日本語版

16ビット・システムのための
ローノイズ高速アンプ
AD8021
特長
アプリケーション
A/Dコンバータのプリアンプおよびドライバ
計測機器のプリアンプ
アクティブ・フィルタ
携帯型計測機器
ライン・レシーバ
高精度機器
超音波信号処理
高ゲイン回路
特長
AD8021は、非常に高精度、高速の電圧帰還型アンプであり、
分解能16ビットのシステムでの使用が可能です。AD8021は、
電圧ノイズおよび電流ノイズを抑えるように設計されてお
り（2.1nV/√Hz typおよび2.1pA√Hz typ）、現在の高速、ロー
ノイズのオペアンプの中でも最も低い静止電流（7mA@
±5V）で動作します。AD8021は、±2.5∼±12Vまでの広範
な電源電圧での動作、および＋5V単電源での動作が可能で
あり、高速、低消費電力の機器に理想的なデバイスとなっ
ています。静止電流をさらに1.3Vまで低減する出力ディス
エーブル・ピンを備えています。
AD8021では、ユーザーの選択により、アプリケーションに
最適なGB積（Gain Bandwidth product）を得られます。1つ
のコンデンサを使い、ユーザーは帯域幅のわずかなトレー
接続ダイアグラム
SOIC-8（R-8）
μSOIC-8（RM-8）
AD8021
ロジック・
インターフェース
1
8
DISABLE
–IN
2
7
+VS
+IN
3
6
VOUT
–VS
4
5
CCOMP
24
VOUT = 50mV p-p
21
クローズド・ループ・ゲイン – dB
ローノイズ
入力電圧ノイズ：2.1nV/√Hz
入力電流ノイズ：2.1PA/√Hz
カスタムな補償
G=−1∼−10で一定の帯域幅
高速
200MHz、（G=−1）
190MHz、（G=−10）
低消費電力
5V電源で34∼6.7mW Typ
出力ディスエーブル機能、1.3mA
低歪み率
2次高調波：−93dB、fC=1MHz
3次高調波：−108dB、fC=1MHz
DC精度
入力オフセット電圧：1mV Max
入力オフセット電圧ドリフト：0.5μV/℃
広範な電源電圧範囲：5∼24V
低価格
小型パッケージ
8ピンSOICおよび8ピンμSOICで供給可能
G = –10, RF = 1kΩ, RG = 100Ω,
RIN = 100Ω, C C = 0pF
18
15
G = –5, RF = 1kΩ, RG = 200Ω,
RIN = 66.5Ω, C C = 1.5pF
12
9
6
G = –2, RF = 499Ω, RG = 249Ω,
RIN = 63.4Ω, C C = 4pF
3
0
G = –1, RF = 499Ω, RG = 499Ω,
RIN = 56.2Ω, C C = 7pF
–3
–6
0.1M
1M
図1
10M
周波数−Hz
100M
1G
小信号応答特性
ドオフと引き換えに、AD8021を目的のゲインにするために
補償できます。AD8021は、非常に安定したアンプであり、
1Vのステップでわずか23nsで0.01%に整定します。また、過
負荷リカバリ時間は50nsの高速です。また、AD8021は75Ω
のラインを±3Vのビデオ信号でドライブできます。
AD8021は、広い温度範囲において安定し、0.5μV/℃および
10nA/Vという低いオフセット電圧ドリフトおよび小さな入
力バイアス・ドリフトを保ちます。AD8021は、技術的に優
れているのみならず、より大きな静止電流を引き込む他の
競合するアンプに比べて、非常に低価格です。AD8021は、
高速かつ汎用的なアンプであり、広範なゲイン設定に理想
的であり、信号処理から制御ループまでの広範な用途を持
っています。
AD80211は、標準的な8ピンSOICおよびμSOICパッケージ
で供給可能であり、−40∼+85℃の工業温度範囲に対応して
います。
アナログ・デバイセズ社が提供する情報は正確で信頼できるものを期していますが、そ
の情報の利用または利用したことにより引き起こされる第3者の特許または権利の侵害
に関して、当社はいっさいの責任を負いません。さらに、アナログ・デバイセズ社の特
許または特許の権利の使用を許諾するものでもありません。
REV.0
アナログ・デバイセズ株式会社
本 社／東京都港区海岸1-16-1 電話03
（5402）8400 〒105-6891
ニューピア竹芝サウスタワービル
大阪営業所／大阪市淀川区宮原3-5-36 電話06（6350）6868（代） 〒532-0003
新大阪第二森ビル
AD8021−VS=±5Vにおける仕様
（特に指定のない限り、TA=25℃、RL=1kΩ、ゲイン=+2）
パラメータ
ダイナミック特性
−3dB小信号帯域幅
スルーレート、1Vステップ
0.01%までのセトリング時間
過負荷リカバリ（50%）
歪み／ノイズ特性
f=1MHz
2次高調波歪み
3次高調波歪み
f=5MHz
2次高調波歪み
3次高調波歪み
入力電圧ノイズ
入力電流ノイズ
差動ゲイン誤差
差動位相誤差
DC特性
入力オフセット電圧
入力オフセット電圧ドリフト
入力バイアス電流
入力バイアス電流ドリフト
入力オフセット電流
オープン・ループ・ゲイン
入力特性
入力抵抗
コモンモード入力容量
入力コモンモード電圧範囲
コモンモード除去比
出力特性
出力電圧振幅
リニア出力電流
短絡電流
30%のオーバーシュートにおける容量性負荷
ディスエーブル特性
オフ・アイソレーション
ターンオン時間
ターンオフ時間
DISABLE電圧−オフ／オン
イネーブル・リーク電流
ディスエーブル・リーク電流
電源
動作範囲
静止電流
＋電源除去比
−電源除去比
条件
Min
G=+1、CC=10pF、VO=0.05Vp-p
G=+2、CC=7pF、VO=0.05Vp-p
G=+5、CC=2pF、VO=0.05Vp-p
G=+10、CC=0pF、VO=0.05Vp-p
G=+1、CC=10pF
G=+2、CC=7pF
G=+5、CC=2pF
G=+10、CC=0pF
VO=1Vステップ、RL=500Ω
入力ステップ：±2.5V、G=2
355
160
150
110
95
120
250
380
AD8021AR/ARM
Typ
Max
単位
490
205
185
150
120
150
300
420
23
50
MHz
MHz
MHz
MHz
V/μs
V/μs
V/μs
V/μs
ns
ns
VO=2Vp-p
VO=2Vp-p
−93
−108
dBc
dBc
VO=2Vp-p
VO=2Vp-p
f=50kHz
f=50kHz
NTSC、RL=150Ω
NTSC、RL=150Ω
−70
−80
2.1
2.1
0.03
0.04
dBc
dBc
nV/√Hz
pA/√Hz
%
度
2.6
82
0.4
0.5
7.5
10
0.1
86
−86
10
1
−5.3∼＋5.0
−98
MΩ
pF
V
dB
VO=50mVp-p/1Vp-p
−3.8∼＋3.4
60
75
15/120
V
mA
mA
pF
f=10MHz
VO=0∼2V、50%ロジックから50%出力
VO=0∼2V、50%ロジックから50%出力
VDISABLE−VLOGIC REFERENCE
ロジック・リファレンス=0.4V
DISABLE=4.0V
ロジック・リファレンス=0.4V
DISABLE=0.4V
−40
45
50
1.75/1.90
70
2
30
33
dB
ns
ns
V
μA
μA
μA
μA
TMIN∼TMAX
＋入力または−入力
VCM=±4V
−3.5∼＋3.2
±2.25
出力イネーブル
出力ディスエーブル
VCC=+4∼+6V、VEE=−5V
VCC=+5V、VEE=−6∼−4V
