第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール アプリケーションノート 第1章 － 基本コンセプトと特徴 － 目次 ページ １ V シリーズの基本コンセプト ･･････････････････････････ 1-2 ２ 素子構造の変遷 ･･････････････････････････ 1-3 ３ V シリーズ IGBT チップの特徴 ･･････････････････････････ 1-5 ４ 高放熱セラミック絶縁基板の適用 ･････････････････････････ 1-10 はじめに 第 6 世代Ｖシリーズ IGBT モジュールは、第 5 世代 U シリーズで技術開発した Field Stop(FS)構造とトレ ンチゲート構造を継承するとともに、更なるウェーハ厚の薄厚化、トレンチ構造の最適化を行ないました。 これにより更なる特性改善を行ないました。 本章では第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュールの基本コンセプトと特徴について述べます。 1-1 第１章 １ 基本コンセプトと特徴 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ V シリーズの基本コンセプト 近年、環境面への配慮から二酸化炭素の排出量を低減することが世界中で求められています。二酸化炭 素の排出量低減のためには、エネルギーの使用量を低減することが必要不可欠です。しかしながらそれと ともに装置や機器に使用する部品点数の削減や部品に使用する材料の低減も、製造に費やすエネルギーの 低減が可能となることから重要となります。したがって装置や機器に対してはエネルギー変換効率の向上 とともに、その小型化が市場から求められています。特に電力変換装置では IGBT モジュールが主に用い られるため、その小型化が装置の小型化に貢献できることになります。 このような背景から、最新世代の V シリーズの IGBT モジュールでは「小型化」を基本コンセプトに開 発を行ないました。 図 1-1 に IGBT モジュールに対する基本的な市場要求を示します。IGBT モジュールに対する基本的な市 場要求は性能と信頼性の向上、環境負荷の低減です。性能、環境、信頼性に対する各諸特性は相互に関連 し合っているため、IGBT モジュールの「小型化」を実現するためには、これらをバランスよく改善するこ とが重要となります。 今回の開発した第 6 世代の V-IGBT モジュールは性能、環境、信頼性の各諸特性を最大化することによっ てその基本コンセプトである「小型化」を達成しました。また「小型化」に付随して同一パッケージでの 最大電流定格の拡大を達成しました。 性能 環境 小形・軽量 発生損失の 低減 RoHS準拠 Max EMI/EMCノイズ 放熱 温度ｻｲｸﾙ 耐量 信頼性 図 1-1 富士電機が目指す IGBT モジュール開発のイメージ 1-2 第１章 ２ 基本コンセプトと特徴 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 素子構造の変遷 図 2-1 には富士電機における 1200V 系列に関する各世代の IGBT のチップ断面図を示します。 また表 2-1 には各世代 IGBT への適用技術の一覧を示します。 第三世代以前の IGBT ではプレーナゲート型パンチスルーIGBT が主流でした。当時のパンチスルー型 IGBT はエピキャシタルウェーハを用いる IGBT で、コレクタ側からキャリアを高注入することで低オン電 圧を実現していました。同時にターンオフ時には n ベース層に高注入されたキャリアを速やかに消去する 必要があるため、ライフタイムコントロール技術を適用しています。これにより低オン電圧と低いターン オフスイッチング損失(Eoff)を実現させていました。 しかしながらライフタイムコントロール技術を適用した場合では高注入のキャリアをライフタイムコン トロール技術で抑制しているため、特性改善に限界がありました。その上ライフタイムコントロール技術 を適用した場合、オン電圧特性のバラツキが大きくなるため、並列使用時の電流アンバランス抑制が課題 として有りました。 これらの課題を打開する為に、第四世代の S シリーズではライフタイムコントロール技術を必要としな いノンパンチスルー（NPT）型 IGBT を開発しました。ノンパンチスルー型 IGBT は、コレクタ(p+層)の不 純物濃度をコントロールすることによりキャリアの注入効率を抑制するとともに、n ベース層の厚さを薄 くして輸送効率を高くしています。ノンパンチスルー型 IGBT ではエピタキシャルウェーハを用いず、FZ （Float Zone）ウェーハを用いることができるため、結晶欠陥の影響を受けにくいという利点を持ってい ます。一方で低オン電圧を達成するためには、高輸送効率化する必要があり、n ベース層の厚さ、すなわ ちチップ厚を薄くする技術が必要でした。富士電機ではウェーハの薄厚化技術を新たに開発し、特性改善 に貢献してきました。更なる特性改善のためには、より薄いチップ厚を持った IGBT が必要となりますが、 チップ厚の大部分を n ベース層の厚さが占めており、その厚さは素子耐圧の低下に大きく影響を与えます。 この素子耐圧の特性改善を阻む要因を打破した構造が FS（Field Stop）構造です。FS 構造とは、n ベース 層に濃度が高い FS 層を設けた構造です。この構造を採用することで更なる特性改善が可能となりました。 また富士電機は IGBT の特性改善に不可欠な技術として表面構造の微細化も併せて進めて来ました。 IGBT 素子はセルと呼ばれる IGBT の基本構造が多数配置される構造によって形成されています。IGBT セ ル数が多いほど低オン電圧化が実現できます。それゆえウェーハ表面に平面的に IGBT セルを作る構造（プ レーナ構造）からシリコン表面にトレンチ（溝）を形成し 3 次元的にゲート構造を形成するトレンチ構造 へと表面構造も移り変わってきました。第 5 世代の U シリーズでは上記の FS 構造とトレンチゲート構造 を採用することで画期的な特性改善を実現しました。 