AN-1126:在减少应力的同时获得更大升压:SEPIC乘法升压转换器 (Rev. 0) PDF

AN-1126
应用笔记
One Technology Way • P.O. Box 9106 • Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. • Tel: 781.329.4700 • Fax: 781.461.3113 • www.analog.com
在减少应力的同时获得更大升压:SEPIC乘法升压转换器
作者:Bob Zwicker
摘要
范围
本应用笔记介绍了一种较高升压比(如10:1至50:1)升压转换
本应用笔记的目的是向电路设计人员介绍一种有用的新型
器的新型受测拓扑结构。该拓扑结构克服了其他方法中存
功率转换拓扑结构。它可以处理低至约1.8 V的输入电压,
在的诸多缺点。这种设计方法的优点如下:
到高达约500 V的输出电压。
• 显著减少主开关和整流器开关的电压应力,而不会明显
本应用笔记将这种方法与其他方法进行了比较,以获得最
增加电流应力。增加MOSFET和肖特基整流器的选择范
高升压比,同时还介绍了一种测试设计范例。另外还介绍
围,这些整流器通常存在高电压的缺点。
了各种设计变化和器件考虑因素方面的信息,但并不是完
• 适当的(而不是极高的)脉宽调制(PWM)占空比,可以实
现连续传导模式(CCM)工作,并使反馈环路补偿变得简
整或全面的设计指南。设计工程师如需关于本拓扑结构设
计的任何帮助,请访问www.analog.com联系应用工程。
单。
• 提高效率,原因在于:适当的占空比、低电压MOSFET
和整流器,由于降低峰峰值电压摆幅而减少了开关损
耗。
• 由于降低开关节点电容的能耗而减少了噪声。此外,由
于多电感能量放电通路可能会抑制高频振铃,高频辐射
可能会减少。
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AN-1126
目录
摘要................................................................................................... 1
多级SEPIC乘法升压电路分析 .................................................... 7
范围................................................................................................... 1
设计方法 .......................................................................................... 9
修订历史 .......................................................................................... 2
耦合与非耦合电感 ...................................................................... 12
简介—拓扑结构方案概述............................................................ 3
电容连接变化 ............................................................................... 12
需要更好的技术............................................................................. 4
选择其他元件 ............................................................................... 13
SEPIC乘法升压转换器对比示例................................................ 6
采用ADP1621测试200 V输出五倍器(Pentupler)................... 14
采用其他技术获得SEPIC乘法升压转换器 .............................. 6
修订历史
2012年8月—修订版0:初始版
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AN-1126
简介—拓扑结构方案概述
电荷泵乘法升压
要获得较高(10:1以上)的升压比,可采用以下几种DC-DC
电荷泵乘法升压工作参数如表2所示。示例中采用的N = 2
转换器拓扑结构。包括:
级。
CP1
L1
• 电荷泵乘法升压
D1
D2
D3
+12VIN
• 抽头电感升压
Q1
CF1
VCF1 =
简单升压
D=
D1
VOUT 150VDC
200mA
+12VIN
Q1
C1
CF2
Q1 VPEAK = VCF1 Dn VPEAK = VCF1
图2.2级电荷泵乘法升压
10134-001
L1
VCF1 – VIN
VCF1
VOUT
(N = 2)
VOUT 150VDC
200mA
10134-002
• 简单升压
电荷泵乘法升压拓扑结构的优点包括:
• 经济有效实现高输出电压和低输出电流。
图1.简单升压
• 提供高升压比时改进占空比,且减少整流器和主开关上
简单升压工作参数如表1所示。
的电压应力。
简单升压拓扑结构的优点包括:
电荷泵乘法升压拓扑结构的缺点包括:
• 原理图设计最简单,采用的器件最少。
• 每个电荷泵乘法器级需要增加两个串联二极管,增加了
• 采用中低升压比时效率很高。
正向压降造成的损耗。
简单升压拓扑结构的缺点包括:
• 与所示的其他拓扑结构不同,电荷泵不是真正的开关,
• 高升压比对Q1施加高电压和电流应力。MOSFET的额定
因为它不采用电感作为电流源来限制电荷泵电容中的峰
值必须达到满输出电压和较高的电流(转化为低RDS导
