AN-1106: 由单一输入电压实现分离供电轨的改进拓扑结构 (Rev. 0) PDF

AN-1106
应用笔记
One Technology Way • P.O. Box 9106 • Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. • Tel: 781.329.4700 • Fax: 781.461.3113 • www.analog.com
由单一输入电压实现分离供电轨的改进拓扑结构
作者 :Kevin Tompsett
简介
对该转换器的工作原理及使用 ADI 公司 ADP161x 的实现方
案进行分析,证明这种拓扑结构功能全面。此外,本文将
介绍一种革命性的新型设计工具,它有助于在用户应用中
快速实现 SEPIC-Ćuk 转换器。
该问题的一种解决方案是使用两个不同的转换器,一个提
供正供电轨,一个提供负供电轨。这样做成本高昂,而且
正如本应用笔记所示,也没有必要。另一种解决方案是使
用一个反激式转换器,然而,两个电源在差分负载下往往
不能非常好地保持一致,需要较大且昂贵的变压器,而且
效率低下。
更好的解决方案是使用一个 SEPIC-Ćuk 转换器,该拓扑结
构由连接到同一开关节点的一个输出不受调节的 Ćuk 转换
器和一个输出受到调节的 SEPIC 转换器组成。这一组合产
生的两个电源几乎能在所有条件下都非常好地保持一致,
除非负载 100% 不匹配。
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VIN
L2a
L2b
C2
L1a
CIN
Q1
Q3
COUT2
Q2
C1
–VOUT
L1b
+VOUT
COUT1
图 1. SEPIC-Ćuk 转换器原理图
09556-001
虽然轨到轨单电源运算放大器已得到广泛使用,但仍然常
常需要由单一(正)输入供电轨产生两个供电轨(例如
±15 V),以便为模拟信号链的不同部分供电。这些部分的
电流一般较低(例如 10 mA 至 500 mA),正负电源具有相
对匹配良好的负载。
AN-1106
应用笔记
目录
简介 .................................................................................................... 1
功率器件选型要点...................................................................... 6
修订历史 ........................................................................................... 2
输出滤波器 ................................................................................... 8
拓扑结构描述 .................................................................................. 3
ADP161x 设计工具 ......................................................................... 9
耦合系数的限制 .......................................................................... 4
实验结果 ......................................................................................... 10
差分负载和输出电压跟踪 ........................................................ 4
参考文献 ..................................................................................... 10
小信号分析和环路补偿 ............................................................. 5
结束语 ......................................................................................... 10
修订历史
2011 年 7 月—修订版 0 :初始版
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AN-1106
应用笔记
拓扑结构描述
初看起来,SEPIC-Ćuk 似乎是一个很复杂的转换器,具有