−86
−86
±5
7.0
1.3
−95
−95
1.0
10.5
0.5
±12.0
7.7
1.6
mV
μV/℃
μA
nA/℃
±μA
dB
V
mA
mA
dB
dB
仕様は予告なく変更されることがあります。
2
REV.0
AD8021−VS=±12Vにおける仕様
（特に指定のない限り、TA=25℃、RL=1kΩ、ゲイン=+2）
パラメータ
ダイナミック特性
−3dB小信号帯域幅
スルー・レート、1Vステップ
0.01%までのセトリング時間
過負荷リカバリ（50%）
歪み／ノイズ特性
f=1MHz
2次高調波歪み
3次高調波歪み
f=5MHz
2次高調波歪み
3次高調波歪み
入力電圧ノイズ
入力電流ノイズ
差動ゲイン誤差
差動位相誤差
DC特性
入力オフセット電圧
入力オフセット電圧ドリフト
入力バイアス電流
入力バイアス電流ドリフト
入力オフセット電流
オープン・ループ・ゲイン
入力特性
入力抵抗
コモンモード入力容量
入力コモンモード電圧範囲
コモンモード除去比
出力特性
出力電圧振幅
リニア出力電流
短絡電流
30%のオーバーシュートにおける容量性負荷
ディスエーブル特性
オフ・アイソレーション
ターンオン時間
ターンオフ時間
DISABLE電圧−オフ／オン
イネーブル・リーク電流
ディスエーブル・リーク電流
電源
動作範囲
静止電流
＋電源除去比
−電源除去比
条件
Min
G=+1、CC=10pF、VO=0.05Vp-p
G=+2、CC=7pF、VO=0.05Vp-p
G=+5、CC=2pF、VO=0.05Vp-p
G=+10、CC=0pF、VO=0.05Vp-p
G=+1、CC=10pF
G=+2、CC=7pF
G=+5、CC=2pF
G=+10、CC=0pF
VO=1Vステップ、RL=500Ω
入力ステップ：±6V、G=2
520
175
170
125
105
140
265
400
単位
560
220
200
165
130
170
340
460
21
90
MHz
MHz
MHz
MHz
V/μs
V/μs
V/μs
V/μs
ns
ns
VO=2Vp-p
VO=2Vp-p
−95
−116
dBc
dBc
VO=2Vp-p
VO=2Vp-p
f=50kHz
f=50kHz
NTSC、RL=150Ω
NTSC、RL=150Ω
−71
−83
2.1
2.1
0.03
0.04
dBc
dBc
nV/√Hz
pA/√Hz
%
度
84
0.4
0.2
8
10
0.1
88
VCM=±10V
−86
10
1
−12.2∼＋12.0
−96
VO=50mVp-p/1Vp-p
−10.2∼＋9.8 −10.6∼＋10.2
70
115
15/120
TMIN∼TMAX
＋入力または−入力
f=10MHz
VO=0∼2V、50%ロジックから50%出力
VO=0∼2V、50%ロジックから50%出力
VDISABLE−VLOGIC REFERENCE
ロジック・リファレンス=0.4V
DISABLE=4.0V
ロジック・リファレンス=0.4V
DISABLE=0.4V
3
2.6
1.0
11.3
0.5
−86
−86
±5
7.8
1.7
−96
−100
mV
μV/℃
μA
nA/℃
±μA
dB
MΩ
pF
V
dB
V
mA
mA
pF
−40
45
50
1.80/1.95
70
2
30
33
±2.25
出力イネーブル
出力ディスエーブル
VCC=+11∼+13V、VEE=−12V
VCC=+12V、VEE=−13∼−11V
仕様は予告なく変更されることがあります。
REV.0
AD8021AR/ARM
Typ
Max
dB
ns
ns
V
μA
μA
μA
μA
±12.0
8.6
2.0
V
mA
mA
dB
dB
AD8021−VS=＋5Vにおける仕様
（特に指定のない限り、TA=25℃、RL=1kΩ、ゲイン=+2）
パラメータ
ダイナミック特性
−3dB小信号帯域幅
スルー・レート、1Vステップ
0.01%までのセトリング時間
過負荷リカバリ（50%）
歪み／ノイズ特性
f=1MHz
2次高調波歪み
3次高調波歪み
f=5MHz
2次高調波歪み
3次高調波歪み
入力電圧ノイズ
入力電流ノイズ
DC特性
入力オフセット電圧
入力オフセット電圧ドリフト
入力バイアス電流
入力バイアス電流ドリフト
入力オフセット電流
オープン・ループ・ゲイン
入力特性
入力抵抗
コモンモード入力容量
入力コモンモード電圧範囲
コモンモード除去比
出力特性
出力電圧振幅
リニア出力電流
短絡電流
30%のオーバーシュートにおける容量性負荷
ディスエーブル特性
オフ・アイソレーション
ターンオン時間
ターンオフ時間
DISABLE電圧−オフ／オン
イネーブル・リーク電流
ディスエーブル・リーク電流
電源
動作範囲
静止電流
＋電源除去比
−電源除去比
条件
Min
G=+1、CC=10pF、VO=0.05Vp-p
G=+2、CC=7pF、VO=0.05Vp-p
G=+5、CC=2pF、VO=0.05Vp-p
G=+10、CC=0pF、VO=0.05Vp-p
G=+1、CC=10pF
G=+2、CC=7pF
G=+5、CC=2pF
G=+10、CC=0pF
VO=1Vステップ、RL=500Ω
入力ステップ：0∼2.5V、G=2
270
155
135
95
80
110
210
290
AD8021AR/ARM
Typ
Max
単位
305
190
165
130
110
140
280
390
28
40
MHz
MHz
MHz
MHz
V/μs
V/μs
V/μs
V/μs
ns
ns
VO=2Vp-p
VO=2Vp-p
−84
−91
dBc
dBc
VO=2Vp-p
VO=2Vp-p
f=50kHz
f=50kHz
−68
−81
2.1
2.1
dBc
dBc
nV/√Hz
pA/√Hz
2.6
72
0.4
0.8
7.5
10
0.1
76
−84
10
1
0.6∼5.1
−98
MΩ
pF
V
dB
VO=50mVp-p/1Vp-p
1.10∼3.60
30
50
10/120
V
mA
mA
pF
f=10MHz
VO=0∼1V、50%ロジックから50%出力
VO=0∼1V、50%ロジックから50%出力
VDISABLE−VLOGIC REFERENCE
ロジック・リファレンス=0.4V
DISABLE=4.0V
ロジック・リファレンス=0.4V
DISABLE=0.4V
−40
45
50
1.55/1.70
70
2
30
33
dB
ns
ns
V
μA
μA
μA
μA
TMIN∼TMAX
＋入力または−入力
1.5∼3.5V
1.25∼3.38
±2.25
出力イネーブル
出力ディスエーブル
VCC=+4.5∼+5.5V、VEE=−0V
VCC=+5V、VEE=−0.5∼＋0.5V
−74
−76
±5
6.7
1.2
−82
−84
1.0
10.3
0.5
±12.0
7.5
1.5
mV
μV/℃
μA
nA/℃
±μA
dB
V
mA
mA
dB
dB
仕様は予告なく変更されることがあります。
4
REV.0
AD8021
絶対最大定格1
電源電圧 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥26.4V
消費電力 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥電力低減特性を参照
入力電圧（コモン・モード） ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥±VS±1