值电流。电荷泵电容值必须很大,以避免导致高峰值电
通)。需要的MOSFET芯片尺寸较大,价格较高,且需要
流和明显的循环衰减。
较强的栅极驱动器。由于大芯片晶体管上的大电压转
换,开关损耗可能较高。
• 高峰值电流可能会增加均方根开关电流,并破坏电流模
式控制波形。
• 整流器上的高电压可能会妨碍使用常用的肖特基二极
管,因此,可能需要损耗较高的超快型二极管。大升压
比需要高占空比。
基于上述原因,电荷泵乘法器最适合输出电流不超过50
mA至100 mA的应用。
• 高占空比和超快二极管都需要断续导通模式(DCM),这
通常会增加导通损耗。
表1.简单升压转换器的工作参数
参数
CF1电压
CCM占空比D
Q1峰值电压
Q1安培RMS(大L)
公式
不适用
D = (VOUT − VIN)/VOUT
Q1 VPEAK = VOUT
D1峰值电压
D1 VPEAK = VOUT
I rms ≈
D × I OUT
(1 − D )
200 mA时从12 V升至
150 V输出的数值
不适用
92%
150 V
2.6 A
150 V
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备注
该拓扑结构中无此节点
近似值非常接近低电感纹波
AN-1126
表2.电荷泵乘法升压转换器的工作参数
参数
CF1电压
CCM占空比D
Q1峰值电压
Q1安培RMS(假设L1和CP1较大)
公式
VCF1 = VOUT/(N = 2)
D = (VCF1 – VIN)/VCF1
Q1 VPEAK = VCF1
D(n)峰值电压
D(n) VPEAK = VCF1
I rms ≈
D × N × I OUT I OUT
+
(1 − D )
D
200 mA时从12 V升至
150 V输出的数值
75 V
84%
75 V
2.51 A
75 V
备注
对所有二极管都相同
表3.抽头电感升压转换器的工作参数
参数
CF1电压
CCM占空比D
公式
不适用
D=
Q1峰值电压
1
VIN × (N1 + N2)
1+
N1 × (VOUT − VIN )
Q1 VPEAK = VIN +
Q1安培RMS(大L)
I rms ≈
(VOUT − VIN ) × N1
(N1 + N2)
D × I OUT × (N2 + N1)
(1 − D ) × N1
D1 VPEAK = VOUT + (N2 × VIN/N1)
D1峰值电压
200 mA时从12 V升至
150 V输出的数值,N1 = N2
不适用
85.19%
备注
该拓扑结构中无此节点
81 V
不包括泄漏L尖峰
2.492 A
近似值非常接近低电感纹波
162 V
不包括泄漏L尖峰
• 输出整流器上的高电压应力经常会妨碍使用肖特基二极
抽头电感升压
抽头电感升压工作参数如表3所示。本例中N1 = N2。抽头
管,因此,通常可以采用具有断续传导模式和低效率的
电感也可描述为采用带隙内核的自动变压器。
超快二极管。此外,抽头电感通常还需要定制生产。
N1
N2
需要更好的技术
VOUT 150VDC
200mA
C1
Q1
上述所有技术在高升压比下提供大功率时均存在重大缺
10134-003
D1
+12VIN
陷。需要采用具备以下特点的转换器拓扑结构:
• 能够在开关上施加最小电压和电流应力的情况下提供高升
图3.抽头电感升压
抽头电感升压拓扑结构的优势在于设计合理,可以提供高
压比,从而可使用额定值适中(如30 V至100 V)的MOSFET
输出电压,提高占空比并减少主开关上的电压应力。
和肖特基整流器。
• 能够在适当的占空比(如小于85%至90%)下工作,使
抽头电感升压拓扑结构的缺点包括:
CCM和PWM控制变得简单。
• 这项技术无法减少输出整流器上的电压应力。实际上,
对相同的输出电压而言,输出整流器上的电压应力比采
• 属于无电荷泵缺陷(包括低输出电流)的“真正开关”。
• 避免由变压器泄漏电感带来的电压尖峰和振铃。
用简单升压时更差。
• 抽头电感升压转换器受变压器泄漏电感的影响。泄漏电
感 会 导 致 电 压 尖 峰 和 振 铃 , 从 而 导 致 EMI, 并 增 加
MOSFET和输出整流器上的电压应力。这些影响可采用
缓冲器来控制,但这种改善方法会增加功耗。
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AN-1126
• EMI和噪声得以降低,这是由于开关节点上的峰峰值电
单端原边电感转换器(SEPIC)乘法升压转换器可以实现上述
所有目标。其优点如下:
压摆幅较低,通常也是由于多电感电流放电路径导致振
• 减少了主开关和整流器上的电压应力。可以更好地权衡
铃降低。
• 不存在由变压器泄漏电感引起的振铃或电压应力。
选择性价比高的器件组合。开关节点上的峰峰值电压摆
• 不存在电荷泵通常会产生的电流应力增加和电流波形失
幅大大减少,从而降低了开关损耗。
真情况。
• 占空比更加对称,通常可使CCM实现简单的电流模式
控制。
CC1
D1
L2
220µH
D2
+12VIN
FSW = 500kHz
Q1
CF1
VCF1 = VIN +
VCF1 = 81
(VOUT – VIN)
(N = 2)
VOUT 150VDC
200mA
CF2
D=
VCF1 – VIN
VCF1
N = # STAGE (2 SHOWN)
10134-004
L1
33µH
图4.2级SEPIC乘法升压转换器
表4. SEPIC乘法升压转换器的工作参数
参数
CF1电压
公式
CCM占空比D
Q1峰值电压
Q1安培RMS(大L)
上述示例的数值
81 V
备注
V − VIN
D = CF1
VCF1
85.19%
大多数控制器IC都可以轻松达到这一数值。
Q1 VPEAK = VCF1
81 V
Q1 VPEAK随VIN和VOUT的变化而变化,
且高于采用电荷泵乘法升压时的数值。
近似值非常接近低电感纹波。
VCF1 = VIN +
I rms ≈
(VOUT − VIN )
N =2
D × N × I OUT
(1 − D )
D(n)峰值电压
D(n) VPEAK = VCF1
采用n个分立电感时的
总有效并联电感Lp (eff)
Lp (eff) =
1
1
1
1
+
+ ...
