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日本語参考資料
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特長
ピン接続図
低入力バイアス電流
±20 fA max @ TA = 25 °C（出荷テストで確認）
± 20 fA max @ −40 °C < TA< +85 °C
± 250 fA max @ −40 °C < TA< +125 °C（出荷テストで確認）
低オフセット電圧: 50 µV max（規定の CMRR 範囲内）
オフセット・ドリフト: 0.13 µV/°C（typ）、0.5 µV/°C（max）
オフセット電圧 100 µV（max）のガード・バッファを内蔵
低電圧ノイズ密度: 14 nV/√Hz @ 10 kHz
広帯域幅: ユニティゲイン・クロスオーバー: 2 MHz
電源電圧: 4.5 V ～ 16 V（±2.25 V ～ ±8 V）
動作温度: −40 °C ～ +125 °C
ADA4530-1
+IN 1
8
–IN
GRD 2
7
GRD
DNC 3
6
OUT
V– 4
5
V+
NOTES
1. DNC = DO NOT CONNECT. DO NOT
CONNECT TO THIS PIN.
13405-001
データシート
フェムトアンペア入力バイアス電流
電位計アンプ
ADA4530-1
図 1.
アプリケーション
実験／解析用の計測器: 分光光度計、クロマトグラフ、質量分
析器、定電位／定電流電量分析
計測器: ピコアンメータ、電量計
フォトダイオード用トランスインピーダンス・アンプ（TIA）、
電離箱、作業電極測定
化学センサー／容量センサー用の高インピーダンス・バッファ
概要
また ADA4530-1 は、非常に低いリーク電流が要求されるアプ
リケーション・タイプに必要な低オフセット電圧、低オフセッ
ト・ドリフト、低電圧ノイズ／電流ノイズ特性も達成していま
す。システムのダイナミック・レンジが最大になるように、
ADA4530-1 は −40 °C ～ +125°C の工業温度範囲で動作し、8 ピ
ン SOIC パッケージを採用しています。
1000
–40°C TO +125°C LIMIT
VSY = 10V
VCM = VSY/2
RH < 10%
100
–40°C TO +85°C LIMIT
10
1
0.1
IB+
IB–
0.01
0.001
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90 100 110 120 130
TEMPERATURE (°C)
13405-202
ユーザーのシステムで確実に性能目標を満たすように、超低入
力バイアス電流は対象の温度で出荷時にテストされています。
ガード・バッファを内蔵しているので、
プリント回路基板
（PCB）
内で入力ピンをリーク電流から隔離して、基板部品数を最小限
に抑えることができるほか、システム設計が容易になります。
ADA4530-1 は、業界標準の表面実装型の 8 ピン SOIC パッケー
ジに収められています。敏感な入力ピン、電源、および出力ピ
ンの間での信号の結合を防止し、ガード・リング・パターンの
配線を容易に行えるように最適化された独自のピン配置が採用
されています。
ADA4530-1 は、10 kΩ 負荷時に電源レールの 30 mV 以内で駆
動可能なレール to レール出力段を備えています。
IB (fA)
ADA4530-1 は、
入力バイアス電流がフェムトアンペア
（10−15 A）
レベルと小さいオペ・アンプです。ガード・バッファも内蔵し
ているので、電位計としての使用に適しています。動作電圧範
囲は 4.5 V ～ 16 V であるため、従来の 5 V、10 V の単電源シス
テム、あるいは両電源 ±2.5 V、±5 V の両電源システムで動作
します。
図 2. 入力バイアス電流（IB）と温度の関係、VSY = 10 V
アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に関して、あるいは利用に
よって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利
の使用を明示的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標
は、それぞれの所有者の財産です。※日本語版資料は REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。
Rev. 0
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本
社／〒105-6891 東京都港区海岸 1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル
電話 03（5402）8200
大阪営業所／〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原 3-5-36 新大阪トラストタワー
電話 06（6350）6868
ADA4530-1
データシート
目次
特長 ..................................................................................................1
高インピーダンス測定 ................................................................ 32
アプリケーション ..........................................................................1
入力バイアス電流 .................................................................... 32
ピン接続図 ......................................................................................1
入力抵抗.................................................................................... 33
概要 ..................................................................................................1
入力オフセット電圧 ................................................................ 33
改訂履歴 ..........................................................................................2
絶縁抵抗.................................................................................... 33
仕様 ..................................................................................................3
ガーディング ............................................................................ 34
公称電圧 5 V - 電気的特性 .......................................................3
誘電緩和.................................................................................... 34
公称電圧 10 V - 電気的特性 .....................................................5
湿度の影響 ................................................................................ 36
公称電圧 15 V - 電気的特性 .....................................................7
汚染............................................................................................ 37
絶対最大定格 ..................................................................................9
クリーニングと取り扱い ........................................................ 38
熱抵抗 ..........................................................................................9
ハンダ・ペーストの選択 ........................................................ 38
ESD に関する注意 ......................................................................9
電流ノイズに関する考慮事項 .................................................... 39
ピン配置およびピン機能の説明 .................................................10
レイアウトのガイドライン ........................................................ 42
代表的な性能特性 ........................................................................ 11
ガーディング技法の物理的な実装 ........................................ 42
メイン・アンプ、DC 性能 ...................................................... 11
ガード・リング ........................................................................ 42
メイン・アンプ、AC 性能 ......................................................20
ガード・プレーン .................................................................... 42
ガード・アンプ ........................................................................ 26
ビア・フェンス ........................................................................ 43
動作原理 ........................................................................................28
ケーブルとコネクタ ................................................................ 43
ESD 保護構造............................................................................28
静電干渉.................................................................................... 43
入力段 ........................................................................................28
フォトダイオード・インターフェース..................................... 44
ゲイン段 .................................................................................... 29
DC 誤差解析 ............................................................................. 44
出力段 ........................................................................................29
AC 誤差解析 ............................................................................. 44
ガード・バッファ .................................................................... 29
ノイズ解析 ................................................................................ 45
アプリケーション情報 ................................................................30
設計の推奨事項 ........................................................................ 46
入力保護 .................................................................................... 30
設計例........................................................................................ 46
単電源とレール to レール出力................................................30
外形寸法 ........................................................................................ 49
容量性負荷に対する安定性 .................................................... 30
オーダー・ガイド .................................................................... 49
EMI 除去比 ................................................................................31
改訂履歴
10/15—Revision 0: 初版
Rev. 0 | 2/49
ADA4530-1
データシート
仕様
公称電圧 5 V - 電気的特性
特に指定のない限り、VSY = 4.5 V、VCM = VSY/2、TA = 25 °C。特に指定のない限り、代表的な仕様は特性評価からの分布の平均と等し
い値です。特に指定のない限り、最小仕様および最大仕様は出荷時にテスト済みです。
表 1.
Parameter 1
INPUT CHARACTERISTICS
Input Bias Current 2, 3
Symbol
Test Conditions/Comments
IB
RH < 50%
−40°C < TA< +85°C, RH < 50%
−40°C < TA< +125°C, RH < 50%
RH < 50%
−40°C < TA< +125°C, RH < 50%
Input Offset Current3
IOS
Offset Voltage2, 4
VOS
Offset Voltage Drift2, 4
ΔVOS/ΔT
Input Voltage Range
Common-Mode Rejection Ratio
IVR
CMRR
Large Signal Voltage Gain
AVO
Input Resistance
Input Capacitance
OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Voltage High
RIN
CIN
Output Voltage Low
Short-Circuit Current
Source
Sink
Closed-Loop Output Impedance
POWER SUPPLY
Power Supply Rejection Ratio
Supply Current
DYNAMIC PERFORMANCE
Slew Rate
Gain Bandwidth Product
VOH
VOL
Min
RL = 10 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 2 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 10 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 2 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
Max
Unit
<1
±20
±20
±250
±20
±150
±40
±50
±70
±150
±300
±0.5
±2.8
3
fA
fA
fA
fA
fA
µV
µV
µV
µV
µV
µV/°C
µV/°C
V
dB
dB
dB
dB
dB
TΩ
pF
<1
+8
+9
VCM = 1.5 V to 3 V
VCM = 1.5 V to 3 V, 0°C < TA<125°C
VCM = 1.5 V to 3 V, −40°C < TA< 0°C
VCM = 0 V to 3 V
0°C < TA<125°C
−40°C < TA< 0°C
VCM = 1.5 V to 3 V
−40°C < TA< +125°C
VCM = 0 V to 3 V
RL = 2 kΩ to VCM, VOUT = 0.2 V to 4.3 V
−40°C < TA< +125°C
−40°C < TA< +125°C
Typ
+0.13
−0.7
0
92
90
73
120
120
114
143
>100
8
4.47
4.46
4.4
4.38
4.49
4.45
10
30
30
40
100
120
V
V
V
V
mV
mV
mV
mV
ISC
ZOUT
f = 1 MHz, AV = 1
PSRR
VSY = 4.5 V to 16 V
−40°C < TA< +125°C
IOUT = 0 mA
−40°C < TA< +125°C
ISY
SR
GBP
Unity-Gain Crossover
UGC
−3 dB Closed-Loop Bandwidth
f−3dB
RL = 10 kΩ, CL = 10 pF, AV = 1
VIN = 10 mV rms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AV= 100
VIN = 10 mV rms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AVO = 1
VIN=10mVrms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AV = 1
Rev. 0 | 3/49
130
130
15
−30
20
mA
mA
Ω
150
dB
dB
mA
mA
0.9
1.3
1.5
1.4
2
V/µs
MHz
2
MHz
6
MHz
ADA4530-1
Parameter 1
Phase Margin
データシート
Symbol
ΦM
Settling Time to 0.1%
tS
EMI Rejection Ratio of +IN
EMIRR
NOISE PERFORMANCE
Peak-to-Peak Voltage Noise
Voltage Noise Density
Current Noise Density
Total Harmonic Distortion + Noise
Bandwidth = 90 kHz
Bandwidth = 500 kHz
GUARD BUFFER
Guard OffsetVoltage2, 4, 5
eN p-p
eN
IN
THD + N
VGOS
Guard OffsetVoltage Drift2, 4
ΔVGOS/Δ
T
Output Impedance
Output Voltage Range
−3 dB Bandwidth
ZGOUT
f−3dBGUARD
Test Conditions/Comments
VIN=10 mV rms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AVO = 1
VIN = 0.5 V step, RL = 10 kΩ, CL= 10 pF,
AV = −1
VIN = 100 mV peak, f = 400 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 900 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 1800 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 2400 MHz
Min
f = 0.1 Hz to 10 Hz
f = 10 Hz
f = 1 kHz
f = 10 kHz
f = 0.1 Hz
AV = 1, f = 1 kHz, VIN = 0.5 V rms
Typ
62
µs
50
60
80
90
dB
dB
dB
dB
4
80
16
14
0.07
µV p-p
nV/√Hz
nV/√Hz
nV/√Hz
fA/√Hz
0.003
0.0045
%
%
15
−40°C < TA< 0°C
1.4
1
0.18
0.1
これらの仕様は、5 V ± 10 % 電源の性能を表します。すべての仕様が最悪の条件である 4.5 V 電源電圧での測定値です。
−40 °C < TA < +85 °C および −40 °C < TA < 0 °C の最大仕様は、特性評価により確保されています。
3
RH は相対湿度です（詳細については、Humidity Effects のセクションを参照してください）。
4
代表的な仕様は、特性評価からの分布の平均に標準偏差を加えた値に等しくなります。
5
ガード・オフセット電圧は、ガード出力と非反転入力の間の電圧差です。
1
2
Rev. 0 | 4/49
Unit
Degrees
5
VCM = 1.5 V to 3 V
VCM = 1.5 V to 3 V, 0°C < TA< 125°C
VCM = 1.5 V to 3 V, −40°C < TA< 0°C
VCM = 0.1 V to 3 V
0°C < TA< +125°C
VGOS< 150 µV
VIN = 10 mV rms, CL = 10 pF
Max
100
120
250
150
1
µV
µV
µV
µV
µV/°C
7
µV/°C
kΩ
V
MHz
3
5.5
ADA4530-1
データシート
公称電圧 10 V - 電気的特性
特に指定のない限り、VSY = 10 V、VCM = VSY/2、TA = 25 °C。特に指定のない限り、代表的な仕様は特性評価からの分布の平均と等し
い値です。特に指定のない限り、最小仕様および最大仕様は出荷時にテスト済みです。
表 2.
