10MHz、20V/μs、G=1、10、100、1000 iCMOS可编程增益仪表放大器 AD8253 特性 功能框图 小型封装：10引脚MSOP 可编程增益：1、10、100、1000 增益设置：数字或引脚可编程 宽电源电压：±5V至±15V 出色的直流性能 高共模抑制比(CMRR)：100dB(最小值，G = 100) 低增益漂移：10ppm/°C(最大值) 低失调漂移：1.2μV/°C(最大值，G = 1000) 出色的交流性能 0.001%快速建立时间：780ns(最大值) 高压摆率：20V/μs(最小值) 低失真：-110dBTHD(1 kHz、10 V摆幅) 相对于频率的高共模抑制比(CMRR)： 100dB(20kHz，最小值) 低噪声：10nV/√Hz(最大值、G = 1000) 低功耗：4mA DGND WR 2 A1 A0 5 4 6 LOGIC –IN 1 7 OUT +IN 10 8 3 9 +VS –VS REF 06983-001 AD8253 图1. 80 70 G = 1000 60 50 应用 GAIN (dB) G = 100 数据采集 生物医学分析 测试与测量 40 30 G = 10 20 10 G=1 0 概述 AD8253是一款数字可编程增益仪表放大器，具有GΩ输入 阻抗、低输出噪声、低失真特性，适合与传感器进行接 口，并驱动高采样速率的模数转换器(ADC)。 AD8253具有10 MHz带宽、−110 dB低总谐波失真(THD)， 以及780 ns至0.001%精度的快速建立时间(最大值)。当增益 为 1000时 ， 失 调 电 压 与 增 益 漂 移 分 别 为 1.2μV/°C与 10 ppm/°C。除了具有宽输入共模电压范围外，在直流至20 kHz，当增益为1000时，这款器件还具有100 dB的高共模抑 制能力。精密直流性能与高速能力的结合，使得AD8253非 常适合于数据采集应用。此外，这款单芯片解决方案还可 简化设计与制造，并通过保持内部电阻与放大器的高度匹 配来提高仪表性能。 AD8253用户接口由一个并行端口组成，用户可采用两种不 同的方法来设置增益(参见图1所示的功能框图)。利用 输入 可对通过总线发送的2-bit字进行锁存。另一种方法则是利 用透明增益模式，由增益端口的逻辑电平状态来决定增 益。 –20 1k 10k 100k 1M FREQUENCY (Hz) 10M 100M 006983-023 –10 图2. 增益与频率的关系 表1. 仪表放大器分类 通用 零漂移 AD8220 AD8221 AD8222 AD82241 AD8228 1 1 AD8231 AD85531 AD85551 AD85561 AD85571 1 军用级 低功耗 高速PGA AD620 AD621 AD524 AD526 AD624 AD627 AD6231 AD82231 AD8250 AD8251 AD8253 1 轨到轨输出。 AD8253采用10引脚MSOP封装，额定温度范围为−40°C至 +85°C，特别适合对尺寸和封装密度有严格要求的应用。 Rev. A Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its use, nor for any infringements of patents or other rights of third parties that may result from its use. Specifications subject to change without notice. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. www.analog.com Tel: 781.329.4700 Fax: 781.461.3113 ©2008 Analog Devices, Inc. All rights reserved. ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提供 的最新英文版数据手册。 AD8253 目录 特性....................................................................................................1 电源调整与旁路.............................................................. 18 应用....................................................................................................1 输入偏置电流回路 ......................................................... 18 概述....................................................................................................1 输入保护........................................................................... 18 功能框图 ...........................................................................................1 基准引脚........................................................................... 19 修订历史 ...........................................................................................2 共模输入电压范围 ......................................................... 19 技术规格 ...........................................................................................3 布局 ................................................................................... 19 时序图 ......................................................................................5 射频(RF)干扰................................................................... 19 绝对最大额定值..............................................................................6 驱动模数转换器.............................................................. 