L2 L2
Ln
采用一个多绕组耦合电感时 为任一绕组或所有并联绕组
的总有效并联电感Lp (eff)
使用额定电感
导通时Q1中的峰峰值
纹波电流
Q1峰值电流(CCM)
Q1 I p-p =
IIN =
VIN × D
Lp(eff ) × f SW
I OUT × N
+ 0. 5 × I p − p
(1 − D)
2.492 A
81 V
29 µH
D(n) VPEAK随VIN和VOUT的变化而变化,
且高于采用电荷泵乘法升压时的数值。
总有效并联电感决定D中流经Q1的纹波电流。
当Q1的总波形为CCM时,有些电感电流可能
会经过零点。
33 µH是适当数值,
但未在上述示例中
列出。
虽然耦合电感可能会使得输出
绕组电流应力不足,但和几个分立电感相比,
采用一个多绕组器件可能会减少物料用量、
装配成本或印刷电路板尺寸。
710 mA
注意,流经Q1的纹波电流不采用
任一电感绕组表示。
3.06 amps
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AN-1126
L1
D1
VIN
SEPIC乘法升压
VOUT BOOST
Q1
示例中采用N = 2级。电感绕组可能为分立或耦合(其中绕
10134-005
SEPIC乘法升压转换器对比示例
CF1
图5.简单升压转换器
组电感L1和L2完全相同)。
单端原边电感转换器(SEPIC)
SEPIC乘法升压转换器的优点包括:
• 与直接升压转换相同的电压相比,这种技术可以提供更
SEPIC属于升降压系列器件中的一种。VOUT和VIN具有相同
的极性。它主要用于VIN可在VOUT上下变化的应用。注意,
加对称的占空比,并减少MOSFET和整流器上的电压应
L2的一端接地。L2的两端的平均直流电压均为0 V。
力。虽然具有两个二极管增加了总二极管正向压降,但
CC1
L1
肖特基二极管或具有低VF(正向压降)的二极管,而且峰
VIN
L2
VOUT SEPIC
Q1
峰值交流波形更小,这也减少了开关损耗。
CF2
• SEPIC乘法升压避免了由变压器中泄漏电感导致的尖峰
和振铃。它是一种“真正的开关”,将电感绕组用作电流
源,将电容用作电压源,这就避免了电荷泵常见的差分
电流尖峰。
D2
10134-006
是由于每个二极管上峰值反向电压较低,因此允许采用
图6. SEPIC转换器
增加升压输出的SEPIC
通过在SEPIC上增加二极管和输出滤波器,可以获得额外
的升压输出。当两个输出中有一个随着VIN变化时,只有另
SEPIC乘法升压技术的缺点包括:
一个(BOOST或SEPIC)可以调节,因此,这种双输出技术
• 增加了串联整流器的数量,从而增加了整流器正向总压
仅限于特定情况。然而,两个输出都可以清晰得到,不会
破坏主要电压或电流波形。
降。(该损耗通常被其他效率优势所超过。)
• 增加了复杂性和器件数量。
VOUT BOOST
CC1
L1
法升压)都不会特别有用。例如,若输入为140 V,输出为
D1
VIN
150 V,乘法器级N中的任一级都无法降低二极管上的峰值
Q1
L2
D2
VOUT SEPIC
CF1
CF2
电压,也无法将MOSFET降至140 V以下。大量的级数只会
增加更多的串联绕组和二极管,从而增加成本和总电路损
10134-007
VIN和VOUT都较高时,任何一种电压乘法技术(包括SEPIC乘
图7.增加升压的SEPIC转换器
耗。无论本应用笔记范围内的VOUT是多少,如果升压比较
SEPIC乘法升压(N = 2)
低,简单升压可能是最佳方法。
这种拓扑结构基于增加升压输出的SEPIC示例。唯一的变
采用其他拓扑结构获得SEPIC乘法升压转换器
化在于,L2现在连接至D1和CF1(之前是VOUT升压)的节点,
下文将介绍如何从SEPIC和升压拓扑结构获得SEPIC乘法升
而非接地。VOUT升压连接已经移除。L2和SEPIC级在CF1串
联连接至升压输出。L2两端都具有等于CF1上升压电压的
压转换器。
平均直流电压。
简单升压转换器
CC1
L1
VIN
D1
Q1
CF1
L2
D2
VOUT BOOST
+ SEPIC
CF2
图8. N = 2的SEPIC乘法升压转换器
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10134-008
这是一种最基本的转换器拓扑结构。它产生的VOUT > VIN。
AN-1126
多级SEPIC乘法升压电路分析
PULSED DC
VOUT 170V
200mA
D4
170V
130V AVG.
120V
200mA DC
AC PULSE
L4
CC4
PULSED DC
CF4
130V DC
D3
130V
90V AVG.
80V
200mA DC
SEPIC-COUPLED QUADRUPLER
USING DISCRETE INDUCTORS
AND SERIES CAPACITORS
AC PULSE
L3
CC3
PULSED DC
CF3
90VDC
D2
90V
50V AVG.
40V
200mA DC
AC PULSE
VIN = 10V
CC2
CF2
L2
PULSED DC
50VDC
D1
L1
CF1
50V
10V AVG.
0V
10134-009
Q1
Q1 GATE
500kHz
图9.采用分立电感和串联电容的SEPIC耦合四倍频器
以下是一些简化假设:
上的交流电压波形会在CC2、CC3和CC4上重复。通过
• 所有器件均为理想器件。MOSFET和二极管可忽略不计
目测分析和电感电压二次平衡,可以发现如果开关节点
的正向压降和关断漏电流。
• 电感值较大,电感纹波电流可忽略不计。流经电感的电
峰值达到超过VIN的升压值 = VB,D2阳极的电压也必须达
到超过D1阴极的电压VB。同样,D3阳极的电压峰值必
须达到超过D2阴极的电压VB,D4阳极的电压峰值必须
流为较纯的直流电。
• 电容用作直流电压源,纹波可忽略不计。因此,任何给
达到超过D3阴极的电压VB。四级均由相同的交流电压
波形,因此每级的VB电压增益都完全相同。达到的总电
定电容两端的交流电压都可假定完全相同。
压增益(170 V – 10 V = 160 V)在四级间均匀分配。
• 在连续导通模式下工作,采用瞬时转换,无死区。
3. VB数值的表达式为VCF1 = VIN + ((VOUT – VIN)/(N = 4)),从
• 不存在损耗。
以下示例可用来进行简单计算。要求是200 mA时VIN = 10 V,
VOUT = 170 V。此外,控制IC在500 kHz时切换MOSFET。
第一级输出的结果为50 V。由于每一级都会产生相同的
升压差分,因此每一级都会产生50 V − 10 V = 40 V的VB
升压差分或增益。四级产生的直流电平分别为50 V dc、
90 V dc、130 V dc和 170 V dc。
电路工作情况分析如下:
1. 经研究可发现,从L1到Q1(开关节点)到输出的唯一直流
电流路径是通过L2到L4和D1到D4。因此,L2到L4和D1
到D4都必须输送200 mA的直流电。注意,L1必须单独
考虑,因为它还会将电流输送至Q1(参见第11步对L1的
讨论)。
2. 因为任一电容两端的交流电压波形(不是直流器件)都假
定完全相同,可以发现,开关节点(Q1的漏极,主开关)
4. 根据电感电压二次平衡计算占空比。根据D = (V CF1 −
VIN)/VCF1求得占空比为80%。(经过对比,简单升压需要
> 94%的占空比才能产生相同的10 V至170 V电压转换。)
5. 借助上述信息,可以构建出图9所示的红色交流电压波
形。D1阳极的波形占空比为80%,峰峰值电压为50 V,
直流平均电压为10 V = VIN。二极管D2至D4都具有相同
的交流波形,但是每一级的直流电压都按40 V偏移。
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6. 如果D = 80%,D1至D4只会在(1 − D) = 20%期间导通。
10.
