AN-928: 了解高速DAC测试和评估 (Rev. B)

AN-928
应用笔记
One Technology Way • P.O. Box 9106 • Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. • Tel: 781.329.4700 • Fax: 781.461.3113 • www.analog.com
了解高速DAC测试和评估
作者:Justin Munson
范围
本应用笔记介绍ADI公司高速转换器组表征高速数模转换
DPG2提供最高512 MB的RAM,以便产生复杂波形。另外,
器(DAC)的性能时所用的测试方法。评估高速DAC时,应
采用HSC-DAC-DPG-CLKDIS板并配合每个DPG2使用一条
当参考本应用笔记和相应的器件数据手册。更多信息,请
Samtec HQCD-030-15.00-TED-TEU-1电缆,还可一次同步最
联系高速转换器组。
多4个DPG2。
PC
动态测试硬件设置
测试无杂散动态范围(SFDR)、交调失真(IMD)和噪声谱密
USB CONTROLLER
度(NSD)等交流(AC)参数的典型硬件设置如图1所示。用于
DATA
CLOCKS
也提供了一种数据模式发生器,以协助进行基准评估。
DATA
形发生器(AWG)和现场可编程门阵列(FPGA)等。ADI公司
CLOCK SOURCE
FPGA
CLOCKS
模式发生器在DAC中驱动CMOS或LVDS数据,包括任意波
DELAY
EITHER USE PULSE GENERATOR
OR DATA
CLOCK OUT TO CLOCK DPG
EVALUATION BOARD
CONNECTOR
SPECTRUM
ANALYZER
PULSE
GENERATOR
CMOS
CLOCK INPUT
06902-102
SDRAM
源、频谱分析仪和数据模式发生器。可以使用各种类型的
SDRAM
动态测试的基本设置包括DAC时钟的正弦源、低噪声电
图2. DPG2框图
DATA CLOCK OUT
DAC
PATTERN
GENERATOR
16
TxDAC®
EVALUATION
BOARD
06902-001
USB
图1. 典型交流特征测试设置
数据模式发生器2 (DPG2)
数据模式发生器2 (DPG2)旨在简化对ADI公司高速DAC产品
06902-103
的评估。DPG2的框图参见图2。DPG2提供双通道,每通
道16位,支持LVDS和CMOS标准。LVDS模式下,每通道
的最大采样速率为1.25 GSPS;CMOS模式下为250 MSPS。
图3. DPG板
借助随同DPG2提供的软件,用户可以产生单音和多音正
弦波、各种CMTS波形、各种WIFR标准、静态直流模式,
还能加载用户产生的模式。
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AN-928
目录
了解高速DAC测试和评估 ............................................................. 1
串扰 ............................................................................................. 16
范围..................................................................................................... 1
Sinx/x滚降 .................................................................................. 16
动态测试硬件设置 .......................................................................... 1
直流测试定义 ................................................................................. 17
数据模式发生器2 (DPG2) ............................................................. 1
满量程增益 ................................................................................ 17
修订历史 ............................................................................................ 2
增益误差..................................................................................... 17
用于DAC基准设置的设备 ............................................................. 3
失调 ............................................................................................. 17
DPG下载器软件套件................................................................. 3
失调误差..................................................................................... 17
DAC时钟信号源 ......................................................................... 7
温度漂移..................................................................................... 18
频谱分析仪 .................................................................................. 7
电源抑制比 ................................................................................ 18
数字万用表 .................................................................................. 7
增益匹配..................................................................................... 18
电源 ............................................................................................... 7