差動入力電圧2 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥±0.8V
差動入力電流 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥±10mA
出力短絡期間 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥電力低減特性を参照
保管温度範囲 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥−65∼+125℃
動作温度範囲 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥−40∼+85℃
保管温度（ハンダ付け、10秒） ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥300℃
1.5
TJ = 150℃
8ピンSOICパッケージ
消費電力−W
1.0
8ピンμSOICパッケージ
0.5
注
1 上記の絶対最大定格を超えるストレスを加えると、デバイスに永久的な損傷を与えることがあ
ります。この定格はストレス定格の規定のみを目的とするものであり、この仕様の動作セクシ
ョンに記載する規定値以上でのデバイス動作を定めたものではありません。デバイスを長期間
絶対最大定格条件に置くと、デバイスの信頼度に影響を与えることがあります。
2 AD8021の入力は、ダイオードによって保護されています。電流制限の抵抗は、ローノイズを維
持するため、使用されていません。差動入力が±0.8Vを超える場合には、入力電流を±10mAに
制限する必要があります。
0
–50 –40 –30 –20 –10
図2
AD8021
–IN
2
7
+VS
+IN
3
6
VOUT
–VS
4
5
CCOMP
8
50
60 70
80
90
最大消費電力 対 温度*
ピン機能の説明
ピン配置
1
10 20 30 40
周辺温度−℃
* 仕様は自由空気中のデバイスについてのものです。
8ピンSOIC：θJA=160℃/W
8ピンμSOIC：θJA=200℃/W
最大消費電力
AD8021の安全が確保できる最大許容損失は、同時に上昇す
る接合部温度で決まります。プラスチック・パッケージの
デバイスの安全な最大接合部温度は、プラスチックのガラ
ス転移温度で決まり、約150℃です。一時的にでもこの限界
を超えると、パッケージとダイ間のストレスが変化し、デ
バイスのパラメータに影響が及びます。接合部温度が
+175℃を超えると、デバイスは故障します。
AD8021にはショート時の保護回路を内蔵していますが、す
べての場合において最大接合部温度（150℃）以上にはなら
ないと保証しているわけではありません。最適にデバイス
を使用するために、電力低減特性を参照してください。
ロジック・
リファレンス
0
ピン番号
記号
機能
1
ロジック・リファレンス
2
3
4
5
−IN
＋IN
−VS
CCOMP
6
7
8
VOUT
＋VS
DISABLE
8ピン *のリファレンス電圧
レベル。ロジック・ローの
電源に接続。
反転入力。
非反転入力。
負極性電源電圧。
補償コンデンサ。−VSに接
続。（値については、「アプ
リケーション」のセクショ
ンを参照。）
出力。
正極性電源電圧。
ディスエーブル。アクティ
ブ・ロー*。
DISABLE
* ピン8（ディスエーブル）がピン1（ロジック・リファレンス）を約1V以上超えると、AD8021
はイネーブルにされます。ピン8がピン1から1.5V以内まで低下すると、AD8021はディスエーブ
ルにされます。（正確なディスエーブル／イネーブルの電圧レベルについては、仕様を参照し
てください。）ディスエーブル機能を使用しない場合には、ピン8を+VSまたはロジック・ハイ
にのソースに接続しておくことができ、ピン1はグラウンドまたはロジック・ローに接続して
おくことができます。また、ピン1およびピン8が接続されない場合には、AD8021はイネーブル
の状態となります。
オーダー・ガイド
モデル
温度範囲
パッケージ
パッケージの外形
AD8021AR
AD8021AR−REEL
AD8021AR−REEL7
AD8021ARM
AD8021ARM−REEL
AD8021ARM−REEL7
AD8021AR−EVAL
−40∼+85℃
−40∼+85℃
−40∼+85℃
−40∼+85℃
−40∼+85℃
−40∼+85℃
8ピンSOIC
8ピンSOIC
8ピンSOIC
8ピンμSOIC
8ピンμSOIC
8ピンμSOIC
評価ボード
SO-8
SO-8
SO-8
RM-8
RM-8
RM-8
SO-8
注意
ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイスです。4000Vもの高圧の静電気が人体やテスト装置に容易に帯電し、
検知されることなく放電されることがあります。本製品には当社独自のESD保護回路を備えていますが、高エネル
ギーの静電放電を受けたデバイスには回復不可能な損傷が発生することがあります。このため、性能低下や機能喪
失を回避するために、適切なESD予防措置をとるようお奨めします。
REV.0
5
ブランド情報
HNA
HNA
HNA
WARNING!
ESD SENSITIVE DEVICE
AD8021−代表的な性能特性
（特に指定のない限り、TA=25℃、VS=±5V、RL=1kΩ、G=＋2、RF=RG=499kΩ、RS=49.9Ω、RO=976Ω、RD=53.6Ω、CC=7pF、CL=0、
CF=0、VOUT=2Vp-p、周波数=1MHz）
24
9
21
VS = ±2.5V
8
18
G = +5, RF = 1kΩ, RG = 249Ω, C C = 2pF
15
6
12
9
G = +2, RF = RG = 499Ω, C C = 7pF
6
3
5
4
±12V
3
2
VS = ±2.5V
G = +1, RF = 75Ω, C C = 10pF
0
1
–3
0
–6
0.1M
1M
特性1
10M
周波数−Hz
100M
–1
1M
1G
10M
100M
小信号周波数応答 対 周波数およびゲイン、
VOUT=50mVp-p、非反転（テスト回路1を参照）
特性4
24
3
21
2
G = –10, RF = 1k Ω, RG = 100Ω,
RIN = 100Ω, C C = 0pF
18
小信号周波数応答 対 周波数および電源、
VOUT=50mVp-p、非反転（テスト回路1を参照）
VS = ±2.5V
±5V
1
0
15
G = –5, RF = 1kΩ, RG = 200Ω,
RIN = 66.5Ω, C C = 1.5pF
12
ゲイン−dB
ゲイン−dB
1G
周波数−Hz
G = –1
9
6
G = –2, RF = 499Ω, RG = 249Ω,
RIN = 63.4Ω, C C = 4pF
3
0
–6
0.1M
特性2
1M
10M
周波数−Hz
VS = ±12V
–1
–2
–3
–4
–5
G = –1, RF = 499Ω, RG = 499Ω,
RIN = 56.2Ω, C C = 7pF
–3
VS = ±2.5V
–6
100M
–7
1M
1G
10M
100M
1G
周波数−Hz
小信号周波数応答 対 周波数およびゲイン、
VOUT=50mVp-p、反転（テスト回路1を参照）
特性5
小信号周波数応答 対 周波数および電源、
VOUT＝50mVp-p、反転（テスト回路3を参照）
9
9
CC = 5pF
G = +2
8
7
G = +2
8
7
7pF
