中文数据手册

微功耗、零漂移、
真正的轨到轨仪表放大器
AD8237
产品特性
桥式放大器
压力测量
医疗仪器
热电偶接口
便携式系统
电流测量
概述
AD8237是一款微功耗、零漂移、轨到轨输入和输出仪表放
大器。它可通过两个相对匹配的电阻设置1至1000间的任
何增益。在任何增益下均可用比率匹配的两个电阻保持出
色的增益精度。
AD8237采用间接电流反馈架构，以实现真正的轨到轨能力。
与传统仪表放大器不同，AD8237可以在共模电压等于或略
微高于其电源电压下完全放大信号。这使得高共模电压的
应用可以采用更小的电源，节约电能。
BW 1
8
VOUT
+IN 2
+
–
7
FB
–IN 3
–
+
6
REF
5
+VS
–VS 4
TOP VIEW
(Not to Scale)
10289-001
AD8237
图1.
表1. 仪表放大器分类1
通用
AD8421
AD8221/AD8222
AD8220/AD8224
AD8228
AD8295
AD8226
1
零漂移
AD8237
AD8231
AD8293
AD8553
AD8556
AD8557
军用级
AD620
AD621
AD524
AD526
AD624
微功耗
AD8237
AD8420
AD8235/AD8236
AD627
数字增益
AD8250
AD8251
AD8253
AD8231
欲了解最新的仪表放大器，请访问www.analog.com。
AD8237采用8引脚MSOP封装。额定温度范围为−40°C
至+125°C。
6
AD8237
5
TRADITIONAL IN-AMP
(RAIL-TO-RAIL OUT)
4
G = 100
VS = 5V
VREF = 2.5V
3
2
1
0
–1
0
1
2
3
4
5
OUTPUT VOLTAGE (V)
10289-002
应用
引脚配置
INPUT COMMON-MODE VOLTAGE (V)
通过2个外部电阻设置增益
可在所有增益下实现低增益漂移
非常适合电池供电的仪器仪表
电源电流：115 μA
轨到轨输入和输出
零输入交越失真
针对出色的直流性能而设计
最小共模抑制比(CMRR)：106 dB
最大失调电压漂移：0.3 μV/°C
最大增益误差：0.005%(全部增益)
最大增益漂移：0.5 ppm/°C(所有增益)
输入偏置电流：125°C下保证1 nA
调节补偿的带宽模式引脚(BW)
8 kV HBM ESD额定值
片内RFI滤波器
单电源供电：1.8 V至5.5 V
8引脚MSOP封装
图2. 输入共模电压与输出电压的关系(+VS = 5 V，G =100)
AD8237非常适合便携系统，最小电源电压为1.8 V，电源电
流为115 μA(典型值)，并且具有宽输入范围；AD8237充分利
用有限的功率，同时仍为台式系统提供合适的带宽和漂移
性能。
Rev. 0
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AD8237
目录
特性................................................................................................... 1
应用................................................................................................... 1
引脚配置 .......................................................................................... 1
概述................................................................................................... 1
修订历史 .......................................................................................... 2
技术规格 .......................................................................................... 3
绝对最大额定值............................................................................. 7
热阻 ............................................................................................. 7
ESD警告...................................................................................... 7
引脚配置和功能描述 .................................................................... 8
典型性能参数 ................................................................................. 9
工作原理 ........................................................................................20
架构 ...........................................................................................20
设置增益...................................................................................20
增益精度...................................................................................21
时钟馈通...................................................................................21
输入电压范围 ..........................................................................21
输入保护...................................................................................22
过滤射频干扰 ..........................................................................22
使用基准引脚 ..........................................................................22
布局 ...........................................................................................23
输入偏置电流返回路径 ........................................................23
应用信息 ........................................................................................25
电池电流监控器......................................................................25
可编程增益仪表放大器 ........................................................25
用于心电图(ECG)前端的AD8237.......................................26
外形尺寸 ........................................................................................27
订购指南...................................................................................27
修订历史
2012年8月—修订版0：初始版
Rev. 0 | Page 2 of 28
AD8237
技术规格
除非另有说明，+VS = +5 V，−VS = 0 V，VREF = 2.5 V，VCM = 2.5 V，TA = 25°C，G = 1至1000，
RL = 10 kΩ至地，所有规格均折合到输入端。
表2.
参数
共模抑制比(CMRR)
直流共模抑制比(CMRR)
G = 1, G = 10
G = 100, G = 1000
全温度范围(G = 1)
1 kHz时的CMRR
噪声
电压噪声
谱密度