线性度 ......................................................................................... 18
交流测试定义 ................................................................................... 8
积分非线性误差........................................................................ 18
单音、带内无杂散动态范围.................................................... 8
差分非线性误差........................................................................ 18
带外无杂散动态范围................................................................. 9
单调性 ......................................................................................... 18
总谐波失真(THD) ...................................................................... 9
数字输入时序 ................................................................................. 21
双音交调失真 .............................................................................. 9
建立时间..................................................................................... 21
噪声谱密度 ................................................................................ 12
保持时间..................................................................................... 21
邻道泄漏比或邻道功率比 ...................................................... 15
阻挡窗口..................................................................................... 21
修订历史
2013年10月—修订版0至修订版A
更改“范围”部分................................................................................. 1
更改“电源”部分................................................................................. 7
2010年11月-修订版0至修订版A
以DPG2代替DPG(通篇)............................................................通篇
替换图片(通篇) ................................................................................. 1
以“DPG下载器软件套件”部分替换“用于产生矢量的
LabVIEW可执行文件”部分 ............................................................ 3
更改“电源”部分................................................................................. 7
2008年3月—版本0:初始版
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AN-928
用于DAC基准设置的设备
本节讨论正确表征高速DAC所需的硬件和软件。
添加生成的波形菜单生成每个矢量的步骤。
ADI公司提供一种DPG2来帮助进行基准评估。若要生成测
单频调制
试DAC所用的模式,可以使用随DPG2提供的DPG下载器
从菜单中选择单音选项后,会出现单音矢量模块,如图5
软件套件。
所示。针对该矢量,可调节的变量有:
DPG下载器软件套件
• 采样速率
为正确评估DAC,用户必须能够产生单音和多音连续波
• 所需频率
(CW)模式,以及各种通信标准所用的模式。所有模式都可
• DAC分辨率
通过DPG下载器软件生成。DPG下载器用户界面见下文中
• 记录长度—必须能被256整除
的图4。
• 失调—在每个生成的代码中增加失调常量
DPG下载器可自动确定连接了哪个评估板,并通过连接每
一个评估板的USB电缆配置正确的数据端口。软件还检测
• 幅度
• 相对相位—可在生成I和Q矢量时使用
数据时钟频率,该频率通过数据总线连接器传输,用于
多音
LVDS接 口 ; 或 通 过 SMA连 接 器 传 输 , 用 于 CMOS接 口
从菜单中选择多音选项后,会出现多音矢量模块,如图6
(DPG2主机板上的J12或J13)。
所示。多音生成的很多变量与单音模块相同。两种功能的
所有通过该软件生成的可用波形可在添加生成的波形下拉
主要区别在于,选定“添加信号音”按钮(图6中的圆圈)可以
菜单中找到,如图4所示。用户还可通过左上方的添加数
指定信号音数量、信号音间隔和起始频率。
06902-104
据文件选项加载他们自己产生的矢量。下列内容描述通过
图4. DPG下载器前面板接口
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AN-928
06902-106
图5. 单音矢量生成
图6. 多音矢量生成
直流模式
噪声发生器
直流模式选项允许用户载入静态常量或其他数值和零值的
噪声发生器功能允许用户生成各类随机噪声模式,如高斯
模式。直流模式生成器模块如图7所示。
噪声、一致噪声或白噪声。噪声发生器模块如图8所示。
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AN-928
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图7. 直流矢量生成
图8. 噪声矢量生成
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AN-928
无线基础设施
有线基础设施模块如图9所示。该模块允许用户通过标准下
无线基础设施模块如图10所示。该模块允许用户通过标准
拉菜单创建各种CMTS矢量,如US64QAM、US256QAM、