四个不同的电感和开关。但是,可以将它看作由两个转换
器组成,从而简化分析。对于 SEPIC 或 Ćuk 转换器,Q1
和 Q2 开关以相反的相位工作。图 2 显示 SEPIC 转换器在
两种不同开关状态下的电流流向。
VIN
CIN
(Q1 IS CLOSED; Q2 IS OPEN)
L1a SN1 C1 SN2 Q2
VOUT
Q1
L1b
(Q1 IS OPEN; Q2 IS CLOSED)
CIN
Q1
SN2
Q2
L1b
COUT1
图 2. SEPIC 转换器的电流流向
虽然并不十分明显,但传输电容 (C1) 的电压约为恒定的
VIN(带很小的纹波)。
图 4 所示为 SEPIC 转换器的理想波形。当 Q1 导通时,SN2
的 电 压 等 于 −VIN。 因 此, 在 Q1 导 通(Q2 断 开 ) 期 间,
L1a 和 L1b 上 的 电 压 为 VIN ;当 Q1 断 开(Q2 导 通 ) 时,
L1a 和 L1b 上的电压为 −VOUT。应用电感伏秒平衡原理,可
以计算稳态直流转换比,如方程式 1 所示。D 为转换器的
占空比(开关周期中 Q1 导通时间所占的比例)。
VOUT SEPIC
VIN
=
D
(1 − D)
Q1
Q2
COUT1
图 3. Ćuk 转换器的电流流向
VOUT
09556-002
L1a SN1 C1
VIN
COUT2
(Q1 IS OPEN, Q2 IS CLOSED)
L2a SN1 C2 SN2 L2b –V
OUT
CIN
COUT1
Q2
Ćuk 转换器的理想波形如图 4 所示。应用电感伏秒平衡和
电容电荷平衡的原理,可知 C1 上的电压为 VIN + VOUT。因此,
SN2 开关节点在 GND(当 Q2 闭合时)与 −(VIN + VOUT) 之
间切换。当 Q1 导通(Q2 断开)时,L2a 和 L2b 上的电压
为 VIN ;当 Q1 断开(Q2 导通)时,L2a 和 L2b 上的电压为
−VOUT。
比 较 图 4 和 图 5 中 的 波 形 可 知,Ćuk 中 电 感 上 的 电 压 与
SEPIC 中的情况完全相同。因此,Ćuk 的占空比关系式恰
好为 SEPIC 的负值,如方程式 2 所示。
NODE VOLTAGES
VIN + VOUT
SN1
SN2
(1)
–VIN
Ćuk 转换器的工作方式与 SEPIC 转换器相似,但是,开关
Q2 接地,而不是连接到输出端,电感 L2b 连接到输出端,
而不是接地。图 3 显示 Ćuk 转换器在两种开关位置时的电
流流向。
Ćuk 是一个负输出转换器,因此流出负载的电流为其提供
能量。
COMPONENT CURRENTS
IL1a
IL1b
IOUT (IQ2)
IOUT/(1 – D)
D × IOUT (1 – D)
IOUT
ON TIME
OFF TIME
ON TIME
图 4. SEPIC 理想波形
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OFF TIME
09556-003
CIN
VIN
Q1
09556-004
VIN
(Q1 IS CLOSED, Q2 IS OPEN)
L2a SN1 C1 SN2 L2b –V
OUT
AN-1106
应用笔记
NODE VOLTAGES
VIN + VOUT
耦合系数的限制
SN1
SN2
虽然耦合电感具有突出的优势,但并不希望耦合太紧,以
至于有大量能量通过铁芯传输。为避免这种情况,设计人
员必须确保 C1(和 C2)在开关频率下的复阻抗小于泄漏
电感 (LLKG) 的阻抗加上单一绕组 DCR 构成的复阻抗的十分
之一。
–VIN – VOUT
COMPONENT CURRENTS
该不等式如方程式 5 所示。泄漏电感 (Ll) 可以利用方程式 6
和耦合电感数据手册中提供的耦合系数 (K) 来计算。Lm 是
数据手册中提供的自感测量值。注意,在方程式 5 中,Cx
和 Lx 中的 x 表示 C1 或 C2、L1 或 L2。
IL1a
IL1b
IQ2
–IOUT/(1 – D)
D × IOUT (1 – D)
2
1
2
OFF TIME
ON TIME
OFF TIME
09556-005
ON TIME
| Z C x |= ESRC x +
–IOUT
DCR L x 2 + 2πL L
图 5. Ćuk 理想波形
VOUT Cuk
VIN
=
−D
(1 − D)
Q2 和 Q3 由二极管取代,因为这些电源一般是低功率模
拟电源,适合使用异步控制器。此外,两个电感(L1a 和
L2a)并联,这是因为 L1a 和 L1b、L2a 和 L2b 通过两个独
立的耦合电感耦合在一起,由此会带来多项好处。
耦合电感可将电感中的电流纹波降低两倍(参见“参考文
献”部分引用的 Ćuk-Middlebrook 论文)。此外,它可以消