今回量産供給を開始しました第 6 世代「Ｖシリーズ」は、第 5 世代 U シリーズで技術開発した FS 構造 を更に薄くすることで低オン電圧化やスイッチング損失の低減を図りました。加えてトレンチゲート構造 の更なる最適化により、スイッチングスピードの制御性の向上を図りました。 1-3 第１章 Gate Emitter Emitter Gate Emitter P P N+ Planar Gate Emitter P P N+ N+ N-drift －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 基本コンセプトと特徴 N+ Trench Gate Gate N-drift N-drift Gate N-drift Field-Stop N+buffer NPT N-field-stop P+collector (non punch through) Collector P+substrate 3rd. Gen. P+collector Collector 6th Gen. P+collector 5th Gen. Collector (U-Series) 4th Gen. Y2002 PT-Epi N+field-stop (V-Series) Y2007 (S-Series) (N-Series) Y1995 Y1998 Collector 図 2-1 IGBT チップへの適用技術の変遷(1200V 系列) 表 2-1 各世代 IGBT への適用技術(1200V 系列) Generation 3rd 4th 5th 6th Series N S U/U4 V Wafer Epi FZ FZ FZ Gate structure Planar Planar Trench Advanced Trench Bulk PT NPT FS FS Lifetime control Applied None None None Thickness Thicker Thick Thin Thinner 1-4 第１章 基本コンセプトと特徴 ３ V シリーズ IGBT チップの特徴 3.1 V シリーズ IGBT チップの特性改善 3.1.1 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ オン電圧の低減 図 3-1 に第 6 世代 V シリーズ IGBT チップと従来の第 5 世代 U シリーズ IGBT チップの出力特性比較を 示します。本図からわかるように、同じ電流密度で比較した場合では V シリーズのコレクタ－エミッタ電 圧 Vce が U シリーズと比較して大きく低減されています。 この特性改善効果を適切にチップサイズ縮小へ展開することで、小型化と同一パッケージでの定格電流 の向上を実現しました。 2 Collector current density (A/cm ) 200 150 V-IGBT 100 U-IGBT 50 Vge=15V Tj=125oC 0 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 Vce (V) 図 3-1 出力特性比較(1200V 系列) 1-5 2.5 3.0 3.5 第１章 3.1.2 基本コンセプトと特徴 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ ターンオフ損失の低減 図 3-2 に第 6 世代 V シリーズ IGBT チップと第 5 世代 U シリーズ IGBT チップについてのターンオフ損 失とオン電圧のトレードオフ特性比較を示します。本図から同じ電流密度でのターンオフ損失でオン電圧 を比較した場合、V-IGBT では約 0.3V の低減していることがわかります。このように、V-IGBT では大幅な 特性改善を行ないました。 この特性改善効果を適切にチップサイズ縮小へ展開することで、損失の低減と電流定格の向上を可能に しました。 Turn-off energy [J/A] 170 VCC=600V Tj=125deg.C VGE=+15V/-15V 160 150 140 V-IGBT 130 U-IGBT 120 110 100 90 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2.0 2.1 2.2 2.3 On-state voltage drop [V] 図 3-2 V-IGBT と U-IGBT のトレードオフ比較（1200V 系列） 1-6 2.4 2.5 第１章 3.2 基本コンセプトと特徴 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ ターンオフ振動の抑制 良く知られているように、IGBT はそのシリコン厚を薄くすることによって低オン電圧化やスイッチング 特性の改善ができます。それゆえ IGBT は世代交代を重ねるたびに、そのシリコン厚を薄くすることで特 性改善を行なってきました。しかしながら近年では IGBT のチップ厚は 100um 程度まで薄くなっており、 耐圧を確保することも必要となりました。これに対し裏面構造にフィールドストップ(Field Stop : FS)構造 を採用することで、特性改善に必要な薄型化と耐圧確保の両立を達成しています。 FS 型の IGBT ではターンオフ時に広がる空乏層が FS 層に到達するリーチスルーによって、電流や電圧 などに振動を引き起こすことが知られています。 ターンオフ振動が起こる限界電圧（振動開始電圧）と素子耐圧は相反関係にあります。それゆえ素子耐 圧を確保するためにドリフト層の抵抗を高くすると、振動開始電圧は低下します。反対にドリフト層の抵 抗を低くすると、振動開始電圧は高くすることができますが、耐圧の確保が困難となります。 第 6 世代の V-IGBT では、最適な耐圧設計に加えターンオフ振動を抑制した IGBT としました。 図 3-3 に試験的に非常に厳しい条件で 1200V 系 V シリーズ IGBT をターンオフさせた場合の波形を示し ます。図 3-3(a)は主回路インダクタンスを非常に大きくした場合であり、図 3-3(b)は通常で適用される条 件に対してはるかに厳しい電圧を印加しており、定格電圧を超えた Vcc=1250V でターンオフさせた場合の 波形です。