峰峰值
电流噪声
谱密度
峰峰值
失调电压
失调
平均温度系数
折合到输入端的失调与电源的关系(PSR)
输入1
输入偏置电流
全温度范围
平均温度系数
输入失调电流
全温度范围
平均温度系数
输入阻抗
差分
共模
差分输入工作电压
输入工作电压(+IN、−IN或REF)
动态响应
小信号带宽
低带宽模式
G=1
G = 10
G = 100
G = 1000
高带宽模式
G = 10
G = 100
G = 1000
测试条件/注释
VCM = 0.1 V至4.9 V
最小值
典型值
106
114
104
120
140
最大值
单位
80
dB
dB
dB
dB
f = 1 kHz
f = 0.1 Hz至10 Hz
68
1.5
nV/√Hz
µV p-p
f = 1 kHz
f = 0.1 Hz至10 Hz
70
3
fA/√Hz
pA峰峰值
TA = −40°C至+125°C
TA= −40°C至+125°C
30
75
0.3
µV
µV/°C
dB
250
650
1
pA
nA
pA/°C
pA
nA
pA/°C
100
对REF和FB对以及+IN和−IN有效
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
0.5
250
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
650
1
0.5
TA = −40°C至+125°C
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
−3 dB
引脚1连接至−VS
引脚1连接至﹢VS
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100||5
800||10
±3.85
−VS − 0.3
−VS − 0.2
+VS + 0.3
+VS + 0.2
MΩ||pF
MΩ||pF
V
V
V
200
20
2
0.2
kHz
kHz
kHz
kHz
100
10
1
kHz
kHz
kHz
AD8237
参数
0.01%建立时间
低带宽模式
G=1
G = 10
G = 100
G = 1000
高带宽模式
G = 10
G = 100
G = 1000
压摆率
低带宽模式
高带宽模式
EMI滤波器频率
增益2
增益范围3
增益误差
增益误差与VCM的关系
增益与温度的关系
增益非线性度
G = 1, G = 10
G = 100
G = 1000
输出
输出摆幅
RL = 10 kΩ至中间电源电压
RL = 10 kΩ至中间电源电压
短路电流
电源
工作范围
静态电流
测试条件/注释
4 V输出阶跃
引脚1连接至−VS
引脚1连接至﹢VS
2
3
典型值
最大值
单位
80
100
440
4
µs
µs
µs
ms
80
100
820
µs
µs
µs
0.05
0.15
6
V/µs
V/µs
MHz
G = 1 + (R2/R1)
1
1000
0.005
VOUT = 0.1 V至4.9 V，G = 1至G = 1000
15
TA = −40°C至+125°C
VOUT = 0.2 V至4.8 V，RL = 10 kΩ至地
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
0.5
3
6
10
−VS + 0.05
−VS + 0.07
−VS + 0.02
−VS + 0.03
1.8
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
115
−40
+VS − 0.05
+VS − 0.07
+VS − 0.02
+VS − 0.03
V
V
V
V
mA
5.5
130
150
V
µA
µA
+125
°C
该规范适用于0 V至5 V的输入电压范围。当测量的电压超出电源电压时，会产生额外的失调误差，使偏置电流增加，并降低输入阻抗，
尤其在更高的温度下更是如此。
当G > 1时，外部电阻(R1和R2)误差必须计入这些规格内，包括来自FB引脚偏置电流的误差。
AD8237额定增益仅为1至1000；然而，它可达到更高的增益。
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V/V
%
ppm/V
ppm/°C
ppm
ppm
ppm
4
温度范围
额定温度
1
最小值
AD8237
除非另有说明，+VS = 1.8 V，−VS = 0 V，VREF = 0.9 V，VCM = 0.9 V，TA = 25°C，G = 1至1000，RL = 10 kΩ至地，
所有规格均折合到输入端。
表3.
参数
共模抑制比(CMRR)
直流共模抑制比(CMRR)
G = 1, G = 10
G = 100, G = 1000
全温度范围(G = 1)
1 kHz时的CMRR
噪声
电压噪声
谱密度
峰峰值
电流噪声
谱密度
峰峰值
失调电压
失调
平均温度系数
折合到输入端的失调与电源的关系(PSR)
输入1
输入偏置电流
全温度范围
平均温度系数
输入失调电流
全温度范围
平均温度系数
输入阻抗
差分
共模
差分输入工作电压
输入工作电压(+IN、−IN、REF或FB)
动态响应
小信号带宽
低带宽模式
G=1
G = 10
G = 100
G = 1000
高带宽模式
G = 10
G = 100
G = 1000
压摆率
低带宽模式
高带宽模式
EMI滤波器频率
测试条件/注释
VCM = 0.2 V至1.6 V
最小值
典型值
100
114
94
120
140
最大值
单位
80
dB
dB
dB
dB
f = 1 kHz, VDIFF ≤ 100 mV
f = 0.1 Hz至10 Hz，VDIFF ≤ 100 mV
68
1.5
nV/√Hz
µV p-p
f = 1 kHz
f = 0.1 Hz至10 Hz
70
3
fA/√Hz
pA p-p
TA= −40°C至+125°C
25
75
0.3
µV
µV/°C
dB
250
650
1
pA
nA
pA/°C
pA
nA
pA/°C
TA = −40°C至+125°C
100
对于REF和FB对以及+IN和−IN有效
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
0.5
250
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
650
1
0.5
TA = −40°C至+125°C
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
−3 dB
引脚1连接至−VS
引脚1连接至﹢VS
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100||5
800||10
± 0.75
−VS − 0.3
−VS − 0.2
+VS + 0.3
+VS + 0.2
MΩ||pF
MΩ||pF
V
V
V
200
20
2
0.2
kHz
kHz
kHz
kHz
100
10
1
kHz
kHz
kHz
0.05
0.15
6
V/µs
V/µs
MHz
AD8237
参数
增益2
增益范围3
增益误差
增益误差与VCM的关系
增益与温度的关系
增益非线性度
G = 1, G = 10
G = 100
G = 1000
输出
输出摆幅
RL = 10 kΩ至中间电源电压
RL = 100 kΩ至中间电源电压
短路电流
电源
工作范围
静态电流
测试条件/注释
G = 1 + (R2/R1)
2
3
典型值
1
VOUT = 0.2 V至1.6 V，G = 1至G = 1000
最大值
单位
1000
0.005
V/V
%
ppm/V
ppm/°C
15
TA = −40°C至+125°C
VOUT = 0.2 V至1.6 V
0.5
3
6
10
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
−VS + 0.05
−VS + 0.07
−VS + 0.02
−VS + 0.03
ppm
ppm
ppm
+VS − 0.05
+VS − 0.07
+VS − 0.02
+VS − 0.03
V
V
V
V
mA
5.5
130
150
V
µA
µA
+125
°C
4
1.8
TA = +25°C
TA = −40°C至+125°C
温度范围
额定温度
1
最小值
115
−40
该规范适用于0 V至1.8 V的输入电压范围。当测量的电压超出电源电压时，会产生额外的失调误差，使偏置电流增加，并降低输入阻抗，
尤其在更高的温度下更是如此。
当G > 1时，外部电阻(R1和R2)误差必须计入这些规格内，包括来自FB引脚偏置电流的误差。
AD8237额定增益仅为1至1000；然而，它可达到更高的增益。
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AD8237
绝对最大额定值
热阻
表4.
参数
电源电压
输出短路电流持续时间
在−IN、+IN、FB或REF的最大电压1
在−IN、+IN、FB或REF的最小电压1
存储温度范围
结温范围
ESD
人体模型
充电器件模型
机器放电模型
1
额定值
6V
不定
+VS + 0.5 V
−VS − 0.5 V
−65°C至+150°C
−65°C至+150°C
θJA是针对暴露于空气中的器件而言。
表5.