除方程式 3 和方程式 4 所确定的 SEPIC 和 Ćuk 谐振,从而
显著降低小信号模型的复杂度,并且支持更高的带宽。这样,
我们就能使用种类众多的现成器件,而不必局限于为数不
多的三绕组 1:1:1 电感。
f Cuk resonance =
2π
(L1a + L1b )C1
1
2π
(L2a + L2b )C 2
Lx
Llkg = Lm(1 − K )
(2)
1
Cx
10
由于占空比关系式大小相等但符号相反,开关节点 (SN1)
电压相同,电感电流相同,因此可以简单地将这两个转换
器同时连接到节点 SN1。合并后的转换器如图 1 所示。
f SEPIC resonance =
lkg
2πC
f sw
≤
| Z Llkg
Lx
10
|
=
(5)
( 6)
差分负载和输出电压跟踪
本质上,SEPIC-Ćuk 的 Ćuk(负)输出是未经调节的,因
此与 SEPIC(正)输出相比,输出电流的变化会带来一定
的负载变化,特别是负载不匹配时。注意,其跟踪特性比
相似配置的反激式转换器要好得多,尤其是在瞬变或负载
不匹配的情况下,这是因为通道之间的耦合是直接连接,
而不是通过本身具有泄漏电感的变压器进行连接。
图 6 显 示 将 一 个 30 mA 瞬 变 施 加 于 SEPIC-Ćuk 转 换 器 的
Ćuk (−VOUT) 输出的响应,SEPIC 输出保持恒定的 100 mA。
图中显示两个输出均对该瞬变负载做出了响应。这是最
差情况的瞬变,因为 Ćuk 输出未经调节。值得注意的是,
−VOUT 轨显示的大部分偏差实际上是应用于两个轨的负载
(IOUT+、IOUT−)之间不匹配所引起的直流调节偏移。
(3)
(4)
也可以使用 Coilcraft Hexapath 系列等六绕组器件或定制的
三绕组变压器。
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AN-1106
应用笔记
SEPIC-Ćuk 中的 ADP161x 器件,对 ADI 公司或其他公司制
造的其他器件而言可能不够精确。
VOUT+
C1
只要满足几项设计要求,则 SEPIC-ĆUK 的小信号模型看起
来与不带 Ćuk 的 SEPIC 转换器非常相似。假设 SEPIC-Ćuk
供电轨使用的电感相同,这一要求是有道理的,因为两个
输出是针对同一电压和电流而设计。
VOUT–
C3
C4
Ćuk 和 Middlebrook 的论文(参见“参考文献”部分)表明:
无论是小信号还是大信号,耦合电感的行为都与具有两倍
的单绕组电感值、无 SEPIC 或 Ćuk 谐振的电感相似。因此,
本应用笔记的分析使用有效电感值,即耦合电感数据手册
提供的单绕组电感值的两倍。分析假设使用相同的阻性负
载,不过,转换器在较大的负载不平衡下仍能保持稳定。
两个传输电容(C1 和 C2)的值应几乎相同,但 C2 略大于
C1。假设这些电容为陶瓷电容,因此在计算有效电容时,
设计人员需要考虑其直流偏置值的不同。
IOUT+
IOUT–
C2
C1 F BWL AC1M
5.00mV/DIV
15.100mV
C2 F BWL DC
50.0mA/DIV
–199.00mA
500kS
C3 F BWL AC1M
5.00mV/DIV
2.900mV
C4 I F B DC
50.0mA/DIV
–50.00mV
TRIGGER
C3 DC
STOP
300µV
EDGE
POSITIVE
09556-006
TIMEBASE 0.00ms
500µs/DIV
100MS/s
图 6. 对负 (Ćuk) 输出施加 30 mA 阶跃负载的瞬态响应
当两个电源的负载相同时,在稳态下,权重较大的误差项
是电感的 DCR 不匹配和二极管的正向电压,可以让这些误
差变得相对输出电压非常小。
当负载显著不匹配时,误差增大,如图 7 所示。因此,在
某些应用中,可能有必要在一个或两个通道上放置一个小
的伪负载,使两个电源均在其调节窗口中。应注意,一般
而言,只要有足够的裕量,则运算放大器等模拟芯片对其
电源的直流变化不是很敏感。
2.0
LOAD ON VOUT+ =
LOAD ON VOUT+ =
LOAD ON VOUT+ =
LOAD ON VOUT+ =
1.5
VOUT/VIN (%)
1.0
0.1A
0.01A
0.051A
0.0016A
补偿 SEPIC Ćuk 的第一步是选择可实现的目标交越频率。
像大多数升压和降压 / 升压拓扑结构一样,SEPIC-Ćuk 具
有一个右半平面零点 (RHP),它依据方程式 7 确定。RHP
具有双重作用,既能像零点一样提高增益,也能像极点一
样减除相位。因此,必须用最大为 RHP 频率 (fRHP) 五分之
一的频率来补偿转换器的交越频率。
SEPIC-Ćuk 还有一个谐振,它由泄漏电感 (Llkg) 和传输电容
(C1) 引起,发生于 Fres。该谐振一般会被电感的 DCR 很好
地消除,但可能引起较大的相位延迟,因此,交越频率应