20 最大功耗 ..................................................................................6 应用信息 .................................................................................... 21 ESD警告 ...................................................................................6 差分输出........................................................................... 21 引脚配置和功能描述 .....................................................................7 使用微控制器设置增益 ................................................ 21 典型工作特性 ..................................................................................8 数据采集........................................................................... 22 工作原理 .........................................................................................16 外形尺寸 .................................................................................... 23 增益选择 ................................................................................16 订购指南 ........................................................................... 23 修订历史 2008年8月—修订版0至修订版A 更改订购指南 .................................................................................23 2008年7月—修订版0：初始版 Rev. A | Page 2 of 24 AD8253 技术规格 除非另有说明，TA= 25°C，G =1，RL = 2kΩ，+VS = +15V，−VS = −15V，VREF = 0V。 表2 参数 共模抑制比(CMRR) CMRR，60 Hz，1 kΩ非均衡信号源 G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 CMRR，20 kHz1 G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 噪声 电压噪声，1kHz，RTI G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 0.1Hz至10Hz，RTI G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 电流噪声，1kHz 电流噪声，0.1Hz至10Hz 失调电压 失调RTI VOS 全温度范围 平均温度系数(TC) 折合到输入端的失调与电源的关系(PSR) 输入电流 输入偏置电流 全温度范围2 平均温度系数(TC) 输入失调电流 全温度范围 平均温度系数(TC) 动态响应 小信号-3 dB带宽 G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 0.01%建立时间 G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 条件 最小值 典型值 80 96 100 100 100 120 120 120 最大值 单位 +IN = −IN = −10 V至+10 V dB dB dB dB +IN = −IN = −10 V至+10 V 80 96 100 100 dB dB dB dB 45 12 11 10 nV/√Hz nV/√Hz nV/√Hz nV/√Hz 2.5 1 0.5 0.5 μV峰峰值 μV峰峰值 μV峰峰值 μV峰峰值 pA/√Hz pA峰峰值 ±150 + 900/G ±210 + 900/G ±1.2 + 5/G ±5 + 25/G μV μV μV/°C μV/V 50 60 400 40 40 160 nA nA pA/°C nA nA pA/°C 5 60 G = 1, 10, 100, 1000 T = -40°C至+85°C T = -40°C至+85°C VS = ±5 V至±15 V 5 T = -40°C至+85°C T = -40°C至+85°C 40 5 T = -40°C至+85°C T = -40°C至+85℃ ΔOUT = 10 V阶跃 10 4 550 60 MHz MHz kHz kHz 700 680 1.5 14 Rev. A | Page 3 of 24 ns ns μs μs AD8253 参数 0.001%建立时间 G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 压摆率 G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 总谐波失真+噪声 增益 增益范围 增益误差 G=1 G = 10, 100, 1000 增益非线性度 G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 增益与温度的关系 输入 输入阻抗 差分 共模 输入工作电压范围 全温度范围3 输出 输出摆幅 全温度范围4 短路电流 基准电压输入 RIN IIN 电压范围 输出增益 数字逻辑 数字地电压，DGND 数字输入低电平电压 数字输入高电平电压 数字输入电流 增益切换时间5 tSU tHD t WR-LOW t WR-HIGH 条件 最小值 典型值 最大值 单位 780 880 1.8 1.8 ns ns μs μs ΔOUT = 10 V阶跃 20 20 12 2 f = 1 kHz，RL= 10 kΩ， ±10 V，G = 1， 10 Hz至22 kHz带通滤波器 G = 1, 10, 100, 1000 OUT = ±10 V V/μs V/μs V/μs V/μs dB −110 1 OUT = −10 