封装
8引脚MSOP，4层JEDEC板
θJA
145.7
单位
°C/W
ESD警告
ESD(静电放电)敏感器件。
8 kV
1.25 kV
0.2 kV
带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。
尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高
能量ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采取适当
若要求输入电压超过额定最小或最大电压，应与输入端串联地放置
电阻以将电流限制在5 mA。
的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。
注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性
损坏。这只是额定最值，并不能以这些条件或者在任何其
它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，推断器
件能否正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影
响器件的可靠性。
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AD8237
引脚配置和功能描述
+IN 2
–IN 3
–VS 4
+
–
+
–
TOP VIEW
(Not to Scale)
8
VOUT
7
FB
6
REF
5
+VS
10289-003
AD8237
BW 1
图3. 引脚配置
表6. 引脚功能描述
引脚编号
1
2
3
4
5
6
7
8
名称
BW
+IN
−IN
−VS
+VS
REF
FB
VOUT
描述
在高带宽模式中，将该引脚连接至+VS；或在低带宽模式中，将该引脚连接至−VS。不要将该引脚浮空。
正输入。
负输入。
负电源。
正电源。
基准输入。
反馈输入。
输出。
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AD8237
典型性能参数
除非另有说明，+VS = +5 V，−VS = 0 V，VREF = 2.5 V，TA = 25°C，RL = 10 kΩ至地。
40
16
35
14
30
25
8
20
6
15
4
10
2
5
–60
–40
–20
0
20
40
0
10289-004
0
60
OFFSET VOLTAGE (µV)
–6
–4
–2
0
2
4
6
CMRR (µV/V)
10289-007
10
UNITS
UNITS
12
图7. CMRR的典型分布图
图4. 失调电压的典型分布图
21
18
18
15
12
9
12
9
6
6
3
3
–0.4
–0.2
0
0.2
0.4
0.6
POSITIVE INPUT BIAS CURRENT (nA)
0
10289-005
0
–0.6
–0.6
–0.4
–0.2
0
0.2
0.4
0.6
INPUT OFFSET CURRENT (nA)
图5. 输入偏置电流的典型分布图
10289-008
UNITS
UNITS
15
图8. 输入失调电流的典型分布图
24
35
21
30
18
UNITS
20
15
15
12
9
10
6
5
–60
–40
–20
0
20
40
GAIN ERROR (µV/V)
60
图6. 增益误差的典型分布图(G = 1)
0
100
105
110
115
120
SUPPLY CURRENT (µA)
图9. 电源电流的典型分布图
Rev. 0 | Page 9 of 28
125
130
10289-009
3
0
10289-006
UNITS
25
AD8237
VS = 5V
4
3
2
VS = 1.8V
1
2
1
0
–2
–3
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
–4
–3
10289-010
0
OUTPUT VOLTAGE (V)
6
5.0
G = 100
VREF = 0V
RL = 10kΩ
VS = 5V
–2
–1
0
1
2
3
图13. 输入共模电压与输出电压的关系，G = 100，VREF = 0 V，
VS = ±2.5 V和VS = ±0.9 V，RL = 5 kΩ至地
4.5
4.0
4
–40°C
+25°C
+85°C
+105°C
+125°C
3.5
3.0
3
VIN (V)
VS = 1.8V
2
2.5
2.0
1.5
1
1.0
0
1
2
3
4
5
6
OUTPUT VOLTAGE (V)
0
1.8
VS = ±2.5V
3
3.3
3.8
4.3
4.8
图14. 最大差分输入与电源电压的关系
5
G=1
VREF = 0V
RL = 5kΩ
4
3
INPUT BIAS CURRENT (nA)
2
1
0
2.8
SUPPLY VOLTAGE (V)
图11. 输入共模电压与输出电压的关系，G = 100，VREF = 0 V，
VS = 5 V和VS = 1.8 V，RL = 10 kΩ至地
4
2.3
10289-014
0
10289-011
–1
0.5
VS = ±0.9V
–1
–2
–VS
2
1
IB–
0
–1
IB+
–2
+VS
–3
–3
–2
–1
0
1
VOLTAGE OUTPUT (V)
2
3
10289-012
–4
–4
–3
图12. 输入共模电压与输出电压的关系，G = 1，VREF = 0 V，
VS = ±2.5 V和VS = ±0.9 V，RL = 5 kΩ至地
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REPRESENTATIVE SAMPLE
–5
0.5
–3.0 –2.5 –2.0 –1.5 –1.0 –0.5 0
1.0
1.5
2.0
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
图15. 输入偏置电流与共模电压的关系
2.5
3.0
10289-015
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
5
G = 100
VREF = 0V
RL = 5kΩ
OUTPUT VOLTAGE (V)
图10. 输入共模电压与输出电压的关系，G = 1，VREF = 0 V，
VS = 5 V和VS = 1.8 V，RL = 10 kΩ至地
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
VS = ±0.9V
–1
0
–1
VS = ±2.5V
3
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
5
4
G=1
VREF = 0V
RL = 10kΩ
10289-013
6
AD8237
15
140
VS = ±2.5V
VCM = 0V
120
POSITIVE PSRR (dB)
IB –
5
0
–5
100
80
60
1.0
1.5
2.0
2.5
DIFFERENTIAL INPUT VOLTAGE (V)
0
0.1
100
100
NEGATIVE PSRR (dB)
120
80
60
BW LIMIT
