AN-1318: 電流検出アンプ用差動過電圧保護回路 (Rev. 0) PDF

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AN-1318
アプリケーション・ノート
電流検出アンプ用差動過電圧保護回路
著者: Emmanuel Adrados および Paul Blanchard
VIN _ MAX − VRATED _ MAX
はじめに
ほとんどの電流検出アンプは高い同相電圧(CMV)に対処でき
ますが、高い差動入力電圧には対処できません。ある種のアプ
リケーションでは、シャントの差動入力電圧がアンプの規定最
大電圧を超えるような故障状態が発生することがあります。こ
のような状態はアンプに損傷を与える恐れがあります。このア
プリケーション・ノートでは、電流検出アンプ用の 2 種類の基
本的過電圧保護回路を紹介し、これらの回路が 2 種類の電流検出
アーキテクチャ、つまり電流検出アンプ(一例として AD8210 を
使用)と差動アンプ(一例として AD8418 を使用)のデバイス性
能に与える影響を検討します。
R
= 3 mA
(1)
ここで、
VIN_MAX は予想される最大差動電圧、
VRATED_MAX は最大定格電圧(0.7 V)、
R は合計直列抵抗(R1 + R2)です。
たとえば、予想される最大過渡入力電圧が 10V の場合、式は次
のようになります。
10 V − 0.7 V
R
= 3 mA
(2)
過電圧保護回路
R = 3.1kΩの場合は、式 1 に基づき R1 および R2 は 1.55kΩです。
電流検出アンプの過電圧保護用の基本的接続を図 1 に示します。
差動入力電圧がアンプの最大定格値を超えると、アンプは内部
保護ダイオードに電流を流し始めます。追加直列抵抗 R1 と R2
は、入力ピン間に大きな差動電圧信号が加わった場合に、内部
保護ダイオードに大電流が流れるのを防ぎます。
これらの R1 および R2 の値は、アンプの入力インピーダンスに
よってはかなり大きな値であり、システムの全体的性能に大き
な誤差を生じさせる可能性があります。R1 と R2 の値は、誤差
を最小限に抑えるためにできるだけ低くします。R1 と R2 の値
を小さく抑えるひとつの方法は、図 2 に示すように、電流容量
の大きい外付け保護ダイオードを入力ピンに追加することです。
+5V
+5V
VS
R1
VS
R2
GND
10Ω
VREF2
D2
IN
GND
GND
12582-001
GND
D1
VCM
図 1. 基本的過電圧保護回路
保護回路によって許容される最大定格電圧と最大入力電流は両
方ともデバイスごとに異なります。一般には、内部差動保護ダ
イオードに流れる電流を 3mA に制限します。この値に基づき、
式 1 を使って R1 と R2 の値を計算します。
Rev. 0
OUT
R2
VREF2
VCM
VREF1
V1
OUT
V1
VS
12582-002
VREF1
VS
IN
10Ω
R1
図 2. 外付けの入力差動保護ダイオードを追加した
過電圧保護回路
たとえば、最大 500mA の順方向電流を流すことのできる DigiKey B0520LW-7-F ショットキー・ダイオードを使用すると、R
の値を 20Ω に減らすことができます。
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AN-1318
アプリケーション・ノート
過電圧に対する保護に加えて、図 3 に示すようにコンデンサを
追加すれば、R1 と R2 を使用して電磁干渉(EMI)フィルタを
構成することができます。この構成は、モバイル通信、モータ
ー、送電線などの外部干渉源から回路への高周波干渉を防ぐの
に役立ちます。
R1
AD8418 は、保護回路がある状態とない状態でテストしました。
このアンプの計算による追加ゲイン誤差と実際のゲイン誤差を
表 2 に示します。
VS
C1
R2
C2
V1
VREF1
C3
OUT
D1
VREF2
D2
GND
10Ω
ゲイン誤差
通常、アンプのゲイン誤差はそのデバイスのデータシートで仕
様が規定されています。AD8210 の計算による追加ゲイン誤差
と実際のゲイン誤差を表 1 に示します。
+5V
10Ω
追加直列抵抗が ゲイン誤差、CMRR、およびオフセット電圧
の各デバイス・パラメータに与える影響を測定するために、
AD8210 と AD8418 の両方を評価します。
同相除去比
12582-003
VCM
図 3. EMI フィルタ付きの過電圧保護回路
この種の EMI フィルタ回路では考慮すべき 2 種類の帯域幅(差動
帯域幅と同相帯域幅)があります。これらの帯域幅は、それぞれ
式 3 と式 4 を使って決定できます。
差動フィルタ帯域幅(−3dB)=
1
C1× C2
2π × (R1+ R2) × 
+ C3
 C1+ C2

通常、電流検出アンプは CMV が高い環境にさらされるので、
CMRR は最も重要な仕様のひとつです。CMRR は、そのデバイ
スの高 CMV 除去能力と、それによってどの程度の精度と性能を
実現できるかを示す値で、アンプの 2 つの入力端子に等しい電圧
を加えた場合に出力電圧がどのくらい変化するかを表わします。
CMRR は、差動ゲインと同相ゲインの比率として定義され、通
常はデシベルで表示されます。
両方のアンプの CMRR 値を求めるには、式 5 と式 6 を使用しま
す。
(3)
CMRR =
同相フィルタ帯域幅(−3 dB)=
1
2π × R1× C1
(4)
システム性能に関するトレードオフ
アンプの入力に直列抵抗を追加すると、一部の性能パラメータ
値が悪化することがあります。一部のアンプでは、R1 と R2 が
内部高精度抵抗と直列になります。その他のアンプでは、オフ
セット電流と抵抗の作用でオフセット電圧が発生します。その
影響を最も受けやすいパラメータが、ゲイン誤差、同相除去比
(CMRR)、およびオフセット電圧です。
 20∆VCM
 ∆VOUT