下 拉 菜 单 创 建 各 种 WIFR矢 量 , 如 WCDMA、 GSM和
US64QAM和EU256QAM。符号速率根据所选标准自动选
CDMA2K。载波间距根据所选标准自动选择。就CIFR模块
择。用户还可选择生成矢量的通道数。
而言,用户可以选择需生成的载波数。
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有线基础设施
06902-110
图9. 有线基础设施矢量生成
图10. 无线基础设施矢量生成
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AN-928
DAC时钟信号源
3458A提供最高8.5位的分辨率和各种量程设置(直流电压有
根据时钟速度和所需的性能不同,动态测试设置使用
0.1 V至1000 V的5个量程,直流电流有100 nA至1 A的8个量
Agilent E4426B ESG-AP/8644或Rohde & Schwarz SML01/
程),非常适合测量nA至µA区间的DAC或DAC分段的失
SML02/SMA100A发生器提供DAC所用的时钟。这些发生
调。可以使用Agilent 3458A来测量DAC的直流输出,或者可
器能够提供从数kHz到数GHz的时钟频率,具体取决于待
以使用外部电流电压转换器(I-V)电路来测量电压而不是电
测DAC。
流。用于直流测试的I-V电路如图11所示。此电路的总增益
所有这些信号源都能提供非常低的相位噪声和良好的抖动
为100,20 mA满量程(FS)电流转换为2 V信号。
R19
100kΩ
性能。相位噪声,尤其是在远离载波频率(5 MHz至10 MHz)
的偏移频率处的相位噪声,对于DAC能够实现的整体噪声
0.1µF
IOUTX
源相位噪声对DAC噪声性能的影响,请参阅“噪声谱密度”
R15
33kΩ
部分。
4 OP27
–V
2 U2
6
3 +V
7
0.1µF
+15V
频谱分析仪
+15V
R16
100kΩ
R17
49.9kΩ
C28
4700pF
为分析DAC的动态性能,须采用频谱分析仪。ADI公司使
7
3 +V
6
2 U3
–V
AD811
4 C31
0.1µF
–15V
R18
49.9kΩ
S4
R21
R20 652kΩ
47kΩ
用两种分析仪来表征DAC:Agilent E4443A PSA频谱分析仪
和Rohde & Schwarz FSEA30频谱分析仪。
06902-010
出色,在高频时却较差,或者相反。若要进一步了解正弦
C30
0.1µF
–15V
性能具有重大影响。一些正弦源在低频时的噪声性能非常
图11. I-V转换器电路
Agilent PSA具有多项功能,堪称DAC动态测试的理想之选;
电源
功能包括:邻道功率比(ACPR)测量,用于测量噪声谱密度
为了优化DAC的交流(AC)性能并降低电源抑制比(PSRR),
(NSD)的通道功率测量,相位噪声测量,解调功能,以及
必须提供干净、安静的电源。
支持各种无线通信标准的可选个性化能力。PSA还有一个
DAC评估板可以采取两种方案:通过Agilent E3631A可编程
可选的内部前置放大器可以帮助测量NSD。有关该功能的
三路输出电源直接供电,或者通过ADP3333、ADP3338和
更多信息,请参阅“噪声谱密度”部分。
ADP3339 LDO调节器提供稳压电源。ADP系列调节器可针
测量DAC的杂散性能时,分析仪的谐波失真也很重要。分
对各种电源电压提供极低噪声并经过妥善调节的电源。
析仪的谐波性能取决于多种设置:RF衰减的设置、分辨率
ADP3339的典型应用电路如图12所示。
带宽、参考电平以及所测量的CW信号的输入电平设置。
对于特定设置,如果DAC的杂散性能低于分析仪的HD2和
HD3,则必须采用外部方法才能正确测量器件的性能。有
ADP3339
VIN
1µF
1µF
22µF
+
VOUT
0.1µF
GND
06902-011
关针对谐波测量优化频谱分析仪的更多信息,请参阅“单
10µH
OUT
OUT
IN
音、带内无杂散动态范围”部分。
图12. ADP3339典型应用电路
数字万用表
为高速转换器提供电源的另一个选择是采用DC-DC转换代
数字万用表(DMM)用于测量DAC的大部分直流(DC)参数。
替线性调节器。若仔细对电源进行去耦,DC-DC转换器可
当需要精确测量直流参数时,Agilent 3458A是很好的选择。
提供相同程度的频谱纯度,而效率比线性调节器更高。有
关这部分内容的更多信息,请参见应用笔记AN-1213:利
用同步降压DC-DC调节器ADP2105为800 MSPS TxDAC数模
转换器AD9788供电,以提高效率。
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AN-928
交流测试定义
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB/
交流测试通常是在模拟信号约为0 dBm时进行,对于产品系
ATTEN 30dB
MKR1 20.06MHz
–79.57dBm
列中的多数DAC而言,这是利用约20 mA的模拟满量程值实
现的。有些DAC通过外部电阻或内部增益调整DAC来实现
可调满量程电流,对于这些DAC,测试是在各种增益值下
进行的,以确定器件的性能与模拟输出功率呈何种比例关
系。此外还会相对于温度和电源电压执行测量。有关交流
测试的执行条件,请参阅特定器件的数据手册。
单音、带内无杂散动态范围
1
无杂散动态范围(SFDR)指额定奈奎斯特带宽范围内输出信
常是谐波,一般为输入信号的二次或三次谐波。测量DAC
START 100kHz
RES BW 5.1kHz
的SFDR时,主要问题在于如何优化频谱分析仪以测量
VBW 5.1kHz
STOP 50.00MHz
SWEEP 2.313s (601pts)
06902-012
号与杂散信号的峰值幅度之差,用dBc表示。主要杂散通
图13. 30 dB RF衰减下的DAC输出
DAC的真谐波性能,而不是频谱分析仪本身的谐波性能。
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB/
ATTEN 20dB
MKR1 20.06MHz
–71.46dBm
可以使用频谱分析仪的多项控制功能来优化测量:RF衰
减、参考电平和扫描时间。RF衰减是最重要的参数,用于
优化频谱分析仪第一混频器级的输入电平,避免过载混频器
级,引起不良失真。参考电平控制混频器之后的IF增益级。
它会耦合到RF衰减,但改变参考电平不会影响混频器输入
端的信号电平,只会影响显示器端。最后一个参数是扫描
1
发生器,它由分辨率带宽和扫描时间控制。这些参数优化
测量所需的时间,会对DAC真噪底的测量精度产生影响。
衰减是关键参数。图13和图14显示了在两种不同的RF衰减
START 100kHz
RES BW 5.1kHz
设置下DAC合成一个10 MHz正弦波的情况。
VBW 5.1kHz
STOP 50.00MHz
SWEEP 2.313s (601pts)
06902-013
测量DAC的谐波时,尤其是存在满量程单音正弦波时,RF
图14. 20 dB RF衰减下的DAC输出
图13中,RF衰减设置为30 dB。显而易见,RF衰减太高,导
测量80 dBc至100 dBc范围内的杂散性能时,优化RF衰减尤