VOUT = 0.1V および 50mV p-p
6
6
5
ゲイン−dB
ゲイン−dB
±5V
7
ゲイン−dB
クローズド・ループ・ゲイン – dB
G = +2
G = +10, RF = 1kΩ, RG = 110Ω, C C = 0pF
9pF
4
3
5
4
VOUT = 4V p-p
1V p-p
3
2
2
7pF
1
1
9pF
0
0
–1
0.1M
特性3
1M
10M
周波数−Hz
100M
–1
1M
1G
10M
100M
1G
周波数−Hz
小信号周波数応答 対 周波数および補償、
VOUT=50mVp-p（テスト回路1を参照）
特性6
6
周波数応答 対 VOUT、非反転（テスト回路1を参照）
REV.0
AD8021
10
10
9
9
8
8
7
7
6
6
ゲイン−dB
ゲイン−dB
G = +2
5
1kΩ
4
RF = 1k Ω
G = +2
RF = RG
RF = 499Ω
RF = 250Ω
5
4
3
RF = 150Ω
3
RL = 100Ω
2
2
RF = 75Ω
1
1
0
0.1M
0
0.1M
1M
特性7
10M
周波数−Hz
1G
100M
大信号周波数応答 対 周波数および負荷、
非反転（テスト回路2を参照）
9
特性10
1M
10M
周波数−Hz
100M
1G
小信号周波数応答 対 周波数およびRF、非反転、
VOUT=50mVp-p（テスト回路1を参照）
15
+85℃
G = +2
RF = 1k Ω および CF = 2.2pF
G = +2
8
12
7
9
6
6
–40℃
5
VOUT =
50mV p-p
+85℃
4
ゲイン−dB
VOUT =
2V p-p
3
2
3
RS = 49.9Ω
0
–3
RS = 100Ω
–6
+25℃
1
–9
–40℃
0
–1
1M
10M
RS = 249Ω
–12
–15
0.1M
1G
100M
1M
周波数−Hz
特性8
周波数応答 対 周辺温度およびVOUT、
非反転（テスト回路1を参照）
18
特性11
15
オープン・ループ・ゲイン – dB
20pF
9
ゲイン−dB
10pF
6
3
0pF
0
–3
–6
–9
–12
1M
10M
100M
REV.0
小信号周波数応答 対 周波数およびRS、非反転、
VOUT=50mAp-p（テスト回路1を参照）
80
70
180
60
135
50
90
40
45
30
0
20
–45
10
–90
0
10k
1G
周波数−Hz
特性9
1G
90
30pF
12
100M
100
50pF
G = +2
10M
周波数−Hz
特性12
小信号周波数応答 対 周波数および容量性負荷、
VOUT=50mVp-p（テスト回路2および図16を参照）
7
100k
1M
10M
周波数−Hz
100M
位相−度
ゲイン−dB
+25℃
–135
1G
オープン・ループ・ゲインおよび位相 対 周波数。
RG=100Ω、RF=1kΩ、RO=976Ω、RD=53.6、CC=0pF
（テスト回路3を参照）
AD8021
–20
6.4
G = +2
–30
6.2
–40
VS = ±2.5V
f1
–50
f2
6.0
±5V
5.8
POUT
–60
POUT – dBm
ゲイン−dB
Δf = 0.2MHz
976Ω
–70
53.6Ω
50Ω
–80
±12V
–90
5.6
–100
–110
5.4
1M
特性13
10M
周波数−Hz
–120
9.5
100M
9.7
0.1dB平坦性 対 周波数および電源、VOUT=1Vp-p、
RL=150Ω、非反転（テスト回路2を参照）
10
周波数−Hz
特性16
10.3
10.5
相互変調歪み 対 周波数
50
–20
–30
45
–40
3次インターセプト−dBm
–50
歪み−dBc
–60
–70
RL = 100Ω
–80
2次
RL = 1kΩ
–90
–100
–110
40
VS = ±5V
35
VS = ±2.5V
30
25
–120
–3次
–130
0.1M
1M
周波数−Hz
特性14
10M
20
20M
2次および3次高調波歪み 対 周波数およびRL
5
0
特性17
–30
10
周波数−Hz
15
20
3次インターセプト 対 周波数および電源電圧
–50
–40
–60
–50
–70
–60
–80
VS = ±2.5V
2次
2次
–110
2次
3次
–90
–100
歪み−dBc
歪み−dBc
2次
–70
3次
–130
100k
特性15
RL = 100Ω
3次
–90
2次
–100
VS = ±5V
3次
–120
–80
–110
VS = ±12V
1M
周波数−Hz
RL = 1k Ω
3次
10M
–120
20M
2次および3次高調波歪み 対 周波数およびVS
1
特性18
8
2
4
3
VOUT – V p-p
5
6
2次および3次高調波歪み 対 VOUTおよびRL
REV.0
AD8021
–50
3.5
–60
3.4
–3.1
–3.2
正極性出力
歪み−dBc
f C = 5MHz
–80
3次
–90
2次
f C = 1MHz
–100
1
2
3
4
VOUT – V p-p
5
–3.4
3.1
–3.5
3.0
–3.6
2.8
6
2次および3次高調波歪み 対 基本周波数（fC）、G=+2
–3.7
負極性出力
0
800
1200
負荷−Ω
400
特性22
–3.8
2000
1600
DC出力電圧 対 負荷（テスト回路1を参照）
120
–40
–50
f C = 5MHz
–60
100
VS = ±12
80
VS = ±5.0
2次
短絡電流−mA
歪み−dBc
3.2
2.9
特性19
–70
3次
–80
2次
–90
60
VS = ±2.5
40
f C = 1MHz
3次
20
–100
–110
–3.3
3次
–110
–120
3.3
1
2
3
4
VOUT – V p-p
5
0
–50
6
–30
–10
特性23
、G=+10
特性20 2次および3次高調波歪み 対 基本周波数（fC）
10
30
温度−℃
50
70
90
110
グラウンドへの短絡電流 対 温度
50
–70
G = +2
f C = 1MHz
40
RL = 1kΩ
RL = 1kΩ, 150Ω
30
–80
VOUT – mV
歪み−dBc
20
–90
2次
–100
10
–10
–20
3次
–110
–30
–40
–120
0
200
400
600
フィードバック抵抗−Ω
800
–50
1000
0
80
120
160
200
時間−ns
特性21 2次および3次高調波歪み 対 フィードバック抵抗（RF）
REV.0
40
特性24
9
小信号過渡応答 対 RL、VO=50mVp-p、
非反転（テスト回路2を参照）
負極性出力電圧−V
正極性出力電圧−V
2次
–70
AD8021
VO = 4V p-p
G = +2
2.0
VO = 2V p-p
G = +2
2.0
RL = 1kΩ
1.0
VOUT – V
VOUT – V
1.0
RL = 150Ω
–1.0
VS = ±2.5V
–1.0
VS = ±5V
–2.0
–2.0
0
40
80
120
160
0
200
40
80
特性25
5
大信号過渡応答 対 RL、反転（テスト回路2を参照）
特性28
VO = 4V p-p
G = –1
4
120
160
200
時間−ns
時間−ns
大信号過渡応答 対 VS（テスト回路1を参照）
VIN = ±3V
G = +2
VIN = 1V/DIV
VOUT = 2V/DIV
3
VOUT, RL = 1k Ω
VIN
2
1