Parameter 1
INPUT CHARACTERISTICS
Input Bias Current 2, 3
Symbol
Test Conditions/Comments
IB
RH < 50%
−40°C < TA< +85°C, RH < 50%
−40°C < TA< +125°C, RH < 50%
RH < 50%
−40°C < TA< +125°C, RH < 50%
Input Offset Current3
IOS
Offset Voltage2, 4
VOS
Offset Voltage Drift2, 4
ΔVOS/ΔT
Input Voltage Range
Common-Mode Rejection Ratio
IVR
CMRR
Large Signal Voltage Gain
AVO
Input Resistance
Input Capacitance
OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Voltage High
RIN
CIN
Output Voltage Low
Short-Circuit Current
Source
Sink
Closed-Loop Output Impedance
POWER SUPPLY
Power Supply Rejection Ratio
Supply Current
DYNAMIC PERFORMANCE
Slew Rate
Gain Bandwidth Product
VOH
VOL
Min
RL = 10 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 2 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 10 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 2 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
Max
Unit
<1
±20
±20
±250
±20
±150
±40
±50
±70
±150
±300
±0.5
±2.8
8.5
fA
fA
fA
fA
fA
µV
µV
µV
µV
µV
µV/°C
µV/°C
V
dB
dB
dB
dB
dB
TΩ
pF
<1
+8
+9
VCM = 1.5 V to 8.5 V
VCM = 1.5 V to 8.5 V, 0°C < TA< 125°C
VCM = 1.5 V to 8.5 V, −40°C < TA< 0°C
VCM = 0 V to 8.5 V
0°C < TA< 125°C
−40°C < TA< 0°C
VCM = 1.5 V to 8.5 V
−40°C < TA< +125°C
VCM = 0 V to 8.5 V
RL = 2 kΩ to VCM, VOUT = 0.5 V to 9.5 V
−40°C < TA< +125°C
−40°C < TA< +125°C
Typ
+0.13
−0.7
0
105
100
87
125
125
114
150
>100
8
9.96
9.94
9.93
9.75
9.97
9.87
15
70
40
60
170
250
V
V
V
V
mV
mV
mV
mV
ISC
ZOUT
f = 1 MHz, AV = 1
PSRR
VSY = 4.5 V to 16 V
−40°C < TA< +125°C
IOUT = 0 mA
−40°C < TA< +125°C
ISY
SR
GBP
Unity-Gain Crossover
UGC
−3 dB Closed-Loop Bandwidth
f−3dB
Phase Margin
ΦM
RL = 10 kΩ, CL = 10 pF, AV = 1
VIN = 10 mV rms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AV = 100
VIN = 10 mV rms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AVO = 1
VIN = 10 mV rms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AV = 1
VIN = 10 mV rms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AVO = 1
Rev. 0 | 5/49
130
130
15
−30
20
mA
mA
Ω
150
dB
dB
mA
mA
0.9
1.3
1.5
1.4
2
V/µs
MHz
2
MHz
6
MHz
62
Degrees
ADA4530-1
Parameter 1
Settling Time to 0.1%
EMI Rejection Ratio of +IN
NOISE PERFORMANCE
Peak-to-Peak Voltage Noise
Voltage Noise Density
Current Noise Density
Total Harmonic Distortion + Noise
Bandwidth = 90 kHz
Bandwidth = 500 kHz
GUARD BUFFER
Guard Offset Voltage2, 4, 5
データシート
Symbol
tS
EMIRR
eN p-p
eN
IN
THD+N
VGOS
Guard OffsetVoltage Drift2, 4
ΔVGOS/ΔT
Output Impedance
Output Voltage Range
−3 dB Bandwidth
ZGOUT
f−3dBGUARD
Test Conditions/Comments
VIN = 1 V step, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AV = −1
VIN = 100 mV peak, f = 400 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 900 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 1800 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 2400 MHz
Min
f = 0.1 Hz to 10 Hz
f = 10 Hz
f = 1 kHz
f = 10 kHz
f = 0.1 Hz
AV = 1, f = 1 kHz, VIN = 2 V rms
VCM = 1.5 V to 8.5 V
VCM = 1.5 V to 8.5 V, 0°C < TA< 125°C
VCM = 1.5 V to 8.5 V, −40°C < TA< 0°C
VCM = 0.1 V to 8.5 V
0°C < TA<125°C
−40°C < TA< 0°C
VGOS< 150 µV
VIN=10mVrms, CL = 10 pF
これらの仕様は、10 V ± 10 % 電源の性能を表します。これらの仕様は、10 V 電源の性能を表します。
−40 °C < TA < +85 °C および −40 °C < TA < 0 °C の最大仕様は、特性評価により確保されています。
3
RH は相対湿度です（詳細については、Humidity Effects のセクションを参照してください）。
4
これらの代表的な仕様は、特性評価からの分布の平均に標準偏差を加えた値と等しくなります。
5
ガード・オフセット電圧は、ガード出力と非反転入力の間の電圧差です。
1
2
Rev. 0 | 6/49
Typ
6
Max
Unit
µs
50
60
80
90
dB
dB
dB
dB
4
80
16
14
0.07
µV p-p
nV/√Hz
nV/√Hz
nV/√Hz
fA/√Hz
0.0015
0.0025
%
%
15
0.18
1.4
1
0.1
100
120
250
150
1
7
8.5
5.5
µV
µV
µV
µV
µV/°C
µV/°C
kΩ
V
MHz
ADA4530-1
データシート
公称電圧 15 V - 電気的特性
特に指定のない限り、VSY = 16 V、VCM = VSY/2、TA = 25 °C。特に指定のない限り、代表的な仕様は特性評価からの分布の平均と等し
い値です。特に指定のない限り、最小仕様および最大仕様は出荷時にテスト済みです。
表 3.