致分析仪内部的混频器电平太低。这种设置导致输入信号
其重要。在这些电平上,DAC的杂散性能一般优于特定RF
的信噪比被不必要地降低。
衰减设置下分析仪本身的杂散性能。确保分析仪测量DAC
将RF衰减设置为20 dB(见图14)导致分析仪将不良失真加入
转换器真性能的一种方法是在转换器输出与频谱分析仪之
到测量中,引起输入混频器级过载。这意味着DAC的真谐
间使用一个陷波滤波器,如图15所示。利用陷波滤波器,
波性能未得到测量。
用户可以将RF衰减水平降至0(因为陷波滤波器输出的信号
电平衰减近60 dB),并降低参考电平,以便放大实际谐波。
IOUT
CMOS
DAC
IOUT
RDIFF
= 100Ω
6dB
ATTENTUATION
NOTCH
FILTER
图15. 使用陷波滤波器的SFDR测量配置
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SPECTRUM
ANALYZER
06902-014
MINI-CIRCUITS
ADT1-1WT
1:1
AN-928
使用陷波滤波器测量谐波之前,需要知道滤波器在谐波频率
对于带有插值滤波器的转换器,这一范围是从输入数据速
处的损耗。其方法是将一个谐波频率的0 dBm正弦波施加于
率的奈奎斯特频率到DAC更新速率的奈奎斯特频率。此频
6 dB盘和陷波滤波器,然后记录陷波滤波器输出端的损耗。
段内的能量一般会被插值滤波器抑制。因此,该特性衡量
从实测谐波值中扣除此值,便能确定各谐波的实际幅度。
的是插值滤波器的工作性能以及其它寄生耦合路径对DAC
图16显示了在0 dBm 20 MHz信号输入下6 dB盘和10 MHz陷
输出的影响。
波滤波器的输出。盘和陷波滤波器的总损耗为6.01 dBm,因
此陷波滤波器本身在谐波频率的损耗非常小或为0。
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB/
ATTEN 20dB
总谐波失真(THD)
THD指前六个谐波成分的均方根和与实测基波的均方根值
MKR1 19.967MHz
–6.01dBm
之比。
1
双音交调失真
2F1±F2和2F2±F1
2F1±F2和2F2±F1项表示合成两个相干音时DAC的三阶交调
失真(IMD)产物。三阶交调失真性能衡量最差情况下各项
的峰值与两个输入信号音之一的峰值之比。三阶IMD产物
的减项特别重要;根据两个信号音的间隔不同,交调产物
可能非常接近目标信号。如果交调产物太高,必须采用非
常陡峭且一般很昂贵的带通滤波器。用于IMD测试的两个
VBW 1kHz
SPAN 5MHz
SWEEP 6.029s (601pts)
06902-015
CENTER 20MHz
RES BW 1kHz
信号音的典型间隔为1 MHz。
3F1±2F2和3F2 ±2F1
图16. 6 dB盘和陷波滤波器的损耗校准
图17显示了配置陷波滤波器后的转换器输出。实测的谐波
值为−87.5 dB。加上6 dB衰减,最高杂散的实际水平为
−81.5 dB。没有陷波滤波器和20 dB RF衰减时,此杂散的测
量值为−71.5 dB,差值10 dB是由分析仪的失真所引起,而
不是DAC本身。
3F1±2F2和3F2±2F1项表示DAC的五阶IMD产物。由于这些
项在幅度上通常小于三阶IMD产物,并且离目标信号更
远,因此对性能的影响并不那么显著。图18至图21显示了
典型DAC双音输出频谱及其IMD产物。为了有效测量IMD
产物,需要缩小频率范围并改变参考电平和RF衰减,因为
当存在两个信号音时,IMD产物在频谱分析仪原有设置下
REF –30dBm
PEAK LOG 10dB/
ATTEN 0dB
MKR1 20.06MHz
–87.55dBm
是不可见的,这可以从图18看出。
REF 0dBm
AVG LOG 10dB/
ATTEN 30dB
MKR2 70.997MHz
–10.358dBm
2
1
VBW 5.1kHz
STOP 50.00MHz
SWEEP 2.313s (601pts)
图17. 使用陷波滤波器的SFDR测量结果
CENTER 70.500MHz
RES BW 3kHz
带外无杂散动态范围
带外SFDR指从输入数据速率的奈奎斯特频率到DAC输出
采样速率的频率这一频段范围内,输出信号与杂散信号的
峰值幅度之差,用dBc表示。
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MARKER 1
MARKER 2
TRACE:
1
1
VBW 3kHz
TYPE:
FREQ
FREQ
SPAN 2MHz
SWEEP 847.3ms (601pts)
X-AXIS:
69.993MHz
70.997MHz
AMPLITUDE:
–11.25dBm
–10.36dBm
图18. 典型双音输出频谱(FOUT = 70, 71 MHz)
06902-017
START 100kHz
RES BW 5.1kHz
06902-016
1
AN-928
REF –30dBm
AVG LOG 10dB/
REF –30dBm
AVG LOG 10dB/
MKR1 71.997MHz
–10.358dBm
ATTEN 10dB
MKR2 68.993MHz
–80.041dBm
ATTEN 10dB
1
2
2
MARKER 1
MARKER 2
TRACE:
1
1
TYPE:
FREQ
FREQ
CENTER 68.500MHz
RES BW 3kHz
SPAN 2MHz
SWEEP 847.3ms (601pts)
X-AXIS:
71.997MHz
72.997MHz
AMPLITUDE:
–77.83dBm
–96.79dBm
MARKER 1
MARKER 2
TRACE:
1
1
VBW 3kHz
TYPE:
FREQ
FREQ
SPAN 2MHz
SWEEP 847.3ms (601pts)
06902-019
VBW 3kHz
06902-018
CENTER 72.500MHz
RES BW 3kHz
1
X-AXIS: AMPLITUDE:
67.993MHz –98.36dBm
68.993MHz –80.04dBm
图20. 2F1-F2和3F1-2F2
图19. 2F2-F1和3F2-2F1
表1. 典型IMD计算
三阶IMD幅值
−77.8
−80
400MHz
IMD(dBc)
66.55(三阶)
85.55(五阶)
五阶IMD幅值
−96.8
−98.4
6dBm
DUAL POWER SUPPLY
5V
GND
AGILENT ESG/HP8644B
VOLTAGE REGULATORS
VOLTAGE REGULATORS
CLK IN
DAC1
FMOD
AD9779
DATA PATTERN
GENERATOR (DPG)
DAC2
SPI
PAD AND NOTCH
FILTER INSERTED
HERE FOR SFDR
MEASUREMENTS.
PC
PARALLEL
PORT
RHODE & SCHWARZ FSEA30
AGILENT PSA
图21. 单音和双音交流测试设置
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06902-020
基波幅值
−11.25
−10.36
AN-928
400MHz
6dBm
DUAL POWER SUPPLY
5V
GND