D3、 CC3和L3的情况与此相似,只有一 处 重 大 差
流经D4的200 mA直流平均值实际上体现在20%占空比电
异。L2、L3和L4都串联通过相同的200 mA直流电流
流脉冲中。如果电流脉冲波形有200 mA的直流平均值和
时,D3和D4都需要其自身的1 A p-p交流脉冲。这些
20%的占空比,脉冲幅度必须为200 mA/20% = 1 A。那
交流电流脉冲为附加成分:
么,D1至D4的电流波形就和图10所示的相同。
1A PULSE
(1 –D) = 20%
PULSED DC
CURRENT IN D1 TO D4
CC4为D4传输1 A p-p
•
CC3为D3传输1 A p-p + 为D4传输1 A p-p = 2 A p-p
•
CC2为D2传输1 A p-p + 为D3传输1 A p-p + 为D4传输1
A p-p = 3 A p-p
输入CC2的电流均来自Q1和L1的组合。通过CC2和
10134-010
0A
1.6µs
•
400ns
CC3的电流波形与图13所示的相似。
图10.二极管D1至D4的电流波形
该波形具有1 A的峰峰值交流分量和200 mA的直流失调。
11.
除了CC2的交流电流外,Q1和L1通过D1提供所有的
交流和直流电流(参见图10所示四个二极管共同的电
这一组合和始终不低于0 A的瞬时电流相一致。理想二极
流波形)。Q1和L1提供的总波形可通过向D1电流增加
管不会传导反向电流。实际上,大多数额定值在25 V以
CC2电流得到。注意,这一综合结果的平均直流值不
上的现代肖特基二极管都与此非常接近,100°C时反向
是0 A。
电流低于100 µA。
7. 对D1而言,二极管电流波形由L1和Q1提供。Q1无法输
CURRENT FROM
Q1 TO L1
出正电流源,流经L1的电流是来自10 V输入的正向直流
–600mA
电。因此,当Q1在(D − 1)期间处于关断状态时,1 A电
平由电感提供至D1,当Q1在D期间处于导通状态时,1 A
电平通过Q1转移至地。流经L1和Q1的电流总量在第11
步中计算。
8. 由于电容无法传送直流电流,因此CC4只能提供交流
电。同时,L4提供200 mA较纯的直流电。 用输入D1的
电流源对比输入D4的电流源会有所帮助。对D4和D1而
10134-012
+3.4A
图12.Q1至L1的电流
3.4 A电平在(1 − D)期间由L1至(CC2和D1)提供。 在D期间,
当Q1导通时,开关节点为0 V,L1为Q1提供3.4 A电流。D1截
止时,CC2传导600 mA,这样Q1就能处理3.4 A + 600 mA = 4 A
的电流。在D期间,输入(CC2和D1)的总负电流为600 mA。
当然,电流均通过CC2,因为D1不传导反向电流。
言,直流电流分量由各自的电感绕组提供。D1的交流
因为L1中的电流为3.4 A,且输入电压为10 V,所以输入功
电流分量由Q1提供,而D4的交流电流分量则由CC4提
率为3.4 A × 10 V = 34 W。注意,输出功率为170 V × 200 mA =
供。
34 W,不存在损耗,因此输入功率等于输出功率。这种一
9. 流经CC4的电流波形和图11所示的相似。
致性表明计算结果有效。
+800mA
注意,多级以交流并联和直流串联工作。因此,在大信号
CC4 CURRENT
–200mA
生电压等于CF1上电压,输出电流等于IOUT × N。经验表明,
10134-011
0A DC AVERAGE
分析中,SEPIC乘法升压转换器模型很像升压转换器,产
效率也很接近。因此,这种模型优于直接升压,直接升压
图11.流经CC4的电流波形
CC4中只有交流电流,不流经L3,而是通过CC2和
时,由于升压比增加,效率下降得更快。
CC3到达CC4。该交流电流增加至L4的直流分量,从
而产生图10所示的常见二极管电流波形。该二极管电
流由CF1至CF4串联而成的输出滤波器电容求平均值
而来。
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AN-1126
+2.4A
+1.6A
0A DC AVERAGE
0A DC AVERAGE
–600mA
–400mA
10134-013
CC3 CURRENT
CC2 CURRENT
图13.通过CC2和CC3各自的电流波形
表5.SEPIC乘法升压转换器的要求和适用性样本集
VIN最小值
5.0 V
VIN最大值
6.0 V
VOUT最小值
12 V
VOUT最大值
80 V
IOUT
150 mA
30 V
60 V
70 V
80 V
150 mA
5.0 V
6.0 V
80 V
80 V
5 mA
备注
和直接升压相比,由于SEPIC倍频器或
三倍频器的整流器总正向压降增加,
VOUT = 12 V时效率会有所降低。
然而,VOUT = 80 V时这种技术会起到很大帮助。
可以考虑SEPIC倍频器或三倍频器。
任意数量的乘法器级都不能防止MOSFET和
整流器受到至少60 V得电压应力,
简单升压会在这些器件上产生80 V的电压应力。
SEPIC乘法器技术不能起到作用。
简单升压可能是最好的选择。
由于电流较低,电荷泵乘法升压可能已经足够,
应当首先考虑这种方法。SEPIC乘法升压也非常有效,
效率可能更好,但通常更加昂贵。
设计方法
轨均可用,可使用5 V电压偏置IC,如ADP1621或ADP1613。
考虑SEPIC乘法升压拓扑结构时,应考虑以下因素:
12 V可使峰值开关节点电压产生较小的增加,但(对相同
1. 首要任务是为所需的电压转换选择最佳拓扑结构。最佳
升压比N而言)占空比和峰值电流较低,而且通常效率更
拓扑结构未必是SEPIC乘法升压,具体取决于以下几个
限制条件:
• 为使SEPIC乘法升压拓扑结构有利于实现最大占空比
高。
3. 使用公式V Q1峰值 = VCF1 = VIN + ((VOUT − VIN)/N),可以
确定N的值,从而使MOSFET和二极管(最好使用肖特基