GAIN = 1
GAIN = 10
GAIN = 100
GAIN = 1000
1
10
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
HIGH BANDWIDTH MODE
BW LIMIT
40
GAIN = 10
GAIN = 100
GAIN = 1000
0
0.1
1
10
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
图20. 负PSRR与频率的关系，RTI，高带宽模式
80
LOW BANDWIDTH MODE
VS = 5V
120
10k
60
图17. 正PSRR与频率的关系，RTI，低带宽模式，VS = 5 V
140
1k
80
20
10289-017
LOW BANDWIDTH MODE
VS = 5V
70
60
100
GAIN = 1000
50
GAIN (dB)
80
60
40
BW LIMIT
GAIN = 1
GAIN = 10
GAIN = 100
GAIN = 1000
1
30
20
0
GAIN = 10
GAIN = 1
–10
10
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
10289-018
–20
0.1
GAIN = 100
10
20
0
40
图18. 负PSRR与频率的关系，RTI，低带宽模式，VS = 5 V
–20
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
图21. 增益与频率的关系，低带宽模式，VS = 5 V
Rev. 0 | Page 11 of 28
1M
10289-021
PSRR (dB)
140
120
0
0.1
100
图19. 正PSRR与频率的关系，RTI，高带宽模式
LOW BANDWIDTH MODE
VS = 5V
40
10
FREQUENCY (Hz)
图16. 输入偏置电流与差分输入电压的关系
140
1
10289-020
0.5
GAIN = 10
GAIN = 100
GAIN = 1000
10289-019
20
REPRESENTATIVE SAMPLE
–15
0
–2.5 –2.0 –1.5 –1.0 –0.5
20
BW LIMIT
40
IB+
–10
10289-016
INPUT BIAS CURRENT (nA)
10
NEGATIVE PSRR (dB)
HIGH BANDWIDTH MODE
AD8237
80
5.0
LOW BANDWIDTH MODE
VS = 1.8V
70
4.5
GAIN = 1000
GAIN = 100
30
GAIN = 10
10
GAIN = 1
2.5
2.0
1.5
1.0
0.5
–10
100
1k
10k
100k
1M
FREQUENCY (Hz)
0
10
10289-022
–20
10
OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
GAIN (dB)
GAIN = 100
30
GAIN = 10
20
10
3.5
2.5
2.0
1.5
1.0
–10
0.5
1k
10k
100k
1M
FREQUENCY (Hz)
0
10
10289-023
100
MAXIMUM COMMON-MODE VOLTAGE (V p-p)
GAIN = 100
30
GAIN = 10
20
10
0
–10
–20
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
1M
10289-024
GAIN (dB)
50
40
1k
10k
100k
6
GAIN = 1000
60
100
图26. 大信号频率相应，高带宽模式，G = 10
HIGH BANDWIDTH MODE
VS = 1.8V
70
G = 10
HIGH BANDWIDTH MODE
FREQUENCY (Hz)
图23. 增益与频率的关系，高带宽模式，VS = 5 V
80
+IN
–IN
3.0
0
–20
10
100k
DIFFERENTIAL
INPUT
4.0
50
40
10k
5.0
4.5
GAIN = 1000
60
1k
图25. 大信号频率相应，低带宽模式，G = 1
HIGH BANDWIDTH MODE
VS = 5V
70
100
FREQUENCY (Hz)
图22. 增益与频率的关系，低带宽模式，VS = 1.8 V
80
G=1
LOW BANDWIDTH MODE
10289-025
0
+IN
–IN
3.0
10289-026
20
3.5
图24. 增益与频率的关系，高带宽模式，VS = 1.8 V
VS = ±2.5 V
5
4
3
VS = ±0.9V
2
1
0
1
10
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
图27. 最大共模电压与频率的关系
Rev. 0 | Page 12 of 28
100k
10289-080
GAIN (dB)
50
40
DIFFERENTIAL
INPUT
4.0
OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
60
AD8237
160
BOTH BANDWIDTH MODES
ONLY BW LIMIT CHANGES
140
CMRR (dB)
120
100
GAIN = 1
LOW BANDWIDTH MODE ONLY
BW LIMIT
80
60
0
0.1
GAIN = 1
GAIN = 10
GAIN = 100
GAIN = 1000
1
0.4µV/DIV
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
图31. 0.1 Hz至10 Hz折合到输入端电压噪声
图28. CMRR与频率的关系
160
1k
BOTH BANDWIDTH MODES
ONLY BW LIMIT CHANGES
140
1s/DIV
10289-027
20
10289-031
40
VALID FOR BOTH BANDWIDTH MODES
100
80
GAIN = 1
LOW BANDWIDTH MODE ONLY
NOISE (nV/√Hz)
CMRR (dB)
120
BW LIMIT
60
100
0
0.1
GAIN = 1
GAIN = 10
GAIN = 100
GAIN = 1000
1
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
10289-028
20
图29. CMRR与频率的关系，1 kΩ非均衡信号源
G
G
G
G
G
1
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
图32. 电流噪声谱密度与频率的关系
= 1, LOW BANDWIDTH MODE
= 10, LOW BANDWIDTH MODE
= 10, HIGH BANDWIDTH MODE
= 100, LOW BANDWIDTH MODE
= 100, HIGH BANDWIDTH MODE
1k
1.5pA/DIV
10
0.1
1
10