V至+10 V RL= 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω RL= 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω RL= 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω RL= 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω 所有增益 3 1000 V/V 0.03 0.04 % % 5 3 18 110 10 ppm ppm ppm ppm ppm/°C GΩpF GΩpF V V 4||1.25 1||5 VS = ±5 V至±15 V T = -40°C至+85°C −VS + 1 −VS + 1.2 +VS − 1.5 +VS − 1.7 T = -40°C至+85°C −13.7 −13.7 +13.6 +13.6 37 20 +IN, −IN, REF = 0 1 +VS −VS 1 ± 0.0001 以GND为基准 以GND为基准 以GND为基准 −VS + 4.25 DGND 1.5 0 +VS − 2.7 1.2 +VS 1 325 见图3时序图 Rev. A | Page 4 of 24 15 30 20 15 V V mA kΩ μA V V/V V V V μA ns ns ns ns ns AD8253 参数 条件 电源 工作范围 静态电流，+IS 静态电流，−IS 全温度范围 温度范围 额定性能 最小值 典型值 最大值 单位 4.6 4.5 ±15 5.3 5.3 6 V mA mA mA +85 °C ±5 T = −40°C 至 +85°C −40 1 有关CMRR与频率的典型性能，详情请参见图20。 全温度范围内的输入偏置电流：温度最高时最小，温度最低时最大。 3 参见图30输入电压限值与电源电压和温度的关系。 4 参见图32、图33和图34不同负载下的输出电压摆幅与电源电压和温度的关系。 5 增加输出压摆和建立时间，计算总增益变化时间。 2 时序图 tWR-HIGH tWR-LOW WR tSU tHD 06983-003 A0, A1 图3. 锁存增益模式时序图(参见“锁存增益模式时序”部分) Rev. A | Page 5 of 24 AD8253 绝对最大额定值 乘以静态电流(IS)。假设负载(RL)以中间电源电压为基准， 则总驱动功耗为VS/2 × IOUT，其中一部分消耗在封装中，一 部分消耗在负载中(VOUT × IOUT)。 表3 参数 额定值 电源电压 功耗 输出短路电流 共模输入电压 差分输入电压 数字逻辑输入 存储温度范围 工作温度范围2 引脚温度(焊接10秒) 结温 θJA(4层JEDEC标准板) 封装玻璃化转变温度 ±17 V 见图4 时限未定1 ±VS ±VS ±VS -65°C至+125°C -40°C至+85°C 300°C 140°C 112°C /W 140°C 总驱动功耗和负载功耗的区别在于驱动功耗是在封装中消 耗的。 PD = 静态功耗 + (总驱动功耗 − 负载功耗) V V V 2 PD VS × I S S × OUT − OUT RL RL 2 单电源供电且RL以−VS为基准时，最差情况为VOUT= VS/2。 1 假设负载以中间电源电压为基准。 2 额定温度范围为-40°C至+85°C。有关+125°C性能,请参见“典型工作特性” 部分。 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损 气流可增强散热，从而有效降低θJA。此外，更多金属直接 与金属走线的封装引脚、通孔、地和电源层接触，这同样 可降低θJA。 图4显示4层JEDEC标准板上封装最大安全功耗与环境温度之 间的关系。 坏。这只是额定最值，不表示在这些条件下或者在任何其 2.00 够正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影响器 1.75 最大功耗 AD8253封装内的最大安全功耗受限于相应的芯片结温(TJ)的 升高情况。芯片的塑封局部达到结温。达到玻璃化转变温 度140℃左右时，塑料的特性会发生改变。即使只是暂时超 过这一温度限值也会改变封装对芯片作用的应力，从而永 久性地转变AD8253的参数性能。长时间超过140°C的结温会 导致芯片器件出现变化，因而可能造成故障。 1.50 1.25 1.00 0.75 0.50 0.25 0 –40 0 20 40 60 80 AMBIENT TEMPERATURE (°C) 可以利用封装和PCB的静止空气热属性(θJA)、环境温度(TA) 100 120 图4. 最大功耗与环境温度的关系 和封装的总功耗(PD)来确定芯片的结温。结温通过下式计 算： –20 06983-004 件的可靠性。 MAXIMUM POWER DISSIPATION (W) 它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，器件能 ESD警告 TJ= TA+(PD×θJA) ESD(静电放电)敏感器件。 封装的功耗(PD)为静态功耗与封装中所有输出的负载驱动所 导致的功耗之和，而静态功耗则为电源引脚之间的电压(VS) Rev. A | Page 6 of 24 带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。 尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高能 量ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采取适当的 ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。 AD8253 引脚配置和功能描述 –IN 1 10 +IN AD8253 9 REF 8 +VS TOP VIEW A0 4 (Not to Scale) 7 OUT –VS 3 A1 5 6 WR 06983-005 DGND 2 图5. 10引脚MSOP(RM-10)引脚配置 表4. 引脚功能描述 引脚编号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 引脚名称 −IN DGND −VS A0 A1 WR OUT +VS REF +IN 描述 反相输入引脚。真差分输入。 数字地。 负电源引脚。 增益设置引脚(LSB)。 增益设置引脚(MSB)。 写入使能。 输出引脚。 正电源引脚。 基准电压引脚。 同相输入引脚。真差分输入。 Rev. A | Page 7 of 24 AD8253 典型工作特性 除非另有说明，TA = 25°C，+VS = +15 V，−VS = −15 V，RL = 10 kΩ。 