V
RL = 150Ω
–1
VOUT
–2
–3
–4
VIN
–5
0
50
100
150
200
0
250
100
200
特性26
大信号過渡応答、反転（テスト回路3を参照）
CL = 50pF
G = +2
2.0
300
400
500
時間−ns
時間−ns
特性29
VO = 4V p-p
オーバードライブ・リカバリ 対 RL
（テスト回路2を参照）
G = +2
CL = 10pF, 0pF
VOUT – V
出力セトリング
1.0
+0.01%
–0.01%
25ns
–1.0
–2.0
VERT = 0.2mV/DIV
0
40
80
120
160
HOR = 5ns/DIV
200
時間−ns
特性27
大信号過渡応答 対 CL（テスト回路1を参照）
特性30
10
0.01%セトリング時間、2Vステップ
REV.0
AD8021
50
0.48
G = +1
40
0.44
30
電圧オフセット−mV
20
VOUT – mV
10
–10
–20
–30
0.40
0.36
0.32
0.28
–40
–50
0
40
80
120
160
0.24
–50
200
–25
0
時間−ns
特性31
小信号過渡応答、VO=50mVp-p。
G=+1（テスト回路1を参照）
特性34
100
25
温度−℃
50
75
100
75
100
電圧VOS 対 温度
8.4
入力バイアス電流−μA
電圧ノイズ−nV/ Hz
8.0
10
7.6
7.2
6.8
2.1nV/ Hz
6.4
1
10
100
特性32
1k
10k
周波数−Hz
100k
1M
6.0
–50
10M
入力電圧ノイズ 対 周波数
–25
0
特性35
25
温度−℃
50
入力バイアス電流 対 温度
–20
100
–30
–50
CMRR – dB
入力電流ノイズ−pA/ Hz
–40
10
–60
–70
–80
–90
–100
–110
1
10
100
特性33
REV.0
1k
10k
周波数−Hz
100k
1M
–120
10k
10M
入力電流ノイズ 対 周波数
特性36
11
100k
1M
周波数−Hz
10M
100M
CMRR 対 周波数（テスト回路4を参照）
300
300k
100
100k
30
30k
出力インピーダンス−Ω
出力インピーダンス−Ω
AD8021
10
3
1
0.3
0.1
10k
3k
1k
300
100
0.03
30
0.01
10
0.003
10k
100k
特性37
10M
1M
周波数−Hz
100M
3
10k
1G
出力インピーダンス 対 周波数、
チップイネーブル（テスト回路5を参照）
100k
特性40
1M
10M
周波数−Hz
1G
100M
出力インピーダンス 対 周波数、
チップ・ディスエーブル（テスト回路8を参照）
0
DISABLE
4V
–10
2V
–PSRR
–20
PSRR – dB
–30
VOUTPUT
2V
tEN = 45ns
–40
–50
VS = ±2.5V
+PSRR
VS = ±12V
–60
–70
1V
tDIS = 50ns
VS = ±5V
–80
–90
0
特性38
100
200
300
時間−ns
400
–100
10k
500
／ディスエーブルtDIS時間 対 VOUT
イネーブル
（tEN）
（テスト回路6を参照）
100k
特性41
0
10M
1M
周波数−Hz
100M
500M
PSRR 対 周波数および電源電圧
（テスト回路9および10を参照）
8.5
–10
8.0
–30
7.5
電源電流−mA
ディスエーブル絶縁−dB
–20
–40
–50
–60
7.0
6.5
–70
–80
6.0
–90
–100
0.1M
特性39
1M
10M
周波数−Hz
100M
5.5
–50
1G
入力から出力への絶縁、
チップ・ディスエーブル（テスト回路7を参照）
–25
0
特性42
12
25
温度−℃
50
75
100
静止電源電流 対 温度
REV.0
AD8021
テスト回路
HP8753D
ネットワーク・
アナライザ
50Ω
50Ω ケーブル
50Ω
AD8021
+VS
RS
RO
50Ω
499Ω
5
RIN
49.9Ω
CC
5
CC
RD
–VS
–VS
RF
RG
49.9Ω
+VS
499Ω
50Ω ケーブル
499Ω
55.6Ω
7pF
499Ω
CF
テスト回路1
非反転ゲイン・テスト回路
50Ω ケーブル
+VS
RS
テスト回路4
AD8021
FET
プローブ
5
–VS
100Ω
ネットワーク・
アナライザ
5
CL
50Ω
CC
RL
CC
7pF
–VS
RF
RG
HP8753D
+VS
50Ω
RIN
49.9Ω
CMRRテスト回路
RG
499Ω
RF
499Ω
CF
テスト回路2
FETプローブを用いた非反転ゲイン・テスト回路
テスト回路5
出力インピーダンス、チップ・イネーブル
AD8021
+VS
RO
49.9Ω
–VS
50Ω ケーブル
50Ω
RIN
49.9Ω
RG
1 ロジック・
49.9Ω
1.0V
5
CC
+VS
49.9Ω
50Ω ケーブル
8 DISABLE
RD
4V
–VS
RF
REV.0
反転ゲイン・テスト回路
テスト回路6
13
5
53.6Ω
CC
49.9Ω
499Ω
テスト回路3
976Ω
リファレンス
7pF
499Ω
テスト回路イネーブル／ディスエーブル
AD8021
バイアス
BNC
HP8753D
ネットワーク・
アナライザ
HP8753D
ネットワーク・
アナライザ
50Ω
50Ω
50Ω
50Ω
+VS
50Ω ケーブル
50Ω ケーブル
+VS
49.9Ω
AD8021
1 ロジック・
49.9Ω
リファレンス
8 DISABLE
–VS
499Ω
テスト回路7
+VS
FET
プローブ
49.9Ω, 5W
976Ω
249Ω
5
5
1kΩ
–VS
CC
7pF
499Ω
499Ω
499Ω
入力から出力への絶縁、チップ・ディスエーブル
53.6Ω
CC
7pF
テスト回路9
正極性PSRR
バイアス
BNC
HP8753D
ネットワーク・
アナライザ
50Ω
AD8021
1
HP8753D
8
ネットワーク・
アナライザ
+VS
100Ω
5
50Ω
–VS
50Ω ケーブル
+VS
50Ω
976Ω
249Ω
5
CC
7pF
–VS
–VS
49.9Ω
5W
499Ω
テスト回路8
出力インピーダンス、チップ・ディスエーブル
テスト回路10
14
53.6Ω
CC
7pF
499Ω
負極性PSRR
REV.0
AD8021
ると、帯域幅および位相余裕は、それぞれ、200MHz、60度
に戻ります。さらに、スルーレートは、ほぼ、CCの逆数に
したがって変化するため、劇的に増加します。
110
180
100
135
9
8
補償容量−pF
7
CC = 0pF
(B)
(A)
(C)
50
40
0
1
2
3
4
5
6
7
8
ノイズ・ゲイン−V/V
9
10
11
図4 1dBのピーキングを維持するための補償コンデンサとゲインの例
表Iおよび図4に、いくつかのゲインについて推奨される補
償コンデンサの値、および、その値に対応するスルー・レ
ート、帯域幅、ノイズを示します。補償フィルタの値は、
回路の電圧ゲインではなくノイズ・ゲインに依存すること
に注意してください。図5に示すように、オペアンプのゲイ
ン・ブロックはノイズ・ゲインGNは、オペアンプが実際に
反転または非反転のゲインに使用されるかどうかにかかわ
らず、非反転の電圧ゲインと等しくなる点に注意してくだ
さい。このため、以下の式が成立します。
(C)
30
4
1
0