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
100k
1s/DIV
图33. 0.1 Hz至10 Hz RTI电流噪声
图30. 电压噪声谱密度与频率的关系
Rev. 0 | Page 13 of 28
10289-033
100
10289-029
NOISE (nV/√Hz)
10k
10
10289-032
40
AD8237
0.010
20
VIN = ±500mV
0.008
G = 100
15
0.006
10
NONLINEARITY (ppm)
0.002
0
–0.002
–0.004
–5
–1.5
–1.0
–0.5
0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
–20
10289-034
–2.0
6
30
4
20
NONLINEARITY (ppm)
40
2
0
–2
–4
3.0
3.5
4.0
4.5
5.0
OUTPUT VOLTAGE (V)
–50
10289-037
2.5
4.0
4.5
5.0
G = 1000
0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
5.0
OUTPUT VOLTAGE (V)
图35. 增益非线性度，G = 1，VS = 5 V，RL = 10 kΩ至地，低带宽模式
10
3.5
–20
–40
2.0
3.0
0
–8
1.5
2.5
–10
–30
1.0
2.0
10
–6
0.5
1.5
50
G=1
0
1.0
图37. 增益非线性度，G = 100，VS = 5 V，RL = 10 kΩ至地
8
–10
0.5
OUTPUT VOLTAGE (V)
图34. 增益误差与共模电压的关系，G = 1
10
0
10289-039
–15
–0.008
NONLINEARITY (ppm)
0
–10
–0.006
–0.010
–2.5
5
10289-040
GAIN ERROR (%)
0.004
图38. 增益非线性度，G = 1000，VS = 5 V，RL = 10 kΩ至地
G=1
LOW BANDWIDTH MODE
G = 10
8
4
2
0
–2
–4
–8
–10
1V/DIV
0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
5.0
OUTPUT VOLTAGE (V)
图36. 增益非线性度，G = 10，VS = 5 V，RL = 10 kΩ至地
400µs/DIV
10289-041
–6
10289-038
NONLINEARITY (ppm)
6
图39. 大信号脉冲响应，低带宽模式，G = 1，RL = 10 kΩ，CL = 10 pF
Rev. 0 | Page 14 of 28
AD8237
图40. 大信号脉冲响应，低带宽模式，
G = 10，RL = 10 kΩ，CL = 10 pF
图43. 大信号脉冲响应，高带宽模式，
G = 10，RL = 10 kΩ，CL = 10 pF
G = 100
LOW BANDWIDTH MODE
400µs/DIV
G = 100
HIGH BANDWIDTH MODE
10289-043
1V/DIV
1V/DIV
图41. 大信号脉冲响应，低带宽模式，
G = 100，RL = 10 kΩ，CL = 10 pF
G = 1000
HIGH BANDWIDTH MODE
1V/DIV
10289-044
2ms/DIV
400µs/DIV
图44. 大信号脉冲响应，高带宽模式，
G = 100，RL = 10 kΩ，CL = 10 pF
G = 1000
LOW BANDWIDTH MODE
1V/DIV
400µs/DIV
10289-045
1V/DIV
10289-046
400µs/DIV
400µs/DIV
图45. 大信号脉冲响应，高带宽模式，
G = 1000，RL = 10 kΩ，CL = 10 pF
图42. 大信号脉冲响应，低带宽模式，
G = 1000，RL = 10 kΩ，CL = 10 pF
Rev. 0 | Page 15 of 28
10289-047
1V/DIV
G = 10
HIGH BANDWIDTH MODE
10289-042
G = 10
LOW BANDWIDTH MODE
AD8237
10µs/DIV
20mV/DIV
图46. 小信号脉冲响应，G = 1，RL = 10 kΩ，CL = 100 pF，低带宽模式
2ms/DIV
10289-051
20mV/DIV
G = 1000
LOW BANDWIDTH MODE
10289-048
G=1
LOW BANDWIDTH MODE
图49. 小信号脉冲响应，G = 1000，RL = 10 kΩ，CL = 100 pF，低带宽模式
G=1
LOW BANDWIDTH MODE
G = 10
LOW BANDWIDTH MODE
NO LOAD 100pF
560pF
1nF
20mV/DIV
图47. 小信号脉冲响应，G = 10，RL = 10 kΩ，CL = 100 pF，低带宽模式
图50. 各种容性负载条件下的小信号脉冲响应，G = 1，RL = ∞，低带宽模式
G = 10
HIGH BANDWIDTH MODE
200µs/DIV
10289-050
G = 100
LOW BANDWIDTH MODE
20mV/DIV
20µs/DIV
10289-052
50µs/DIV
20mV/DIV
图48. 小信号脉冲响应，G = 100，RL = 10 kΩ，CL = 100 pF，低带宽模式
10µs/DIV
10289-053
20mV/DIV
10289-049
fCHOP
图51. 小信号脉冲响应，G = 10，RL = 10 kΩ，CL = 100 pF，高带宽模式
Rev. 0 | Page 16 of 28
AD8237
80
G = 100
HIGH BANDWIDTH MODE
NORMALIZED TO 25°C
VS = ±2.5V
OFFSET VOLTAGE (µV)
60
100µs/DIV
20
0
–20
–40
–60
–80
–40
–25
–10
5
20
35
50
65
80
95
110
125
TEMPERATURE (°C)
图52. 小信号脉冲响应，G = 100，RL = 10 kΩ，CL = 100 pF，高带宽模式
10289-057
20mV/DIV
10289-054
fCHOP
40
图55. 失调电压与温度的关系
50
G = 1000
HIGH BANDWIDTH MODE
NORMALIZED TO 25°C
GAIN = 1
VS = ±2.5V
VOUT = ±2V
40
GAIN ERROR (µV/V)
30
20
10
0
–10
–20
1ms/DIV
–40
–50
–40
–25
–10
5
20
35
50
65
80
95
110
125
TEMPERATURE (°C)
图56. 增益与温度的关系
图53. 小信号脉冲响应，G = 1000，RL = 10 kΩ，CL = 100 pF，高带宽模式
1.0
G = 10
HIGH BANDWIDTH MODE
RL = 100kΩ
NORMALIZED TO 25°C
G=1
VS = ±2.5V
VCM = ±2V
0.8
0.6
560pF
2nF
0.4
CMRR (µV/V)