210 240 180 150 NUMBER OF UNITS NUMBER OF UNITS 210 120 90 180 150 120 90 60 60 30 –40 –20 0 0 06983-006 –60 20 CMRR (µV/V) –60 –40 –20 0 20 40 60 INPUT OFFSET CURRENT (nA) 图6. CMRR的典型分布图，G = 1 06983-009 30 0 图9. 输入失调电流的典型分布图 90 180 80 70 120 NOISE (nV/√Hz) NUMBER OF UNITS 150 90 60 60 50 G=1 G = 100 40 30 G = 10 20 30 10 0 –100 100 200 INPUT OFFSET VOLTAGE, VOSI , RTI (µV) 0 G = 1000 1 10 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 图10. 电压噪声谱密度与频率的关系 图7. 失调电压的典型分布图，VOSI 250 200 150 50 2µV/DIV 0 –90 –60 –30 0 30 60 INPUT BIAS CURRENT (nA) 90 1s/DIV 图11. 0.1 Hz至10 Hz电压噪声，RTI，G =1 图8. 输入偏置电流的典型分布图 Rev. A | Page 8 of 24 06983-011 100 06983-008 NUMBER OF UNITS 300 06983-010 –200 06983-007 0 AD8253 18 16 14 12 10 8 6 4 2 0 0.01 图12. 0.1 Hz至10 Hz电压噪声，RTI，G = 1000 0.1 1 WARM-UP TIME (Minutes) 图15. 输入失调电压变化与预备时间的关系，G = 1000 140 18 16 120 G = 1000 G = 100 14 100 PSRR (dB) 12 10 8 6 80 G=1 60 G = 10 40 4 10 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 0 10 100 1k 10k 100k 1M 06983-016 1 06983-013 0 1M 06983-017 20 2 FREQUENCY (Hz) 图13. 电流噪声谱密度与频率的关系 图16. 正PSRR与频率的关系，RTI 140 G = 100 120 G = 1000 PSRR (dB) 100 80 G = 10 60 40 140pA/DIV 1s/DIV G=1 20 06983-014 NOISE (pA/√Hz) 10 06983-015 06983-012 1s/DIV 500nV/DIV CHANGE IN INPUT OFFSET VOLTAGE (µV) 20 0 10 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 图14. 0.1 Hz至10 Hz电流噪声 图17. 负PS R与频率的关系，RTI Rev. A | Page 9 of 24 AD8253 10.5 IB– –10 7.5 –20 6.0 4.5 IOS –40 3.0 –50 1.5 –60 –15 –10 –5 0 5 COMMON-MODE VOLTAGE (V) 0 15 10 G = 1000 80 G = 100 60 G = 10 40 20 G=1 0 10 06983-018 –30 100 10k 100k 1M 130 图21. CMRR与频率的关系，1 kΩ非均衡信号源 15 30 25 10 20 5 10 CMRR (µV/V) 15 IB– 5 0 IB+ –5 IOS –10 0 –10 –60 –40 –20 0 20 40 60 80 TEMPERATURE (°C) 100 120 140 –15 –50 06983-019 –5 –30 120 10 30 50 70 90 110 图22. CMRR与温度的关系，G = 1 80 G = 1000 70 G = 100 100 –10 TEMPERATURE (°C) 图19. 输入偏置电流和失调电流与温度的关系 60 G = 1000 50 80 GAIN (dB) G=1 60 G = 10 40 40 G = 100 30 20 G = 10 10 0 20 G=1 0 10 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 100k 1M –20 1k 图20. CMRR与频率的关系 10k 100k 1M FREQUENCY (Hz) 图23. 增益与频率的关系 Rev. A | Page 10 of 24 10M 100M 006983-023 –10 06983-020 CMRR (dB) 1k FREQUENCY (Hz) 图18. 输入偏置电流和失调电流与共模电压的关系 INPUT BIAS CURRENT AND OFFSET CURRENT (nA) 100 06983-021 9.0 CMRR (dB) 0 INPUT OFFSET CURRENT (nA) IB+ 06983-022 10 INPUT BIAS CURRENT (nA) 120 12.0 20 40 400 30 300 NONLINEARITY (10 ppm/DIV) 20 10 0 –10 –20 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 10 –200 –400 –10 30 12 INPUT COMMON-MODE VOLTAGE (V) 16 20 10 0 –10 –20 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 10 OUTPUT VOLTAGE (V) 8 –4 –2 0 2 4 6 8 VS, ±15V –14.1V, +7.3V +13.8V, +7.3V 0V, +3.8V –4V, +1.9V 0 –4V, –1.9V –4 –8 +3.8V, +1.9V VS = ±5V +3.8V, –1.9V 0V, –4.2V –14.1V, –7.3V +13.8V, –7.3V –12 0V, –14.2V –12 –8 –4 0 4 8 12 80 16 60 12 INPUT COMMON-MODE VOLTAGE (V) 图28. 输入共模电压范围与输出电压的关系，G = 1 40 20 0 –20 –40 –8 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 10 OUTPUT VOLTAGE (V) 16 0V, +13.7V VS ±15V 8 –14.4V, +6V 0V, +3.8V 4 +14.1V, +6V –4.3V, +2V +4.3V, +2V VS = ±5V 0 –4.3V, –2V –4 +4.3V, –2V +14.1V, –6V 0V, –4.2V –14.4V, –6V –8 –12 –16 –16 06983-026 –60 16 OUTPUT VOLTAGE (V) 图25. 