60
5
2
45
CC = 10pF
6
3
90
90
86
80
70
10
位相−℃
オープン・ループ・ゲイン−dB
AD8021の使用方法
典型的な電圧帰還型のオペアンプは、「支配的な極の補償」
の手法を用いて固定の内部コンデンサCINTERNALにより周波数
を安定させています。1次的な近似では、電圧帰還型のオペ
アンプは固定的なGB積を持っており、例えば、ゲインを
G=+1の場合にアンプの−3dB帯域幅は200MHzとなり、ゲイ
ンをG=+10とした場合には、帯域幅はわずか20MHz程度と
なります。AD8021は電圧帰還型のアンプであり、約1.5pFと
いう最小限のCINTERNALを持っています。外部補償コンデンサ
CCを追加することにより、他の電圧帰還型アンプにおける
固定的なゲイン帯域幅の問題を回避できます。
固定的な補償を行う典型的なオペアンプとは異なり、
AD8021によって、以下の利点が得られます。
1. 1∼10の間のクローズド・ループ・ゲインにおいて、アン
プの帯域幅を、通常の場合に生じる帯域幅およびスルー
レートの損失を生じることなく最大化できます。
2. 特定のアプリケーションにおいて帯域幅と位相余裕の間
のトレード・オフを最適化します。
3. 差動アンプの設計（例えば、「アプリケーション」のセク
ションに示す図11の場合）などにおいて、ゲインのブロ
ックを異なるノイズ・ゲインに対して整合させます。
20
非反転GN=RF/RG+1
反転GN=RF/RG+1
(B)
10
0
–10
1k
(A)
10k
100k
10M
1M
周波数−Hz
100M
1G
10G
図3 AD8021のオープン・ループ・ゲインおよび位相応答の概略図
1
+
表I
ノイズ・ゲイン
（非反転ゲイン）
1
2
5
10
20
100
REV.0
2
6
AD8021
図3では、解説のためにAD8021のゲインおよび位相プロッ
トが簡略化されています。目的とするクローズド・ルー
プ・ゲインがG=1で、CC=10pFが選択された場合には、図中
の矢印「A」は、帯域幅が約200MHzであり位相余裕が約60
度であることを示します。ゲインがG=+10に設定され、C C
が10pFに固定された場合には（典型的なアンプについて予
想されるように）、約20MHzまで劣化し、位相余裕は90度ま
で増加します（矢印B）。しかしながら、CCの値をゼロとす
RF
800Ω
RG
200Ω
3
RS
–
5
2 –
RF
800Ω
–VS
G = –4
GN = 5
CCOMP
RG
200Ω
非反転
図5
5
3 +
–VS
CCOMP
G = GN = 5
6
AD8021
反転
両方のノイズゲインは5
推奨される部品の値（テスト回路2を参照。CF=CL=0、RL=1kΩ、RIN=49.9Ω）
RS
（Ω）
RF
（Ω）
RG
（Ω）
75
49.9
49.9
49.9
49.9
49.9
75
499
1k
1k
1k
1k
NA
499
249
110
52.3
10
スルー
− 3dB
CCOMP レート
SS BW
（pF） （V/ μ s） （MHz）
10
7
2
0
0
0
120
150
300
420
200
34
490
205
185
150
42
6
15
出力ノイズ
出力ノイズ
（AD8021 のみ） （抵抗付き AD8021）
（nV/ Hz）
（nV/ Hz）
2.1
4.3
10.7
21.2
42.2
211.1
2.8
8.2
15.5
27.9
52.7
264.1
AD8021
AD8021では、ダイナミック特性を正確に調整するための
様々なトレード・オフを設定できます。時として、特定の
ゲインについて、より広い帯域幅とスルーレートが必要と
なることがあります。特性3に示すように補償コンデンサの
値を小さくすると、位相余裕の減少により、帯域幅および
ピーキングが増加します。一方、安定性が要求される場合
には、補償コンデンサの値を増加させることにより、帯域
幅が減少し位相余裕が増加します。
すべての高速アンプと同様に、アンプの周辺の寄生容量と
寄生インダクタンスは、アンプのダイナミックな応答に影
響を与えます。しばしば、入力容量（オペアンプ自体のも
の、および、プリント基板のもの）が大きな影響を与える
場合があります。フィードバック抵抗は、入力容量ととも
に位相余裕を減少させる場合があり、これにより、特性10
に示すように、高周波における応答に影響が及ぶ場合があ
ります。さらに解説するように、コンデンサ（C F）をフィ
ードバック抵抗と並列に接続することにより、この位相余
裕の損失を補償できます。
さらに、ソースに直列に接続される抵抗は、入力容量との
組み合わせにより（ピークおよび基板のインダクタンスお
よび容量による高周波での共振の低下とともに）極を形成
します。この影響を特性11に示します。
また、抵抗の値を大きくするとアンプ全体としてのノイズ
が増加し、また、フィードバック抵抗の値を小さくすると
出力段の負荷が増加して、歪みが増加します（特性18）。
出力段では、電流ゲインを5,000とすることにより、この高
インピーダンスを保持し、AD8021が重い負荷をドライブす
る場合にも高いオープン・ループ・ゲインを維持します。
入力（ピン2、3）間の2個の内部ダイオード・クランプによ
り、入力トランジスタを高電圧から保護し、オフセット電
圧および入力バイアス電流の特性を劣化させる可能性があ
るエミッタとベースの間のブレークダウンを防止します。
+VS
出力
+IN
CINTERNAL
1.5pF
–IN
–VS
CCOMP
図6
ディスエーブル機能の使用方法
ピン8（DISABLE）の電位がピン1（LOGIC REFERENCE）
より約2V以上高い場合に、AD8021はイネーブルになります。
ピン8がピン1の電位から約1.5V以内に下げられると、
AD8021がディスエーブルになります。（正確なディスエー
ブル／イネーブルの電圧については、仕様の表を参照して
ください）ディスエーブル機能を使用しない場合には、ピ
ン8を+VSまたはロジック・ハイのソースに接続しておくこ
とが可能であり、ピン1をグラウンドまたはロジック・ロー
に接続しておくことができます。このような接続とする代
わりに、ピン1とピン8を開放しておくと、AD8021はイネー
ブルの状態となります。
CC
概略回路図
プリント基板のレイアウトについての配慮
すべての高速オペアンプと同様に、AD8021の性能を最大限
に引き出すためには、プリント基板のレイアウトについて
充分な注意を払う必要があります。バイパス・コンデンサ
の間のグラウンド線、および補償コンデンサと負極性の電
源の間の配線の長さを最小化するために、特別の配慮が必
要です。この配慮が充分でない場合、配線のインダクタン
スが周波数応答に悪影響を与え、さらには、高周波の発振
が生じる場合があります。内部グラウンド・プレーンを持
った多層基板を採用することにより、グラウンドのノイズ
が低減され、コンパクトな部品配置が可能となります。
インピーダンスが比較的に高いピン5および小容量の補償コ
ンデンサにより、ガード・リングを設置することを推奨し
ます。ガード・リングはピン5を囲む基板上の配線であり、
ピン5と同じ電位の出力ピン6に接続されます。これには2つ
の効果があります。まず、ピン5は周囲の回路によって生成
される全てのローカルな回路ノイズからシールドされます。
また、これにより浮遊容量が最小化され、帯域幅の減少を
抑えられます。図7に、ガード・リングのレイアウトの例を
示します。
また、図7によれば、補償コンデンサは、AD8021のパッケ