これらの波形からわかるように、非常に厳しい条件下でのターンオフ時でも電圧や電流に振動 は見られません。このように V シリーズ IGBT は振動がなく、お客様に使いやすい素子となっています。 Vge=0 Vge=0 Vcc=900V Ic=75A Vge=±15V Tj=25oC Ls=300nH Vce=0 Ic=0 Vce:200V/div, Ic:25A/div, Vge:20V/div, Time:200nsec/div (a) Vcc=1250V Ic=150A Vge=±15V o Tj=150 C Ls=60nH Vce=0 Ic=0 Vce:200V/div, Ic:50A/div, Vge:20V/div, Time:200nsec/div (b) 印加電圧が高い場合 主回路インダクタンスが大きい場合 図 3-3 V-IGBT のターンオフ波形(75A / 1200V) 1-7 第１章 3.3 基本コンセプトと特徴 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ スイッチング特性のゲート抵抗制御性 近年、IGBT モジュールは低損失化の要求からスイッチングスピードが早くなっています。しかしながら 早いスイッチングスピードはその電流変化、電圧変化によって、EMI ノイズを発生させることになります。 特にターンオン特性が EMI ノイズに大きく影響することがわかっています。したがって EMI ノイズが問題 となる状況ではターンオン時の電流変化、電圧変化を緩やかに（ソフトスイッチング化）する必要があり ます。それゆえゲート抵抗によってターンオンスピードをコントロールできることが重要になります。 このような背景から第 6 世代 IGBT の V シリーズでは、ゲート抵抗によるターンオンスピードの制御を 容易にしました。図 3-4 に 1/10 の定格電流でゲート抵抗を変えたときのターンオンスイッチング時の波形 を示します。同図にはその対向アームの FWD の電圧を示します。 本図からわかるように、ゲート抵抗を変えることでターンオンによって生じる逆回復 dv/dt が大きく変化 していることがわかります。このように V-IGBT ではゲート抵抗によって容易に電流変化や電圧変化のコ ントロールが可能です。したがってゲート抵抗の適切な選定によって、後述するように EMI ノイズとスイ ッチング損失のトレードオフの最適設計が可能となります。 25kV/s 12kV/s 7kV/s 4kV/s 2kV/s Small RG Large RG V-IGBT 1200V / 75A Tj=25deg.C 図 3-4 ターンオンスイッチング波形のゲート抵抗依存性 1-8 第１章 3.4 基本コンセプトと特徴 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 逆回復 dv/dt とターンオンロス 先に述べたように、EMI ノイズを抑制するためにゲート抵抗を大きくした場合には、緩やかな電流変化 と電圧変化に起因して、ターンオンロスは大きくなります。このように EMI ノイズとターンオンロスはト レードオフ関係にあります。したがってゲート抵抗によるターンオンスピードの制御性を改善するだけで なく、ターンオンロスとのトレードオフを改善することが重要となります。 図 3-5 には EMI ノイズの要因のひとつである逆回復 dv/dt とターンオンロスの関係を示します。本図か らわかるように、従来の U シリーズ IGBT に対して V シリーズ IGBT では同じ逆回復 dv/dt で比較した場合、 ターンオンロスが小さくなっていることがわかります。一方、同じターンオン損失で比較した場合には逆 回復 dv/dt が小さくなっていることがわかります。 このように、V-IGBT では従来の U-IGBT に対して、逆回復 dV/dt とターンオンロスの関係が改善されて いることがわかります。 以上のように V シリーズの IGBT モジュールでは低損失かつ低ノイズを両立できる製品として、お客様 に使いやすい製品となっています。 Recovery dV/dt [kV/sec] 30 EON : VCC=600V IC=Rated Tj=125deg.C dv/dt : VCC=600V IC=1/10 rated Tj=25deg.C 25 20 U-IGBT 15 V-IGBT 10 5 0 60 80 100 120 140 160 180 Turn-on energy [J/A] 200 図 3-5 逆回復 dv/dt とターンオンロスの関係（1200V 系列） 1-9 220 240 第１章 ４ 基本コンセプトと特徴 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 高放熱セラミック絶縁基板の適用 各種電力変換システムの小型化のためには、IGBT モジュールの小型化が望まれています。しかしながら 小型化することにより必然的にパワー密度が高くなるため、モジュール内のチップ温度の上昇が懸念され ます。それゆえチップで発生する熱を効果的に放散する必要があります。 V シリーズ IGBT モジュールでは、チップ特性の改善と内部レイアウトの最適化によって小型化を実現 しました。さらにパワー密度が高い一部の電流定格に対しては放熱性に優れた高放熱セラミック絶縁基板 基板（窒化珪素基板、窒化アルミニウム基板）を適用して、大幅な電流定格の拡大を実現しました。 図 4-1 には酸化アルミニウム基板と窒化珪素基板の過渡熱インピーダンス特性の比較を示します。図 4-1 から窒化珪素基板を用いることにより、過渡熱インピーダンス特性は低減され、定常熱抵抗は約 25%低減 されていることがわかります。一方、定常状態でのチップとケース間の温度上昇ΔT(j-c)は消費電力と定常 熱抵抗の積であることから、消費電力は約 25%大きくすることが可能となります。この消費電力の増分は パワー密度の向上に展開できることになるので、同一パッケージでの電流定格の増加に展開することがで きることになります。 