不超出其十分之一。此外,由于使用一个采用标准 Type II
补偿的电流模式控制器,因此最大可实现的交越频率约为
开关频率的十分之一。所以,目标 fu 应为这三种约束条件
下的最小值,如方程式 9 所示。
0.5
f RHP =
0
–0.5
f res =
–1.0
R LOAD D Q2 1.5
L × D Q1
1
2π Llkg C 1
–2.0
0
0.01
0.02
0.03 0.04 0.05 0.06 0.07
IOUT NEGATIVE SUPPLY (A)
0.08
0.09
0.10
09556-007
–1.5
图 7. 差分负载下供电轨之间的相对电压调节
小信号分析和环路补偿
SEPIC-Ćuk 转换器的完整小信号分析超出了本文的范围,
不过,利用本应用笔记提供的方程式,设计人员应能正
确补偿其设计。ADP161x SEPIC-Ćuk 设计工具使用的模型
更完整、更精确,但也复杂得多。所示的方程式适用于
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f u = minimum
f RHP f res f fsw
,
,
5
10 10
(7)
(8)
(9)
AN-1106
应用笔记
Ac 为开环转换器增益在交越频率 fu 时的幅度。
POWER STAGE AND
INNER CURRENT LOOP
–VOUT
L2a
L2b
RESR3
COUT3
C2
D2
L1a
VIN
GCS
S
Q
CLK
R
+
C1
Q1 L1b
RLOAD
D1
+VOUT
RESR1
RLOAD
COUT1
RI
M c = 1+
FEEDBACK AND COMPENSATION
GM
VREF
RF2
09556-008
RC1
图 8 中的补偿值可以按照下式计算。由于假设使用陶瓷输
出电容,因而可以将 CC2 选为 10 pf。
Rc =
VREF 2 Gm 2 Ac 2
4π 2 VOUT 2
1
fp
2
+
1
fu
2
− C C2 2
1
2π f p C C1
1 fu 2
+
2 f p2
(1 − Doff ) 0.25
Doff M c
D on
0.45
2
(Cout1 + C out3 + C 2 )R LOAD
VRAMP f sw L1 Acs
2 V IN
(14)
(15)
VRAMP = 0.1 (ADP1612/ADP1613)
(16)
Acs = 13.5 (ADP1612/ADP1613)
(17)
功率器件选型要点
电感中的 30% 纹波一般会产生合理的值(见方程式 19),
这是通常情况。然而,当降压比较大时,将输入电感中的
纹波百分比提高到 50% 或 60% 可能更佳。
VOUT I OUT
(10)
I IN =
(11)
∆I L = 0.3I IN
V IN
I pkLxa = I I N +
其中 :
fp 为电流模式转换器的主要极点,通过一些校正因数来处
理斜坡补偿和有限电流增益。
fp =
(13)
Vramp 和 Acs 是芯片内的固定常数。
图 8. 功率级和补偿器件框图
CC1 = − C C2 +
fu
fp
2
Lf sw Acs
4 M c V IN
Fm =
RF1
CC1
1+
2
Mc 和 Fm 是 Ridley 关于电流模式控制的论文(参见“参考
文献”部分)中导出的项。
–
VC
F V (1 + D )
1 + m out 2 on
Don Doff Rload
2Don D off
RAMP
CC2
Fm
Ac =
fu
1+
f rhp
L1 =
(18)
(19)
∆I L
2
I pkLxb = I OUT +
(12)
(into each inductor L1a and L2 a)
∆I L
2
V I N VOUT
(VIN + VOUT ) f sw ∆I L
(20)
(21)
(22)
FET 开关 Q1、两个二极管开关 Q2 和 Q3 中的电流如图 9
所示。图 9 同时给出了开关电流的直流成分。注意,Q1 承
载用于 SEPIC 和 Ćuk 两个供电轨的电流。峰值电流取决于
方程式 19 中选择的纹波。
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AN-1106
应用笔记
SEPIC(正)输出的峰峰值输出电压纹波 (ΔVripple SEPIC) 可通
过下式近似计算 :
IQ1
IQ2 = IQ3
2 × IOUT/(1 – D)
4 × ∆I
ON TIME
OFF TIME
ON TIME OFF TIME
09556-009
ΔVripple SEPIC ≈
IOUT/(1 – D)
I OUT D ON
f sw C OUT 1
+ ESRCOUT 1 × I OUT (1 − D ON )
(23)
流经电容的电流值 (IRMS Cout SEPIC) 为 :
