AN-1107: 2 チャンネル乗算型DAC と単一のI/V 変換アンプを使用したAC 信号のオフセットと振幅の制御 (Rev. 0) PDF

AN-1107
アプリケーション・ノート
2 チャンネル乗算型 DAC と単一の I/V 変換アンプを使用した
AC 信号のオフセットと振幅の制御
著者: Estibaliz Sanz
はじめに
ADR01 は高精度で高安定性の低ドリフト電圧リファレンスです。
AC 信号のゲインを調整するために単一の AD8065 のみが使用
されています。
このアプリケーション・ノートでは、ここでご紹介する回路が
AC と DC 両方の入力を可能にするために追加する加算アンプと
IOUT の構成回路の必要性をどのように取り除き、データ・ア
クイジション、計測に理想的な回路にするかをご説明します。
図 1 に示す回路は大信号乗算型 DACAD5449 で構成されていま
すが、チャンネル 1 に処理する AC リファレンス信号を印加し、
チャンネル 2 には ADR01 からこの信号のオフセットをシフト
する +10 V 入力を印加して動作しています。
AD8065 は AC 性能が優れており低ノイズ(この回路の目的に
は理想的です)なので、このアプリケーションに最適です。
DAC 出力電流は加算され、AD8065 により電圧に変換されます。
従って AC 信号の振幅とオフセットは単一の DAC と単一のオペ
アンプで制御する事ができます。
機能ブロック図
+10V
AC REFERENCE
DAC B
IOUTB
VOUT
ADR01
±10V
DAC A
AD8065AR
IOUTA
–10V
ATTENUATED
REFERENCE
09563-001
AD5429/AD5439/AD5449
NOTES
1. ADDITIONAL PINS OMITTED FOR CLARITY.
図 1.
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Rev. 0
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AN-1107
Application Note
目次
はじめに ............................................................................................. 1
安定性の問題 ................................................................................. 4
機能ブロック図 ................................................................................. 1
出力電圧 ............................................................................................. 5
乗算型 DAC ........................................................................................ 3
コードをロードした例 ................................................................. 5
ゲインの追加 ................................................................................. 4
正しいオペアンプを選ぶ .................................................................. 6
改訂履歴
2/11—Revision 0:初版
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Application Note
AN-1107
乗算型 DAC
乗算型 DAC は従来の固定リファレンスの DAC とは違い、任
意又は AC リファレンス信号を印加して動作させる事ができ
ます。
この回路構成で IOUT DAC を使用する主な利点の1つは、内
蔵の RFB 抵抗が RDAC の等価抵抗にマッチングしているので、
ゲイン温度係数の誤差が非常に小さくなる事です。
AC 信号のゲインを調整する簡単な方法は従来の反転オペア
ンプ段を使う事です。十分な帯域幅をもつオペアンプを選び、
次式に従ってゲインを調整します。
出力アンプをユニポーラ・モードに接続した場合、出力電圧
は次式で与えられます。

VOUT = −[RDAC/RFB (VIN)]
乗算型 DAC は任意の電圧又は AC 電圧信号の乗算に理想的な
ビルディング・ブロックを提供します。バッファ付き電流出
力 DAC 構成では、非反転ゲイン・アンプ構造を基本としてい
ます。乗算型 DAC は R-2R 構造を採用して、図 2 に示すよう
に可変 RDAC 抵抗の機能を実現しています。VREF ピンから見
た DAC の入力インピーダンスは一定ですが、出力インピーダ
ンスはコードによって変わり、等価な可変 RDAC 値を与えま
す。

ここで、
D は、DAC にロードされるデジタル・ワードの値です。
D = 0 to 255 (8-bit DACs).
= 0 to 1023 (10-bit DACs).
= 0 to 4095 (12-bit DACs).
= 0 to 16,383 (14-bit DACs)
= 0 to 65,536 (16-bit DACs)
図 3 に示すように乗算型 DAC では、電流は IOUT1 ノードに接
続された仮想グラウンド、又はグラウンド・ノード(デバイ
スによっては IOUT2 )に流れるので、出力電圧のグリッジは
非常に小さくなります。
n はビット数です。
つまり、乗算型 DAC の出力信号はリファランス入力とデジタ
ル入力値の積に比例します。
図 2.反転ゲイン回路
図 3.乗算型 DAC, VOUT = 0 ~ −VREF
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ゲインの追加
VIN より大きい出力電圧が必要なアプリケーションでは、ゲイ
ンを上げるために外付けアンプを追加するか又は一段で実現
することも可能です。
図 4 に示した推奨回路を使用して、回路のゲインを増やしま
す。R1、R2、R3 はすべて同じような温度係数を持つ必要が
ありますが、DAC の温度係数に一致する必要はありません。
もし C1 の値が小さ過ぎると、出力で波形歪を生じ、もし C1
の値が大き過ぎると、システムの帯域幅に悪影響を与える可
能性があります。
DAC の内部出力キャパシタンスがデジタル・コードの値よっ
て変化するので、C1 の正しい値を決めるのは困難です。そこ
で値は次式に従い最適に近似されます。