NO LOAD 100pF
10289-058
20mV/DIV
10289-055
–30
0.2
0
–0.2
–0.4
40µs/DIV
–0.8
–1.0
–40
–25
–10
5
20
35
50
65
80
TEMPERATURE (°C)
图57. CMRR与温度的关系
图54. 各种容性负载条件下的小信号脉冲响应，
G = 10，RL = 100 kΩ，高带宽模式
Rev. 0 | Page 17 of 28
95
110
125
10289-059
50mV/DIV
10289-056
–0.6
AD8237
+VS
REPRESENTATIVE SAMPLE
400
OUTPUT VOLTAGE SWING (V)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
–0.2
300
200
–IN BIAS CURRENT
100
+IN BIAS CURRENT
0
–100
–200
INPUT OFFSET CURRENT
–300
–400
–0.4
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
+0.4
–25
–10
5
20
35
50
65
80
95
110
125
TEMPERATURE (°C)
–VS
1k
–0.1
OUTPUT VOLTAGE SWING (V)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
OFFSET CURRENT
200
100
REF BIAS CURRENT
0
–100
FB BIAS CURRENT
–200
–300
–0.2
–0.3
–0.4
+0.4
+0.3
+0.2
–10
5
20
35
50
65
80
95
110
125
–VS
1k
100k
1M
LOAD RESISTANCE (Ω)
图62. 输出电压摆幅与负载阻抗的关系，VS = ±0.9 V
图59. REF输入偏置电流、FB输入偏置电流以及失调电流和温度的关系
+VS
+VS
–0.4
OUTPUT VOLTAGE SWING (V)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
–100
RL = 5kΩ
–200
–300
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
+200
+100
–0.8
–1.2
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
+1.2
+0.8
1.1
1.3
1.5
1.7
1.9
2.1
2.3
SUPPLY VOLTAGE (±VS)
2.5
–VS
0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
OUTPUT CURRENT (mA)
图63. 输出电压摆幅与输出电流的关系
图60. 输出电压摆幅与电源电压的关系
Rev. 0 | Page 18 of 28
3.0
10289-065
+0.4
10289-062
OUTPUT VOLTAGE SWING (mV)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
10k
10289-064
–25
TEMPERATURE (°C)
–VS
0.9
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
+0.1
–400
10289-061
BIAS CURRENT AND OFFSET CURRENT (pA)
+VS
REPRESENTATIVE SAMPLE
300
+300
1M
图61. 输出电压摆幅与负载阻抗的关系，VS = ±2.5 V
400
–500
–40
100k
LOAD RESISTANCE (Ω)
图58. 输入偏置电流和输入失调电流与温度的关系
500
10k
10289-063
+0.2
–500
–40
10289-060
BIAS CURRENT AND OFFSET CURRENT (pA)
500
AD8237
200
180
VS = 5V
140
120
100
VS = 1.8V
80
60
40
20
0
–40
–25
–10
5
20
35
50
65
80
95
110
TEMPERATURE (°C)
125
10289-066
SUPPLY CURRENT (µA)
160
图64. 电源电流与温度的关系，VS = 5 V，VS = 1.8 V
Rev. 0 | Page 19 of 28
AD8237
工作原理
INTERNAL
IN-AMP
AD8237
+
VOUT
TIA
–
RFI
FILTER
+IN
–VS
+VS
ALS
RFI
FILTER
–IN
–VS
+VS
V
VCM = S
2
FB
TO gm2
–IN
–
+
gm1
–
TO gm1
–
+
I2
I1
+
RFI
FILTER
V
VCM = S
2
gm2
+
–
–VS
+VS
ALS
RFI
FILTER
–VS
–
R2
FB
R1
+
REF
10289-067
I1 – I2
+VS
图65. 原理示意图
架构
AD8237基于间接电流反馈拓扑结构，由三个放大器组成：
两个匹配跨导放大器，用于将电压转换为电流；一个跨阻
放大器(TIA)，用于将电流转换为电压。
为了解AD8237是如何工作的，首先考虑仅有内部仪表放大
器的情况。假设在跨导放大器gm1的输入端施加一个正差分
电压。该输入电压由gm转换为差分电流I1。起初，I2为0；
因此，I1进入TIA，导致输出增加。若TIA输出反馈至gm2的
负端，并且正端保持恒定，则TIA输出增加将导致I2增加，
如图所示。若假定TIA具有无限增益，则当I2等于I1时达到
环路要求。由于gm1和gm2增益匹配，这意味着gm1上的差分输入
电压出现在gm2的输入端。该行为模型便是AD8237正常工
作所需的全部信息，而电路其余部分的作用是性能优化。
AD8237采用新颖的自适应电平转换(ALS)技术。这种开关
电容的方式将输入信号的共模电平转换为经过优化的电平，
在保持差分信号的同时为仪表放大器完成电平转换。一旦
完成这一过程，通过使用内部仪表放大器进行+IN与FB和−
IN与REF的对比，方可获得额外的性能优势。这只有当ALS模
块发射的信号全部参考同样的共模电位时才可能实现。
在传统仪表放大器中，输入共模电压可限制可用输出摆幅，
通常用输入共模与输出电压关系的六边形曲线图来描述。
由于存在这一限制，仅有极少数的仪表放大器可测量任一
条供电轨附近的小信号。AD8237采用间接电流反馈拓扑和
ALS，具有真正的轨到轨特性，通过降低电源电压，可增
加许多应用的能效。
AD8237集成RFI滤波器，可在不影响输入阻抗和频率范围
内CMRR的情况下移除高频带外信号。此外，它还提供带
宽模式引脚，用于补偿调节。针对大于等于10的增益，该
带宽模式引脚(BW)可连接至+VS，用来改变补偿并将放大
器的增益带宽积提升至1 MHz。另外，将BW连接至−VS可
获得200 kHz的增益带宽积。
设置增益
有几种方法配置AD8237。图65所示配置下的AD8237传递
函数为：
VOUT = G(V+IN − V−IN) + VREF
其中：
表7. 各种增益的推荐电阻(1%电阻)