增益非线性度，G = 10，RL = 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω –80 –10 10 0V, +13.9V 4 –16 –16 06983-025 –30 –8 –6 图27. 增益非线性度，G = 1000，RL = 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω 40 –40 –10 –8 OUTPUT VOLTAGE (V) 图24. 增益非线性度，G = 1，RL = 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω NONLINEARITY (10ppm/DIV) –100 06983-028 –8 OUTPUT VOLTAGE (V) NONLINEARITY (10ppm/DIV) 0 –300 06983-024 –40 –10 100 06983-027 –30 200 06983-029 NONLINEARITY (10ppm/DIV) AD8253 0V, –14.1V –12 –8 –4 0 4 8 12 OUTPUT VOLTAGE (V) 图26. 增益非线性度，G = 100，RL = 10 kΩ, 2 kΩ, 600 Ω 图29. 输入共模电压范围与输出电压的关系，G = 1000 Rev. A | Page 11 of 24 AD8253 +VS +85°C –0.2 –2 OUTPUT VOLTAGE SWING (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES –1 +25°C –40°C +2 +25°C –40°C +1 +125°C –VS 4 8 10 12 16 14 SUPPLY VOLTAGE (±VS) 图30. 输入电压限值与电源电压的关系，G=1，VREF = 0V，RL =10kΩ 25 +IN +IN –IN –IN +25°C –40°C –40°C +25°C +85°C +1.0 +0.8 +0.6 +0.4 –VS +125°C 4 6 8 10 12 16 14 SUPPLY VOLTAGE (±VS) 图33. 输出电压摆幅与电源电压的关系，G = 1000，RL = 10 kΩ OUTPUT VOLTAGE SWING (V) CURRENT (mA) +85°C +25°C 10 5 –5 –10 –1.0 +85°C +Vs 0 –0.8 15 FAULT CONDITION (OVER-DRIVEN INPUT) G=1000 FAULT CONDITION (OVER-DRIVEN INPUT) 15 G=1000 20 10 –0.6 +0.2 +85°C 6 +125°C –0.4 06983-033 +125°C 06983-030 INPUT VOLTAGE (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES +VS –Vs –15 –40°C 5 +125°C 0 +85°C –5 –10 +125°C +25°C 图34. 输出电压摆幅与负载阻抗的关系 +VS +VS –0.2 –40°C +25°C +85°C +125°C –0.4 –0.4 OUTPUT VOLTAGE SWING (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES +125°C –0.6 –0.8 –1.0 –1.2 +85°C +25°C –40°C +1.2 –40°C +85°C +25°C +1.0 +0.8 +0.6 +125°C +0.4 –0.8 –1.2 –1.6 –2.0 +2.0 +1.6 +1.2 +0.8 +0.4 4 6 8 10 12 14 16 SUPPLY VOLTAGE (±VS) 06983-032 +0.2 图32. 输出电压摆幅与电源电压的关系，G = 1000，RL = 2 kΩ –VS 4 6 8 10 12 14 OUTPUT CURRENT (mA) 图35. 输出电压摆幅与输出电流的关系 Rev. A | Page 12 of 24 16 06983-035 OUTPUT VOLTAGE SWING (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES 10k 1k LOAD RESISTANCE ( ) 图31. 故障吸电流与输入电压的关系，G = 1000，RL = 10 kΩ –VS –40°C 06983-034 10 –15 100 06983-031 DIFFERENTIAL INPUT VOLTAGE (V) 1 100m 10m 1m 100µ –10µ/ 10µ –100µ –1m –10m –100m –10 –25 –1 –20 AD8253 5V/DIV NO LOAD 47pF 100pF 1392ns TO 0.01% 1712ns TO 0.001% 2µs/DIV 2µs/DIV TIME (µs) 图39. 大信号脉冲响应和建立时间，G = 100，RL = 10 kΩ 图36. 不同容性负载下的小信号脉冲响应，G = 1 5V/DIV 664ns TO 0.01% 744ns TO 0.001% 0.002%/DIV TIME (µs) 10µs/DIV 06983-037 2µs/DIV 12.88µs TO 0.01% 16.64µs TO 0.001% TIME (µs) 图37. 大信号脉冲响应和建立时间，G = 1，RL = 10 kΩ 06983-040 5V/DIV 0.002%/DIV 06983-039 20mV/DIV 06983-036 0.002%/DIV 图40. 大信号脉冲响应和建立时间，G = 1000，RL = 10 kΩ 5V/DIV 656ns TO 0.01% 840ns TO 0.001% TIME (µs) 20mV/DIV 06983-038 2µs/DIV 图38. 大信号脉冲响应和建立时间，G = 10，RL = 10 kΩ 2µs/DIV 图41. 小信号响应，G = 1，RL = 2 kΩ，CL = 100pF Rev. A | Page 13 of 24 06983-041 0.002%/DIV AD8253 1400 1200 1000 TIME (ns) SETTLED TO 0.001% 800 600 SETTLED TO 0.01% 400 200 0 2 4 6 8 图42. 小信号响应，G = 10，RL = 2 kΩ，CL = 100 pF 10 12 14 16 18 20 STEP SIZE (V) 06983-045 2µs/DIV 06983-042 20mV/DIV 图45. 建立时间与阶跃信号幅度的关系，G = 1，RL = 10 kΩ 1400 1200 TIME (ns) 1000 SETTLED TO 0.001% 800 SETTLED TO 0.01% 600 400 200 0 2 4 6 8 图43. 