二极管)可以在合理的额定电压下工作。如果使用的
和器件应力,所需的输出电压(或最大输出电压,若
ADP1621控制器有5 V偏置,就具有较强的5 V栅极驱动
可变的话)必须至少比最大输入电压高出几倍。低升
器。排名在前30内的大多数源极至漏极电压(VDS)额定
压比和高VOUT说明VIN也很高。此时,直接升压的占
MOSFET都属于逻辑电平型,额定值为4.5 V栅极驱动。
空比不会很高,SEPIC乘法器技术不会使MOSFET和
然而,除非从约4.3 V或更低值升压(使整体设计难度更
二极管上的最大应力明显降低。此时直接升压可能
大),否则30 V对开关节点上的峰值电压似乎也是一种不
是最好的选择。
必要的低限制。当60 VDS MOSFET不能全部以5 V驱动
• 对低输出电流(50 mA或更低,具体取决于升压比和使
工作时,这些器件却能够工作。随着MOSFET的VDS额
用的半导体)而言,电荷泵乘法升压可能已经足够,
定值增加到75 V至100 V,逻辑电平MOSFET的选择范围
而且比SEPIC乘法升压价格低廉。SEPIC乘法升压的
也会缩小。额定电压在100 V以内时,可以使用肖特基二
效率应优于电荷泵乘法器的效率,因此,高效率是
极管,但超过100 V时就很少能够使用。确保所需的器件
选择SEPIC乘法器的另一个原因。
可以找到。对ADP1621设计而言,当输入电压为5 V或更
图5所示为一些要求的样本集,以及SEPIC耦合升压
是否推荐用于每组样本的观察结果。
高时,50 V至90 V的峰值开关节点电压(为器件额定值留
出余量)对高升压比升压而言是一个合理的起点。除非
使用级联配置,否则ADP1613的峰值开关节点电压限制
2. 虽然本应用笔记的关注的是高升压比,但实际上,通常
最好避免高升压比升压。例如,如果需要200 V电压,可
以选择以5 V或12 V电压开始进行功率输入,即使采用
在20 V。
4. 从以下五个选择以及图14至图18中选出一个控制器IC和
驱动器配置。
SEPIC乘法升压,选用12 V通常效果更好。如果两个输入
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AN-1126
标准电流检测电阻配置下的ADP1621
级联配置下的ADP1621
标准电流检测电阻配置可能是SEPIC耦合升压最常见的配
级联拓扑结构可以提供最高的开关节点电压性能。这种方
置。ADP1621能够将峰值MOSFET电流控制到至少10 A,还
法对50 V至100 V的开关节点电压十分合适。如果有合适的
提供MOSFET,可使峰值开关节点电压达到50 V至90 V(参
级联栅极偏置,它可以消除高端MOSFET的逻辑电平栅极
见图14)。
驱动限制。除非需要优先考虑精确电流限制,否则无损电
流检测可用于低端MOSFET。记住,二极管反向电压额定
标准无损电流检测配置下的ADP1621
值必须超过峰值开关节点电压。这种驱动拓扑结构可能较
在这种工作模式下,ADP1621本身将峰值开关节点电压限
难实施,除非有足够的栅极偏置(如12 V)。由于级联MOSFET
制在30 V,因此,它最适合采用额定电压为30 V的MOSFET。
的关断栅极电流是由源极电流产生,这种MOSFET中过多
如果输入电源轨为5 V,采用无损电流检测和30 V MOSFET
的栅极点和会导致开关损耗并影响效率。因此,MOSFET
是一种合理的方法(参见图15)。
芯片尺寸不能过大,而且必须具有良好的栅极电荷品质因
数。效率会随着负载电流减少而下降,因为减少后的可用
栅极电流会减缓关断转换(参见图16)。
ADP1621
1 SDSN
90V OUT
CF2
CS 9
CC2
PIN 8
4 FB
GATE 7
5 FREQ
PGND 6
CF1
D1
RRAMP
DOUBLER USING
COUPLED INDUCTOR
10134-014
3 COMP
D2
Q1
RATED
60V
IN 10
2 GND
12VIN
5V BIAS
RSEN
图14.ADP1621标准电流检测电阻配置
5V BIAS
ADP1621
2 GND
3 COMP
D2
IN 10
CS 9
CF2
PIN 8
4 FB
GATE 7
5 FREQ
PGND 6
45V OUT
RRAMP
CC2
DOUBLER USING
COUPLED INDUCTOR
CF1
D1
Q1
RATED
30V
10134-015
1 SDSN
5VIN
图15.ADP1621标准无损电流检测配置
D2
24VIN
5V BIAS
CF2
CC2
CF1
D1
1
SDSN
IN 10
2
GND
3
COMP
4
FB
GATE 7
5
FREQ
PGND 6
CS 9
RRAMP
Q2 RATED
100V
10V BIAS
(CAN BE HIGH-Z)
PIN 8
Q1 RATED
20V TO 30V
DOUBLER USING
COUPLED INDUCTOR
CBYP
100nF
TYP
图16.ADP1621级联配置
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10134-016
ADP1621
150V
OUT
AN-1126
3VIN
DOUBLER USING
COUPLED INDUCTOR
ADP1613
D2
1
COMP
SS 8
2
FB
RT 7
3
EN
IN 6
4
GND
CC2
CF2
D1
CF1
10134-017
SW 5
35V OUT
60mA
图17.ADP1613标准配置
5V BIAS
12VIN
DOUBLER USING
COUPLED INDUCTOR
ADP1613
D2
1
COMP
SS 8
2
FB
RT 7
3
EN
IN 6
4
GND
CC2
D1
150V OUT
CF2
CF1
10134-018
SW 5
图18.ADP1613级联配置
7.