Parameter 1
INPUT CHARACTERISTICS
Input Bias Current 2, 3
Symbol
Test Conditions/Comments
IB
RH < 50%
−40°C < TA< +85°C, RH < 50%
−40°C < TA< +125°C, RH < 50%
RH < 50%
−40°C < TA< +125°C, RH < 50%
Input Offset Current
IOS
Offset Voltage2, 4
VOS
Offset Voltage Drift2, 4
ΔVOS/ΔT
Input Voltage Range
Common-Mode Rejection Ratio
IVR
CMRR
Large Signal Voltage Gain
AVO
Input Resistance
Input Capacitance
OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Voltage High
RIN
CIN
Output Voltage Low
Short-Circuit Current
Source
Sink
Closed-Loop Output Impedance
POWER SUPPLY
Power Supply Rejection Ratio
Supply Current
DYNAMIC PERFORMANCE
Slew Rate
Gain bandwidth Product
VOH
VOL
Min
RL = 10 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 2 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 10 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
RL = 2 kΩ to VCM
−40°C < TA< +125°C
Max
Unit
<1
±20
±20
±250
±20
±150
±40
±50
±70
±150
±300
±0.5
±2.8
14.5
fA
fA
fA
fA
fA
µV
µV
µV
µV
µV
µV/°C
µV/°C
V
dB
dB
dB
dB
dB
TΩ
pF
<1
+8
+9
VCM = 1.5 V to 14.5 V
VCM = 1.5 V to 14.5 V, 0°C < TA< 125°C
VCM = 1.5 V to 14.5 V, −40°C < TA< 0°C
VCM = 0 V to 14.5V
0°C < TA<125°C
−40°C < TA< 0°C
VCM = 1.5 V to 14.5 V
−40°C < TA< +125°C
VCM = 0 V to 14.5V
RL = 2 kΩ to VCM, VOUT = 0.5 V to 15.5 V
−40°C < TA< +125°C
−40°C < TA< +125°C
Typ
+0.13
−0.7
0
110
105
93
130
125
114
155
>100
8
15.93
15.9
15.72
15.58
15.95
15.78
25
115
70
100
280
420
V
V
V
V
mV
mV
mV
mV
ISC
ZOUT
f = 1 MHz, AV = 1
PSRR
VSY = 4.5 V to 16 V
−40°C < TA< +125°C
IOUT = 0 mA
−40°C < TA< +125°C
ISY
SR
GBP
Unity-Gain Crossover
UGC
−3 dB Closed-Loop Bandwidth
f−3dB
Phase Margin
ΦM
RL = 10 kΩ, CL = 10 pF, AV= 1
VIN=10mVrms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AV= 100
VIN=10mVrms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AVO = 1
VIN=10mVrms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AV= 1
VIN=10mVrms, RL = 10 kΩ, CL = 10 pF,
AVO = 1
Rev. 0 | 7/49
130
130
15
−30
20
mA
mA
Ω
150
dB
dB
mA
mA
0.9
1.3
1.5
1.4
2
V/µs
MHz
2
MHz
6
MHz
62
Degrees
ADA4530-1
Parameter 1
Settling Time to 0.1%
EMI Rejection Ratio of +IN
NOISE PERFORMANCE
Peak-to-Peak Voltage Noise
Voltage Noise Density
Current Noise Density
Total Harmonic Distortion + Noise
Bandwidth = 90 kHz
Bandwidth = 500 kHz
GUARD BUFFER
Guard OffsetVoltage4,5
データシート
Symbol
tS
EMIRR
Test Conditions/Comments
VIN = 1 V step, RL = 10 kΩ, CL= 10pF,
AV = −1
VIN = 100 mV peak, f = 400 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 900 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 1800 MHz
VIN = 100 mV peak, f = 2400 MHz
eN p-p
eN
eN
eN
IN
THD+N
f = 0.1 Hz to 10 Hz
f = 10 Hz
f = 1 kHz
f = 10 kHz
f = 0.1 Hz
AV = 1, f = 1 kHz, VIN = 4.5 V rms
VGOS
Guard OffsetVoltage Drift2, 4
ΔVGOS/ΔT
Output Impedance
Output Voltage Range
−3 dB Bandwidth
ZGOUT
f−3dBGUARD
Min
VCM = 1.5 V to 14.5 V
VCM = 1.5 V to 14.5 V, 0°C < TA<125°C
VCM = 1.5 V to 14.5 V, −40°C < TA< 0°C
VCM = 0.1 V to 14.5 V
0°C < TA< +125°C
−40°C < TA< 0°C
VGOS< 150 µV
VIN = 10 mV rms, CL = 10 pF
2
Rev. 0 | 8/49
Max
Unit
µs
50
60
80
90
dB
dB
dB
dB
4
80
16
14
0.07
µV p-p
nV/√Hz
nV/√Hz
nV/√Hz
fA/√Hz
0.0012
0.003
%
%
15
0.18
1.4
1
0.1
これらの仕様は、15 V ± 10 % 電源の性能を表します。すべての仕様が最悪の条件である 16 V 電源電圧での測定値です。
−40 °C < TA < +85 °C および −40 °C < TA < 0°C の最大仕様は、特性評価により確保されています。
3
RH は相対湿度です（詳細については、Humidity Effects のセクションを参照してください）。
4
これらの代表的な仕様は、特性評価からの分布の平均に標準偏差を加えた値と等しくなります。
5
ガード・オフセット電圧は、ガード出力と非反転入力の間の電圧差です。
1
Typ
6
100
120
250
150
1
7
14.5
5.5
µV
µV
µV
µV
µV/°C
µV/°C
kΩ
V
MHz
ADA4530-1
データシート
絶対最大定格
上記の絶対最大定格を超えるストレスを加えると、デバイスに
恒久的な損傷を引き起こす場合があります。この規定はストレ
ス定格のみを指定するものであり、この仕様の動作のセクショ
ンに記載する規定値以上でのデバイス動作を定めたものではあ
りません。製品を長時間にわたり絶対最大定格状態に置くと、
製品の信頼性に影響を与えることがあります。
表 4.
Parameter
Supply Voltage
Input Voltage
Input Current1
Differential Input Voltage
Output Short-Circuit Duration to GND
Storage Temperature Range
Operating Temperature Range
Junction Temperature Range
Lead Temperature (Soldering, 60 sec)
ESD
Human Body Model2
FieldInduced ChargedDevice Model
(FICDM)3
Rating
17 V
(V−) − 0.3V to (V+) + 0.3V
10mA
±0.7V
Indefinite
−65°C to +150°C
−40°C to +125°C
−65°C to +150°C
300°C
熱抵抗
θJA は最悪の条件、すなわち、標準の 4 層 JEDEC ボードに表面
実装パッケージをハンダ付けした状態で仕様規定されています。
表 5.熱抵抗
入力ピンには、電源ピンへのクランプ・ダイオードが付いています。入力
信号が電源レールを 0.3 V 上回る場合は、入力電流を 10 mA 以下に制限し
てください。
2
適用規格 ESDA/JEDEC JS-001-2012。
3
適用規格 JESD22-C101-E（JEDEC の ESD FICDM 規格）。
1
θJA
122
Package Type
8-Lead SOIC
4 kV
1.25 kV
θJC
41
Unit
°C/W
ESD に関する注意
Rev. 0 | 9/49
ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイスです。
電荷を帯びたデバイスや回路ボードは、検知されな
いまま放電することがあります。本製品は当社独自
の特許技術である ESD 保護回路を内蔵してはいます
が、デバイスが高エネルギーの静電放電を被った場
合、損傷を生じる可能性があります。したがって、
性能劣化や機能低下を防止するため、ESD に対する
適切な予防措置を講じることをお勧めします。
ADA4530-1
データシート
ピン配置およびピン機能の説明
+IN 1
8
–IN
GRD 2
7
GRD
DNC 3
6
OUT
V– 4
5
V+
NOTES
1. DNC = DO NOT CONNECT. DO NOT
CONNECT TO THIS PIN.
13405-003
ADA4530-1
図 3. ピン配置
表 6. ピン機能の説明
ピン番号
記号
説明
1
+IN
非反転入力。
2
GRD
ガード。
3
DNC
接続なし。このピンは接続しないでください。
4
V−
負電源電圧。
5
V+
正電源電圧。
6
OUT
出力。
7
GRD
ガード。
8
−IN
反転入力。
Rev. 0 | 10/49
ADA4530-1
データシート
代表的な性能特性
メイン・アンプ、DC 性能
特に指定のない限り、TA = 25 °C。
100
80
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
x = 2.31µV
σ = 5.48µV
90
70
40
60
VOS (µV)
NUMBER OF AMPLIFIERS
80
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
60
50
40
30
20
0
–20
20
40
VOS (µV)
–60
–50
13405-004
36
32
28
24
20
16
8
12
4
0
–4
–8
–12
–16
–20
–24
–28
–32
–36
–40
0
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
図 7. 入力オフセット電圧（VOS）と温度の関係、VSY = 4.5 V
図 4. 入力オフセット電圧の分布、VSY = 4.5 V
80
100
VSY = 10V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
x = 2.27µV
σ = 5.45µV
90
80
70
VSY = 10V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
60
40
60
VOS (µV)
NUMBER OF AMPLIFIERS
–25
13405-007
–40
10
50
40
30
20
0
–20
20
–40
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
図 8. 入力オフセット電圧（VOS）と温度の関係、VSY = 10 V
図 5. 入力オフセット電圧の分布、VSY = 10 V
80
100
VSY = 16V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
x = 2.15µV
σ = 5.47µV
90
80
70
VSY = 16V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
60
40
VOS (µV)
60
50
40
30
20
0
–20
20
図 6. 入力オフセット電圧の分布、VSY = 16 V
–60
–50
13405-006
VOS (µV)
40
36
32
28
24
20
16
12
8
4
0
–4
–8
–12
–16
–20
–24
–28
–32
–36
0
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
100
125
13405-009
–40
10
–40
NUMBER OF AMPLIFIERS
–25
13405-008
VOS (µV)
–60
–50