AGILENT ESG/HP8644B
VOLTAGE REGULATORS
VOLTAGE REGULATORS
CLK IN
DAC1
FMOD
AD9779
DATA PATTERN
GENERATOR (DPG)
DAC2
SPI
PC
RHODE & SCHWARZ FSEA30
AGILENT PSA
图22. NSD交流测试设置
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06902-021
PARALLEL
PORT
AN-928
噪声谱密度
对于内置前置放大器的频谱分析仪,可以将带通信号直接
噪声谱密度(NSD)指转换器单位带宽的噪声功率,通常用
施加于频谱分析仪的输入,并且直接测量NSD,如图23所
dBm/Hz表示,满量程信号规定为0 dBm。如果信号功率小
示。所示的NSD数值已扣除内部前置放大器的增益。为了
于或大于0 dBm,则需要用dBc/Hz表示NSD,并规定输出信
根据此值计算正确的NSD数值,必须考虑滤波器的损耗:
NSD = −160 + 1.25 = −158.75 dBm/Hz
号功率。相对于时钟频率和FOUT表征转换器NSD的测试设
置如图22所示。
REF –40dBm
AVG LOG 10dB/
ATTEN 0dB
指定频率的带通滤波器用于隔离DAC噪底的一部分,并且
CHANNEL POWER =
–100.01 dBm/1.000MHz
PSD = –160.01dBm/Hz
抑制进入频谱分析仪的信号电平。频谱分析仪的内部前置
放大器用于确保DAC的噪底高于分析仪的噪底。如果频谱
分析仪没有内部前置放大器,可以利用外部低噪声放大器
(LNA)实现同样的效果。适合这种测量的LNA为MiniCircuits ZFL-500LN。
与SFDR测量一样,首先需要校准滤波器路径,以便能从实
测NSD结果中扣除滤波器损耗。NSD性能通常利用一个70
器检查噪底的几个部分,以确保噪底在整个奈奎斯特频带
CENTER 70.000MHz
RES BW 10kHz
内是平坦的。
VBW 100kHz
SPAN 10MHz
SWEEP 291.9 ms (601pts)
06902-023
MHz带通滤波器进行测量,但是必须采用不同的带通滤波
图23. 使用内部前置放大器的NSD测量结果
图23显示了在0 dBm 70 MHz正弦波输入下一个70 MHz带通
滤波器的输出。滤波器的损耗约为1.25 dB,需要从实测NSD
数值中扣除此值。
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB/
对于不含内部前置放大器的频谱分析仪,外部LNA可以实现
与内部前置放大器相同的效果。在测量路径中使用LNA之
前,必须校准LNA的实际增益。为此,将一个−30 dBm 70 MHz
ATTEN 20dB
MKR1 70.000MHz
–1.25dBm
正弦波施加于LNA的输入,并利用频谱分析仪测量LNA的
1
输出。这种情况下,LNA的增益约为29 dB,如图24所示。
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB/
ATTEN 20dB
MKR1 70.000MHz
–0.95dBm
VBW 1kHz
SPAN 5MHz
SWEEP 6.029 s (601pts)
图23. 70 MHz带通滤波器输出
(FOUT = 70 MHz,0 dBm)
CENTER 70.000MHz
RES BW 1kHz
VBW 1kHz
SPAN 5MHz
SWEEP 6.029 s (601pts)
06902-024
CENTER 70.000MHz
RES BW 1kHz
06902-022
1
图24. LNA在−30 dBm 70 MHz正弦波输入信号下的输出
Rev. B | Page 12 of 24
AN-928
使用带通滤波器和LNA测得的NSD如图25所示。实际NSD
参考各正弦源的相位噪声图(见图27、图28和图29),注意
通过下式计算:
主要区别是在1 MHz和5 MHz偏移处。近载波相位噪声变化
NSD = (−130.5) – (29) + (1.25) = −158.25 dBm/Hz
REF –40dBm
AVG LOG 10dB/
不大,对性能没有重大影响。这意味着,正弦源本身的噪
声性能是DAC能够实现的整体噪声性能的最大限制因素。
ATTEN 0dB
MKR1 100Hz
CARRIER POWER 5.09dBm ATTEN 2.00dB
REF –70.00dBc/Hz
1100351.75dBc/Hz
CHANNEL POWER =
–70.48dBm/1.000MHz
PSD = –130.48dBm/Hz
1
2
3
VBW 100kHz
SPAN 10MHz
SWEEP 291.9 ms (601pts)
50Hz
图25. 使用外部LNA的NSD测量结果
导致DAC NSD性能下降的一个主要因素是器件时钟所用的
正弦源。图26显示了使用三种不同正弦源(Rohde & Schwarz
FREQUENCY OFFSET
MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4
SMA100A、Agilent ESG和Rohde & Schwarz SML02)的AD9783
在400 MSPS下相对于FOUT的NSD。
TRACE:
2
2
2
2
TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz
5MHz
06902-027
CENTER 70.000MHz
RES BW 10kHz
06902-025
4
VALUE:
–104.49dBc/Hz
–124.44dBc/Hz
–144.83dBc/Hz
–146.78dBc/Hz
图27. 400 MSPS时Agilent E4426B ESG
正弦源的相位噪声性能
CARRIER POWER 5.11dBm ATTEN 2.00dB
REF –70.00dBc/Hz
–140
–144
1
–148
SML02
ESG
–156
SMA100
–160
2
–164
–168
3
4
–172
–180
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
FOUT (MHz)
图26. 在不同正弦源、400 MSPS下AD9783 NSD与FOUT 的关系
50Hz
FREQUENCY OFFSET
MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4
TRACE:
2
2
2
2
TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz
5MHz
VALUE:
–98.67dBc/Hz
–124.77dBc/Hz
–146.25dBc/Hz
–149.16dBc/Hz
图28. 400 MSPS时Rohde & Schwarz SML02
正弦源的相位噪声性能
Rev. B | Page 13 of 24
06902-028
–176
06902-026
NSD (dBm/Hz)
–152
AN-928
在整个偏移频率范围内,Rohde & Schwarz SML02都劣于
