CIN VIN Q1 09556-004 VIN (Q1 IS CLOSED, Q2 IS OPEN) L2a SN1 C1 SN2 L2b –V OUT AN-1106 应用笔记 NODE VOLTAGES VIN + VOUT 耦合系数的限制 SN1 SN2 虽然耦合电感具有突出的优势，但并不希望耦合太紧，以 至于有大量能量通过铁芯传输。为避免这种情况，设计人 员必须确保 C1（和 C2）在开关频率下的复阻抗小于泄漏 电感 (LLKG) 的阻抗加上单一绕组 DCR 构成的复阻抗的十分 之一。 –VIN – VOUT COMPONENT CURRENTS 该不等式如方程式 5 所示。泄漏电感 (Ll) 可以利用方程式 6 和耦合电感数据手册中提供的耦合系数 (K) 来计算。Lm 是 数据手册中提供的自感测量值。注意，在方程式 5 中，Cx 和 Lx 中的 x 表示 C1 或 C2、L1 或 L2。 IL1a IL1b IQ2 –IOUT/(1 – D) D × IOUT (1 – D) 2 1 2 OFF TIME ON TIME OFF TIME 09556-005 ON TIME | Z C x |= ESRC x + –IOUT DCR L x 2 + 2πL L 图 5. Ćuk 理想波形 VOUT Cuk VIN = −D (1 − D) Q2 和 Q3 由二极管取代，因为这些电源一般是低功率模 拟电源，适合使用异步控制器。此外，两个电感（L1a 和 L2a）并联，这是因为 L1a 和 L1b、L2a 和 L2b 通过两个独 立的耦合电感耦合在一起，由此会带来多项好处。 耦合电感可将电感中的电流纹波降低两倍（参见“参考文 献”部分引用的 Ćuk-Middlebrook 论文）。此外，它可以消 除方程式 3 和方程式 4 所确定的 SEPIC 和 Ćuk 谐振，从而 显著降低小信号模型的复杂度，并且支持更高的带宽。这样， 我们就能使用种类众多的现成器件，而不必局限于为数不 多的三绕组 1:1:1 电感。 f Cuk resonance = 2π (L1a + L1b )C1 1 2π (L2a + L2b )C 2 Lx Llkg = Lm(1 − K ) (2) 1 Cx 10 由于占空比关系式大小相等但符号相反，开关节点 (SN1) 电压相同，电感电流相同，因此可以简单地将这两个转换 器同时连接到节点 SN1。合并后的转换器如图 1 所示。 f SEPIC resonance = lkg 2πC f sw ≤ | Z Llkg Lx 10 | = (5) ( 6) 差分负载和输出电压跟踪 本质上，SEPIC-Ćuk 的 Ćuk（负）输出是未经调节的，因 此与 SEPIC（正）输出相比，输出电流的变化会带来一定 的负载变化，特别是负载不匹配时。注意，其跟踪特性比 相似配置的反激式转换器要好得多，尤其是在瞬变或负载 不匹配的情况下，这是因为通道之间的耦合是直接连接， 而不是通过本身具有泄漏电感的变压器进行连接。 图 6 显 示 将 一 个 30 mA 瞬 变 施 加 于 SEPIC-Ćuk 转 换 器 的 Ćuk (−VOUT) 输出的响应，SEPIC 输出保持恒定的 100 mA。 图中显示两个输出均对该瞬变负载做出了响应。这是最 差情况的瞬变，因为 Ćuk 输出未经调节。值得注意的是， −VOUT 轨显示的大部分偏差实际上是应用于两个轨的负载 （IOUT+、IOUT−）之间不匹配所引起的直流调节偏移。 (3) (4) 也可以使用 Coilcraft Hexapath 系列等六绕组器件或定制的 三绕组变压器。 Rev. 0 | Page 4 of 12 AN-1106 应用笔记 SEPIC-Ćuk 中的 ADP161x 器件，对 ADI 公司或其他公司制 造的其他器件而言可能不够精确。 VOUT+ C1 只要满足几项设计要求，则 SEPIC-ĆUK 的小信号模型看起 来与不带 Ćuk 的 SEPIC 转换器非常相似。假设 SEPIC-Ćuk 供电轨使用的电感相同，这一要求是有道理的，因为两个 输出是针对同一电压和电流而设计。 VOUT– C3 C4 Ćuk 和 Middlebrook 的论文（参见“参考文献”部分）表明： 无论是小信号还是大信号，耦合电感的行为都与具有两倍 的单绕组电感值、无 SEPIC 或 Ćuk 谐振的电感相似。