小信号响应，G = 100，RL = 2 kΩ，CL = 100 pF 10 12 14 16 18 20 STEP SIZE (V) 06983-046 20µs/DIV 06983-043 20mV/DIV 图46. 建立时间与阶跃信号幅度的关系，G = 10，RL = 10 kΩ 2000 SETTLED TO 0.001% 1800 1600 1400 TIME (ns) SETTLED TO 0.01% 1200 1000 800 600 20µs/DIV 200 0 图44. 小信号响应，G = 1000，RL = 2 kΩ，CL = 100 pF 2 4 6 8 10 12 STEP SIZE (V) 14 16 18 20 06983-047 20mV/DIV 06983-044 400 图47. 建立时间与阶跃信号幅度的关系，G = 100，RL = 10 kΩ Rev. A | Page 14 of 24 AD8253 0 20 18 –10 SETTLED TO 0.001% –20 16 –30 –40 12 THD + N (dB) SETTLED TO 0.01% 10 8 G = 1000 –60 G = 100 –70 G = 10 –80 6 –90 4 G=1 –100 –110 0 –120 10 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 06983-048 2 STEP SIZE (V) 0 –20 –30 –40 –50 G = 1000 –70 G = 100 –80 G = 10 –90 –100 G=1 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 100k 1M 06983-049 –110 –120 10 1k 10k 100k 1M 图50. 总谐波失真与频率的关系，10 Hz至500 kHz带通滤波器， 2 kΩ负载 –10 –60 100 FREQUENCY (Hz) 图48. 建立时间与阶跃信号幅度的关系，G = 1000，RL = 10 kΩ THD + N (dB) –50 06983-050 TIME (µs) 14 图49. 总谐波失真与频率的关系，10 Hz至22 kHz带通滤波器， 2 kΩ负载 Rev. A | Page 15 of 24 AD8253 工作原理 +VS +VS A0 A1 2.2kΩ +VS –VS –VS 1.2kΩ –IN 10kΩ A1 10kΩ –VS +VS DIGITAL GAIN CONTROL OUT A3 –VS +VS +VS +IN 10kΩ A2 +VS –VS 10kΩ REF –VS +VS 2.2kΩ DGND WR –VS 06983-061 1.2kΩ –VS 图51. 简化原理图 AD8253是一款单芯片仪表放大器，采用经典的三运放拓扑 透明增益模式 结构设计，如图51所示。它采用ADI公司专有的iCMOS®工 设置增益的最简单方式是直接对A0和A1施加逻辑高或逻辑 艺制造，具有精密线性性能和稳定的数字接口。并行接口 低电平来进行编程。图52显示此增益设置方法的示例，本 允许用户对1、10、100和1000的增益进行数字化编程。增 数据手册通篇将这种方法称作透明增益模式。将WR与负 益控制通过切换内部精密电阻阵列中的电阻实现(如图51所 电源相连可启动透明增益模式。在此模式下，不论是从逻 示)。 辑低电平到逻辑高电平，还是相反，施加至A0和A1的电压 所有内部放大器均采用失真消除电路，实现了高线性度和 的任何变化都会立即导致增益变化。表5是透明增益模式 超低THD。激光调整电阻使这款器件具有低于0.03%的最 的真值表，图52所示为采用透明增益模式配置的AD8253。 大增益误差(G=1)和100 dB的最小CMRR(G=1000)。为在整 个 频 率 范 围 内 实 现 高 CMRR， 引 脚 排 列 经 过 优 化 ， 使 AD8253能 够 在 频 率 为 20kHz( G=1) 时 提 供 最 低 80dB的 CMRR。平衡的输入引脚排列可减少原先对CMRR性能造 +15V 10µF 0.1µF WR A1 A0 +IN 成不利影响的寄生效应。 –15V +5V +5V G = 1000 AD8253 增益选择 REF –IN 高电压限值在“技术规格”部分列出。通常情况下，逻辑低 电平为0 V，逻辑高电平为5 V；两个电压均相对于DGND 进行测量。有关DGND的允许电压范围，请参考技术规格 表(表2)。AD8253的增益可用两种方法设置：透明增益模 式和锁存增益模式。无论采取哪种模式，都应使用上拉或 下拉电阻在A0和A1引脚端提供确定的电压。 DGND 10µF DGND 0.1µF –15V NOTE: 1. IN TRANSPARENT GAIN MODE, WR IS TIED TO −VS. THE VOLTAGE LEVELS ON A0 AND A1 DETERMINE THE GAIN. IN THIS EXAMPLE, BOTH A0 AND A1 ARE SET TO LOGIC HIGH, RESULTING IN A GAIN OF 1000. 图52. 透明增益模式，A0和A1 = 高，G = 1000 Rev. A | Page 16 of 24 06983-051 本节介绍如何配置AD8253以实现基本操作。逻辑低和逻辑 AD8253 表5. 透明增益模式的真值表 表6. 锁存增益模式的真值表逻辑电平 WR A1 A0 −VS −VS −VS −VS 低 低 高 高 低 高 低 高 增益 1 10 100 1000 WR A1 A0 Gain 高至低 高至低 高至低 高至低 低至低 低至高 高至高 低 低 高 高 低 高 低 高 X1 X1 X1 X1 X1 X1 变化为1 变化为10 变化为100 变化为1000 不变 不变 不变 锁存增益模式 一些应用包含多个可编程器件，比如同一PCB上的多路复 用器或其他可编程增益仪表放大器。这种情况下，器件可 以共用一个数据总线。可以使用WR作为一个锁存器来设置 AD8253的增益，从而允许其他器件共用A0和A1。图53所示 为使用此方法的原理图，这种方法称为锁存增益模式。WR 保 持 在 逻 辑 高 或 逻 辑 低 电 平 ( 一 般 分 别 为 5V和 0V) 时 ， AD8253即处于此模式。当WR信号从逻辑高电平转换到逻 辑低电平时，在它的下降沿上读取A0和A1上的电压。这会 锁存A0和A1上的逻辑电平，导致增益变化。有关此类增益 变化的更多信息，请参见表6所列的真值表。 +15V WR 10µF 0.1µF A1 A0 +IN +5V 0V +5V 0V WR A1 + A0 G = PREVIOUS STATE +5V 0V G = 1000 AD8253 –IN DGND 上电时，AD8253在锁存增益模式下默认增益为1。相反， 如果AD8253采用透明增益模式配置，它在上电时以A0和 A1上的电平所指示的增益启动。 锁存增益模式的时序 在锁存增益模式下，在WR的下降沿锁存增益之前，A0和 A1上的逻辑电平必须在最短建立时间tSU内保持不变。