13405-005
40
36
32
28
24
16
20
12
8
4
0
–4
–8
–12
–16
–20
–24
–28
–32
–40
0
–36
10
図 9. 入力オフセット電圧（VOS）と温度の関係、VSY = 16 V
Rev. 0 | 11/49
ADA4530-1
データシート
120
120
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–40°C ≤ TA ≤ 0°C
x = –0.29µV/°C
σ = 0.42µV/°C
80
100
NUMBER OF AMPLIFIERS
60
40
40
–0.2
–1.0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
TCVOS (µV/°C)
120
120
VSY = 10V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–40°C ≤ TA ≤ 0°C
x = –0.29µV/°C
σ = 0.42µV/°C
80
VSY = 10V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
0°C ≤ TA ≤ 125°C
x = –0.025µV/°C
σ = 0.107µV/°C
100
NUMBER OF AMPLIFIERS
100
60
40
80
60
40
2.8
13405-014
2.0
2.4
1.6
0.8
1.2
0
0.4
–0.8
–0.4
–1.6
–1.2
–2.0
–2.8
–2.4
TCVOS (µV/°C)
0
–0.5
–0.4
–0.3
–0.2
–1.0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
TCVOS (µV/°C)
13405-011
20
20
図 14. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
0 °C ≤ TA ≤ 125 °C、VSY = 10 V
図 11. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
−40 °C ≤ TA ≤ 0 °C、VSY = 10 V
120
120
VSY = 16V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–40°C ≤ TA ≤ 0°C
x = –0.29µV/°C
σ = 0.41µV/°C
80
VSY = 16V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
0°C ≤ TA ≤ 125°C
x = –0.024µV/°C
σ = 0.107µV/°C
100
NUMBER OF AMPLIFIERS
100
60
40
80
60
40
20
TCVOS (µV/°C)
2.8
0
–0.5
13405-015
2.0
2.4
1.6
0.8
1.2
0
–0.8
–0.4
–1.6
–1.2
–2.0
–2.8
0
0.4
20
–2.4
NUMBER OF AMPLIFIERS
–0.3
図 13. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
0 °C ≤ TA ≤ 125 °C、
VSY = 4.5 V
図 10. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
−40 °C ≤ TA ≤ 0 °C、VSY = 4.5 V
0
–0.4
13405-010
2.8
0
–0.5
13405-013
2.0
2.4
1.6
0.8
1.2
0
0.4
–0.8
–0.4
–1.6
–1.2
–2.0
–2.8
–2.4
TCVOS (µV/°C)
NUMBER OF AMPLIFIERS
60
20
20
0
80
–0.4
–0.3
–0.2
–1.0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
TCVOS (µV/°C)
図 15. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
0 °C ≤ TA ≤ 125 °C、VSY = 16 V
図 12. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
−40 °C ≤ TA ≤ 0 °C、VSY = 16 V
Rev. 0 | 12/49
0.5
13405-012
NUMBER OF AMPLIFIERS
100
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
0°C ≤ TA ≤ 125°C
x = –0.025µV/°C
σ = 0.107µV/°C
ADA4530-1
データシート
60
10
PREFERRED
COMMON-MODE
RANGE
INPUT OFFSET VOLTAGE (µV)
40
VSY = 10V
8 27 CHANNELS
TA = 25°C
VSY = 4.5V
590 CHANNELS
TA = 25°C
VOS (µV)
20
0
–20
–40
6
4
2
0
–2
–4
–6
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
VCM (V)
13405-016
0
–10
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
1600
1800
TIME (Hours)
図 16. 入力オフセット電圧（VOS）とコモンモード電圧（VCM）
の関係、VSY = 4.5 V
13405-219
–8
–60
図 19. VOS 長時間ドリフト
2.5
VSY = 10V
TA = 25°C
PREFERRED
COMMON-MODE
RANGE
40
VOS (µV)
20
0
–20
–40
VSY = 10V
590 CHANNELS
TA = 25°C
2
3
4
0.5
0
5
6
7
8
9
10
VCM (V)
2
3
4
5
図 20. VOS ウォームアップ時間
0
60
VSY = 10V
ΔVCM = 400mV
–20
–40
SMALL SIGNAL CMRR (dB)
PREFERRED
COMMON-MODE
RANGE
40
1
TIME AFTER POWER-ON (Minutes)
図 17. 入力オフセット電圧（VOS）とコモンモード電圧（VCM）
の関係、VSY = 10 V
20
VOS (µV)
1.0
13405-017
1
1.5
0
–60
0
2.0
13405-220
INPUT OFFSET VOLTAGE (µV)
60
0
–20
–60
PREFERRED COMMON-MODE RANGE
–80
–100
–120
–140
–160
–180
VSY = 16V
590 CHANNELS
TA = 25°C
–200
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
VCM (V)
10 11 12 13 14 15 16
13405-018
0
–60
1
2
3
4
5
6
7
8
9
VCM (V)
図 21. 小信号 CMRR とコモンモード電圧の関係
図 18. 入力オフセット電圧（VOS）とコモンモード電圧（VCM）
の関係、VSY = 16 V
Rev. 0 | 13/49
10
13405-221
–40
ADA4530-1
データシート
20
VSY = 4.5V
27 CHANNELS
TA = 85°C
15
10
IB+ (fA)
0
–5
–10
–10
–15
–15
–20
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
VCM (V)
–20
0
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
図 25. 非反転入力バイアス電流（IB+）とコモンモード電圧の関
係（VCM）、VSY = 4.5 V、TA = 85 °C
20
20
VSY = 10V
27 CHANNELS
TA = 85°C
15
VSY = 10V
27 CHANNELS
TA = 85°C
15
10
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
0
0
–5
–5
–10
–10
–15
–15
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
VCM (V)
–20
13405-023
–20
0
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
5
IB+ (fA)
5
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
VCM (V)
図 23. 反転入力バイアス電流（IB−）とコモンモード電圧の関係
（VCM）、VSY = 10 V、TA = 85 °C
13405-026
10
図 26. 非反転入力バイアス電流（IB+）とコモンモード電圧の関
係（VCM）、VSY = 10 V、TA = 85 °C
20
20
VSY = 16V
27 CHANNELS
TA = 85°C
15
VSY = 16V
27 CHANNELS
TA = 85°C
15
10
10
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
0
0
–5
–5
–10
–10
–15
–15
2
4
6
8
VCM (V)
10
12
14
16
–20
13405-024
–20
0
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
5
IB+ (fA)
5
0
2
4
6
8
VCM (V)
図 24. 反転入力バイアス電流（IB−）とコモンモード電圧の関係
（VCM）、VSY = 16 V、TA = 85 °C
10
12
14
16
13405-027
IB– (fA)
0.5
VCM (V)
図 22. 反転入力バイアス電流（IB−）とコモンモード電圧の関係
（VCM）、VSY = 4.5 V、TA = 85 °C
IB– (fA)
0
–5
0
PREFERRED
COMMON-MODE
RANGE
5
13405-022
IB– (fA)
10
PREFERRED
COMMON-MODE
RANGE
5
VSY = 4.5V
27 CHANNELS
TA = 85°C
15
13405-025
20
図 27. 非反転入力バイアス電流（IB+）とコモンモード電圧の関
係（VCM）、VSY = 16 V、TA = 85 °C
Rev. 0 | 14/49
ADA4530-1
データシート
300
VSY = 4.5V
27 CHANNELS
TA = 125°C
200
IB+ (fA)
0
–100
–200
–200
–300
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
VCM (V)
–300
0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
VCM (V)
図 28. 反転入力バイアス電流（IB−）とコモンモード電圧の関係
（VCM）、VSY = 4.5 V、TA = 125 °C
図 31. 非反転入力バイアス電流（IB+）とコモンモード電圧の関
係（VCM）、VSY = 4.5 V、TA = 125 °C
300
VSY = 10V
27 CHANNELS
TA = 125°C
200
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
100
–100
–100
IB+ (fA)
0
–200
–200
–300
–300
–400
–400
–500
–500
2
3
4
5
6
7
8
9
10
VCM (V)
–600
13405-029
–600
1
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
100
0
0
VSY = 10V
27 CHANNELS
TA = 125°C
200
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
VCM (V)
図 29. 反転入力バイアス電流（IB−）とコモンモード電圧の関係
（VCM）、VSY = 10 V、TA = 125 °C
13405-032
300
IB– (fA)
0
–100
0
PREFERRED
COMMON-MODE
RANGE
100
13405-028
IB– (fA)
200
PREFERRED
COMMON-MODE
RANGE
100
VSY = 4.5V
27 CHANNELS
TA = 125°C
13405-031
300
図 32. 非反転入力バイアス電流（IB+）とコモンモード電圧の関
係（VCM）、VSY = 10 V、TA = 125 °C
300
300
VSY = 16V
27 CHANNELS
TA = 125°C
200
VSY = 16V
27 CHANNELS
TA = 125°C
200
100
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
PREFERRED
COMMON-MODE RANGE
0
IB+ (fA)
IB– (fA)
100
0
–100
–100
–200
–300
–400
–200
0
2
4
6
8
VCM (V)
10
12
14
16
–600
13405-030
–300
図 30. 反転入力バイアス電流（IB−）とコモンモード電圧の
関係（VCM）、VSY = 16 V、TA = 125 °C
0
2
4
6
8
VCM (V)
10
12
14
16
13405-033
–500
図 33. 非反転入力バイアス電流（IB+）とコモンモード電圧の関
係（VCM）、VSY = 16 V、TA = 125 °C