Normalized thermal impedance (a.u.) 1.2 Experimental results with 1200V-IGBT module The same size silicon 1.0 25% Al2O3 0.8 0.6 Si3N4 0.4 0.2 0.0 1 10 100 Time (msec) 1000 図 4-1 過渡熱インピーダンス特性比較（酸化アルミニウム基板と窒化珪素基板） 1-10 10000 第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール アプリケーションノート 第２章 － 使用上の注意点 － 目次 ページ １ 最大接合温度 Tj(max)の 175℃化 ･････････････････････････ 2-2 ２ 短絡（過電流）保護 ･････････････････････････ 2-2 ３ 過電圧保護と安全動作領域 ･････････････････････････ 2-4 ４ ドライブ条件とデッドタイム設定 ･････････････････････････ 2-12 ５ 並列接続 ･････････････････････････ 2-14 ６ パッケージサイズの小型化 ･････････････････････････ 2-16 ７ ソルダーフリー実装モジュールの系列化 ･････････････････････････ 2-17 ８ マウンティングインストラクション ･････････････････････････ 2-17 はじめに 第 6 世代Ｖシリーズ IGBT モジュールは、第 5 世代 U シリーズで技術開発した Field Stop(FS)構造とトレ ンチゲート構造を継承するとともに、更なるウェーハ厚の薄厚化、トレンチ構造の最適化を行ないました。 これにより更なる特性改善を行ないました。 本章では第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュールの使用上の注意点について述べます。 2-1 第２章 １ 最大接合温度 Tj(max)の 175℃化 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ －Tj(max)=175℃適用時のメリットと注意点－ 最大接合部温度 Tj(max)について、第 5 世代（U,U4 シリーズ）以前の従来シリーズでは 150℃であるの に対し、第 6 世代の V シリーズでは 175℃となり、25℃の拡大をしました。 従来シリーズでは Tj(max)が 150℃に対して、一般的には連続動作温度（Tj(op)）は 125℃付近で使用し ていましたが、V シリーズでは Tj(max)を 175℃にすることにより EIAJ の規格に基づいた長期信頼性を検 証することで、150℃での連続動作保証が可能なモジュールとしました。 これによりインバータ適用レンジの拡大、適用モジュールや冷却フィンの小型化、出力電流やキャリア 周波数の向上などのメリットがあります。 このように第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュールでは連続運転時の最大接合温度 Tjop(max)が 150℃です ので、連続運転時にはその温度以下となるように動作条件を決定してください。またインバータの動作に おいて、連続運転状態から短時間の過負荷運転で動作する場合がありますが、この場合には Tj(max)である 175℃までの適用が可能です。 一方、連続運転時の最大温度は 150℃ですので、その温度を超えて使用すると、パワーサイクル耐量な どの製品寿命の低下を招く可能性がありますので注意してください。 ２ 短絡（過電流）保護 IGBT が短絡状態になると IGBT のコレクタ電流が増加し所定の値を超えるとコレクタ－エミッタ間（C －E 間）電圧が急増します。この特性により、短絡時のコレクタ電流は一定の値以下に抑制されますが、IGBT には高電圧・大電流の大きな責務が印加された状態になりますので、可能な限り短時間でこの責務を取り 除く必要があります。 図 1-1、1-2 には 1200V および 600V 系列の V シリーズにおける短絡発生時の印加電圧と短絡耐量（保証 短絡時間）の相関関係を示します。短絡検出時間に関しては、アプリケーションの動作条件とともに本相 関関係を参考に設定してください。 2-2 第２章 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 1200V-V serise Short circuit capability : Pw [sec] 30 25 20 15 125deg.C 10 150deg.C 5 Vge=15V 0 250 500 750 1000 Vcc [V] 図 1-1 1200V の V シリーズでの短絡発生時の印加電圧と短絡耐量の相関関係 600V-V serise Short circuit capability : Pw [sec] 30 25 20 15 125deg.C 10 150deg.C 5 Vge=15V 0 100 200 300 400 500 Vcc [V] 図 1-2 600V の V シリーズでの短絡発生時の印加電圧と短絡耐量の相関関係 2-3 第２章 ３ 3.1 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 過電圧保護と安全動作領域 過電圧保護 IGBT はスイッチング速度が速いため、IGBT ターンオフ時、または FWD 逆回復時に高い di/dt を発生し、 モジュール周辺の配線インダクタンスとその di/dt によってサージ電圧が発生します。このサージ電圧が最 大定格電圧を超えると過電圧印加状態となり、最悪の場合には破壊に至ります。これを抑制するためには、 一般的にはスナバ回路を付加する、ゲート抵抗 Rg を調整する、主回路のインダクタンスを低減する方法 などがあります。 図 2-1 にターンオフ波形と逆回復波形の概略図を示すとともに、サージ電圧の定義を示します。図 2-1 からわかるように、VCEP をターンオフ時に発生する IGBT のサージ電圧、VAKP を逆回復時に発生する FWD のサージ電圧としています。本節の図中に記載されている VCEP と VAKP は本定義を適用していま す。 