因此， 本应用笔记的分析使用有效电感值，即耦合电感数据手册 提供的单绕组电感值的两倍。分析假设使用相同的阻性负 载，不过，转换器在较大的负载不平衡下仍能保持稳定。 两个传输电容（C1 和 C2）的值应几乎相同，但 C2 略大于 C1。假设这些电容为陶瓷电容，因此在计算有效电容时， 设计人员需要考虑其直流偏置值的不同。 IOUT+ IOUT– C2 C1 F BWL AC1M 5.00mV/DIV 15.100mV C2 F BWL DC 50.0mA/DIV –199.00mA 500kS C3 F BWL AC1M 5.00mV/DIV 2.900mV C4 I F B DC 50.0mA/DIV –50.00mV TRIGGER C3 DC STOP 300µV EDGE POSITIVE 09556-006 TIMEBASE 0.00ms 500µs/DIV 100MS/s 图 6. 对负 (Ćuk) 输出施加 30 mA 阶跃负载的瞬态响应 当两个电源的负载相同时，在稳态下，权重较大的误差项 是电感的 DCR 不匹配和二极管的正向电压，可以让这些误 差变得相对输出电压非常小。 当负载显著不匹配时，误差增大，如图 7 所示。因此，在 某些应用中，可能有必要在一个或两个通道上放置一个小 的伪负载，使两个电源均在其调节窗口中。应注意，一般 而言，只要有足够的裕量，则运算放大器等模拟芯片对其 电源的直流变化不是很敏感。 2.0 LOAD ON VOUT+ = LOAD ON VOUT+ = LOAD ON VOUT+ = LOAD ON VOUT+ = 1.5 VOUT/VIN (%) 1.0 0.1A 0.01A 0.051A 0.0016A 补偿 SEPIC Ćuk 的第一步是选择可实现的目标交越频率。 像大多数升压和降压 / 升压拓扑结构一样，SEPIC-Ćuk 具 有一个右半平面零点 (RHP)，它依据方程式 7 确定。RHP 具有双重作用，既能像零点一样提高增益，也能像极点一 样减除相位。因此，必须用最大为 RHP 频率 (fRHP) 五分之 一的频率来补偿转换器的交越频率。 SEPIC-Ćuk 还有一个谐振，它由泄漏电感 (Llkg) 和传输电容 (C1) 引起，发生于 Fres。该谐振一般会被电感的 DCR 很好 地消除，但可能引起较大的相位延迟，因此，交越频率应 不超出其十分之一。此外，由于使用一个采用标准 Type II 补偿的电流模式控制器，因此最大可实现的交越频率约为 开关频率的十分之一。所以，目标 fu 应为这三种约束条件 下的最小值，如方程式 9 所示。 0.5 f RHP = 0 –0.5 f res = –1.0 R LOAD D Q2 1.5 L × D Q1 1 2π Llkg C 1 –2.0 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 IOUT NEGATIVE SUPPLY (A) 0.08 0.09 0.10 09556-007 –1.5 图 7. 差分负载下供电轨之间的相对电压调节 小信号分析和环路补偿 SEPIC-Ćuk 转换器的完整小信号分析超出了本文的范围， 不过，利用本应用笔记提供的方程式，设计人员应能正 确补偿其设计。ADP161x SEPIC-Ćuk 设计工具使用的模型 更完整、更精确，但也复杂得多。所示的方程式适用于 Rev. 0 | Page 5 of 12 f u = minimum f RHP f res f fsw , , 5 10 10 (7) (8) (9) AN-1106 应用笔记 Ac 为开环转换器增益在交越频率 fu 时的幅度。 POWER STAGE AND INNER CURRENT LOOP –VOUT L2a L2b RESR3 COUT3 C2 D2 L1a VIN GCS S Q CLK R + C1 Q1 L1b RLOAD D1 +VOUT RESR1 RLOAD COUT1 RI M c = 1+ FEEDBACK AND COMPENSATION GM VREF RF2 09556-008 RC1 图 8 中的补偿值可以按照下式计算。