标准配置下的ADP1612或ADP1613
因为ADP1612 /ADP1613上的输出开关限制在1.3 A和20 V,
纹波。对具有40%输入纹波的典型设计而言,假定
MOSFET必须处理的峰值电流约为IIN × 120%。
这种方法最适合电流和电压较低的应用。例如图17所示的
3 V至60 V转换(采用三倍频器)或3 V至35 V转换,其中没有较
计算峰值MOSFET电流。IIN(参见第6步)必须包含一些
8.
通过第7步大致可以选出IC。如果峰值MOSFET电流
高的输入偏置轨。VIN在2.5 V至5.0 V之间时使用ADP1613,
小于1.4 A,ADP1613可能会提供成本最低的解决方案。
输入电压低至1.8 V的应用使用ADP1612。
如果峰值MOSFET超过这一水平,或最佳效率需要的峰
值MOSFET电流大于600 mA左右,则可以使用ADP1621。
级联配置下的ADP1613
级联拓扑结构可以提供最高的开关节点电压性能。只要遵
9.
循 一 些 规 则 , ADP1613在 这 种 情 况 下 就 非 常 有 效 。
ADP1613输出开关限制在1.3 A峰值电流。这种驱动拓扑结
构可能较难实施,除非有足够的栅极偏置(如12 V)。由于级
用以下公式计算均方根MOSFET电流:
I rms~
10.
联 MOSFET的 关 断 栅 极 电 流 是 由 源 极 电 流 产 生 , 这 种
MOSFET中过多的栅极点和会导致开关损耗和并影响效
D × N × I OUT
(1 − D)
根据均方根电流和VCF1选择MOSFET。
• 如果使用无级联MOSFET的ADP1621,MOSFET必
须为逻辑电平型,额定值针对适当的RDS on (基于给
率。因此,MOSFET芯片尺寸不能过大,而且必须具有良
定均方根电流计算值的传导损耗),具有5 V或更低
好的栅极电荷品质因数。效率会随着负载电流减少而下
的栅极驱动。当然,VDSS的额定值还必须超过VCF1。
降,因为减少后的可用栅极电流会减缓关断转换。
• 如 果 使 用 带 级 联 MOSFET的 ADP1613, 级 联
ADP1613的工作频率较高,这意味着级联MOSFET中过多
MOSFET不一定必须是逻辑电平型。然而,应选
的栅极点和很容易产生大量的开关损耗(参见图18)。
择具有良好开关品质因数的MOSFET。当RDS (导
5. 用以下公式确定D:
通)必须对电流来说足够低时,级联MOSFET尺寸
D=
过大或导致过多的开关损耗,还可能影响正常的
VCF1 + VF − VIN
VCF1 + VF
电压转换。要为级联MOSFET产生必要的栅极直
流偏置电压,通常为5 V至12 V。这需要直流电流
其中VF为肖特基二极管VF,通常为500 mV至600 mV。
6. 算出直流输入电流。对CCM工作模式(大多数情况下的
首选模式)而言,输入电感电流近似为:
IIN = (IOUT × N/(1 − D))
可忽略不计,因此通常需要高值电阻分压器才能
提供。然而,还必须使用一个100 nF至1 µF的陶瓷
电容在MOSFET栅极仔细旁路至地。
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AN-1126
• 如 果 使 用 带 级 联 MOSFET的 ADP1621, 关 于
除了使用所有的分立或耦合电感的设计之外,也可考虑结
ADP1613级联MOSFET的注意事项也适用。不过,
合耦合与非耦合结构。例如,双绕组耦合电感就是常见的
还 需 要 由 ADP1621栅 极 驱 动 器 驱 动 的 底 部
廉价方案。除了输入以外的所有绕组都必须具有低于输入
MOSFET。底部MOSFET可能为20 V至30 V的小型器
电感电流的低电流。
件,具有快速切换能力,适合均方根电流。应为这
在使用SEPIC三倍频器时,针对输入级使用单绕组分立电
种MOSFET的峰值源极电压低于大约15 V,ADP1621
可在无损电流检测模式下工作,其中底部FET RDS
导通用作电流检测电阻。
11.