Ic Ic VAKP VCEP 0 0 Vce (a) ターンオフ 図 2-1 Vak (b) 逆回復 IGBT ターンオフ波形、FWD 逆回復波形の概略図とサージ電圧 2-4 第２章 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ サージ電圧の実際の特性として、V シリーズの IGBT モジュール 2MBI450VN-120-50 でのサージ電圧特 性例を示します。 図 2-2 はターンオフおよび逆回復時におけるサージ電圧の浮遊インダクタンス(Ls)依存性の一例を示し ます。この図からわかるように、浮遊インダクタンスが大きくなるとサージ電圧が高くなっていることが わかります。本例では特にターンオフサージへの影響が大きくなっていることがわかります。 図 2-3 は IGBT ターンオフ、FWD 逆回復時におけるサージ電圧のコレクタ電圧依存性の一例です。コレ クタ電圧依存性が高くなるほどサージ電圧が高くなります。 図 2-4 は IGBT ターンオフ、FWD 逆回復時におけるサージ電圧の電流依存性の一例です。IGBT のターン オフ時のサージ電圧は，一般にコレクタ電流が大きいほうが高くなります。一方 FWD の逆回復サージ電 圧は低電流側の方が高くなる傾向にあり、その最大値は定格電流に対して数分の 1 から数十分の 1 の低電 流領域で現れます。 図 2-5 に FWD 逆回復時におけるサージ電圧のゲート抵抗依存性の一例を示します。なお電流条件は低電 流の 45A と定格である 450A の 2 条件を示します。本図から低電流でゲート抵抗が小さくなるとサージ電 圧が高くなっていることがわかります。 このように、IGBT モジュールに生じるサージ電圧の値は上記に示した主回路インダクタンス、ゲート駆 動条件だけでなく、コンデンサ容量やゲートドライブの能力、スナバ回路の種類などの回路条件や使用条 件によって大きく変わります。 したがって、IGBT モジュールの適用時にはそれを使用するインバータシステムなどの各種装置で、すべ ての動作条件においてサージ電圧が RBSOA 内におさまることを確認してください。サージ電圧が保証 RBSOA を超える場合には、ゲート抵抗の変更や浮遊インダクタンスの低減、スナバ回路の付加などによ ってサージ電圧を低減してください。なおゲート抵抗の変更によってサージ電圧を低減する際には、オン 側とオフ側のゲート抵抗を個別に選定することで、より最適な駆動条件とすることが可能となります。 2-5 第２章 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 1600 2MBI450VN-120-50 (1200V / 450A) 1400 Spike voltage (V) VCEP 1200 1000 VAKP 800 Vge=+15V/-15V Vcc=600V Ic=450A Rg=0.52ohm Ls=vari. Tj=125deg.C 600 400 0 20 40 60 80 100 120 140 160 Stray inductance Ls (nH) 図 2-2 IGBT ターンオフ、FWD 逆回復時におけるサージ電圧の浮遊インダクタンス依存性の例 1600 2MBI450VN-120-50 (1200V / 450A) Spike voltage (V) 1400 1200 1000 VCEP 800 VAKP Vge=+15V/-15V Vcc=vari. Ic=450A Rg=0.52 ohm Ls=60nH Tj=125deg.C 600 400 0 200 400 600 800 1000 Collector to Emitter voltage (V) 図 2-3 IGBT ターンオフ、FWD 逆回復時におけるサージ電圧のコレクタ電圧依存性の例 2-6 第２章 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 1600 2MBI450VN-120-50 (1200V / 450A) Spike voltage (V) 1400 VAKP 1200 VCEP 1000 800 Vge=+15V/-15V Vcc=600V Ic=vari. Rg=0.52 ohm Ls=60nH Tj=125deg.C 600 400 0 図 2-4 200 400 600 Collector current (A) 800 1000 IGBT ターンオフ、FWD 逆回復時におけるサージ電圧の電流依存性の例 1600 Spike voltage (V) 1400 1200 1000 Ic=45A 800 Vge=+15V/-15V Vcc=600V Ic=45A / 450A Rg=vari. Ls=60nH Tj=125deg.C 600 400 0.0 0.5 Ic=450A 1.0 1.5 2.0 Gate resistance (ohm) 図 2-5 逆回復サージ電圧のゲート抵抗依存性の例(Ic=45A, 450A) 2-7 2.5 第２章 3.2 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ ターンオフ時におけるサージ電圧のゲート抵抗依存性 過電圧保護に関連して、図 2-6 に 1200V 系列での V シリーズ IGBT モジュールのゲート抵抗依存性を示 します。 一般的にサージ電圧を抑制するためにはゲート抵抗を大きくする手法が用いられてきました。しかしな がら IGBT の世代交代とともに IGBT チップの注入効率が高くなっているため、Rg に対するサージ電圧依 存性の傾向も変わってきています（詳細は下記の参考文献を参照願います）。 したがってサージ電圧抑制のためにゲート抵抗 Rg を大きくした場合、これまでの傾向と異なり、逆にサ ージ電圧が大きくなる場合がありますのでご注意ください。それゆえゲート抵抗の選定に関しては IGBT モジュールが使用される実機での確認を充分に行なってください。 