CARRIER POWER 5.10dBm ATTEN 2.00dB
REF –70.00dBc/Hz
Agilent ESG和Rohde & Schwarz SMA100A。这极有可能是因
为SML02的最大频率是2.2 GSPS,当以接近于最大额定频率
1
的速率工作时,性能会显著下降。ESG与SMA100A的主要
差别出现在5 MHz偏移时,这与400 MSPS时的结果相似。
CARRIER POWER –2.56dBm ATTEN 0dB
REF –70.00dBc/Hz
1
2
3
50Hz
FREQUENCY OFFSET
TRACE:
2
2
2
2
MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4
TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
5MHz
X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz
06902-029
4
2
VALUE:
–103.66dBc/Hz
–124.90dBc/Hz
–147.17dBc/Hz
–152.35dBc/Hz
3
4
表2. 400 MSPS时正弦源相位噪声汇总
正弦源
Agilent E4426B ESG
Rohde & Schwarz
SML02
Rohde & Schwarz
SMA100A
50Hz
100 Hz
−104.5
失调
100 kHz
1 MHz
−124.4
−144.8
5 MHz
−146.8
−98.7
−124.8
−146.3
−149.2
−103.7
−124.9
−147.2
−152.4
FREQUENCY OFFSET
MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4
TRACE:
2
2
2
2
TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
5MHz
X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz
06902-031
图29. 400 MSPS时Rohde & Schwarz SMA100A
正弦源的相位噪声性能
VALUE:
–120.52dBc/Hz
–78.13dBc/Hz
–139.16dBc/Hz
–141.58dBc/Hz
图31. 2.1 GSPS时Rohde & Schwarz SML02
正弦源的相位噪声性能
CARRIER POWER –2.47dBm ATTEN 0dB
REF –70.00dBc/Hz
MKR4 5MHz
1100351.75dBc/Hz
图30显示使用AD9739和相同的三个正弦源测得的NSD。这
里,NSD是在2.1 GSPS时进行测量;各正弦源的相位噪声是
1
在2.1 GSPS时进行测量,以确定在较高工作频率下性能是否
有下降或提高。
2
–140
–144
3
–148
SML02
–156
–160
50Hz
–164
SMA100
MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4
–168
–172
FREQUENCY OFFSET
TRACE:
2
2
2
2
TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz
5MHz
VALUE:
–94.06dBc/Hz
–123.63dBc/Hz
–143.61dBc/Hz
–145.92dBc/Hz
图33. 2.1 GSPS时Agilent E4426B ESG
正弦源的相位噪声性能
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900 1000 1100
FOUT (MHz)
06902-030
–176
–180
4
ESG
图30. 在2.1 GSPS时不同正弦源的NSD与FOUT 的关系
对于AD9739,Rohde & Schwarz SML02在2.1 GSPS时的噪声
性能最差,而对于AD9783,Agilent E4426B ESG在400 MSPS
时的噪声性能最差。与AD9783一样,相位噪声图支持较低
的NSD性能。
Rev. B | Page 14 of 24
06902-032
NSD (dBm/Hz)
–152
AN-928
CARRIER POWER –2.35dBm ATTEN 0dB
REF –70.00dBc/Hz
MKR4 5MHz
–149.50dBc/Hz
表6. CDMA2000 IF < 1GHz的ACLR设置
1
偏移(MHz)
0
0.885
1.25
载波
第一邻道
第二邻道
表7. TDSCDMA的ACLR设置
2
3
MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4
TRACE:
2
2
2
2
TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
5MHz
X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz
06902-033
FREQUENCY OFFSET
偏移(MHz)
0
0.750
1.98
载波
第一邻道
第二邻道
4
50Hz
通道带宽
1.228 MHz
30 kHz
30 kHz
通道带宽
1.228 MHz
30 kHz
30 kHz
图33和图34显示了WCDMA和CDMA2000的典型ACLR性能。
WCDMA数据显示AD9736工作在491.52 MSPS。CDMA2000数
VALUE:
–91.46dBc/Hz
–124.41dBc/Hz
–142.43dBc/Hz
–149.50dBc/Hz
据显示AD9779工作在122.88 MSPS、4×插值、FDAC/4调制。
REF –28.46dBm
AVG LOG 10dB
图32. 2.1 GSPS时Rohde & Schwarz SMA100A
正弦源的相位噪声性能
ATTEN 2dB
表3. 2.1 GSPS时正弦源相位噪声汇总
正弦源
Agilent E4426B
Rohde & Schwarz
SML 02
Rohde & Schwarz
SMA100A
100 Hz
−94.1
失调
100 kHz
1 MHz
−123.6
−143.6
5 MHz
−145.9
−78.1
−120.5
−139.2
−141.5
−91.2
−124.4
−142.4
−149.5
由于正弦源的噪声性能在整个工作频率范围内可能会发生
正弦源必须十分小心。
CENTER 200.00MHz
RES BW 30kHz
VBW 300kHz
SPAN 33.84MHz
SWEEP 109.8 ms (601pts)
RMS RESULTS
LOWER
UPPER
dBc
dBm
dBc
dBm
CARRIER PWR OFFSET FREQ REF BW
5.000MHz
3.840MHz –78.59 –94.50 –78.29 –94.21
–15.92dBm/
10.000 MHz 3.840MHz –79.62 –95.53 –79.95 –95.87
3.84000MHz