Rev. 0 | 15/49
ADA4530-1
データシート
120
1000
–40°C TO +125°C LIMIT
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
RH < 10%
100
100
NUMBER OF AMPLIFIERS
–40°C TO +85°C LIMIT
1
0.1
IB+
I B–
40
10
20
30
40
50
60
70
80
90 100 110 120 130
TEMPERATURE (°C)
0
–250 –200 –150 –100
図 34. 入力バイアス電流（IB）と温度の関係、VSY = 4.5 V
–50
0
50
100
150
200
250
IB– (fA)
13405-019
0
13405-234
0.001
図 37. 反転入力バイアス電流のヒストグラム、TA = 125 °C、VSY
= 10 V
120
1000
–40°C TO +125°C LIMIT
VSY = 10V
VCM = VSY/2
RH < 10%
100
VSY = 10V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
TA = 125°C
x = –74.59fA
σ = 23.66fA
100
NUMBER OF AMPLIFIERS
–40°C TO +85°C LIMIT
10
1
0.1
IB+
I B–
80
60
40
20
0.01
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90 100 110 120 130
TEMPERATURE (°C)
0
–250 –200 –150 –100
13405-235
0.001
図 35. 入力バイアス電流（IB）と温度の関係、VSY = 10 V
–50
0
50
100
150
200
250
IB+ (fA)
13405-020
IB (fA)
60
20
0.01
図 38. 非反転入力バイアス電流のヒストグラム、TA = 125 °C、
VSY = 10 V
160
1000
VSY = 16V
VCM = VSY/2
RH < 10%
100
VSY = 10V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
TA = 125°C
x = 33.9fA
σ = 17.9fA
–40°C TO +125°C LIMIT
140
NUMBER OF AMPLIFIERS
–40°C TO +85°C LIMIT
10
IB (fA)
80
1
0.1
IB+
I B–
0.01
120
100
80
60
40
20
0
10
20
30
40
50
60
70
80
TEMPERATURE (°C)
90 100 110 120 130
0
–150 –120
13405-236
0.001
–90
–60
–30
0
30
60
90
120
IOS (fA)
図 39. 入力オフセット電流のヒストグラム
図 36. 入力バイアス電流（IB）と温度の関係、VSY = 16 V
Rev. 0 | 16/49
150
13405-239
IB (fA)
10
VSY = 10V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
TA = 125°C
x = –40.69fA
σ = 24.54fA
ADA4530-1
0.1
0.01
0.001
0.1
1
10
100
LOAD CURRENT (mA)
VSY = 10V
0.1
0.01
0.001
0.1
1
10
100
LOAD CURRENT (mA)
OUTPUT VOLTAGE HIGH (VOH) TO SUPPLY RAIL (V)
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
0.0001
0.01
VSY = 16V
0.1
0.01
0.001
0.1
1
10
100
LOAD CURRENT (mA)
OUTPUT VOLTAGE HIGH (VOH) TO SUPPLY RAIL (V)
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
0.0001
0.01
0.1
1
10
100
10
1
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
VSY = 10V
0.1
0.01
0.001
0.01
0.1
1
10
100
図 44. 電源レールに対する出力電圧ハイ（VOH）と
負荷電流（ILOAD）の関係、VSY = 10 V
13405-039
OUTPUT VOLTAGE LOW (VOL) TO SUPPLY RAIL (V)
1
0.001
0.01
LOAD CURRENT (mA)
図 41. 電源レールに対する出力電圧ロー（VOL）と
負荷電流（ILOAD）の関係、VSY = 10 V
10
0.01
図 43. 電源レールに対する出力電圧ハイ（VOH）と
負荷電流（ILOAD）の関係、VSY = 4.5 V
13405-038
OUTPUT VOLTAGE LOW (VOL) TO SUPPLY RAIL (V)
1
0.1
LOAD CURRENT (mA)
図 40. 電源レールへの出力電圧ロー（VOL）と
負荷電流（ILOAD）の関係、VSY = 4.5 V
10
VSY = 4.5V
13405-041
0.0001
0.01
1
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
13405-040
VSY = 4.5V
10
10
1
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
VSY = 16V
0.1
0.01
0.001
0.01
0.1
1
10
100
LOAD CURRENT (mA)
図 42. 電源レールに対する出力電圧ロー（VOL）と
負荷電流（ILOAD）の関係、VSY = 16 V
図 45. 電源レールに対する出力電圧ハイ（VOH）と
負荷電流（ILOAD）の関係、VSY = 16 V
Rev. 0 | 17/49
13405-042
1
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
OUTPUT VOLTAGE HIGH (VOH) TO SUPPLY RAIL (V)
10
13405-037
OUTPUT VOLTAGE LOW (VOL) TO SUPPLY RAIL (V)
データシート
VSY = 4.5V
80
70
60
50
RL = 2kΩ
30
20
RL = 10kΩ
10
0
–50
–25
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
OUTPUT VOLTAGE HIGH (VOH) TO SUPPLY RAIL (mV)
175
150
125
RL = 2kΩ
75
50
RL = 10kΩ
0
–50
–25
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
13405-044
OUTPUT VOLTAGE LOW (VOL) TO SUPPLY RAIL (mV)
VSY = 10V
25
OUTPUT VOLTAGE HIGH (VOH) TO SUPPLY RAIL (mV)
300
270
240
210
180
RL = 2kΩ
120
90
RL = 10kΩ
30
0
–50
–25
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
13405-045
OUTPUT VOLTAGE LOW (VOL) TO SUPPLY RAIL (mV)
VSY = 16V
60
RL = 2kΩ
60
50
40
30
RL = 10kΩ
20
10
0
–50
–25
0
25
50
75
100
125
225
200
VSY = 10V
175
RL = 2kΩ
150
125
100
75
50
RL = 10kΩ
25
0
–50
–25
0
25
50
75
100
125
図 50. 電源レールに対する出力電圧ハイ（VOH）と
温度の関係、VSY = 10 V
360
150
70
TEMPERATURE (°C)
図 47. 電源レールに対する出力電圧ロー（VOL）と
温度の関係、VSY = 10 V
330
80
図 49. 電源レールに対する出力電圧ハイ（VOH）と
温度の関係、VSY = 4.5 V
225
100
VSY = 4.5V
TEMPERATURE (°C)
図 46. 電源レールに対する出力電圧ロー（VOL）と
温度の関係、VSY = 4.5 V
200
90
13405-047
40
100
360
330
VSY = 16V
300
270
RL = 2kΩ
240
210
180
150
120
90
RL = 10kΩ
60
30
0
–50
–25
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
図 48. 電源レールに対する出力電圧ロー（VOL）と
温度の関係、VSY = 16 V
図 51. 電源レールに対する出力電圧ハイ（VOH）と
温度の関係、VSY = 16 V
Rev. 0 | 18/49
13405-048
90
13405-046
100
OUTPUT VOLTAGE HIGH (VOH) TO SUPPLY RAIL (mV)
データシート
13405-043
OUTPUT VOLTAGE LOW (VOL) TO SUPPLY RAIL (mV)
ADA4530-1
ADA4530-1
データシート
0
–40°C
+25°C
+85°C
1.2
+125°C
VCM = VSY/2
VSY = 10V
ΔVCM = 400mV
–20
PSRR–
PSRR+
–40
SMALL SIGNAL PSRR (dB)
ISY PER AMPLIFIER (mA)
1.4
1.0
0.8
0.6
0.4
–60
PREFERRED INPUT VOLTAGE
RANGE
–80
–100
–120
–140
–160
0.2
0
2
4
8
6
11
10
16
14
SUPPLY VOLTAGE (V)
–200
13405-049
0
0
VCM = VSY/2
1.0
0.8
0.6
0.4
4.5V
10V
16V
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
13405-050
ISY PER AMPLIFIER (mA)
1.2
–25
3
4
5
6
7
8
9
10
図 54. 小信号 PSRR とコモンモード電圧の関係（VCM）
1.4
0
–50
2
VCM (V)
図 52. アンプあたりの電源電流（ISY）
と電源電圧（VSY）の関係
0.2
1
13405-254
–180
図 53. アンプあたりの電源電流（ISY）と温度の関係
Rev. 0 | 19/49
ADA4530-1
データシート
メイン・アンプ、AC 性能
120
120
60
100
100
50
80
80
60
60
40
40
–40
–60
10k
–20
–40
VSY = 10V
RL = 10kΩ
100k
FREQUENCY (Hz)
10k
CLOSED-LOOP OUTPUT IMPEDANCE (Ω)
80
70
60
50
40
30
20
1M
10M
FREQUENCY (Hz)
100k
1M
10M
1k
VSY = 10V
VCM = VSY/2
100
AV = +10
10
AV = +100
1
AV = +1
0.1
0.01
0.001
0.0001
100
13405-056
10
100k
10k
図 58. クローズドループ・ゲインの周波数特性
VSY = 10V
VCM = VSY/2
RL = 10kΩ
CL = 10pF
90
1k
10k
100k
1M
10M
FREQUENCY (Hz)
図 59. クローズドループ出力インピーダンスの周波数特性
図 56. CMRR の周波数特性
60
60
PSSR+
PSSR–
VSY = 10V
VCM = VSY/2
RL = 10kΩ
CL = 10pF
40
50
OVERSHOOT (%)
50
VSY = 10V
VIN = 100mV p-p
AV = +1
RL = 10kΩ
30
20
40
OS–
30
20
OS+
10
10
100k
1M
FREQUENCY (Hz)
10M
0
13405-057
0
10k
0
30
60
90
120
150
180
210
240
270
LOAD CAPACITANCE (pF)
図 60. 小信号オーバーシュートと負荷容量の関係
図 57. PSRR の周波数特性
Rev. 0 | 20/49
13405-060
CMRR (dB)
AV = +1
0
FREQUENCY (Hz)
100
PSRR (dB)
10
–20
1k
図 55. オープンループ・ゲインおよび位相マージンの
周波数特性
0
10k
AV = +10
20
–10
–60
10M
1M
30
13405-058
–20
40
13405-059
10pF
10pF
100pF
100pF
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
0
0
PHASE MARGIN (Degrees)
20
20
VSY = 10V
RL = 10kΩ
CL = 10pF
AV = +100
13405-055
OPEN-LOOP GAIN (dB)
VSY = 4.5 V ～ 16 V。特に指定のない限り、VSY = 10 V、TA = 25 °C でデータを取得。
ADA4530-1
データシート
80
1.0
60
0.5
0
–20
–1.0
–1.5
–40
–2.0
–80
TIME (2µs/DIV)
13405-061
–60
–2.5
TIME (2µs/DIV)
図 61. 小信号の過渡応答、VSY = 4.5 V