参考文献 1) Y. Onozawa et al., “Investigation of carrier streaming effect for the low spike fast IGBT turn-off”, Proc. ISPSD, pp173-176, 2006. Vcc=600V, Ic=450A, Ls=70nH, Rg=vari., Tj=25, 125, 150deg.C 図 2-6 ターンオフサージ電圧のゲート抵抗依存性(1200V 系列) 2-8 第２章 3.3 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 短絡電流遮断時の過電圧保護 IGBT が短絡状態になると IGBT のコレクタ電流が急激に増加します。したがって短絡時の電流を遮断す る際には、通常運転時に対して高エネルギーが印加された状態でのターンオフとなります。それゆえ、短 絡電流遮断時の安全動作領域 SCSOA (Short Circuit Safe Operation Area)が通常の RBSOA に対して設けら れています。 図 2-7 に 1200V 系列に対する V シリーズの SCSOA、RBSOA を示します。短絡遮断時のターンオフ動 作について、SCSOA 内に VCE－IC の動作軌跡が収まるようにしてください。また RBSOA が繰り返しで定 義されているのに対し、SCSOA が非繰り返しであることに注意してください。 Reverse bias safe operating area [1200V Inverter IGBT] o +Vge=15V, -Vge15V, RgRg(spec.) Tj=150 C 8 Collector current : x Ic rating [a.u.] 7 6 5 SCSOA (Non-repetitive pulse) 4 3 2 RBSOA (Repetitive pulse) 1 0 0 200 400 600 800 1000 Collector-Emitter voltage : VCE [V] 図 2-7 RBSOA と SCSOA（1200V 系列） 2-9 1200 1400 第２章 3.4 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ FWD の安全動作領域(SOA) IGBT の逆バイアス安全動作領域(RBSOA)と同様に、FWD に関しても SOA が存在します。ダイオードの SOA は逆回復中に印加される電流と電圧の積である最大パワー(Pmax)が許容できるエリアとして示され ます。したがって FWD 逆回復時の電流と電圧の軌跡(I-V 軌跡)は SOA 内となるように設計する必要があり ます。 図 2-8 に 1200V 系列における FWD の SOA の一例を示します。なお本図に記載の Pmax は 1kW/A であ り、電流定格で規格化して示しています。それゆえ 100A 定格に対する Pmax は 100kW に相当します。 図 2-9 に逆回復波形の一例を示します。図 2-10 に FWD の SOA 上に示した図 2-9 の逆回復波形の I-V 軌 跡を青線で示します。本例では I-V 軌跡が FWD の SOA 内であり、問題はありません。しかしながら同図 の黒線で示される I-V 軌跡は SOA 外となっていますので、IGBT のオン側のゲート抵抗を大きくするなど により対策する必要があります。なお特別な記載がない場合は SOA の電圧は主端子での電圧となります。 このように各種 IGBT モジュールを適用する装置のすべての運転条件で、FWD の I-V 軌跡が SOA 内とな るようにゲートドライブ条件などを決定してください。 Reverse current : x Ic rating (a.u.) 2.5 2.0 Pmax=1kW/A 1.5 1.0 0.5 0.0 0 200 400 600 800 1000 1200 Collector to emitter voltage Vce (V) 図 2-8 FWD の安全動作領域の一例 (1200V 系列) 2-10 1400 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 1400 3.5 1200 3.0 1000 2.5 800 2.0 600 1.5 400 1.0 200 0.5 0 0.0 -200 -0.5 -400 -1.0 -600 -1.5 Time (200nsec/div) Forward current : x Ic rating (a.u.) Anode to cathode voltage Vak (V) 第２章 図 2-9 逆回復波形の一例 Reverse current : x Ic rating (a.u.) 2.5 2.0 Out of SOA 1.5 1.0 0.5 0.0 0 200 400 600 800 1000 1200 Collector to emitter voltage Vce (V) 図 2-10 I-V 軌跡と SOA 2-11 1400 第２章 ４ 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ ドライブ条件とデッドタイム設定 IGBT の主要特性は VGE、RG などのドライブ条件により変化するので装置の設計目標にあわせた設定が必 要となります。ここでは、ゲートバイアス条件とデッドタイムの設定について述べます。 4.1 ゲート順バイアス電圧 ：+VGE（オン期間） ゲート順バイアス電圧+VGE の推奨値は，+15V です。以下に、+VGE の設計時の留意事項を示します。 (1) +VGE は G-E 間最大定格電圧 20V 以下で設計して下さい。 (2) 電源電圧の変動は±10%以内を推奨します。 (3) オン期間中の C-E 間飽和電圧(VCE(sat))は+VGE によって変化し、+VGE が高い程低くなります。 (4) ターンオンスイッチング時の時間や損失は+VGE が高い程小さくなります。 (5) ターンオン時（FWD 逆回復時）の対向アームのサージ電圧は+VGE が高い程発生しやすくなります。 (6) IGBT がオフ期間中でも FWD の逆回復時の dv/dt により誤動作し、パルス状の短絡電流が流れて過剰 な発熱や最悪の場合破壊を招く事があります。この現象は dv/dt 誤点弧と呼ばれ、+VGE が高い程発 生しやすくなります。 (7) 一般には+VGE が高い程 制限電流値が高くなります。 (8) 短絡耐量は+VGE が高い程小さくなります。 4.2 ゲート逆バイアス電圧 ：‐VGE（オフ期間） ゲート逆バイアス電圧-VGE の推奨値は-5V から-15V です。以下に-VGE の設計時の留意事項を示します。 (1) -VGE は G-E 間最大定格電圧 20V 以下で設計して下さい。 (2) 電源電圧の変動は±10%以内を推奨します。 (3) IGBT のターンオフ特性は‐VGE に依存し、特にコレクタ電流がオフし始める部分の特性は‐VGE に 強く依存します。従って、ターンオフスイッチング時の時間や損失は‐VGE が大きい程小さくなり ます。 (4) dv/dt 誤点弧は‐VGE が小さい場合に発生することがあり、少なくとも‐5V 以上に設定して下さい。 ゲートの配線が長い場合には特に注意が必要です。 2-12 第２章 4.3 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ dv/dt 誤点弧を回避するために 図 3-1 は dv/dt 誤点弧の原因について示した図です。 IGBT1 本図では IGBT1 側がオフ状態からオン状態に遷移す るものとし、IGBT2 が逆バイアスされているものとし FWD1 Rg ます。 ここで IGBT1 がオフ状態からオン状態になると、そ I=Cres x dV/dt の対向アームの FWD、すなわち FWD2 が逆回復しま す。またそれと同時に、オフ状態にある IGBT2 と FWD2 の電位が上昇するため、IGBT1 のスイッチング 時間に応じた dV/dt が発生することになります。 IGBT1,2 にはそれぞれ帰還容量 Cres があるため、 この Cres を介して電流 I=Cres x dV/dt が発生します。 この電流がゲート抵抗 Rg によってゲート電位を上昇 させ、結果としてゲート－エミッタ間の電圧 Vge が生 Rg Off state 図 3-1 IGBT2 FWD2 dV/dt 発生時の誤点弧の原理 じることになります。この Vge が IGBT2 の逆バイア ス電圧と閾値電圧 Vge(th)の和の電圧を越えると IGBT2 が誤点弧（オン）することになります。これによ り、IGBT1 と IGBT2 は短絡状態となります。 このような誤点弧を回避するために IGBT の逆バイアスは少なくとも‐5V 以上に設定してください。な お逆バイアスの設定に関しては、実機での確認の上、適用をお願いいたします。 4.4 デッドタイムの設定 インバータ回路などでは上下アームの短絡防止のため、オン・オフの切り換えタイミングにデッドタイ ムを設定する必要があります。図 3-2 に示すようにデッドタイム中は上下アームとも｢オフ｣の状態となり ます。デッドタイムは、基本的に IGBT のスイッチング時間(toff max.)より長く設定する必要があります。 例えば RG を大きくするとスイッチング時間も長くなるのでデッドタイムも長くする必要があります。さ らに、他のドライブ条件 や温度特性等も考慮する 必要があります。 上アーム ゲート信号 H L このような背景から ON OFF ON OFF ON OFF IGBT モジュールのデッ ドタイムは、3usec 以上 を推奨いたしますが、実 下アーム ゲート信号 H L 際の適用に際しては実機 にて充分な確認の上、デ ッドタイムの設定をお願 デッドタイム 図 3-2 デッドタイム いいたします。 2-13 デッドタイム タイミングチャート 第２章 ５ 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ 並列接続 IGBT モジュールを変換回路に適用する際に、通電電流能力向上を目的として IGBT モジュールを並列接 続して使用する場合があります。本章では V シリーズの IGBT モジュールを並列接続する際の留意点につ いて記載します。 5.1 出力特性の接合温度依存性と電流アンバランス 出力特性の接合温度依存性はその挙動によって電流アンバランスに大きな影響を与えます。図 4-1 に V シリーズの代表的な出力特性を示します。図 4-1 からわかるように V-IGBT では Tj が高くなると Vce が高 くなるという正の温度依存性をもっています。IGBT の出力特性の接合温度依存性が正の場合では、接合温 度の上昇とともにコレクタ電流は減少することになるため、自動的に電流アンバランスは改善されること になります。 このように、V-IGBT ではその出力特性が正の接合温度依存性をもつため、並列運転に適した特性を持っ ています。このような正の温度係数を持つ出力特性の特徴は第四世代の S シリーズ以降より適用されてお り、V シリーズにおいても引き継がれています。 160 Collector current (A) 140 120 100 80 60 40 o Tj=25 C 20 o Tj=125 C 0 0 0.5 1 1.5 2 2.5 Collector to Emitter voltage (V) 図 4-1 出力特性比較 (100A/1200V) 2-14 3 3.5 第２章 5.2 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ VCE(sat)のバラツキと電流アンバランス率 IGBT の並列接続時に生じる電流分担の割合は電流アンバランス率と呼ばれ、IGBT 自身の VCE(sat)のバラ ツキや出力特性の接合温度依存性によって決定されます。 図 4-2 に V シリーズ IGBT の 2 並列接続時における VCE(sat)のバラツキと電流アンバランス率の関係を示 します。ここで電流アンバランス率は 2 並列接続時の低オン電圧側に流れる電流値 IC1 と平均電流値 IC(ave) により求められます。図 4-2 からわかるように、VCE(sat)のバラツキが大きくなると電流アンバランス率が 大きくなることがわかります。それゆえ並列接続をする際には VCE(sat)の差（ΔVCE(sat)）が小さい製品を組 み合わせることが重要となります。 