15.000 MHz 3.840MHz –79.45 –95.36 –79.96 –95.88
邻道泄漏比或邻道功率比
邻道泄漏(功率)比指一个通道相对于其相邻通道的测量功
率之比,用dBc表示。不同的标准要求不同的通道带宽和
邻道间隔,如表4至表7所示。
06902-034
较大变化,因此当NSD是关键参数时,针对给定应用选择
图33. AD9736典型WCDMA性能
REF –43.16dBm
AVG LOG 10dB
ATTEN 2dB
表4. WCDMA的ACLR设置
载波
第一邻道
第二邻道
第三邻道
第四邻道
偏移(MHz)
0
5
10
15
20
通道带宽
3.84 MHz
3.84 MHz
3.84 MHz
3.84 MHz
3.84 MHz
表5. CDMA2000 IF > 1 GHz的ACLR设置
偏移(MHz)
0
1.6
3.2
通道带宽
1.228 MHz
1.228 MHz
1.228 MHz
CENTER 127.255MHz
RES BW 1kHz
RMS RESULTS
CARRIER PWR OFFSET FREQ
750.0MHz
–19.63dBm/
1.980MHz
1.22880MHz
VBW 10kHz
REF BW
30MHz
30MHz
SPAN 5MHz
SWEEP 14.59 s (601pts)
LOWER
UPPER
dBc
dBm
dBc
dBm
–86.07 –105.70 –84.86 –104.49
–14.88 –34.51 –91.17 –110.80
图34. AD9779典型CDMA2000性能
Rev. B | Page 15 of 24
06902-035
载波
第一邻道
第二邻道
AN-928
REF –30dBm
PEAK LOG 10dB
1 MKR1
串扰
串扰衡量多通道DAC从一个转换器到另一个转换器的馈
ATTEN 10dB
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 61.3MHz
AMPLITUDE:
–85.04dBc/Hz
通。测量串扰的方法有以下两种:
MKR4
TRACE: 1
4
TYPE: FREQ
X-AXIS: 339.2MHz
AMPLITUDE:
–71.17dBc/Hz
• 用不同频率的信号音驱动各DAC,检查各通道中是否出
现其它信号音。
• 用一个特殊信号音驱动一个DAC,用0驱动其它DAC,
在空闲DAC的频谱上检查有无信号音。
EXT REF
AC COUPLED: UNSPECIFIED BELOW 20MHz
START 100kHz
VBW 5.1kHz
STOP 399.0MHz
RES BW 5.1kHz
SWEEP 18.49 s (601pts)
合机制也可能影响串扰结果,因此必须采取措施确保测量
结果是由转换器本身所引起,而不是评估板。
06902-037
信号会馈通,谐波和镜像也会馈通。另外,评估板上的耦
图36. 0施加于DAC2时DAC1至DAC2的馈通
ATTEN 22dB
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 61.3MHz
AMPLITUDE:
–0.33dBc/Hz
3
2
图35和图36显示了使用第二种方法测得的串扰。不仅基波
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB
1 MKR1
MKR3
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 278.0MHz
AMPLITUDE:
–89.55dBc/Hz
MKR2
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 121.8MHz
AMPLITUDE:
–87.81dBc/Hz
SINX/X滚降
MKR4
TRACE: 1
4
TYPE: FREQ
X-AXIS: 339.2MHz
AMPLITUDE:
–17.97dBc/Hz
sinx/x滚降是所有DAC转换器固有的特性,当它接近奈奎
斯特频率时,合成信号的幅值会受到影响。为了确定信号
幅值的下降对交流性能的影响,必须确定此滚降的特征。
MKR2
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 121.8MHz
AMPLITUDE:
–77.15dBc/Hz
MKR3
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 278.0MHz
AMPLITUDE:
–70.80dBc/Hz
要测量这一效应,只需从DAC产生各种满量程正弦波,并
随着输出频率的提高而测量基波幅值。图37显示了针对
AD9783工作在600 MSPS时的测量结果。该器件还提供一种
3
2
模拟混频模式,可产生第二和第三奈奎斯特频率区的信号
音。因此,图中也显示了混频模式下的幅值响应性能。
0
06902-036
–0.5
图35. 60 MHz正弦波输入下DAC1的输出
1. 基波信号音:60 MHz
2. 二次谐波:120 MHz
3. FDAC减去二次谐波:280 MHz
AMPLITUDE (dBm)
请注意,在图35和图36中,标志位于下列杂散:
–1.0
4. DAC的第一镜像(FDAC − FOUT):340 MHz
NORMAL MODE
–1.5
–2.0
–2.5
–3.0
MIX MODE
–3.5
–4.0
–4.5
–5.0
0
60
120
180
240
300
360
420
480
540
FOUT (MHz)
图37. AD9783在正常模式和混频模式下的幅值响应
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600
06902-038
EXT REF
AC COUPLED: UNSPECIFIED BELOW 20MHz
START 100kHz
VBW 5.1kHz
STOP 399.0MHz
RES BW 5.1kHz
SWEEP 18.49 s (601pts)
AN-928
直流测试定义
失调
本节中的直流测试定义假设输入为二进制数据。
转换器的失调指所有输入位均置0时测得的输出电流。对
满量程增益
于IOUTA(在某些转换器的引脚排列中为IOUTP),当所有输入
转换器的满量程指所有输入位均置1时测得的输出电流。对
均置0时,预期输出0 mA。对于IOUTB(在某些转换器的引脚排
于IOUTA(在某些转换器的引脚排列中为IOUTP),当所有输入
列中为IOUTN),当所有输入均置1时,预期输出0 mA。
均置1时,预期输出满量程。对于IOUTB(在某些转换器的引
脚排列中为IOUTN),当所有输入均置0时,预期输出满量程。
失调误差
失调误差指输出电流与理想0值的偏差。图39显示了失调
增益误差
误差对DAC传递函数的影响。
增益误差指实际输出范围与理想输出范围的差异。所有输
入均置1时的输出减去所有输入均置0时的输出便得到实际
范围。图39显示了增益误差对DAC传递函数的影响。
3-BIT DAC TRANSFER FUNCTION
OFFSET ERROR
IDEAL RELATIONSHIP
FULL SCALE
7/8
1 LSB
5/8
OFFSET