安定性の問題
目的の波形の信号処理を実現するために考慮しなければなら
ない重要な部品は補正用コンデンサです。DAC の内部出力容
量によりオープン・ループ応答に極が導入されるため、閉ル
ープ・ランプ発生回路でリンギングや不安定を生ずることが
あります。これを補償するために、通常


ここで、
GBW は使用するオペアンプの小信号ユニティゲイン帯域幅
積です。
CO は DAC の出力キャパシタンスです。
図 3 に示すように外付け帰還コンデンサ C1 を DAC の内部
RF にと並列に接続します。
図 4.乗算型 DAC を使用した信号ゲイン
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出力電圧
DAC A に固定の 10 V リファレンスを入力し、DAC B の入力
として 2 V オフセットのある 4 V サイン波を入力した場合、
AD5449 の出力電圧はデジタル・コードと DAC にロードされ
る下記の値によって変化します。
1
C2 MEAN
–8mV
C2 p-p
3.84V
2
DAC A: オフセットの変化(0V~10V)
4
DAC B: 振幅の変化(0V~4V)
C4 MEAN
–6.024V
出力アンプをユニポーラ・モードに接続したので、出力電圧
は次式で与えられます。
C4 p-p
2.24V
ここで、
D は、DAC にロードされるデジタル・ワードの値です; 0 か
ら 4095 までの値になります。
n はビット数です。
CH1 500mV Ω CH2 2V
CH4 2V
M200ns
CH1
09563-006
VOUT = −VREF × D ⁄ 2n
240mV
図 6.ハーフ・スケール
コードをロードした例
図 5、図 6、 図 7 は DAC A と DAC B の両方にデジタル・コ
ードをロードした場合の出力電圧を示します。
4
1
予想される出力オフセットは DAC A の電圧と DAC B のオフ
セット電圧の合計になりますが、出力信号はオペアンプによ
り反転されます。
C2 MEAN
–4mV
C2 p-p
4V
2
C4 MEAN
–12V
1
C2 MEAN
–4mV
2
C4 MEAN
–32mV
CH1 500mV Ω CH2 2V
CH4 2V
4
C4 p-p
320mV
M200ns
CH1
240mV
CH1
図 7.フル・スケール
09563-005
CH1 500mV Ω CH2 2V
CH4 2V
M200ns
図 5.ゼロ・スケール
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240mV
09563-007
C4 p-p
4.56V
C2 p-p
3.92V
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Application Note
正しいオペアンプの選択
乗算型 DAC 回路の性能は、選択された電流を電圧に変換する
オペアンプに大きく依存します。信号の DC 精度を保つため
には、DAC 出力の最小分解能を損なわないように、低バイア
ス電流、低オフセット電圧のオペアンプを選ぶ事が重要です。
この事についてのさらに詳しい事は適切な乗算型 DAC のデー
タシートに記載されています。
相対的に高速な AC 信号や任意の信号を乗算する必要のある
アプリケーションでは、オペアンプの出力信号の特性が悪化
しないように広帯域幅で高スルーレートのオペアンプを使用
する必要があります。
オペアンプのゲイン帯域幅積は帰還抵抗で実現する帰還負荷
によって制限されます。それは又デバイスを設定するゲイン
構成によっても制限されます。必要とされるゲイン帯域幅を
決定するための一般的な経験による方法は、処理する信号の
周波数の 10 倍の−3 dB 帯域をもつオペアンプを選ぶ事です。
オペアンプのスルーレートはもし注意深く考慮されてない場
合には乗算型 DAC を制限するもう一つの仕様となりえます。
AD54xx と AD55xx ファミリの製品に対しては経験から、一般
的にスルーレートが 100 V/µs のオペアンプで十分です。
表 1.適切な ADI の高速オペアンプの選択
製品番号
AD8065
電源電圧(V)
5 to 24
BW @ ACL
(MHz)
145
スルーレート
(V/_μs)
180
VOS (Max) (µV)
1500
IB (Max)
(nA)
0.006
AD8066
AD8021
AD8039
5 to 24
5 to 24
3 to 12
145
490
350
180
120
425
1500
1000
3000
0.006
10,500
750
ADA4899
AD8057
5 to 12
3 to 12
600
325
310
850
35
5000
100
500
AD8058
AD8061
3 to 12
2.7 to 8
325
320
850
650
5000
6000
500
350
AD8062
AD9631
2.7 to 8
±3 to ±6
320
320
650
1300
6000
10,000
350
7000
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パッケージ
SOIC-8, SOT-235
SOIC-8, MSOP-8
SOIC-8, MSOP-8
SOIC-8, SC70-5,
SOT-23-5
LFCSP-8, SOIC-8
SOT-23-5, SOIC8
SOIC-8, MSOP-8
SOT-23-5, SOIC8
SOIC-8, MSOP-8
SOIC-8, PDIP-8
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