ΔVCE(sat)は同一製品ロットの IGBT モジュールを用いることにより最小にすることができます。これは 様々なプロセス要因から生じる影響を最小にできるためです。したがって並列接続を行なう場合には、同 25 o Current imbalance rate at Tj=125 C (%) 一製品ロットでの並列接続を推奨いたします。 20 15 10 I 5 C1 1 100 I C ( ave) 0 0 図 4-2 0.1 0.2 0.3 0.4 o Vce(sat) at Tj=25 C (V) 0.5 VCE(sat)のバラツキと電流アンバランス率(1200V 系) 2-15 0.6 第２章 ６ 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ パッケージサイズの小型化 今回量産化を開始しました第 6 世代「Ｖシリーズ」では、パッケージの更なる小型化を実現しました。 これにより従来機種に対してインバータ装置の小型化が期待できます。 一方でパッケージの更なる小型化に伴い、主端子ピンに主電流を流す IGBT モジュールではそのモジュ ールに使用するプリント基板が不適切な場合には主端子ピンの温度が従来よりも上昇し、プリント基板の 耐熱温度を超える可能性があります。それゆえ適切なプリント基板を使用して、主端子ピン温度とプリン ト基板の耐熱温度の整合をとってください。 加えてパッケージの小型化により熱密度が高くなりΔTj の増加が懸念されます。それゆえ実機での充分 な熱評価を行ない、パワーサイクル寿命に影響がないことを確認して下さい。 図 5-1、図 5-2 には 6in1 と 2in1 パッケージにおける小型化の変遷をそれぞれ示します。V シリーズ IGBT モジュールでは従来モジュールに対して更なる小型化が実現されていることがわかります。なお製品のラ インナップにつきましては、セレクションガイドを参照願います。 S-series 1200V 10A PC2 15A U,U4-series 25A V-series PC2 35A PC2XT 50A 75A 100A 図 5-1 1200V 150A 200A 6in1(107 x 45 x 17mm)パッケージ S-series Standard U,U4-series V-series New Dual New Dual XT 300A 450A 600A 図 5-2 2in1(108 x 62 x 30mm / 122 x 62 x 17mm)パッケージ 2-16 第２章 ７ 使用上の注意点 －第 6 世代 V シリーズ IGBT モジュール－ ソルダーフリー実装モジュールの系列化 図 6-1 には、制御端子がコイルスプリングであるスプリングコンタクトモジュールの外観写真を、図 6-2 に主端子、制御端子もバナナクリップのような形状をしているプレスフィットモジュールの外観写真を示 します。このようなモジュールはインバータなどを動作させる制御基板のアセンブリ時に半田を用いない 組立方法を採用することを可能とします。これによりネジ止めのみのアセンブリ工程で制御基板を取り付 けることが可能となり、アセンブリ工程の簡略化を達成することができます。 富士電機はこのようなアセンブリ時の半田レス化の要求に対応できるように、スクリューやピン端子の モジュールだけでなく、半田レスでのアセンブリが可能な様々なソルダー実装フリーモジュールの開発に も取り組んでいます。 図 6-1 スプリングコンタクトモジュールの外観写真 ８ 図 6-2 プレスフィットモジュールの外観写真 マウンティングインストラクション V シリーズモジュールパッケージの実装方法については、マウンティングインストラクション（別途参 照）に記載していますので、そちらを参照願います。 2-17 ご 注意 1. このカタログの内容（製品の仕様、特性、データ、材料、構造など）は 2011 年 4 月現在のものです。 この内容は製品の仕様変更のため、または他の理由により事前の予告なく変更されることがあります。このカタログに記載されて いる製品を使用される場合には、その製品の最新版の仕様書を入手して、データを確認してください。 2. 本カタログに記載してある応用例は、富士電機の半導体製品を使用した代表的な応用例を説明するものであり、本カタログによっ て工業所有権、その他権利の実施に対する保証または実施権の許諾を行うものではありません。 3. 富士電機（株）は絶えず製品の品質と信頼性の向上に努めています。しかし、半導体製品はある確率で故障する可能性があります。 富士電機の半導体製品の故障が、結果として人身事故，火災等による財産に対する損害や、社会的な損害を起こさぬように冗長設 計、延焼防止設計、誤動作防止設計など安全確保のための手段を講じてください。 4. 本カタログに記載している製品は、普通の信頼度が要求される下記のような電子機器や電気機器に使用されることを意図して造ら れています。 ・コンピュータ ・OA 機器 ・通信機器（端末） ・計測機器 ・工作機械 ・オーディオビジュアル機器 ・家庭用電気製品 ・パーソナル機器 ・産業用ロボット など 5. 本カタログに記載の製品を、下記のような特に高い信頼度を持つ必要がある機器に使用をご予定のお客様は、事前に富士電機（株） へ必ず連絡の上、了解を得てください。このカタログの製品をこれらの機器に使用するには、そこに組み込まれた富士電機の半導 体製品が故障しても、機器が誤動作しないように、バックアップ・システムなど、安全維持のための適切な手段を講じることが必 要です。 ・輸送機器（車載、舶用など） ・幹線用通信機器 ・交通信号機器 ・ガス漏れ検知及び遮断機 ・防災／防犯装置 ・安全確保のための各種装置 ・医療機器 6. 極めて高い信頼性を要求される下記のような機器及び戦略物資に該当する機器には、本カタログに記載の製品を使用しないでくだ さい。 ・宇宙機器 ・航空機搭載用機器 ・原子力制御機器 ・海底中継機器 7. 本カタログの一部または全部の転載複製については、文書による当社の承諾が必要です。 8. このカタログの内容にご不明の点がありましたら、製品を使用する前に富士電機（株）または、その販売店へ質問してください。 本注意書きの指示に従わないために生じたいかなる損害も富士電機（株）とその販売店は責任を負うものではありません。