ージの周縁に近接して配置されており、ピン4とピン5を接
続しています。このコンデンサは、高品質の表面実装型の
COGまたはNPOセラミックにしてください。リード線を持
ったコンデンサの使用は推奨できません。1つまたは複数の
高周波のバイパス・コンデンサを電源ピン4および7に近接
して配置してください。
反転入力への配線を最短とするために、フィードバック抵
抗R Fをデバイスの下に配置して、出力ピン6から反転入力
ピン2の間を最短距離で接続する必要してください。抵抗RG
の帰還ノードは、ピン4に接続される負極性の電源のバイパ
ス・コンデンサの帰還ノードのできる限り近くに配置して
ください。
動作原理
AD8021は、アナログ・デバイセズ独自の高電圧・超高速コ
ンプリメンタリ・バイポーラ・プロセス（XFCBプロセス）
の第二世代に基づいて製造されており、3GHzの領域で、同
様なf T値を持ったPNPおよびNPNのトランジスタを構成可
能です。トランジスタは、サブストレートから（また相互
に）誘電的に絶縁されており、接合部の絶縁による寄生イ
ンピーダンスおよびラッチアップの問題が生じません。ま
た、これにより、非線形の容量（歪みの原因となる）が減
少し、任意の静止電流に対してトランジスタのfT値を高くで
きます。電源電流が削減されることにより、部分的な帯域
幅、スルーレート、歪み、セトリング時間の差異が減少し
ます。
図6に示すように、AD8021の入力段は、それぞれが0.8mAの
コレクタ電流で動作する1組のNPN型トランジスタの差動的
なペアによって構成されます。したがって入力デバイスに
ついて高いトランス・コンダクタンスが許容され、AD8021
は50kHzにおいて2.1nV/√Hzという低い入力ノイズを実現し
ます。折り返しカスコードおよびカレント・ミラーによっ
て、信号電流のシングル・エンドの変換に差動を与えます。
次いで、この電流は、高インピーダンスのノード（ピン5）
をドライブし、ここでC C外部コンデンサが接続されます。
16
REV.0
AD8021
表 II
（上面図）
ロジック・
リファレンス
1
8
–IN
2
+VS 7
+IN
3
6
–VS
4
5
バイパス・
コンデンサ
DISABLE
VOUT
グラウンド・
プレーン
ADCドライバの特性（fC=65kHz、VOUT=10Vp-p）
パラメータ
測定値
単位
2次高調波歪み
3次高調波歪み
全高調波歪み（THD）
SFDR（スプリアスフリー・ダイナミッレンジ）
−101.3
−109.5
−100.0
100.3
dB
dB
dB
dB
図9に、もう1つのADCドライバの接続を示します。この回
路は非反転ゲインを10.1、出力電圧を20Vp-pとして分解能
およびノイズ特性を最適化してテストされました。フィル
タ処理は行っていません。アナログ・デバイセズの16ビッ
ト・コンバータAD7665用の評価ソフトウェアを用いてFFT
を実行しました。表IIIに、その結果を示します。
CCOMP
メタル
バイパス・
コンデンサ
補償コンデンサ
グラウンド・
プレーン
+12V
重要な部品およびガード・リングの推奨配置例
50Ω
2
図9
表III
50Ω
65kHz
+
6
5
–
REV.0
HI
CC
–12V
10pF
AD7665
570 kSPS
RF
1.5kΩ
56pF
図8
IN
16ビット
2
RG
200Ω
5V
AD8021
590Ω
–
CC
AD7665
RF
750Ω
570 kSPS
ADC
オプション C F
IN
LO
非反転型ADCドライバ（ゲイン=10、fC=100kHz）
ADCドライバの特性（fC=100kHz、VOUT=20Vp-p）
パラメータ
測定値
単位
2次高調波歪み
3次高調波歪み
全高調波歪み（THD）
SFDR
−92.6
−86.4
−84.4
5.4
dB
dB
dB
dB
差動ドライバ
AD8021は、ほとんどのA/Dコンバータのローノイズ差動ド
ライバや、バランス・ラインおよび差動ドライブを必要と
するアプリケーションに適しています。一対の内部補償の
オペアンプが、インバータとフォロワとして構成されてい
る場合には、インバータのノイズ・ゲインは、フォロワの
セクションよりも大きくなり、周波数応答におけるバラン
スが失われます（図11を参照）。AD8021の際立った外部補
償機能により、より良いソリューションが得られます。イ
ンバータのCCOMPの値を小さくすることにより、帯域幅が広
がってフォロワの帯域幅と整合して、ゲイン帯域幅および
位相遅延における妥協を排除できます。この補償機能によ
って、反転／非反転の帯域幅を精密に整合でき、歪みを最
小化できます。
+12V
3
IN
HI
5
–12V
RG
82.5Ω
6
AD8021
50Ω
16ビットA/Dコンバータのドライブ
AD8021は、ローノイズと調整可能な補償により、高分解能
のA/Dコンバータのバッファ／ドライバとして最適なデバイ
スです。
特性15に示すように、100kHz∼1MHzの周波数範囲での高調
波歪みは−90dB未満に抑えられています。これにより、サ
ンプリングされた波形の位相およびゲインが変換プロセス
の全般にわたって正確に保たれるため、高い周波数成分の
情報を持った複合波形を扱う場合に真価を発揮します。ル
ープ・ゲインの増加により、出力の安定性が向上するので、
「サンプル」の間にコンバータの入力の状態が変化する場合
のノイズが低減されます。この優位性は、高サンプリン
グ・レートで動作する16ビットの高分解能A/Dコンバータを
使用する場合に明白となります。
図8に、典型的なA/Dコンバータのドライバの構成を示しま
す。AD8021の反転ゲインは−7.5、fCは65kHz、出力電圧は
10Vp-pです。表IIに特性を示します。
5V
50Ω 3
+
16ビット
図7
IN
LO
反転型ADCドライバ（ゲイン=−7.5、fC=65kHz）
17
AD8021
図10に、個別に補償されたAD8021を用いてゲイン2で動作
するインバータ−・フォロワ・ドライバ回路を示します。
フィードバックおよび負荷抵抗の値は、全負荷が1kΩ未満
となるように選択され、各オペアンプの入力からみた等価
抵抗は、オフセット電圧およびドリフトを最小化するよう
になっています。図12に、ドライバとなる2つのAD8021の
AC特性を一つずつ示します。
VIN
249Ω
G = +2
3 +
6
AD8021
49.9Ω
2
アクティブ・フィルタにおけるAD8021の使用法
AD8021のローノイズおよび高いゲイン帯域幅はアクティ
ブ・フィルタに最適です。大部分のアクティブ・フィルタ
の資料では、様々なフィルタについての抵抗とコンデンサ
の値が示されていますが、オペアンプの限られた帯域幅が
フィルタの特性に与える影響については言及されておらず、
無限のループ・ゲインを持った理想的なフィルタ応答が想
定されています。しかし、現実のフィルタは、このように
動作しません。それどころか、現実のフィルタは、このア
クティブなデバイスのゲイン帯域幅に依存する有限な減衰
量を持っています。ローパス・フィルタの性能を高めるた
めには、高周波を減衰させるための高いゲイン帯域幅が必
要となり、低周波の通過帯域の特性を確保するために、ロ
ーノイズで高いDCゲインを持っていることが必要です。
図13に、2極のローパス・アクティブ・フィルタの回路図を
示し、表IVにゲイン2および3のベッセル・タイプの応答を
持ったフィルタの代表的な部品定数を示します。図4に、こ
のフィルタの特性のネットワーク・アナライザによる測定