CMRR = 20 log 
R1
結果は、AD8418 では追加外付け抵抗が CMRR 性能に影響を与
えますが、AD8210 ではあまり影響がないことを示しています。
HAMEG
HMP4030
AGILENT 3458A METER
VS
10Ω
VREF1
OUT
R2
10Ω
D1
D2
VREF2
GND
図 4. ゲイン誤差、CMRR、およびオフセット電圧評価用の
テスト・セットアップ
Rev. 0
(6)
AD8210 と AD8418 電流検出アンプの CMRR の測定結果を、それ
ぞれ表 3 と表 4 に示します。
12582-004
YOKOGAWA
GS200
PRECISION
DC SOURCE




(5)
ここで、
ADM は AD8210 と AD8418 の差動ゲイン(ADM = 20)、
ACM は同相ゲインΔVOUT/ΔVCM です。
ゲイン誤差、CMRR、およびオフセット電圧の評価に使用する
テスト・セットアップを図 4 に示します。このセットアップで
は、デバイスへの 5V 単電源供給用に Agilent E3631A 電源、差
動入力電圧信号用に横河 GS200 高精度 DC 電源、CMV 設定用に
HAMEG HMP4030、電流検出アンプの出力電圧測定用に Agilent
3458A 高精度マルチメータを使用しています。
AGILENT E3631A +5V
POWER SUPPLY
20× ∆VCM
ADM
=
∆VOUT
ACM
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AN-1318
アプリケーション・ノート
表 1. AD8210 のゲイン誤差
R1 (Ω)
R2 (Ω)
0
0
10.2
10.2
Additional Gain Error (%)
0
0.497
Actual Gain (V/V)
19.9781
19.88059
Actual Gain Error (%)
−0.1095
−0.59705
表 2. AD8418 のゲイン誤差
R1 (Ω)
R2 (Ω)
0
0
10.2
10.2
Additional Gain Error (%)
0
0.013
Actual Gain (V/V)
19.99815
19.9955
Actual Gain Error (%)
−0.00925
−0.0225
表 3. ゲイン 20 における AD8210 の CMRR 性能
R1 (Ω)
R2 (Ω)
CMV = 0 V and 4 V (dB)
CMV = 4 V and 6 V (dB)
0
0
−92.77
−104.96
10.2
10.2
−94.37
−107.99
表 4. ゲイン 20 における AD8418 の CMRR 性能
R1 (Ω)
R2 (Ω)
CMV = 0 V and 35 V (dB)
0
0
−127.72
10.2
10.2
−88.89
CMV = 4 V and 65 V (dB)
−121.49
−121.86
CMV = 35 V and 70 V (dB)
−123.72
−104.35
CMV = 6 V and 65 V (dB)
−123.35
−123.10
CMV = 0 V and 70 V (dB)
−138.39
−93.05
表 5. 入力オフセット電流と外部インピーダンスによる AD8210 の追加オフセット電圧
R1 (Ω)
R2 (Ω)
VOUT (mV)
Additional Offset Voltage (RTI) (ƒΚV)
0
0
5.598
17
10.2
10.2
5.938
17
表 6. 入力オフセット電流と外部インピーダンスによる AD8418 の追加オフセット電圧
R1 (Ω)
R2 (Ω)
VOUT (mV)
Additional Offset Voltage (RTI) (mV)
0
0
−0.91
1.3
10.2
10.2
26.09
1.3
オフセット電圧
外付け抵抗にバイアス電流が流れると、デバイスの内部オフセ
ット電圧と直列に電圧が発生します。この追加的なオフセット
電圧を計算するには、式 7 に示すように、2 つのバイアス電流
の差である入力オフセット電流(IOS)に、入力ピンの外部イン
ピーダンスを掛けます。
オフセット電圧 = IOS × R
(7)
ここで、
IOS は入力オフセット電流、
R は追加外部インピーダンスです。
AD8210 および AD8418 の両方の電流検出アンプの実際の測定値
に基づくオフセット電圧の増加量を、それぞれ表 5 と表 6 に示
します。
結果は、AD8418 のオフセット電圧増加量の方が、AD8210 のオ
フセット電圧増加量より大きいことを示しています。これは、
AD8418 の入力オフセット電流が約 100µA と非常に大きいため
です。入力ピンの追加的なインピーダンスは、入力オフセット
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Rev. 0
電流により追加オフセット電圧として現れます。したがって、
オフセット電圧への影響を最小限に抑えるために、AD8418 の直
列抵抗には値が小さいものを推奨します。
結論
電流検出アンプを過電圧から保護する最も簡単な方法として、
入力ピンに直列抵抗を追加します。この回路では許容入力電圧
に十分な余裕を持たせることができますが、追加コンポーネント
の分だけコストがかかります。ゲイン誤差、CMRR、オフセッ
ト電圧などの性能への影響の大きさは測定可能で、その値は外
付け抵抗の合計値と使用する電流検出アンプのタイプに関係しま
す。
ロバスト性に優れたアンプを実現するための過電圧保護の詳細
については、アナログ・ダイアログの記事「Robust Amplifiers
Provide Integrated Overvoltage Protection(ロバスト性に優れた過
電圧保護回路内蔵アンプ)」を参照してください。
商標および登録商標は、それぞれの所有者の財産です。
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