ERROR
4/8
3/8
SCALE-FACTOR ERROR
GAIN
ERROR
2/8
1/8
0
000
001
010
011
100
101
110
111
0
1/8
2/8
3/8
4/8
5/8
6/8
7/8
1
DIGITAL INPUT CODE AND FRACTIONAL VALUE
图38. 失调和增益误差对理想传递函数的影响
Rev. B | Page 17 of 24
06902-039
NORMALIZED ANALOG OUTPUT
6/8
AN-928
温度漂移
增益匹配
温度漂移指参数在整个工作温度范围TMIN至TMAX内的最大
增益匹配指一个DAC的增益与另一个DAC的增益之比。这
变化。失调和增益漂移用每摄氏度(°C)满量程范围的ppm
项测量仅对具有多个DAC的器件有效,通过下式计算:
表示;基准电压漂移用每摄氏度ppm表示(ppm/°C)。漂移
值(ppm/°C)通常利用最大测量值计算。图39给出了典型基
准电压漂移图。
线性度
1.210
线性度分为两类:差分非线性(DNL)和积分非线性(INL)。
为了计算转换器的INL或DNL,首先必须通过测量各数字
1.208
输入码的输出电流,重构转换器的整个传递函数。测量转
VREF (V)
换器的所有码,特别是对于14位或16位转换器,可能是一
个漫长而艰难的过程,但如果转换器由多段组成,则并不
1.206
需要进行全盘测量。
以16-bit 1GSPS DAC AD9779为例,它由一个PMOS电流源阵
1.204
列组成,分为63个相同的电流源,构成6个最高有效位(MSB),
0
10
20
30
40
50
60
70
80
TEMPERATURE (°C)
90
06902-040
其余10位是MSB电流源的二进制加权小数部分(LSB)。
1.202
–40 –30 –20 –10
整个传递函数只需进行73次测量便能完成重构,而不需要进
图39. 典型基准电压漂移图
行65,535次测量,从而大幅节省测试时间。还有一些转换器
本例中,最大测量值出现在85°C时,因此利用此值进行计
分为MSB、ISB和LSB三段,例如16位500 MSPS DAC AD9786。
算漂移。该曲线的数据如表8所示。
AD9786的127个相同电流源构成7个最高有效位(MSB)。接
表8. 基准电压漂移数据
下来的4位(ISB)由15个相同的电流源组成,其值为MSB电
温度
85
65
45
25
0
−20
−40
最大值
PPM/°C
VREF
1.20508
1.204974
1.204714
1.204352
1.203768
1.203126
1.202425
1.20508
17.62552
流源的1/16。其余5位(LSB)是ISB的二进制加权小数部分。
与最大值的PPM差
0
−88.035
−303.092
−604.217
−1088.733
−1621.428
−2203.190
这种情况下,只需进行147次测量便能重构传递函数,而
不需要65,535次测量。
积分非线性(INL)误差
INL误差指实际模拟输出与理想输出的最大偏差,理想输出
由从零电平到满量程所画的直线确定。图40利用一个3位
DAC的理想传递函数和测量数据说明了如何确定INL误差。
微分非线性误差
与最大值的PPM差通过下式计算:
DNL误差用于衡量改变1 LSB时模拟值(归一化为满量程)的变
化。图41利用一个3位DAC的理想传递函数和测量数据说
明了如何确定DNL误差。
最后,PPM/°C通过下式计算:
单调性
如果一个DAC的模拟输出随着数字输入的增加而增加,或
电源抑制比
者保持不变,则认为该DAC是单调的。如果模拟输出在数
电源抑制比(PSRR)衡量电源从最小额定电压变为最大额定
字输入序列中的任何点下降,则该转换器不具单调性。
电压时,满量程输出的最大变化。
Rev. B | Page 18 of 24
AN-928
FULL SCALE
1.25
7/8
1.00
6/8
0.75
ERROR (LSBs)
–INL
5/8
4/8
0.50
0.25
0
3/8
–0.25
1/8
–0.50
001
010
011
100
101
110
111
8192
24576
32768
40960
49152
57344
65536
57344
65536
CODE
图42. AD9786的典型INL图
图40. INL测量
FULL SCALE
0.3
7/8
0.2
ERROR (LSBs)
6/8
5/8
16384
06902-041
0
000
0
06902-043
2/8
06902-044
+INL
–DNL = 1LSB
MONOTONIC
4/8
0.1
0
-0.1
3/8
+INL
-0.2
2/8
-0.3
0
000
001
010
011
100
101
110
111
06902-042
1/8
0
8192
16384
24576
32768
40960
49152
CODE
图43. AD9786的典型DNL图
图41. DNL测量
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AN-928
100MHz
6dBm
DUAL POWER SUPPLY
5V
GND
AGILENT ESG/HP8644B
VOLTAGE REGULATORS
VOLTAGE REGULATORS
CLK IN
DAC1
FMOD
AD9779
DAC2
SPI
I-V CONVERTER
OP AMP
CIRCUITRY
PC
PARALLEL
PORT
1.998765V
HP3458A MULITIMETER
图44. 直流测量测试设置
Rev. B | Page 20 of 24
06902-045
DATA PATTERN
GENERATOR (DPG)
AN-928
数字输入时序
设置时间
该时间通常也用最小值加以规定。与设置时间一样,保持
DAC的设置时间指到达时钟锁存沿(此时数据需处于稳定
时间可以是正值或负值,如图45至图47所示。
状态的)之前所花的时间量。该时间通常用最小值加以规
阻挡窗口
定。根据阻挡窗口相对于时钟锁存沿的出现位置不同,设
DAC的阻挡窗口指锁存时钟沿前后的整个时间窗口,包括
置时间可以是正值或负值,如图45至图47所示。
设置时间和保持时间。
保持时间
如需更详细了解如何测量高速CMOS输入DAC的设置和保
DAC的保持时间指为了精确采集数据,到达锁存沿之后数
持时间,请参阅应用笔记AN-748:在高速CMOS输入DAC
据必须保持稳定状态的时间量。
内建立和保持测量。
INPUT CLOCK
tH
06902-046
tS
INPUT DATA
图45. 设置和保持时间相对于锁存时钟沿对称(tS 和tH 均为正值)
INPUT CLOCK
tS
06902-047
tH
INPUT DATA
图46. 设置和保持时间相对于锁存时钟沿延迟(tS 为负值,tH 均为正值)
INPUT CLOCK
tH
06902-048
tS
INPUT DATA
图47. 设置和保持时间相对于锁存时钟沿提前(tS 为正值,tH 均为负值)
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注释
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