結果を示します。
5
–
–VS
7pF
499Ω
499Ω
VOUT1
1kΩ
232Ω 3
+
G = –2
6
AD8021
2
–
–VS
332Ω
VOUT2
5
1kΩ
5pF
664Ω
C1
+VS
図10
差動増幅器
VIN
R1
R2
3
6
12
2
C2
VOUT
5
9
CC
–VS
6
RF
RG
3
ゲイン−dB
AD8021
G = –2
0
図13
G = +2
–3
2次ローパス・アクティブ・フィルタの概略回路図
–6
–9
–12
表IV
–15
–18
100k
1M
10M
100M
1G
周波数−Hz
図11
ゲイン R1
（Ω）R2
（Ω）RF（Ω） RS（Ω）C1
C2
CC
2
5
10 nF
10 nF
7 pF
2 pF
71.5
44.2
12
50
9
40
6
30
499
90.9
499
365
10 nF
10 nF
ゲイン−dB
–3
–6
10
0
G=2
–10
–20
–12
–30
–15
–40
–18
100k
1M
10M
周波数−Hz
100M
G=5
20
G = ±2
0
–9
図12
215
365
補償量の同じ2つの高速オペアンプを
ゲイン+2およびゲイン−2に設定した場合のAC応答
3
ゲイン−dB
図13の2次ローパス・フィルタの代表的な部品定数
–50
1k
1G
異なる補償量の2つのAD8021オペアンプを
ゲイン+2およびゲイン−2に設定した場合のAC応答
10k
図14
18
100k
周波数−Hz
1M
10M
2つの異なるゲインを持った図13の
フィルタ回路の周波数応答
REV.0
AD8021
容量性の負荷のドライブ
AD8021で容量性の負荷をロードするときは、ロール・オフ
の前で高周波での応答のピークが大きくなりすぎる場合が
あります。高周波における安定性を向上させ、ピーキング
を低減するために、2つの手法を用いることができます。第
一の手法は、補償コンデンサCCの値を大きくして、低周波
でのゲインの平坦性を確保しながら、ピーキングを減少さ
せるものです。第二の手法は、抵抗RSNUBをAD8021の出力ピ
ンと容量性の負荷CLの間に直列に接続するものです。図15
に、ピーキングを抑えるためにCCおよびRSNUBの両方を用い
た場合のAD8021の応答を示します。任意のC Lについて、
図16により、周波数応答において2dBのピーキングを維持す
るためのRSNUBの値を求めることができます。しかしながら、
R SNUBを 使 用 す る こ と に よ り 、 低 周 波 の 出 力 が R LOAD/
（RSNUB+RLOAD）の係数で減衰されることに注意してください。
FET
プローブ
5 RSNUB
+VS
16
49.9Ω
49.9Ω
12
ゲイン−dB
18
16
RSNUB – Ω
14
8
6
–VS
10
8
4
2
0
499Ω
33pF
CC = 7pF;
RSNUB = 0
RL
1kΩ
CC = 8pF;
RSNUB = 0
CC
499Ω
4
2
CC = 8pF;
RSNUB = 17.4Ω
0
0.1
REV.0
10
6
6
図15
12
0
図16
18
14
20
1
10
周波数−MHz
100
1000
ピーキング 対 CL=33pFとした場合のRSNUBおよびCC
19
5
10
15 5 20
25
30
容量性負荷−pF
35
40
45
50
RSNUB 対 CLゲイン=+2における2dBのピーキング
AD8021
差動型の構成では、入力のSMAコネクタを使用して、アン
プの入力をR22とR23で接続することもできます。
デフォルトのディスエーブル・モードを使用する場合には、
抵抗R9、R10、R14、R15を削除できます。どちらのアンプ
も、外部ソースからディスエーブルにすることができます。
ゼロΩ抵抗R4、R19、R21、R23を削除して一方のアンプを
ディスエーブルにすることができます。
10未満のゲインについては、図4および表Iから補償コンデ
ンサC6およびC6の値を求めることができます。
評価ボード
AD8021についてはSOICの評価ボードの供給が可能です。こ
のボードによって、反転および非反転の回路の両方を構成
することができます。
評価ボードのアプリケーション
概略図17によれば、非反転および反転のアンプを構成する
ために別々のSMA入力コネクタおよび終端抵抗が設置され
ています。図10に示すように別々のアンプによって差動ア
ンプを構成することもできます。
R26
0Ω
R8
0Ω
R7
1
2
+VIN
R1
SMA
3
R6
49.9Ω
R25
0Ω
R23
0Ω
R10
0Ω
非反転アンプ
R1
4
C1
0.1μF
DIS
–IN
+VS
7
AD8021
+IN
–VS
C2
1nF
R4
0Ω
8
ロジック
REF
ディスエーブル
R9
0Ω
C3
1nF
+VS
C4
0.1μF
6
VOUT
+OUT
5
CCOMP
C6
R2
C8
R3
+ C16
R18
0Ω
C5
10μF
R22
0Ω
–VIN
SMA
R4
R20
49.9Ω
1
R8
0Ω
–VS
C15
10μF
2
R11
+
R21
0Ω
C9
0.1μ F
R14
0Ω
反転アンプ
R16
R1
ロジック
REF
DIS
–IN
+VS
AD8021
3 +IN
4
–VS
C10
1n F
VOUT
CCOMP
R15
0Ω
R19
0Ω
8
C7
1nF
7
C14
0.1μF
6
–OUT
5
C13
C11
R13
C12
R12
TP1
–VS GND
+VS
P1
図17
AD8021評価ボードの概略図
20
REV.0
AD8021
図18
評価ボードのシルクスクリーン（上面）
図19
REV.0
図20
評価ボードのレイアウト（上面）
図21
21
評価ボードのレイアウト（下面）
評価ボードのシルクスクリーン（下面）
AD8021
外形寸法
サイズはインチと（mm）で示します。
8ピンSOIC
（R-8）
0.1968 (5.00)
0.1890 (4.80)
0.1574 (4.00)
0.1497 (3.80)
8
5
1
4
0.2440 (6.20)
0.2284 (5.80)
ピン1
0.0196 (0.50)
× 45°
0.0099 (0.25)
0.0500 (1.27)
BSC
0.0688 (1.75)
0.0532 (1.35)
0.0098 (0.25)
0.0040 (0.10)
8°
0.0098 (0.25) 0° 0.0500 (1.27)
0.0160 (0.41)
0.0075 (0.19)
0.0192 (0.49)
0.0138 (0.35)
実装面
8ピンμSOIC
（RM-8）
0.122 (3.10)
0.114 (2.90)
8
5
0.122 (3.10)
0.114 (2.90)
0.199 (5.05)
0.187 (4.75)
1
4
ピン1
0.0256 (0.65) BSC
0.120 (3.05)
0.112 (2.84)
0.006 (0.15)
0.002 (0.05)
0.120 (3.05)
0.112 (2.84)
0.043 (1.09)
0.037 (0.94)
0.018 (0.46)
実装面 0.008 (0.20)
0.011 (0.28)
0.003 (0.08)
22
33°
27°
0.028 (0.71)
0.016 (0.41)
REV.0
AD8021
REV.0
23
PRINTED IN JAPAN
TDS10/2001/1000
AD8021
このデータシートはエコマーク認定の再生紙を使用しています。
24
REV.0