图 9. SEPIC-Ćuk 理想波形
I rms _ COUT _ SEPIC =
主开关 Q1 中的开关损耗计算超出了本应用笔记的范围。注
意,在许多情况下,开关损耗可能相当大,因为开关得到
的电压摆幅很大 (~VIN + VOUT),
而且电流也很大
(参见图 9)
。
I OUT DON
1
1+
(1 − DON )
3
∆I L (1 − DON )
2 I OUT
2
(24)
Ćuk(负)输出的峰峰值输出电压纹波 (ΔVripple Ćuk) 可通过
下式近似计算 :
ADP1612/ADP1613 通过高速开关来降低这一损耗。所选
FET 的额定耐压值至少应为 VIN + VOUT,良好的设计应当为
杂散电感引起的开关节点响铃振荡,以及导通电阻损耗和
开关损耗引起的热应力留有余量。
∆Vripple Cuk ≈
∆ I L D ON
+ ESR COUT3 × I L
8 f sw C OUT3
(25)
流入 Ćuk(负)输出 (ΔVrip Ćuk) 上 COUT 的电流均方根值可通
过下式近似计算 :
I rms _ COUT _ Cuk =
∆I L
3
(26)
C1 和 C2 上的纹波应当约为 VIN 的 5%。如上文所述,尽管
其直流电压不同,但这些电容应具有相近的值。
Vripple _ Cx =
(1 − DON )I IN
f sw C 1
+ I IN ESRC x
(27)
选择 C1 和 C2 时,由于流经其中的电流相当大,必须考虑
电流均方根额定值。
I rms _ C × C =
1
2
Vripple _ Cx =
(1− DON )
3
I pk _ L
(1 − DON )I IN
f sw C 1
xa
2 +I
(
)(
) ( )
D
∆I L
∆I L 2
+ ON
pk _ L xa I IN − 2 + I IN − 2
3
I pk _ L
xb
2 +I
+ I IN ESRCx
(
)(
)
∆I L
∆I L 2
pk _ L xb I OUT − 2 + I OUT − 2
(28)
(29)
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AN-1106
应用笔记
I DC _ diode _ current _ rating ≥
2
(I IN + I OUT + ∆I L )
3
(30)
输出滤波器
SEPIC-Ćuk 作为双轨转换器通常用于模拟电源,往往要求
输出纹波极低。只需使用陶瓷输出电容,一般就能在 Ćuk
(负)输出轨上轻松实现低输出纹波(低至 1 mV),因为输
出电流是连续的,像降压转换器的输出电流一样。
RFILT
LFILT
Q2
COUT1
+VOUT
COUT2
09556-010
Q2 和 Q3 一般是二极管,因此选择器件时需要考虑多个事
项。Vds max 的额定值至少应为 VIN + VOUT。连续电流至少应
为所见峰值电流的 1/3。值得注意的是,由于两个电源的输
出电压纹波之间的相位关系,SEPIC 二极管实际上会在一
定的时间内接收到全部开关电流,之后电流才实现更平均
的分配。不过,正如预期的那样,流过两个二极管的平均
电流相同,均为 IOUT。此外,在应用的热环境下,封装必
须能够处理 IOUT。
图 10. 输出滤波器原理图
虽然该滤波器会以值得注意的新方式影响小信号模型,但
本应用笔记不会详细讨论这一问题。只要根据方程式 31 和
方程式 32 选择阻尼电阻,并且将转换器的交越设计在 ωo
的十分之一或更低,则 pi 滤波器应不会引起电路不稳定。
利用“功率器件选型要点”部分的方程式,COUT1 应针对约 2%
的输出纹波进行选择,COUT2 应与 Ćuk 输出端的输出电容匹
配。Lfilt 的合理值一般是 1 μH,Qo 应设为 1。
在 SEPIC(正)轨上,输出电流是断续的,像降压转换器
的输入电流一样,这导致流入输出电容的电流发生阶跃变
化。即便使用陶瓷电容,由于其电感影响,这些开关尖峰
也不能得到很好的衰减。因此,常常需要在 SEPIC 绕组的
输出端放置一个小的阻尼输出 pi 滤波器。
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ωo =
2(COUT 1 + C OUT 2 )
(L
filt C OUT 1
C OUT 2
)
(31)
R load L filt (COUT 1 + C OUT 2 ) −
R filt =
R load (COUT 1 + C OUT 2 )
Q oω o
L filt
Q oω o
− L filt COUT 1
(32)
AN-1106
应用笔记
ADP161x 设计工具
ADP161x SEPIC-Ćuk 设计工具是一款基于 Excel® 的完全集
成设计器,支持以 SEPIC-Ćuk 配置使用 ADP161x 芯片。一