R1 (kΩ)
无
49.9
20
10
5
2
1
1
1
1
R2 (kΩ)
短路
49.9
80.6
90.9
95.3
97.6
100
200
499
1000
增益
1.00
2.00
5.03
10.09
20.06
49.8
101
201
500
1001
虽然R2与R1之比决定增益，但电阻绝对值由设计人员选择。
较大电阻值可降低功耗和输出负载；较小值可限制FB输入
偏置电流和输入阻抗误差。若R1和R2的并联组合大于约30 kΩ
则电阻开始导致噪声。为获得最佳输出摆幅和线性度，保
持(R1 + R2) || RL ≥ 10 kΩ。
Rev. 0 | Page 20 of 28
AD8237
FB引脚上的偏置电流取决于共模和差分输入阻抗。可通过
将阻值为R1||R2的电阻与REF引脚串联而降低共模输入阻
抗的FB偏置电流误差，如图66所示。在较高增益下，此电
阻可与R1值相同。
+IN
IB+
VOUT
AD8237
IB –
FB
–IN
REF
IB F
R1
R2
IBR
R2
R1
时钟馈通
AD8237使用非重叠时钟执行斩波和ALS功能。输入电压电流放大器在约27 kHz下执行斩波。
10289-068
G=1+
+
R1||R2
–
VREF
图66. 消除FB输入偏置电流的误差
通过消除差分输入阻抗误差，某些应用或许能利用对称的
输入跨导放大器，如图67所示。若源电阻已知，将R1和R2
并联组合设为与RS相同值可实现这一目的。若实际电阻值
迫使R1和R2的并联组合小于RS，则可在FB输入端添加一个
串联电阻，补偿电阻值的差距。
V+IN = VIN ×
RS
RIN
VIN
RIN
RS + RIN
AD8237的 容 许 输 入 范 围 远 比 传 统 架 构 简 单 。 为 了 让
AD8237的传递函数生效，输入电压应遵循以下两条规则：
VOUT
RIN
FB
REF
R1
IF R1||R2 = RS,
VOUT = VIN × (1 +
• 保持差分输入电压不超过图14所示的限值：约为±(总电
源电压 – 1.2)V。
• 保持输入(包括REF和FB引脚)和输出电压在额定电压范
围内，即供电轨附近。
R2
R2
)
R1
10289-069
–IN
虽然它集成了内部纹波抑制电路，但在某些配置下输出端
可观察到这些时钟频率的布线数及其谐波。当带宽超出时
钟频率时，这些纹波通常为100 μV RTI。在瞬时脉冲后可能
更大，但会返回正常值，这在建立时间规格中已有描述。
输出端的馈通数量取决于增益和带宽模式。最差情况是处
于高带宽模式下，在时钟纹波超出放大器带宽之前，增益
可接近40。对某些应用而言，可能需要在AD8237之后放置
一个额外的滤波器以消除纹波。
输入电压范围
AD8237
+IN
为获得最佳性能，保持两个输入对(+IN和−IN，FB和REF)
在相似的DC和AC共模电位下。这有两个好处。对于DC共
模而言，这样做可以最大程度地降低AD8237的增益误差。
对于AC共模而言，可获得更佳的频率响应。存在一个最大
速率，在该速率下ALS电路可转换共模电压，如图27所示。
由于这一限制，当两个输入对的AC共模电压互相匹配时，
可实现最佳大信号频率响应。例如，若负输入为固定电压，
且正输入由信号驱动，则反馈输入随正输入的变化而改变；
因此，两个输入对的AC共模电压相同。图25和图26显示了
这一效应。
图67. 消除输入阻抗误差
增益精度
不同于大多数仪表放大器，AD8237的增益精度取决于两个
增益设置电阻的相对匹配，而非单个外部电阻。例如，如果
两个电阻具有完全相同的绝对值，则增益无误差。相反，
两个1%电阻在高增益下可造成约2%的最大增益误差。根
据增益公式，增益设置电阻的温度系数失配可增加仪表放
大器电路的增益漂移。由于这些外部电阻不必匹配任何片
内电阻，具有良好TCR跟踪的电阻可实现极佳的增益漂移
而无需使用低绝对值的TCR。
由于输出摆幅完全与输入共模电压无关，无任何六边形曲
线或复杂公式可供遵循，且放大器对具有变化共模的输入
信号无任何输出摆幅限制。
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AD8237
输入保护
使用REF引脚
若不使用外部保护，则保持AD8237的输入在绝对最大额定
值电压内。若应用要求电压超出这些额定值，则可在
AD8237的输入端串联输入保护电阻，将电流限制在5 mA。
例如，若+VS为3 V且输入端可能产生10 V的过载电压，则
在输入端串联一个至少为(10 V − 3 V)/5 mA = 1.4 kΩ的保护
电阻。
一般而言，仪表放大器中使用基准引脚有几个理由。它们
提供物理隔离输入和输出接地的方式，避免输入端常见的
接地反弹。它们还可用于实现输出信号的精密电平转换。
如图65至图67所示配置中，基准引脚至输出的增益为单位
增益，这在典型仪表放大器中非常普遍。由于基准引脚所
起的作用与正输入没有区别，因此它能与增益一同使用，
如图70所示。
POSITIVE VOLTAGE PROTECTION:
V – +VS
RPROTECT > IN
5mA
该配置在某些情况下非常有用，如直流消除伺服环路——
它通常使用反相积分器驱动REF并补偿直流失调。这便要
求对输入范围(尤其在REF端)和输出范围采取非常谨慎的
态度。如图所示，所有三个输入电压均参考同一接地点，
它可能需要等于低阻抗中间电源电压。
+VS
RPROTECT
+
V+IN
–
AD8237
RPROTECT
+
V–IN
–
–VS
+IN
FB
REF
R2
R1
过滤射频干扰
AD8237片内集成RFI滤波器，适用于大多数应用。对于需
要额外射频抑制的应用，可使用外部RFI滤波器，如图69
所示。
DIFFERENTIAL FILTER CUTOFF =
1
2 R CC
+VS
0.1µF
图70. 施加增益至基准电压
10µF
CC
1nF
5%
+IN
+IN
VOUT
AD8237
CD
10nF
R
10kΩ
1%
FB
AD8237
–IN
CC
1nF
5%
10µF
–VS
10289-071
0.1µF
RREF
R2 + RREF
G=1+
R1
VREF
REF
R1
R2
图71. 使用基准电阻计算增益
图69. 添加额外的RFI滤波功能
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10289-073
R
10kΩ
1%
R2
)
R1
传统仪表放大器架构需要使用低阻抗源驱动基准引脚。在
这些传统架构中，基准引脚上的阻抗会降低CMRR和增益
精度。而对于AD8237架构，基准引脚上的电阻对CMRR无
影响。
1
2 R (2CD + CC)
COMMON-MODE FILTER CUTOFF =
VOUT = (VREF + V+IN – V–IN) (1 +
10289-072
–IN
图68. 针对大输入电压的保护电阻
–IN
VOUT
AD8237
10289-070
NEGATIVE VOLTAGE PROTECTION:
–VS – VIN
RPROTECT >
5mA
AD8237
基准引脚上的电阻会影响AD8237的增益，但如果此电阻是
恒定的，可调整增益设置电阻进行补偿。例如，可使用如
图72所示的分压器驱动AD8237。
+IN
FB
REF
VS
R1
R2
G=1+
R2 + R3||R4
R4
R1
10289-074
R3
+VS
图72. 使用分压器设置基准电压