図 64. 大信号の過渡応答、VSY = 4.5 V
6
80
60
4
2
20
–20
VOLTAGE (V)
VOLTAGE (mV)
40
0
VSY = 4.5V
VIN = 2.75V p-p
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
RS = 1kΩ
–0.5
13405-064
20
0
VSY = 4.5V
VIN = 100mV p-p
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
RS = 1kΩ
VOLTAGE (V)
VOLTAGE (mV)
40
VSY = 10V
VIN = 100mV p-p
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
RS = 1kΩ
VSY = 10V
VIN = 8.25V p-p
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
RS = 1kΩ
0
–2
–40
–4
TIME (2µs/DIV)
–6
TIME (5µs/DIV)
図 62. 小信号の過渡応答、VSY = 10 V
図 65. 大信号の過渡応答、VSY = 10 V
80
10
8
60
6
40
VOLTAGE (V)
–20
VSY = 16V
VIN = 100mV p-p
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
RS = 1kΩ
VSY = 16V
VIN = 14.25V p-p
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
RS = 1kΩ
2
0
–2
–4
–40
–6
–60
–80
TIME (2µs/DIV)
–10
TIME (20µs/DIV)
図 63. 小信号の過渡応答、VSY = 16 V
図 66. 大信号の過渡応答、VSY = 16 V
Rev. 0 | 21/49
13405-066
–8
13405-063
VOLTAGE (mV)
4
20
0
13405-065
–80
13405-062
–60
ADA4530-1
データシート
6
VSY = 4.5V
VIN = 450mV
AV = –10
RL = 10kΩ
CL = 10pF
4
3
2
VOUT
–1.0
1
–1.2
0
–1.4
1.5
0
1.0
–0.2
0.5
–0.4
0
–0.6
–0.5
–0.8
–1.0
–1.2
–1
TIME (2µs/DIV)
1
0
–0.2
–1
–0.4
–0.6
–0.8
VSY = 10V
VIN = 900mV
AV = –10
RL = 10kΩ
CL = 10pF
VOUT
–1.2
–1.4
–3
OUTPUT VOLTAGE (V)
3
0.4
0.2
–1.0
–5
–7
–1.6
TIME (2µs/DIV)
図 71. 立下がり過負荷回復、VSY = 10 V
12
2
12
VOUT
9
–5
6
–6
INPUT VOLTAGE (V)
15
OUTPUT VOLTAGE (V)
VIN
1
VIN
8
18
0
4
–1
0
–4
–2
VSY = 16V
VIN = 1.5V
AV = –10
RL = 10kΩ
CL = 10pF
VOUT
3
–3
–7
0
–8
–3
TIME (2µs/DIV)
13405-069
INPUT VOLTAGE (V)
VIN
21
VSY = 16V
VIN = 1.5V
AV = –10
RL = 10kΩ
CL = 10pF
–3
–4
5
0.8
0.6
24
–1
–2
7
1.0
図 68. 正側過負荷回復、VSY = 10 V
0
–2.5
1.2
TIME (2µs/DIV)
1
–2.0
13405-071
16
15
14
13
12
11
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
0
–1
INPUT VOLTAGE (V)
VOUT
–1.5
図 70. 立下がり過負荷回復、VSY = 4.5 V
OUTPUT VOLTAGE (V)
VIN
–1.0
TIME (2µs/DIV)
13405-068
INPUT VOLTAGE (V)
VSY = 10V
VIN = 900mV
AV = –10
RL = 10kΩ
CL = 10pF
VOUT
–1.4
図 67. 正側過負荷回復、VSY = 4.5 V
0.2
0
–0.2
–0.4
–0.6
–0.8
–1.0
–1.2
–1.4
–1.6
–1.8
–2.0
–2.2
–2.4
–2.6
–2.8
–3.0
–3.2
VSY = 4.5V
VIN = 400mV
AV = –10
RL = 10kΩ
CL = 10pF
図 69. 正側過負荷回復、VSY = 16 V
TIME (2µs/DIV)
図 72. 立下がり過負荷回復、VSY = 16 V
Rev. 0 | 22/49
–8
–12
–4
OUTPUT VOLTAGE (V)
–0.8
5
0.2
13405-072
–0.6
VIN
2.0
VIN
OUTPUT VOLTAGE (V)
–0.4
0.4
13405-067
INPUT VOLTAGE (V)
–0.2
2.5
OUTPUT VOLTAGE (V)
0
0.6
13405-070
7
INPUT VOLTAGE (V)
0.2
ADA4530-1
TIME (1µs/DIV)
OUTPUT VOLTAGE (5mV/DIV)
INPUT
TIME (1µs/DIV)
ERROR BAND
POST GAIN = 20
TIME (1µs/DIV)
INPUT VOLTAGES (250mV/DIV)
図 77. 0.1 % への立上がりセトリング・タイム、VSY = 10 V
VSY = 16V
DUT AV = –1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
INPUT
VSY = 16V
DUT AV = –1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
OUTPUT
ERROR BAND
POST GAIN = 20
13405-275
TIME (1µs/DIV)
OUTPUT VOLTAGE (5mV/DIV)
INPUT
ERROR BAND
POST GAIN = 20
VSY = 10V
DUT AV = –1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
OUTPUT
図 74. 0.1 % への立下がりセトリング・タイム、VSY = 10 V
OUTPUT
INPUT
OUTPUT VOLTAGE (5mV/DIV)
INPUT VOLTAGES (250mV/DIV)
VSY = 10V
DUT AV = –1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
ERROR BAND
POST GAIN = 20
INPUT VOLTAGES (250mV/DIV)
図 76. 0.1 % への立上がりセトリング・タイム、VSY = 4.5 V
13405-274
INPUT VOLTAGES (250mV/DIV)
図 73. 0.1 % への立下がりセトリング・タイム、VSY = 4.5 V
OUTPUT
OUTPUT VOLTAGE (5mV/DIV)
ERROR BAND
POST GAIN = 20
TIME (1µs/DIV)
図 75. 0.1 % への立下がりセトリング・タイム、VSY = 16 V
13405-277
TIME (1µs/DIV)
OUTPUT
OUTPUT VOLTAGE (5mV/DIV)
ERROR BAND
POST GAIN = 20
INPUT
13405-278
OUTPUT
OUTPUT VOLTAGE (5mV/DIV)
INPUT
VSY = 4.5V
DUT AV = –1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
13405-276
INPUT VOLTAGES (250mV/DIV)
VSY = 4.5V
DUT AV = –1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
13405-273
INPUT VOLTAGES (250mV/DIV)
データシート
図 78. 0.1 % への立上がりセトリング・タイム、VSY = 16 V
Rev. 0 | 23/49
ADA4530-1
データシート
0.1
10
90kHz LOW-PASS FILTER
500kHz LOW-PASS FILTER
VSY = 4.5V
AV = +1
RL = 10kΩ
f = 1kHz
VSY = 4.5V
AV = +1
RL = 10kΩ
VIN = 0.5V rms
THD + N (%)
THD + N (%)
1
0.01
0.1
0.01
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
0.001
0.001
13405-279
0.001
10
1
図 82. THD + N と振幅の関係、VSY = 4.5 V
10
VSY = 10V
AV = +1
RL = 10kΩ
VIN = 2V rms
VSY = 10V
AV = +1
RL = 10kΩ
f = 1kHz
1
THD + N (%)
THD + N (%)
90kHz LOW-PASS FILTER
500kHz LOW-PASS FILTER
0.1
AMPLITUDE (V rms)
図 79. THD + N の周波数特性、VSY = 4.5 V
0.1
0.01
13405-282
90kHz LOW-PASS FILTER
500kHz LOW-PASS FILTER
0.01
0.1
0.01
0.001
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
0.0001
0.001
13405-280
0.001
10
90kHz LOW-PASS FILTER
500kHz LOW-PASS FILTER
0.1
1
10
AMPLITUDE (V rms)
図 80. THD + N の周波数特性、VSY = 10 V
1
0.01
13405-283
90kHz LOW-PASS FILTER
500kHz LOW-PASS FILTER
図 83. THD + N と振幅の関係、VSY = 10 V
10
VSY = 16V
AV = +1
RL = 10kΩ
VIN = 4.5V rms
VSY = 16V
AV = +1
RL = 10kΩ
f = 1kHz
1
THD + N (%)
THD + N (%)
0.1
0.1
0.01
0.01
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
100k
0.001
0.001
13405-281
0.001
10
0.01
0.1
1
AMPLITUDE (V rms)
図 81. THD + N の周波数特性、VSY = 16 V
図 84. THD + N と振幅の関係、VSY = 16 V
Rev. 0 | 24/49
10
13405-284
90kHz LOW-PASS FILTER
500kHz LOW-PASS FILTER
ADA4530-1
データシート
3
100
10
1
0.1
1
10
100
1k
10k
100k
1M
FREQUENCY (Hz)
10M
100M
VSY = 10V
NOISE = 4µV p-p
2
1
0
–1
–2
–3
TIME (1s/DIV)
図 86. 0.1 Hz ～ 10 Hz でのノイズ
図 85. 電圧ノイズ密度、VSY = 10 V
Rev. 0 | 25/49
13405-286
INPUT REFERRED VOLTAGE (µV)
VSY = 10V
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
13405-285
VOLTAGE NOISE DENSITY (nV/√Hz)
1000
ADA4530-1
データシート
ガード・アンプ
特に指定のない限り、TA = 25 °C。
120
100
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
TA = 25°C
x = –3.68µV
σ = 12.35µV
80
50
VOS (µV)
60
13405-091
VOS (µV)
–150
–50
–25
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
13405-094
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–100
–100
–90
–80
–70
–60
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
0
図 90. 入力オフセット電圧（VOS）と温度の関係、VSY = 4.5 V
図 87. 入力オフセット電圧の分布、VSY = 4.5 V
100
120
VSY = 10V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
TA = 25°C
x = –3.8µV
σ = 12.4µV
100
80
50
VOS (µV)
60
0
–50
40
VOS (µV)
–150
–50
13405-092
–100
–90
–80
–70
–60
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
0
VSY = 10V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–100
20
–25
0
25
50
75
100
125
TEMPERATURE (°C)
13405-095
NUMBER OF AMPLIFIERS
–50
40
20