旦用户启用宏(可能需要更改 Excel 的安全设置),就会出
现 Enter Inputs(输入信息)对话框,也可以通过点击 Find
Solution(查找解决方案)按钮找到该对话框。在对话框中,
输入设计所要求的电压和电流,并选择是否优化成本、损
耗或尺寸。
09556-012
点击 View Solution(查看解决方案)按钮,设计工具将输
出一个完整的优化设计,包括带价格和补偿值的 BOM、精
确并经过测试的效率 - 负载曲线、功率损耗 - 负载曲线、满
载波特图、性能参数、器件应力以及每个器件的功耗。此外,
Build Your Design(构建设计)选项卡提供同样的 BOM,
但器件安排在空白演示板 (ADP161x-BL3-EVZ) 上,并且会
提供配置演示板所需的任何额外器件。
图 12. 高级输入对话框
该工具最强大的功能之一是 User Interface(用户接口)选
项卡中的器件按钮。利用该功能,用户可以更改各个器件,
全面定制设计。
09556-011
先从成千上万器件组成的数据库中预选出下拉列表中的各
器件,产生一个功能设计 ;然后根据 Enter Inputs(输入信
息)对话框中选择的优化条件进行排序。不同器件之间存
在关联,因此必须从上至下依次选择器件。
图 11. 基本输入对话框
Advanced Settings(高级设置)对话框提供其他定制工具,
用户可以选择输出电压纹波、电流、瞬态响应、可选输出
滤波器使用、外部 UVLO 等参数指标。关于这些选项功
能的详细说明,请点击 Enter Inputs(输入信息)对话框
中的 Program Details(程序详情)按钮,可打开 Program
Details(程序详情)对话框。
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AN-1106
应用笔记
参考文献
实验结果
Ćuk, Slobodan and R.D. Middlebrook. 1983.“CoupledInductor and Other Extensions of a New Optimum Topology
Switching DC-DC Converter.”Advances in Switched-Mode
Power Conversion, Volumes I and II. Irvine, CA: Tesla Co.
为了证明该设计工具的有效性,我们利用该工具完成了一
项设计,要求如下 :5 VIN、±5 VOUT、50 mA,高级规格如
图 11 和图 12 所示。此外,我们更换了二极管,使损耗稍
低些。10 mA 左右时参差不齐效率的曲线是转换器进入断
续模式引起的。一旦两个开关均断开,开关节点响铃振荡
便会在特定负载电流时引起零电压切换。该电路的原理图
如图 14 所示。
Ridley, Dr. Ray. 1990.“A New Continuous-Time Model for
Current-Mode Control.”Brandenton, FL: Ridley Engineering.
结束语
0.9
总之,SEPIC-Ćuk 提供了一种低成本的可靠途径,可以
仅用一个控制器来产生两个供电轨。ADIsimPOWER™ 设计
工具支持完全定制设计,能够迅速构建鲁棒的 SEPIC-Ćuk
设计。
0.7
0.6
PREDICTED EFFICIENCY
MEASURED EFFICIENCY
0.5
0
0.01
0.02
IOUT (A)
0.03
0.04
图 13. 效率验证
VOUT–
a
LPD4012-153
C2
1µF, 16V, 0805
b
VIN
ENABLE
D1
a
LPD4012-153
CIN1
1µF, 6.3V, 0603
RB0
10Ω
COUT3
2× 10µF, 6.3V, 0805
D2
b
C1
1µF, 16V, 0805
1µH
ME3220-102MLB
COUT1
1µF, 6.3V, 0603
VOUT+
COUT2
2× 10µF
6.3V, 0805
U1
ADP1613
CC1
15nF
CC2
10pF
RC1
27.4kΩ
COMP
FB
EN
GND
SS
RT
IN
SW
CV5
1µF, 6.3V, 0603
RF2
16.5kΩ
CSS
10nF
RF1B
49.9kΩ
09556-014
0.4
09556-013
EFFICIENCY (POUT/PIN)
0.8
图 14. 测试电路原理图
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AN-1106
应用笔记
注释
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应用笔记
注释
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