较高的频率通常有助于减少陶瓷滤波器和耦合电容
的尺寸。可能还会减小电感的尺寸。然而,鉴于这
些转换器的电压较高,增加开关频率会增加开关损
耗。较高的开关频率还会与最小关断时间发生相互
作用,从而限制最大占空比。设计ADP1613时应选择
较低的700 kHz fSW。设计ADP1621时应选择不太高的
400 kHz。这些设置之后还可以根据需要进行修改。
感,并针对两个输出级使用耦合电感可能会起到作用。
电容连接的变化
图9所示为用于CCx和CFx的串联电容,这是设计转换器的
唯一合理方法。当CCx和CFx串联时,串联电容都在同一
电压下工作,因此具有共同的额定电压。然而,正如第10
步“多级SEPIC乘法升压”部分和图13所述,CC3处理的电流
为CC4的两倍(因此,理想情况下应使用两倍的电容),CC2
处理的电流为CC4的三倍。因此,最具成本效益的串联设
计使用相似的额定电压,但使用不同的额定电容。
串联方法的缺点在于由于采用了多个串联连接,杂散电感
耦合与非耦合电感
随之增加。这可能会导致尖峰、振铃,以及电磁干扰
与EPIC和Cuk转换器类似,SEPIC乘法升压通常还可以使
(EMI)。
用耦合电感。与非耦合(分立)电感相比,耦合电感有其优
缺点。
图19所示为另一种并联方法。采用这种方法时,所有的
CCx和CFx电容都有相同的电流和不同的电压。交流并联
耦合电感的优点包括:
的CCx电容降低了Q1上的等效串联电感,从而减少了Q1阻
• 耦合电感的整体BOM成本通常比分立电感低。
尼振铃源极的尖峰。同样,输出滤波器中的低电感可以减
• 耦合电感可实现更紧凑的设计,使用的PCB面积更小。
少其噪声尖峰。对输出噪声而言,无论是串联还是并联配
置,增加输出滤波器电容至地或使用较小值电感增加Pi型
耦合电感的缺点包括:
滤波器都可以为其带来益处。记住,大尺寸(如1210)提供
• 偶和电感可能会在较小面积内积聚热量。
• 特别在采用高阶N乘法器时,输入电感比其他绕组处理
更多电容,小尺寸则提供较低的等效串联电感(ESL)。最佳
设计可能是并联两到三个不同尺寸的输出滤波器电感。
更多的电流。在这些设计中,匹配绕组(和在多绕组结
构中一样)可能会使输出绕组尺寸过大。
• 在某些情况下,最好的设计可能包含不同的电感值,这
不是耦合电感的可行方案。
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AN-1126
D4
CF4
L4
130
VDC
CC4
D3
SEPIC-COUPLED
QUADRUPLER USING
DISCRETE INDUCTORS AND
“PARALLEL” CAPACITORS.
L3
CC3
VOUT = 170V
200mA
CF3
90
VDC
D2
CF2
L2
50
VDC
CC2
VIN = 10V
L1
D1
CF1
10134-019
Q1
图19.采用分立电感和并联电容的SEPIC耦合四倍频器
4. 二 极 管 的 额 定 电 压 要 求 和 MOSFET非 常 相 似 。 和
选择其他器件
在这种设计中,开关MOSFET无疑是一种关键器件。下文
MOSFET额定电流一样,二极管制造商对额定电流通常
列出了一些需要考虑的因素,优先级大致按降序排列。
也比较乐观。不要超过二极管数据手册中的电流额定
1. MOSFET的额定值必须满足期望的电压应力加上部分余
值,但在其他情况下,确定二极管电流额定值主要取决
量,以允许出现电压尖峰。电压尖峰是由器件(如二极
管和耦合电容)中的杂散电感和PCB布局造成。和基于变
压器的设计相比,良好的PCB布局可使电压尖峰大大降
低。然而,虽然出色的PCB布局可以大大减小尖峰,但
仍无法完全消除。5 V至10 V的尖峰幅度(高于MOSFET上
的理想预测尖峰电压)是合理的,而且会随许多因素的
变化而变化。
于芯片温度和热阻。一般说来,不要使二极管工作在
150°C的最大TJ额定值和超过105°C或110°C的结温下。
5. 除用于保持时间或抑制电路板间线缆电感的大旁路电解
电容外,这些转换器的要求都可以由SMT陶瓷电容顺利
处理。对额定值在25 V及以下的滤波器电容使用X5R,
1 nF至100 nF的信号电感和额定值在25 V以上的滤波器
使用X7R,1 nF及以下的信号电容使用NP0。
2. MOSFET的额定值(主要由其RDS on决定)必须满足期望均
电容的额定值应当能够处理其承受的均方根电流。陶瓷电
方根电流导致的功耗。I × R通常是MOSFET中主要的发
容用于几百kHz频率,且纹波电压限制在直流额定值的一
热机制。MOSFET制造商的额定电流通常十分乐观。首
定百分比范围内时,通过纹波电流计算通常可以看到,电
先最好使用电阻上MOSFET的高温值计算出R × I 。然后
容在其电流额定值内能够正常工作。因此,选择陶瓷电容
用最差工作条件和热阻保守估计值算出MOSFET芯片工
时首先应考虑电压,保守而言,然后是考虑所需的纹波电
作温度。85°C至105°C的最大芯片工作温度一般是合理
压。
的。
耦合电容每个周期处理的电荷由Q = IOUT/F确定,其中Q时
2
3. MOSFET RDS on的额定值必须用栅极驱动电压来确定,在
驱动器IC的性能范围内。栅极驱动(而非级联)MOSFET
与ADP1621配合使用时,需要5.0 V或更低的逻辑电平驱
动(4.5 V是常见的栅极驱动电压额定值)。需要6 V或更高
电压的MOSFET可能就无法由ADP1621或其他5 V驱动的
控制器来完成可靠的栅极驱动。然而,这一要求并不妨
每周期的电荷(单位为库仑),I OUT 是输出电流(单位为安
培),F是开关频率(单位为赫兹)。因此,例如图19所示的
电路,工作频率为400 kHz,输出200 mA电流,每个耦合
电容(CC2、CC3和CC4)在每个开关周期内输出的电荷为
0.2A/400,000 Hz = 500纳库仑。
碍这些MOSFET和级联MOSFET一样正常工作。
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AN-1126
选择这些电容,使电容上的纹波电压[纹波 = Q(库仑)/C(法
用ADP1621测试200 V输出五倍器
拉)]小于2%至5%的直流值。记住,高K陶瓷电容会随着直
该转换器可在250 mA输出时将12 V输入电压升至200 V。这
流电压、焊接到电路板后的时间以及温度变化而发生明显
一设计采用了额定值为60 V的MOSFET和肖特基整流器。U2
的电容损失,因此最后得到的电容值可能只有标称电容的
用作输入欠压闭锁(UVLO)。显示出效率超过91%。
一半。电容针对低纹波电压正确选择后,检查纹波电流额
定值通常会发现电流余量。
L2
L1
R12
C19
R9
R13
U2
R14
1 VIN
2 GND
VCC 4
ADP1621
U1
C15
1 SDSN
2 GND
3 COMP
C17
D6
9
PIN 8
PGND 6
AGND
PGND
ANALOG GROUND AND POWER
GROUND CONNECTED AT
GROUNDED END OF R1.