同 样，在WR的下降沿之后，A0和A1上的逻辑电平也必须在 最短保持时间tHD内保持不变，以确保正确锁存增益。在 tHD之后，A0和A1的逻辑电平能变化，但增益在WR的下 一个下降沿之前保持不变。WR保持高电平的最短持续时间 为tWR-HIGH，保持低电平的最短持续时间为tWR-LOW。数字时 序规格见表2所列。增益改变所需的时间取决于放大器的建 立时间。时序图见图54。 DGND 0.1µF –15V NOTE: 1. ON THE DOWNWARD EDGE OF WR, AS IT TRANSITIONS FROM LOGIC HIGH TO LOGIC LOW, THE VOLTAGES ON A0 AND A1 ARE READ AND LATCHED IN, RESULTING IN A GAIN CHANGE. IN THIS EXAMPLE, THE GAIN SWITCHES TO G = 1000. 06983-052 10µF X = 无关。 与其他器件共用数据总线时，施加至这些器件的逻辑电平 可能会馈通至AD8253的输出。可通过降低逻辑信号的边缘 速率将馈通降至最低。此外，精心设计PCB布局也能降低 板的数字部分和模拟部分之间的耦合。 REF – 1 图53. 锁存增益模式，G = 1000 tWR-HIGH tWR-LOW WR tSU tHD 06983-053 A0, A1 图54. 锁存增益模式的时序图 Rev. A | Page 17 of 24 AD8253 INCORRECT 电源调整与旁路 CORRECT +VS AD8253具有高电源抑制比(PSRR)。但为了优化性能，这款 +VS 仪表放大器应当采用稳定的直流电压供电。电源引脚上的 噪声会对器件性能产生不利影响。与所有线性电路一样， AD8253 必须使用旁路电容来去耦放大器。 AD8253 REF REF 在各电源引脚附近放置一个0.1 μF电容。可以远离器件放置 一个10 μF钽电容(见图55)，在多数情况下，其他精密集成 –VS –VS TRANSFORMER 电路可以共用该钽电容。 TRANSFORMER +VS 0.1µF +IN +VS 10µF WR A1 A0 AD8253 AD8253 REF REF VOUT AD8253 10M LOAD REF DGND DGND 10µF –VS THERMOCOUPLE +VS 06983-054 0.1µF –VS THERMOCOUPLE +VS C 图55. 电源去耦、REF及输出以地为基准 C 输入偏置电流回路 C fHIGH-PASS = 2π1RC AD8253 REF C AD8253 REF R AD8253输入偏置电流必须具有返回其局部模拟地的路径。 –VS 当热电偶等信号源无法提供电流回路时，必须创建一条返 回路径(见图56)。 R –VS CAPACITIVELY COUPLED CAPACITIVELY COUPLED 06983-055 –IN –VS 图56. 创建一条IBIAS 返回路径 输入保护 AD8253的所有引脚均提供ESD保护。对于超过各供电轨 0.5V以上的电压，应当用一个与各输入串联的外部电阻来 限制电流。这样，AD8253就可以在室温下安全处理6mA连 续电流。对于AD8253会遇到极端过载电压的应用，应当使 用 外 部 串 联 电 阻 和 低 泄 漏 二 极 管 钳 位 (如 BAV199L、 FJH1100或SP720)。 Rev. A | Page 18 of 24 AD8253 基准引脚 噪声耦合 基准引脚REF处于一个10 kΩ电阻的一端(见图51)。仪表放 为了防止噪声耦合到AD8253上，请遵循以下原则： 大器的输出以REF引脚上的电压为基准，这在输出信号需 请勿在器件下方布设数字线路。 要偏移到其局部模拟地以外的电压时会很有用。例如，可 在AD8253下方布设模拟地层。 以将一个电压源与REF引脚相连，对输出进行电平转换， 使用数字地来屏蔽快速切换信号，以避免噪声辐射至 电路板的其他部分，绝不能在模拟信号路径附近布设 这些线路。 使AD8253可以与单电源ADC接口。容许的基准电压范围 取决于增益、共模输入和电源电压。REF引脚不应高出+VS 或–VS 0.5 V以上。 避免数字信号与模拟信号交叠。 为了获得最佳性能，尤其是在输出信号测量不以REF引脚 只能在一个点上连接数字地和模拟地(一般在ADC下 方)。 为参考的情况下，REF引脚应保持较低的源阻抗，因为寄 生电阻会对CMRR和增益精度产生不利影响。 INCORRECT 电源线路应使用宽走线，以确保低阻抗路径。必须进 行去耦；请遵循“电源调整与旁路”部分中所列的原 则。 CORRECT AD8253 共模抑制 AD8253 AD8253在整个频率范围内具有高CMRR，而典型仪表放大 器在大约200 Hz处CMRR就开始下降，因此AD8253对线路 噪声及其相关谐波等的抗干扰性能比典型仪表放大器更 强，后者往往需要在输入端配置共模滤波器来弥补这一不 足。AD8253能够在更大频率范围内抑制共模信号，因而减 少了对输入共模滤波的需求。 VREF VREF + – 06983-056 OP1177 图57. 驱动基准引脚 共模输入电压范围 AD8253的三运放拓扑结构是先施加增益，然后消除共模电 压。因此，AD8253的内部节点会遇到增益信号和共模信号 的合并信号。这一合并后的信号会受电源电压限制，即使 在单独输入和输出信号没有被限制的时候也是如此。图28 和图29显示了在多种输出电压、电源电压和增益条件下所 允许的共模输入电压范围。 布局 接地 在混合信号电路中，低电平模拟信号需要与高噪声数字环 境隔离。AD8253的设计也不例外。其电源电压以一个模拟 精心规划的电路板布局可以让系统实现最高性能。为了在 整个频率范围内保持较高的CMRR，输入走线需采取对称 布局。务必使走线保持阻性和容性平衡；这对于输入引脚 和走线下方的其他PCB金属层同样适用。信号源电阻和电 容应在允许的范围内尽可能靠近输入引脚。如果一条走线 越过输入(从另一层)，这条走线应与输入走线垂直路由。 射频(RF)干扰 在有强RF信号的应用中使用放大器时，一般都存在RF整流 问题。这种干扰可能会表现为较小的直流失调电压。高频 信号可以通过仪表放大器输入端的低通RC网络滤除，如图 58所示。滤波器根据以下关系式对输入信号带宽加以限 制： FilterFreq 地为基准，数字电路以一个数字地为基准。虽然将这两种 DIEF 地连至同一地层会很方便，但是流经地线和PC板的电流会 造成误差。因此，要使用独立的模拟和数字地层。模拟和 FilterFreqCM 数字地只能在星型接地点这一个点上汇合。 AD8253的输出电压是相对于基准引脚上的电位而言的。注 意，要将REF与适当的局部模拟地相连，或将其连接至以 其中CD ≥ 10 CC。 局部模拟地为基准的电压。 Rev. A | Page 19 of 24 1 2 π R (2C D CC ) 1 2 π RCC AD8253 +15V 0.1µF 本示例中，采用一个1 nF电容和一个49.9 Ω电阻为AD7612 构建抗混叠滤波器。