図 91. 入力オフセット電圧（VOS）と温度の関係、VSY = 10 V
図 88. 入力オフセット電圧の分布、VSY = 10 V
100
120
VSY = 16V
VCM = VSY/2
590 CHANNELS
TA = 25°C
x = –3.86µV
σ = 12.2µV
100
50
VOS (µV)
80
60
0
–50
40
VOS (µV)
図 89. 入力オフセット電圧の分布、VSY = 16 V
–150
–50
13405-093
0
VSY = 16V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–100
20
–100
–90
–80
–70
–60
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
NUMBER OF AMPLIFIERS
0
–25
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
75
100
125
13405-096
NUMBER OF AMPLIFIERS
100
図 92. 入力オフセット電圧（VOS）と温度の関係、VSY = 16 V
Rev. 0 | 26/49
ADA4530-1
データシート
120
160
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–40°C ≤ TA ≤ 0°C
x = 0.26µV/°C
σ = 1.14µV/°C
80
VSY = 4.5V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
0°C ≤ TA ≤ 125°C
x = 0.014µV/°C
σ = 0.168µV/°C
140
NUMBER OF AMPLIFIERS
NUMBER OF AMPLIFIERS
100
60
40
120
100
80
60
40
20
–0.4
–0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
図 96. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
0 °C ≤ TA ≤ 125 °C、VSY = 4.5 V = 4.5 V
160
120
VSY = 10V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–40°C ≤ TA ≤ 0°C
x = 0.26µV/°C
σ = 1.14µV/°C
80
VSY = 10V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
0°C ≤ TA ≤ 125°C
x = 0.017µV/°C
σ = 0.168µV/°C
140
NUMBER OF AMPLIFIERS
100
60
40
20
120
100
80
60
40
–0.8
–0.6
–0.4
–0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
TCVOS (µV/°C)
13405-101
TCVOS (µV/°C)
0
–1.0
13405-098
6
4
5
2
3
0
1
–2
–1
–4
–3
–6
–5
–7
0
7
20
図 97. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
0 °C ≤ TA ≤ 125 °C、
VSY = 10 V = 4.5 V
図 94. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
−40 °C ≤ TA ≤ 0 °C、VSY = 10 V
160
120
VSY = 16V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
–40°C ≤ TA ≤ 0°C
x = 0.27µV/°C
σ = 1.14µV/°C
80
VSY = 16V
VCM = VSY/2
574 CHANNELS
0°C ≤ TA ≤ 125°C
x = 0.02µV/°C
σ = 0.168µV/°C
140
NUMBER OF AMPLIFIERS
100
60
40
20
120
100
80
60
40
TCVOS (µV/°C)
0
–1.0
13405-099
6
4
5
2
3
0
1
–2
–1
–4
–3
–6
–5
–7
0
7
20
–0.8
–0.6
–0.4
–0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
TCVOS (µV/°C)
図 98. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
0 °C ≤ TA ≤ 125 °C、VSY = 16 V = 4.5 V
図 95. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
−40 °C ≤ TA ≤ 0 °C、VSY = 16 V
Rev. 0 | 27/49
1.0
13405-102
NUMBER OF AMPLIFIERS
–0.6
TCVOS (µV/°C)
図 93. 入力オフセット電圧ドリフトの分布、
−40 °C ≤ TA ≤ 0 °C、VSY = 4.5 V
NUMBER OF AMPLIFIERS
–0.8
13405-100
TCVOS (µV/°C)
0
–1.0
13405-097
6
4
5
2
3
0
1
–2
–1
–4
–3
–6
–5
–7
0
7
20
ADA4530-1
データシート
動作原理
ADA4530-1 は、電位計アプリケーションで使用される超高イ
ンピーダンス・センサーとのインターフェースとして機能する
目的で特別に設計されたオペ・アンプです。
MOSFET 入力段は、従来の接合ゲート型電界効果トランジス
タ（JFET）電位計で発生するゲート・リーク電流を排除しま
す。ADA4530-1 は、超低入力バイアス電流を実現するととも
に、
ESD 損傷に対する優れた保護能力を発揮します。独自の ESD
ダイオード構造で保護機能を実現するとともに、ダイオードを
保護して入力ピンへのリーク電流を最小限に抑えることができ
ます。ADA4530-1 は、内蔵 ESD ダイオードのリーク経路を保
護する際に使用される高精度バッファを内蔵しています。この
ガード・バッファの出力は外部ピンにも接続されていて、リー
ク電流から外部部品を保護することができます。
入力バイアス電流は、ESD ダイオードの両端に印加されるガー
ド電圧の精度によって決まります。アンプとガード・バッファ
のオフセット電圧により、ガード電圧の精度（入力バイアス電
流）が設定されます。
入力バイアス電流は、ESD ダイオードの両端に印加されるガー
ド電圧の精度によって決まります。アンプとガード・バッファ
のオフセット電圧により、ガード電圧の精度（入力バイアス電
流）が設定されます。ADA4530-1 は、アナログ・デバイセズ
の DigiTrim™ 技術の採用により優れた性能を実現しています。
DigiTrim を使用して、アンプとガード・バッファのオフセット
電圧をトリミングし、コモンモード電圧、電源電圧、および温
CMRR、
PSRR、
度の変化を排除しています。
この技法により、
VOS、
および TCVOS の仕様が大幅に向上します。
図 99 に、ADA4530-1 の簡略化した回路図を示します。アンプ
は、完全差動入力段のある 3 段アーキテクチャを使用して、最
高の DC 性能仕様を達成します。
ESD 保護構造
入力の静電気放電保護（ESD）構造は、ダイオード D1 ～ダイ
オード D6 で構成されています。非反転入力は、D1 および D2
の逆並列ダイオードによってガード・ピン（GRD）に結合さ
れています。反転入力は、D3 および D4 の逆並列ダイオード
によってガード・ピン（GRD）に結合されています。ガード・
ピンは、ダイオード D5 とダイオード D6 を通じて電源に接続
されています。静電気放電（ESD）が発生すると、入力ピンか
らいずれかの逆並列ダイオードと電源ダイオードを通して電源
に害を及ぼすことなく過渡電流が流れます。通常の動作時には、
ガード・バッファ（BUF1）により逆並列ダイオードの両端に
かかる電圧は 0 V になります。抵抗 R1 は、ガード・ピンに接
続されている潜在的に大きい容量からガード・バッファをシー
ルドします。その公称値は 1 kΩ です。
入力段
入力段は、PMOS 差動ペア（M1、M2）、フォールド型カスコー
ド・トランジスタ（M5 ～ M12）、電流源 I1 で構成されてい
ます。
ADA4530-1 は、差動入力に低電圧 MOS デバイスを使用するこ
とで、高い性能仕様を実現しています。これらの低電圧 MOS デ
バイスは、高電圧デバイスと比べて、単位電流あたりで優れた
1/f ノイズと帯域幅を実現します。入力段は、独自の保護回路
によって高システム電圧から分離されています。この調整回路
は、アンプを動作できる高電源電圧から入力デバイスを保護し
ます。
ADA4530-1 の独自の高電圧保護回路は、ほとんどの入力コモ
ンモード電圧範囲でアンプの入力段によって発生するコモン
モード電圧の変化を最小限に抑える方法で動作します。この回
路により、推奨される入力コモンモード電圧範囲で動作してい
るときに最高の外乱除去性能を達成できます。この推奨される
範囲内で動作させることによる性能上のメリットを VOS と VCM
の関係のグラフ（図 16 ～図 18 を参照）、小信号 CMRR と VCM
の関係のグラフ（図 21 を参照）、小信号 PSRR と VCM の関係
のグラフ（図 54 を参照）に示します。
これらの入力デバイスは、逆並列 ESD ダイオード（D1 ～ D4）
によって大きな差動入力電圧から保護されます。ダイオードは、
差動電圧が 700 mV を超えると、ダイオードから大量の電流を
流すことができます。入力ピンに流れる電流を 10 mA の絶対
最大電流に制限する必要があります。
Rev. 0 | 28/49
ADA4530-1
データシート
V+
HIGH VOLTAGE PROTECTION
M19
M20
M17
M18
D5
I1
+IN
M1
D1
D2
M11
M12
M9
M10
M22
M2
GRD
C2
C1
M3 M4
R1
OUT
V1
BUF1
GRD
D3
D4
C3
M7
–IN
M8
M5
D6
M6
I2
HIGH VOLTAGE PROTECTION
V–
M16
M13
M14
13405-299
M21
M15
図 99. 簡略化した回路図
ゲイン段
アンプの 2 段目は、NMOS 差動ペア（M3、M4）とフォール
ド型カスコード・トランジスタ（M13 ～ M20）で構成されて
います。アンプはネスト型ミラー補償（C1 ～ C3）を備えて
います。
出力段
ADA4530-1 は、M21 および M22 トランジスタで構成される相
補型コモンソース出力段を備えています。これらのトランジス
タは、クラス AB トポロジで構成されていて、電圧源 V1 によっ
てバイアスが印加されています。このトポロジにより、出力電
圧を電源レールの数十ミリボルト以内の差に収めてレール to
レールの出力振幅を実現できます。出力電圧は、トランジスタ
の出力インピーダンスによって制限されます。出力電圧の振幅
は負荷電流の関数で、電源レールへの出力電圧と負荷電流の関
係のグラフ（図 40 ～図 45 を参照）を使用して見積もることが
できます。
ガード・バッファ
ガード・バッファ（BUF1）は、入力コモンモード電圧の低イ
ンピーダンスの複製を作成するユニティゲイン・アンプです。
バッファ入力は非反転入力（IN+）に接続されています。メイ
ン・アンプ帰還ループをセトリングした場合、非反転入力電圧
は入力コモンモード電圧にほぼ等しくなります。
ガード・バッファには、アンプと同じような 3 段アーキテクチャ
が採用されています。ガード・バッファには、ガード電圧が電
源レールの振幅が 100 mV 以内になるレール to レール出力段が
採用されています。ガード・バッファ出力は入力コモンモード
電圧に追従するため、この出力振幅は低い入力コモンモード電
圧でガード・バッファの効果を制限します。この制限は、入力
バイアス電流とコモンモード電圧の関係のグラフ
（図 22 ～図 33 を
参照）に、低いコモンモード電圧における入力バイアス電流の
大幅な増加として見受けられることがあります。このため、V− 電
源レールから 100 mV 未満の入力コモンモード電圧で回路を動
作させないことをお勧めします。
ガード・バッファ出力電圧は、過度な負荷によって低下するこ
とがあります。1 kΩ の出力抵抗が存在する場合は、1 nA の負
荷電流あたり 1 µV のガード電圧誤差が追加されます。数十ナ
ノアンペアの負荷電流が流れる場合、ガード・オフセット電圧
が仕様範囲外で駆動されるおそれがあります。このため、絶縁
抵抗（Insulation Resistanceおよび Guardingのセクションを参照）
以外のものをガード・バッファで駆動することは推奨されませ
ん。より高い駆動能力が必要な場合は、ADA4661-2 などの低
オフセット、低入力バイアス電流オペ・アンプを使用してカー
ド電圧をバッファすることができます。
Rev. 0 | 29/49
ADA4530-1
データシート
アプリケーション情報
図 100 に、電源電圧 ±8 V でユニティ・ゲイン・バッファとし
て構成された ADA4530-1 の入力と出力の波形を示します。出
力電圧が最大出力振幅でクランプされるまで、出力は全範囲に
わたって入力電圧に追従します。信号が仕様規定の入力電圧範
囲（−8 V ≤ IVR ≤ +6.5 V）を超過しても、アンプは動作を継続
します。この動作はキープ・アライブ段によって発生します。
さらに、位相反転は発生しません。入力電圧範囲を超過する入
力電圧を印加することは推奨されません。
10
システム・アプリケーションで確実にその性能目標を満たすよ
うに、ADA4530-1 の超低入力バイアス電流は 25 °C と 125 °C で
出荷時にテストされています。ガード・バッファを内蔵してい