5
C10
D4
C18
11
8
3
6
10
7
R15
CS 9
R7
AGND
12
C11
R3
D3
R5
IN 10
R4
D2
R16
Q1
D-PACK
GATE 7
4 FB
5 FREQ
R6
C12
200 V OUT
250mA
D5
C9
C8
Q2
OUT 3
R8
C7
R10
C16
4
2
R11
ADCMP354
1
C20
C14
1µF
16V
C13
1µF
16V
C2
D1
C1
R2
AGND
R1
C4
C5
C6
C21
C22
PGND
PGND
图20.ADP1621 5× SEPIC乘法升压(测试示例)
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C3
10134-020
12VDC
INPUT
AN-1126
图21的条件是11.5 V输入和200 V、260 mA输出。该波形比
T
较干净,显示出60 V额定值MOSFET上的电压应力远远低于
200 V直流输出电压。
T
CH 1 FREQ
454.6kHz
CH1 MAX
57.6V
CH1 10.0V
M4.0ns
T 30.80%
A CH1
33.6V
10134-022
1
CH1 – DUTY
77.80%
图22.满载工作、4 ns每分频时的开关节点波形
1
M400ns
T 13.60%
A CH1
33.6V
12V INPUT
92
91
图22是和图21相同条件下的开关节点波形,但其显示的是
上升沿,示波器时基较快。用基于变压器的设计获得干净
的波形比较困难,除非使用有损缓冲。
EFFICIENCY (%)
图21.满载工作、400 ns每分频时的开关节点波形
Coilcraft HPH串联耦合电感具有低泄露电感,在其他一些情
90
89
88
87
况下可用作(或表示为)变压器(参见表6)。正如本SEPIC乘
86
法升压中的用法,它可以用作耦合电感。
85
0
0.1
0.2
LOAD CURRENT (A)
0.3
10134-023
CH1 10.0V
10134-021
93
图23. 转换器效率与负载电流的关系
测量得到的效率峰值约为92%。
表6.基于ADP1621的SEPIC 5×乘法升压BOM
项目
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
索引标识符
C1
C2
C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
C11
C12
C13
C14
C15
C16
C17
C18
描述
1.0 µF, X7R, 100 V, 1206
1.0 µF, X7R, 100 V, 1206
220 nF, X7R, 250 V, 1210
220 nF, X7R, 250 V, 1210
220 nF, X7R, 250 V, 1210
220 nF, X7R, 250 V, 1210
22 µF, X5R, 25 V, 1210
1000 µF,16 V,明矾选择低ESR
220 nF, X7R, 250 V, 1210
220 nF, X7R, 250 V, 1210
1.0 µF, X7R, 100 V, 1206
1.0 µF, X7R, 100 V, 1206
1.0 µF, X5R, 16 V, 0603
1.0 µF, X5R, 16 V, 0603
1.0 µF, X5R, 16 V, 0603
4.7 nF, X7R, 25 V, 0603
不安放(DNP)
不安放(DNP)
供应商/产品型号
Murata/GRM31CR72A105MA01K
Murata/GRM31CR72A105MA01K
Murata/GRM32DR72E224KW01L
Murata/GRM32DR72E224KW01L
Murata/GRM32DR72E224KW01L
Murata/GRM32DR72E224KW01L
Murata/GRM32ER61E226KE15
Suncon/16ME1000WGL
Murata/GRM32DR72E224KW01L
Murata/GRM32DR72E224KW01L
Murata/GRM31CR72A105MA01K
Murata/GRM31CR72A105MA01K
TDK/C1608X5R1C105K
TDK/C1608X5R1C105K
TDK/C1608X5R1C105K
Generic
Rev. 0 | Page 15 of 16
AN-1126
项目
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
46
47
48
49
50
索引标识符
C19
C20
C21
C22
D1
D2
D3
D4
D5
D6
L1
L2
Q1
Q2
R1
R2
R3
R4
R5
R6
R7
R8
R9
R10
R11
R12
R13
R14
R15
R16
U1
U2
描述
22 µF, X5R, 25 V, 1210
不安放(DNP)
不安放(DNP)
不安放(DNP)
肖特基二极管,1 A,60 V,SMA
肖特基二极管,1 A,60 V,SMA
肖特基二极管,1 A,60 V,SMA
肖特基二极管,1 A,60 V,SMA
肖特基二极管,1 A,60 V,SMA
信号二极管,100 V,200 mA
六绕组耦合电感
22 µH电感
60 V MOSFET,D-pak逻辑电平
BJT,NPN,40 V,通用
0.020 Ω, 0805, 5%
0.012 Ω, 0805, 5%
634 kΩ, 1%, 1206
1.00 MΩ, 1%, 1206
不安放(DNP)
10.0 kΩ, 1%, 0603
45.3 kΩ, 0603, 1%
10 kΩ, 0603, 5%
1.5 kΩ, 0805, 5%
100 Ω, 0603, 5%
不安放(DNP)
47.5 kΩ, 0603, 1%
1.00 MΩ, 0603, 1%
2.67 kΩ, 0603, 1%
499 Ω, 0603, 1%
100 kΩ, 0603, 5%
恒频,电流模式升压Dc/Dc控制器
具有开漏高电平有效输出的比较器与0.6 V基准电压源,采用4-SC70封装
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AN10134sc-0-8/12(0)
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供应商/产品型号
Murata/GRM32ER61E226KE15
ON Semiconductor/MBRA160T3
ON Semiconductor/MBRA160T3
ON Semiconductor/MBRA160T3
ON Semiconductor/MBRA160T3
ON Semiconductor/MBRA160T3
ON Semiconductor/MMSD4148
Coilcraft/HPH6-0158L
Coilcraft/ME3220
Infineon/IPD079N06L3G
Generic/MMBT3904
Susumu/RL1220
Susumu/RL1220
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Generic
Analog Devices/ADP1621
Analog Devices/ADCMP354
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