由于假设使用陶瓷输 出电容，因而可以将 CC2 选为 10 pf。 Rc = VREF 2 Gm 2 Ac 2 4π 2 VOUT 2 1 fp 2 + 1 fu 2 − C C2 2 1 2π f p C C1 1 fu 2 + 2 f p2 (1 − Doff ) 0.25 Doff M c D on 0.45 2 (Cout1 + C out3 + C 2 )R LOAD VRAMP f sw L1 Acs 2 V IN (14) (15) VRAMP = 0.1 (ADP1612/ADP1613) (16) Acs = 13.5 (ADP1612/ADP1613) (17) 功率器件选型要点 电感中的 30% 纹波一般会产生合理的值（见方程式 19）， 这是通常情况。然而，当降压比较大时，将输入电感中的 纹波百分比提高到 50% 或 60% 可能更佳。 VOUT I OUT (10) I IN = (11) ∆I L = 0.3I IN V IN I pkLxa = I I N + 其中 ： fp 为电流模式转换器的主要极点，通过一些校正因数来处 理斜坡补偿和有限电流增益。 fp = (13) Vramp 和 Acs 是芯片内的固定常数。 图 8. 功率级和补偿器件框图 CC1 = − C C2 + fu fp 2 Lf sw Acs 4 M c V IN Fm = RF1 CC1 1+ 2 Mc 和 Fm 是 Ridley 关于电流模式控制的论文（参见“参考 文献”部分）中导出的项。 – VC F V (1 + D ) 1 + m out 2 on Don Doff Rload 2Don D off RAMP CC2 Fm Ac = fu 1+ f rhp L1 = (18) (19) ∆I L 2 I pkLxb = I OUT + (12) (into each inductor L1a and L2 a) ∆I L 2 V I N VOUT (VIN + VOUT ) f sw ∆I L (20) (21) (22) FET 开关 Q1、两个二极管开关 Q2 和 Q3 中的电流如图 9 所示。图 9 同时给出了开关电流的直流成分。注意，Q1 承 载用于 SEPIC 和 Ćuk 两个供电轨的电流。峰值电流取决于 方程式 19 中选择的纹波。 Rev. 0 | Page 6 of 12 AN-1106 应用笔记 SEPIC（正）输出的峰峰值输出电压纹波 (ΔVripple SEPIC) 可通 过下式近似计算 ： IQ1 IQ2 = IQ3 2 × IOUT/(1 – D) 4 × ∆I ON TIME OFF TIME ON TIME OFF TIME 09556-009 ΔVripple SEPIC ≈ IOUT/(1 – D) I OUT D ON f sw C OUT 1 + ESRCOUT 1 × I OUT (1 − D ON ) (23) 流经电容的电流值 (IRMS Cout SEPIC) 为 ： 图 9. SEPIC-Ćuk 理想波形 I rms _ COUT _ SEPIC = 主开关 Q1 中的开关损耗计算超出了本应用笔记的范围。注 意，在许多情况下，开关损耗可能相当大，因为开关得到 的电压摆幅很大 (~VIN + VOUT)， 而且电流也很大 （参见图 9） 。 I OUT DON 1 1+ (1 − DON ) 3 ∆I L (1 − DON ) 2 I OUT 2 (24) Ćuk（负）输出的峰峰值输出电压纹波 (ΔVripple Ćuk) 可通过 下式近似计算 ： ADP1612/ADP1613 通过高速开关来降低这一损耗。所选 FET 的额定耐压值至少应为 VIN + VOUT，良好的设计应当为 杂散电感引起的开关节点响铃振荡，以及导通电阻损耗和 开关损耗引起的热应力留有余量。 ∆Vripple Cuk ≈ ∆ I L D ON + ESR COUT3 × I L 8 f sw C OUT3 (25) 流入 Ćuk（负）输出 (ΔVrip Ćuk) 上 COUT 的电流均方根值可通 过下式近似计算 ： I rms _ COUT _ Cuk = ∆I L 3 (26) C1 和 C2 上的纹波应当约为 VIN 的 5%。