该1 nF电容还用于将必需的电荷存储 10µF 并传送到ADC的开关电容输入。该49.9 Ω串联电阻减轻了 CC R 放大器1 nF负载的负担，并将其与AD7612的开关电容输入 +IN R 所注入的反冲电流隔离开。选择过小的电阻可以改善 VOUT AD8253 CD AD8253输出端电压与AD7612输入端电压的相关关系，但 REF 可能使AD8253变得不稳定。是选择足够小的电阻以保持精 –IN 度，还是选择足够大的电阻以保持稳定性，必须在这两者 CC 之间进行权衡。 –15V 06983-057 10µF 0.1µF +15V 图58. 射频干扰(RFI)抑制 应适当选择R和CC的值，使射频干扰降至最小。正输入端R × CC与负输入端R × CC的不匹配会降低AD8253的CMRR性 10µF 0.1µF WR A1 +IN +12V 49.9Ω AD8253 而改善性能。 REF AD7612 1nF +5V –IN ADR435 仪表放大器通常用在模数转换器前面，提供CMRR。一般 DGND 10µF AD8253的低输出噪声、低失真和短建立时间等特性使其成 为ADC驱动器的绝佳选择。 DGND 0.1µF 06983-058 而 言 ， 仪 表 放 大 器 需 要 缓 冲 器 跟 随 来 驱 动 ADC。 但 0.1µF 0.1µF 能。使CD的值为C值的10倍，可以降低不匹配的影响，从 驱动模数转换器 –12V A0 –15V 图59. 驱动ADC Rev. A | Page 20 of 24 AD8253 应用信息 使用微控制器设置增益 差分输出 在某些应用中，有必要创建一个差分信号。高分辨率模数 +15V 转换器往往需要一个差分输入。在其他情况下，长距离传 10µF 输也可能需要差分信号，以实现更好的抗干扰性。 图61显示如何配置AD8253来输出差分信号。在反相拓扑结 0.1µF WR A1 A0 +IN MICROCONTROLLER + 构中使用运算放大器AD8675来创建一个差分电压。VREF根 AD8253 据图示等式设置输出中点。运算放大器产生的误差是两个 REF – –IN 电阻所产生的误差会引起共模直流失调误差。这类误差在 DGND 10µF 差分信号处理中由差分输入ADC或仪表放大器进行抑制。 DGND 0.1µF 使用此电路驱动一个差分ADC时，可以使用电阻分压器根 06983-059 输出的共同误差，因此属于共模误差。同样，使用不匹配 –15V 图60. 使用微控制器对增益进行编程 据ADC基准电压设置VREF，以使输出与ADC成比例。 +15V 0.1µF AMPLITUDE WR +5V A1 A0 +IN AMPLITUDE + VOUTA = VIN + VREF 2 AD8253 VIN G=1 – 0.1µF REF DGND 4.99k 10µF TIME 4.99k –15V +15V +2.5V 0V –2.5V –15V 56pF + AD8675 +15V 0.1µF –15V 0.1µF 10µF DGND VOUTB = –VIN + VREF 2 图61. 具有电平转换的差分输出 Rev. A | Page 21 of 24 VREF – 0V AMPLITUDE +2.5V 0V –2.5V TIME 06983-060 –5V 数据采集 AD8253是一款出色的仪表放大器，非常适合用于数据采集 系统。它的宽带宽、低失真、短建立时间和低噪声特性使 AMPLITUDE (dB) 其能够在各种16位ADC的前端调理信号。 图63所示的AD825x是一个完整数据采集系统的组成部分。 AD8253的快速压摆率允许其调理来自多路复用输入的快速 变化信号。FPGA控制AD7612、AD8253和ADG1209。此 外，机械开关和跳线允许用户在透明增益模式下对增益进 行引脚绑定。 根据测试，此系统在1kHz输入信号下的总谐波失真为−116 0 –10 –20 –30 –40 –50 –60 –70 –80 –90 –100 –110 –120 –130 –140 –150 –160 –170 0 5 dB，信噪比为91 dB，如图62所示。 10 15 20 25 30 35 40 45 FREQUENCY (kHz) 图62. 使用AD8253 1 kHz信号时， AD825x在完整数据采集系统中的FFT JMP +12V + +12V 0.1µF 10µF +CH3 +CH4 –CH4 –CH3 –CH2 –CH1 806Ω 806Ω 806Ω 806Ω 806Ω 806Ω 806Ω 4 S1A +5V 2kΩ 10µF 2 EN DGND DGND JMP +5V DGND 5 S2A 2kΩ 2 6 S3A ALTERA EPF6010ATC144-3 DGND 6 7 S4A 0Ω DA 8 0Ω ADG1209 10 S4B 11 S3B DB 9 12 S2B GND 15 A0 13 –VS S1B A1 VSS 16 0Ω 0Ω CC +IN CD –IN CC 10 1 + 5 WR A1 4 A0 AD8253 REF – +VS –VS 9 3 VOUT +IN 0Ω 49.9Ω AD7612 1nF C4 0.1µF C3 0.1µF 3 7 ADR435 8 1 DGND +12V –12V JMP 0.1µF –12V +5V 2kΩ DGND JMP +5V R8 2kΩ 06983-067 +CH2 806Ω VDD JMP –12V GND 14 +CH1 + DGND 图63. ADG1209、AD8253和AD7612在完整数据采集系统中与AD825x配套使用的原理图 Rev. A | Page 22 of 24 50 06983-062 AD8253 AD8253 外形尺寸 3.10 3.00 2.90 10 3.10 3.00 2.90 1 6 5.15 4.90 4.65 5 PIN 1 0.50 BSC 0.95 0.85 0.75 0.15 0.05 1.10 MAX 0.33 0.17 SEATING PLANE 0.23 0.08 0.80 0.60 0.40 8° 0° COPLANARITY 0.10 COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-187-BA 图64. 10引脚超小型封装[MSOP] (RM-10) 图示尺寸单位：mm ORDERING GUIDE 1 型号 温度范围 封装描述 封装选项 AD8253ARMZ1 AD8253ARMZ-RL1 AD8253ARMZ-R71 AD8253-EVALZ1 -40°C至+85°C -40°C至+85°C -40°C至+85°C 10引脚MSOP 10引脚MSOP 10引脚MSOP 评估板 RM-10 RM-10 RM-10 Z = 符合RoHS标准的兼容器件。 Rev. A | Page 23 of 24 标识 Y0K Y0K Y0K AD8253 注释 ©2008 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. D06983-0-8/08(A) Rev. A | Page 24 of 24