布局
10µF
0.1µF
整个频率范围内的共模抑制比
+IN
若布局不当，会导致部分共模信号转换为差分信号，而后
传送至仪表放大器。正输入引脚路径与负输入引脚路径上
存在不同的频率响应时，会进行信号转换。要获得最佳的
CMRR与频率性能，须严格匹配每个路径上的阻抗。输入
路径的附加源电阻(例如，用于输入保护)需要靠近仪表放
大器的输入端放置，这样可以使其与印刷电路板(PCB)走
线产生的寄生电容的相互作用降到最低。
AD8237
VOUT
FB
REF
–IN
R1
0.1µF
–VS
R2
10µF
10289-075
–IN
使用稳定的直流电压给仪表放大器供电。电源引脚上的噪
声会对器件性能产生不利影响。欲了解更多信息，请参见
图17至图20中的电源抑制比(PSRR)性能曲线。
尽可能靠近各电源引脚放置一个0.1 uF电容。如图73所示，
离该器件较远的位置可以用一个10 uF钽电容。此电容设计
为在低频率下生效，通常可由其他精密集成电路共享。集
成电路间的走线应尽可能短，以便将走线寄生电感与共享
电容的相互作用降到最低。若使用了单电源，则可省略−
VS端的去耦电容。
VOUT
AD8237
电源
图73. 电源去耦、REF及输出以局部地为参考
基准
AD8237的输出电压是相对于基准引脚上的电位而言的。应
注意将REF连接至适当的局部地。
输入偏置电流返回路径
AD8237的输入偏置电流必须有一个对地的返回路径。当热
电偶等信号源无法提供电流回路时，应创建一条返回路径，
如图74所示。
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AD8237
CORRECT
INCORRECT
+VS
AD8237
+VS
VOUT
AD8237
–VS
–VS
TRANSFORMER
TRANSFORMER
+VS
AD8237
VOUT
+VS
VOUT
AD8237
VOUT
10M
–VS
–VS
THERMOCOUPLE
THERMOCOUPLE
+VS
+VS
C
C
C
AD8237
VOUT
1
R
fHIGH-PASS = 2πRC
C
AD8237
VOUT
–VS
–VS
CAPACITIVELY COUPLED
CAPACITIVELY COUPLED
图74. 创建一条IBIAS 路径
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10289-076
R
AD8237
应用信息
可编程增益仪表放大器
电池电流监控器
AD8237的微功耗特性、独有的拓扑以及轨到轨输入使它成
为电池供电电流检测应用的理想选择。如图75中所示进行
配置时，针对充电和放电，AD8237能获得精确的高端电流
测量。根据负载特性，+VS可能需要进行RC去耦。使用开
尔文检测技术可获得最精确的结果。
VOUT = G(I × RSHUNT ) + VREF
RSHUNT
+VS
+IN
+
FB
LOAD
REF
–IN
+IN
–VS
AD8237
R1
R2
470pF
–IN
VREF
10289-077
REF
VOUT
2kΩ
FB
G=1
20kΩ
G = 10
200Ω
2kΩ
ADG604
图75. 电池供电电流检测
G = 100
200Ω
G = 1000
4:1 MUX
图76. 采用多路复用器的可编程增益
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22.1Ω
10289-078
VBAT
–
VOUT
AD8237
大多数集成式电路仪表放大器使用单个电阻设置增益，并
位于低阻抗路径上。放置在增益设置引脚间的任意元器件
都有电流流过，导致增益电阻增加。典型CMOS开关具有
导通电阻RON。RON无法受到有效的控制，与输入电压呈非
线性关系，并且具有高漂移特性。这在仪表放大器的输出
端造成了大量的增益误差和失真。以前，这些RON问题使
得构建精密可编程增益仪表放大器极为困难。采用AD8237
的拓扑，开关可放置在高阻抗检测路径上，消除了寄生电
阻效应。图76显示实现可编程增益的一种方法。某些应用
可能得益于数字电位计的使用，而非多路复用器。
AD8237
AD8237用于ECG前端
采用这种系统架构，便可在仪表放大器级施加大数值增益，
并且可大幅降低其余系统的要求。它还可降低仪表放大器
之后设备在信号路径产生的噪声和失调误差。图77电路展
示这种架构的核心概念。若系统需要，可添加额外运算放
大器，如输入缓冲、滤波、以及受驱导联以改善性能。图
中未显示去耦部分。
由于电极的半电池电位特性，心电图(ECG)电路工作时必
然产生差分直流失调。针对该超电势的耐受性典型值为
±300 mV；然而，某些情况下可能达到1 V或更高。由于ECG
电路采用更低的电源电压，半电池电位问题更为突出，直
接限制了可施加于第一级的增益。AD8237架构提供了解决
这一问题的独特方案。若REF引脚未连接至增益设置网络，
则输出和REF引脚间可连接低频反相积分器。由于AD8237
对积分器输出施加增益，积分器只需摆动到直流失调处以
便对其进行补偿，而无需摆动到直流失调乘以增益处。
PATIENT
PROTECTION
A
INSTRUMENTATION
AMPLIFIER
G = +100
+5V
B
AD8237
110kΩ
100kΩ
FB
ECG OUT
47nF
22nF
REF
+5V
VMID
3.3µF
100kΩ
+5V
+5V
VMID
100kΩ
2MΩ
AD8607
图77. ECG中的AD8237
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AD8607
10289-079
C
1kΩ
AD8237
外形尺寸
3.20
3.00
2.80
8
3.20
3.00
2.80
1
5
5.15
4.90
4.65
4
PIN 1
0.65 BSC
0.95
0.85
0.75
0.15
0.00
1.10 MAX
0.38
0.22
COPLANARITY
0.10
0.23
0.08
8°
0°
0.80
0.60
0.40
SEATING
PLANE
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-187-AA
图78. 8引脚超小型封装[MSOP](RM-8) 尺寸单位：mm
订购指南
型号1
AD8237ARMZ
AD8237ARMZ-R7
AD8237ARMZ-RL
1
温度范围
−40°C至+125°C
−40°C至+125°C
−40°C至+125°C
封装描述
8引脚超小型封装[MSOP]，卷带
8引脚超小型封装[MSOP]，7英寸卷带和卷盘
8引脚超小型封装[MSOP]，13英寸卷带和卷盘
Z = 符合RoHS标准的器件。
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封装
RM-8
RM-8
RM-8
标识
Y4H
Y4H
Y4H
AD8237
注释
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registered trademarks are the property of their respective owners.
D10289sc-0-8/12(0)
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