如上文所述，尽管 其直流电压不同，但这些电容应具有相近的值。 Vripple _ Cx = (1 − DON )I IN f sw C 1 + I IN ESRC x (27) 选择 C1 和 C2 时，由于流经其中的电流相当大，必须考虑 电流均方根额定值。 I rms _ C × C = 1 2 Vripple _ Cx = (1− DON ) 3 I pk _ L (1 − DON )I IN f sw C 1 xa 2 +I ( )( ) ( ) D ∆I L ∆I L 2 + ON pk _ L xa I IN − 2 + I IN − 2 3 I pk _ L xb 2 +I + I IN ESRCx ( )( ) ∆I L ∆I L 2 pk _ L xb I OUT − 2 + I OUT − 2 (28) (29) Rev. 0 | Page 7 of 12 AN-1106 应用笔记 I DC _ diode _ current _ rating ≥ 2 (I IN + I OUT + ∆I L ) 3 (30) 输出滤波器 SEPIC-Ćuk 作为双轨转换器通常用于模拟电源，往往要求 输出纹波极低。只需使用陶瓷输出电容，一般就能在 Ćuk （负）输出轨上轻松实现低输出纹波（低至 1 mV），因为输 出电流是连续的，像降压转换器的输出电流一样。 RFILT LFILT Q2 COUT1 +VOUT COUT2 09556-010 Q2 和 Q3 一般是二极管，因此选择器件时需要考虑多个事 项。Vds max 的额定值至少应为 VIN + VOUT。连续电流至少应 为所见峰值电流的 1/3。值得注意的是，由于两个电源的输 出电压纹波之间的相位关系，SEPIC 二极管实际上会在一 定的时间内接收到全部开关电流，之后电流才实现更平均 的分配。不过，正如预期的那样，流过两个二极管的平均 电流相同，均为 IOUT。此外，在应用的热环境下，封装必 须能够处理 IOUT。 图 10. 输出滤波器原理图 虽然该滤波器会以值得注意的新方式影响小信号模型，但 本应用笔记不会详细讨论这一问题。只要根据方程式 31 和 方程式 32 选择阻尼电阻，并且将转换器的交越设计在 ωo 的十分之一或更低，则 pi 滤波器应不会引起电路不稳定。 利用“功率器件选型要点”部分的方程式，COUT1 应针对约 2% 的输出纹波进行选择，COUT2 应与 Ćuk 输出端的输出电容匹 配。Lfilt 的合理值一般是 1 μH，Qo 应设为 1。 在 SEPIC（正）轨上，输出电流是断续的，像降压转换器 的输入电流一样，这导致流入输出电容的电流发生阶跃变 化。即便使用陶瓷电容，由于其电感影响，这些开关尖峰 也不能得到很好的衰减。因此，常常需要在 SEPIC 绕组的 输出端放置一个小的阻尼输出 pi 滤波器。 Rev. 0 | Page 8 of 12 ωo = 2(COUT 1 + C OUT 2 ) (L filt C OUT 1 C OUT 2 ) (31) R load L filt (COUT 1 + C OUT 2 ) − R filt = R load (COUT 1 + C OUT 2 ) Q oω o L filt Q oω o − L filt COUT 1 (32) AN-1106 应用笔记 ADP161x 设计工具 ADP161x SEPIC-Ćuk 设计工具是一款基于 Excel® 的完全集 成设计器，支持以 SEPIC-Ćuk 配置使用 ADP161x 芯片。一 旦用户启用宏（可能需要更改 Excel 的安全设置），就会出 现 Enter Inputs（输入信息）对话框，也可以通过点击 Find Solution（查找解决方案）按钮找到该对话框。在对话框中， 输入设计所要求的电压和电流，并选择是否优化成本、损 耗或尺寸。 09556-012 点击 View Solution（查看解决方案）按钮，设计工具将输 出一个完整的优化设计，包括带价格和补偿值的 BOM、精 确并经过测试的效率 - 负载曲线、功率损耗 - 负载曲线、满 载波特图、性能参数、器件应力以及每个器件的功耗。此外， Build Your Design（构建设计）选项卡提供同样的 BOM， 但器件安排在空白演示板 (ADP161x-BL3-EVZ) 上，并且会 提供配置演示板所需的任何额外器件。 图 12. 高级输入对话框 该工具最强大的功能之一是 User Interface（用户接口）选 项卡中的器件按钮。利用该功能，用户可以更改各个器件， 全面定制设计。 09556-011 先从成千上万器件组成的数据库中预选出下拉列表中的各 器件，产生一个功能设计 ；然后根据 Enter Inputs（输入信 息）对话框中选择的优化条件进行排序。不同器件之间存 在关联，因此必须从上至下依次选择器件。 图 11. 基本输入对话框 Advanced Settings（高级设置）对话框提供其他定制工具， 用户可以选择输出电压纹波、电流、瞬态响应、可选输出 滤波器使用、外部 UVLO 等参数指标。关于这些选项功 能的详细说明，请点击 Enter Inputs（输入信息）对话框 中的 Program Details（程序详情）按钮，可打开 Program Details（程序详情）对话框。 Rev. 0 | Page 9 of 12 AN-1106 应用笔记 参考文献 实验结果 Ćuk, Slobodan and R.D. Middlebrook. 1983.“CoupledInductor and Other Extensions of a New Optimum Topology Switching DC-DC Converter.”Advances in Switched-Mode Power Conversion, Volumes I and II. Irvine, CA: Tesla Co. 为了证明该设计工具的有效性，我们利用该工具完成了一 项设计，要求如下 ：5 VIN、±5 VOUT、50 mA，高级规格如 图 11 和图 12 所示。此外，我们更换了二极管，使损耗稍 低些。10 mA 左右时参差不齐效率的曲线是转换器进入断 续模式引起的。一旦两个开关均断开，开关节点响铃振荡 便会在特定负载电流时引起零电压切换。该电路的原理图 如图 14 所示。 Ridley, Dr. Ray. 1990.“A New Continuous-Time Model for Current-Mode Control.”Brandenton, FL: Ridley Engineering. 结束语 0.9 总之，SEPIC-Ćuk 提供了一种低成本的可靠途径，可以 仅用一个控制器来产生两个供电轨。ADIsimPOWER™ 设计 工具支持完全定制设计，能够迅速构建鲁棒的 SEPIC-Ćuk 设计。 0.7 0.6 PREDICTED EFFICIENCY MEASURED EFFICIENCY 0.5 0 0.01 0.02 IOUT (A) 0.03 0.04 图 13. 效率验证 VOUT– a LPD4012-153 C2 1µF, 16V, 0805 b VIN ENABLE D1 a LPD4012-153 CIN1 1µF, 6.3V, 0603 RB0 10Ω COUT3 2× 10µF, 6.3V, 0805 D2 b C1 1µF, 16V, 0805 1µH ME3220-102MLB COUT1 1µF, 6.3V, 0603 VOUT+ COUT2 2× 10µF 6.3V, 0805 U1 ADP1613 CC1 15nF CC2 10pF RC1 27.4kΩ COMP FB EN GND SS RT IN SW CV5 1µF, 6.3V, 0603 RF2 16.5kΩ CSS 10nF RF1B 49.9kΩ 09556-014 0.4 09556-013 EFFICIENCY (POUT/PIN) 0.8 图 14. 测试电路原理图 Rev. 0 | Page 10 of 12 AN-1106 应用笔记 注释 Rev. 0 | Page 11 of 12 AN-1106 应用笔记 注释 ©2011 Analog Devices, Inc. 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