るので、プリント回路基板（PCB）設計の入力ピンへのリーク
電流と基板部品数を最小限に抑えるとともに、システム設計が
容易になります。ガード・リングの配線を容易に行い、入力ピ
ン、電源、および出力ピン間での信号の結合を防止することが
できるように、ガード・バッファ出力ピンは入力ピンの横に配
置されています。
6
VOLTAGE (V)
4
2
0
–2
–4
ADA4530-1 は、さまざまな電流出力トランスデューサ（フォ
トダイオード、光電子増倍管）、分光測定、クロマトグラフィ、
化学センサーの高インピーダンス・バッファリング用のプリ
アンプ・アプリケーションなど、非常に低い入力バイアス電
流と低いオフセット電圧が要求されるアプリケーションに適
しています。
入力保護
VSY = ±8V
VIN = ±8.3V
AV = +1
RL = 10kΩ
CL = 10pF
8
–6
VIN
VOUT
–8
13405-300
ADA4530-1 は、フェムトアンペア入力バイアス電流と超低オ
フセット電圧を達成した電位計グレードのシングル CMOS オ
ペ・アンプです。4.5 V（または ±2.25 V 両電源）～ 16 V（ま
たは ±8 V 両電源）の幅広い電源電圧範囲で動作します。単電
源アンプとして使用する場合、入力電圧範囲には低い電源レー
ルと同じ値が含まれ、レール to レール出力を達成します。
ADA4530-1 は、±40 µV（max）の低オフセット電圧と±0.5 µV/C
（max）のオフセット電圧ドリフトも実現します。
–10
TIME (200µs/DIV)
図 100. 位相反転なし
容量性負荷に対する安定性
単電源とレール TO レール出力
ADA4530-1 は、V− ～ V+ − 1.5 V （V+ より 1.5 V 小さい電圧）
の入力電圧範囲（IVR）に対応した単電源アンプです。アンプ
は、入力コモンモード電圧が仕様規定の IVR よりも大きい場
合に正しく機能できる小さなキープ・アライブ入力段を実装し
ています。この機能により、ADA4530-1 は、パワーアップ時
に IVR を超えるような特定タイプの回路ですばやく起動およ
び回復することができます。このキープ・アライブ段の AC お
よび DC 性能は低いため、通常の使用ではこのキープ・アライ
ブ段に依存しないようにしてください。
ADA4530-1 は、最大 250 pF までの容量性負荷を任意の構成で
安全に駆動できます。多くのアンプと同様に、仕様規定より大
きな容量性負荷を駆動すると、過度なオーバーシュートやリン
ギングが発生したり、発振が生じたりすることもあります。容
量性負荷が大きいと位相マージンが減少し、アンプの周波数応
答にピークが発生します。ピーク形成は、時間軸でのオーバー
シュートまたはリンギングに対応します。
このため、
ADA4530-1
が 250 pF を超える負荷を駆動する必要がある場合は、外付け
補償を使用することが推奨されます。この補償は、安定性が最
悪の条件となるユニティ・ゲイン構成で特に重要です。
容量性負荷を駆動するオペ・アンプを迅速かつ簡単に安定化さ
せるには、アンプ出力端子と負荷容量の間に直列抵抗 RISO を
接続します（図 101 を参照）。RISO は、アンプ出力と帰還回路
を容量性負荷から隔離します。ただし、この補償方式では、負
荷から見た出力インピーダンスが大きくなるため、ゲイン精度
が低下します。
+VSY
RISO
VIN
ADA4530-1
–VSY
VOUT
CL
13405-201
ADA4530-1 のどちらかの入力がいずれかの電源レールを 300
mV 超過すると、入力 ESD ダイオードに順方向バイアスがか
かり、大量の電流が流れます。
この過度な電流を制限しないと、
デバイスに恒久的な損傷を与えることがあります。入力で過電
圧状態が予期される場合、各入力に直列に抵抗を接続して入力
電流を 10 mA（max）に制限してください。また、回路全体に
対する抵抗熱ノイズの影響を考慮してください。
図 101. アイソレーション抵抗 RISO による安定性補償、RISO
Rev. 0 | 30/49
ADA4530-1
データシート
図 102 に、さまざまな値のアイソレーション抵抗および容量性
負荷における ADA4530-1 の位相マージンを示します。図
103 に、1 nF 容量性負荷およびさまざまなアイソレーション
抵抗での周波数応答を示します。
80
PHASE MARGIN (Degrees)
VSY = 10V
AV = +1
70
60
EMI 除去比
回路性能は高周波電磁干渉（EMI）から悪影響を受けることが
あります。信号強度が低く、伝送線が長い場合でも、オペ・ア
ンプは入力信号を正確に増幅する必要があります。ただし、オ
ペ・アンプのすべてのピン（非反転入力、反転入力、正電源、
負電源、出力ピン）は EMI 信号の影響を受けやすくなってい
ます。これらの高周波信号は、伝導、近距離放射、長距離放射
などのさまざまな方法でオペ・アンプに混入します。例えば、
配線と PCB パターンがアンテナとして機能し、高周波 EMI 信
号を拾います。
アンプは比較的帯域が狭いため、EMI 信号または RF 信号を増
幅することはありません。しかし、入力デバイスの非直線性の
ため、オペ・アンプはこれらの帯域外信号を整流することがあ
ります。これらの高周波信号が整流されると、出力に DC オフ
セットとして現れます。
50
RISO = 301Ω
RISO = 499Ω
RISO = 732Ω
10000
1000
CAPACITIVE LOAD (pF)
電磁エネルギーが存在する中で ADA4530-1 が期待どおりに動
作する能力を表現するために、非反転ピンの電磁干渉除去比
（EMIRR）が Specifications のセクションの表 1、表 2、表 3 で
仕様が規定されています。EMIRR 測定の数学的方法は、以下
のように定義されます。
13405-302
40
100
図 102. さまざまな出力アイソレーション抵抗での位相マージ
と負荷容量の関係
EMIRR = 20log(VIN_PEAK/ΔVOS)
100
100
VSY = 10V
AV = +1
CL = 1nF
PHASE
80
図 104 に仕様が規定された各電源電圧での代表的な EMIRR の
周波数特性を示します。
80
120
60
20
20
–20
–40
1k
GAIN (RISO = 0Ω)
PHASE (RISO = 0Ω)
GAIN (RISO = 301Ω)
PHASE (RISO = 301Ω)
GAIN (RISO = 732Ω)
PHASE (RISO = 732Ω)
10k
90
0
–20
80
70
60
50
100k
FREQUENCY (Hz)
1M
–40
10M
40
VSY = 4.5V
VSY = 10V
VSY = 16V
30
図 103. CL = 1 nF およびさまざまなアイソレーション抵抗での
周波数応答
20
10M
100M
1G
FREQUENCY (Hz)
図 104. EMIRR の周波数特性
Rev. 0 | 31/49
10G
13405-304
0
100
EMIRR (dB)
40
GAIN
PHASE (Degrees)
40
VSY = 4.5V TO 16V
110
13405-303
GAIN (dB)
60
ADA4530-1
データシート
高インピーダンス測定
V+
ADA4530-1 は、超高インピーダンス回路の性能を最大限引き
出すように設計されています。
優れた性能により、
回路インピー
ダンスが 100 MΩ ～ 10 TΩ を超える場合でも使用できます。高
インピーダンス回路の測定では、いくつかの誤差源の影響を受
けます。高抵抗源から行う測定に関する一般的な情報について
は、Low Level Measurements Handbook、第 6 版（Keithley
Instruments, Inc., 2004）を参照してください。
8
RIN
ISRC
13405-311
他の半導体アンプと同様、ADA4530-1 の入力バイアス電流に
は、温度に関する指数関数的な依存性があります。ADA4530-1
の入力バイアス電流は、温度が 10 °C 上昇するたびに 2.5 倍に
なります。代表的な温度特性については、入力バイアス電流と
温度の関係のグラフ（図 34 ～図 36 を参照）を参照してくださ
い。指数関数的なダイオード電流は、 60 °C ～ 70 °C を下回る
温度で入力バイアス電流を下回ります。100 aA ～ 200 aA（aA =
10−18 A）の残留バイアス電流は、環境条件に非常に敏感な他の
リーク経路が存在する場合は、それらの値を下回ります。これ
らの非常に小さなバイアス電流を測定するには、高度に制御さ
れた実験室条件が必要です。実際のアプリケーションの多くで
は、他の誤差の方が大きく、ADA4530-1 の入力バイアス電流
は 70 °C 未満の温度では 0 であるとみなすことができます。
ADA4530-1 の入力バイアス電流は、生産環境の測定上の制限
により ±20 fA までしか確保できませんが、得られる入力バイ
アス電流は 1 桁以上低い値になります。
+IN
OUT
入力バイアス電流は、
電圧センサーに負荷を加える形でバッファ
回路に影響を与えます。入力バイアス電流はセンサーの出力抵
抗を流れ、誤差電圧が生成されます。
VOUT
6
8
–IN
VOS
VOUT
アンプの入力バイアス電流は、高インピーダンス電位計回路の
主な誤差源です。
ADA4530-1
VSRC
VOS
入力バイアス電流
VOLTAGE
SENSOR
IB+
6
図 106. トランスインピーダンス・アンプ回路
 R 
VOUT = VSRC 1+ F 
 RS 
RIN
IB–
1
すべての誤差源を無視した場合、回路の出力は以下のようにな
ります。
RSHUNT
RSRC
B
バッファ回路は、電圧出力センサーを出力抵抗（RSRC）のある
電圧源（VSRC）としてモデル化します。A 端子の電圧は、非反
転ゲイン構成（またはユニティゲイン構成）の ADA4530-1 の
ピン 1 によって検出されます。B 端子は、適切なリファレンス
電圧（この場合は信号グラウンド）まで駆動されます。
RSRC
ADA4530-1
A
ここでは、これらの回路で ADA4530-1 を使用する場合の最も
重要な誤差源のいくつかについて説明します。バッファ回路と
TIA 回路の誤差源を含む、簡略化したモデルをそれぞれ図 105
と図 106 に示します。
1
RF
CURRENT
SENSOR
ADA4530-1 は、一般的にバッファと TIA の 2 種類の回路で使
用します。バッファ回路は、高出力抵抗の電圧出力センサーを
測定するのに有用です。
センサーの例として、
電量分析制御ルー
プ内の pH プローブや基準電極（RE）があります。TIA 回路は、
電流出力センサーからの信号を出力電圧に変換するのに有用で
す。センサーの例として、フォトダイオードやイオン・チャン
バーがあります。
A
IRF
RSHUNT
RF
VERR = IB+(RSRC)
13405-310
RS
B
図 105. 電圧バッファ回路
TIA 回路は、電流出力センサーをシャント抵抗（RSRC）のある
電流源（ISRC）としてモデル化します。A 端子からの電流は、
ADA4530-1 の反転入力ピンと帰還抵抗（RF）に接続されてい
ます。アンプの B 端子と非反転入力は、適切なリファレンス
電圧（この場合は信号グラウンド）まで駆動されます。回路の
負帰還は、A 端子での電圧の変化を抑制します。この抑制は、
すべての電流を強制的に帰還抵抗に流すことで実現されます。
すべての誤差源を無視した場合、回路の出力は以下のようにな
ります。
高温で動作する超高インピーダンス・センサーで、この電圧誤
差は非常に大きくなります。例えば、125 °C で動作する 100 GΩ
センサーでは、入力バイアス電流が原因で 25 mV の最大電圧
誤差が生成されます。
入力バイアス電流とセンサー電流を組み合わせると、TIA 回路
に影響を与えます。
これらのどちらの電流も帰還抵抗を流れて、
以下の出力電圧を生成します。
VOUT = ISRCRF
Rev. 0 | 32/49
VOUT = (ISRC + IB−)RF
ADA4530-1
データシート
入力バイアス電流の大きさにより、正確に解決可能な信号電流
の大きさが制限されます。例えば、許容誤差レベルが 10 % の
場合、125 °C で動作している回路の測定可能な最小信号電
流は 2.25 pA です。
入力抵抗は、電圧センサーに負荷を加えることでバッファ回路
に影響を与えます。この抵抗は分圧器として機能するため、ア
ンプで測定された電圧はセンサーの無負荷電圧の一部になりま
す。この電圧降下は以下の式で計算します。
ISRC = IB−(1/err – 1)
VA = VSRC
ここで、err は誤差レベルです。
1
2.25 pA = 250 fA
− 1
 0.1 
前述した 125 °C で動作する 100 GΩ センサーの例を考えてみま
しょう。100 TΩ の入力抵抗により、測定された電圧は実際の
電圧の 99.9 % に等しくなります。つまり、ゲイン誤差は 0.1 %
です。
入力抵抗
アンプの入力抵抗は、考慮する必要があるもう 1 つの誤差源
です。入力抵抗には、一般的に差動モードとコモンモードの
2 つの構成要素があります。差動入力抵抗は、回路の負帰還
によって抑制されます。ADA4530-1 は、差動入力抵抗が測定
できないほど大きい十分なゲインを備えています。コモンモー
ド入力抵抗（以降「入力抵抗」と呼びます）のほうが重要な
誤差源です。
入力抵抗は、入力電圧の変化に対する入力バイアス電流の変化
に等しくなります。この変化は、ADA4530-1 内部の物理的な
抵抗によって生じるのではありません。ESD 構造の両端のガー
ド電圧の精度と入力コモンモード電圧の間の複雑な関係の結果、
つまり、コモンモード電圧での入力抵抗の変化によって生じま
す。入力抵抗が負になることもあります。負の入力抵抗は、コ
モンモード電圧が増加するのに従って入力バイアス電流が減少
することを意味します。
入力抵抗 RIN は、入力バイアス電流とコモンモード電圧の関係
のグラフ（図 22 ～図 33 を参照）の傾きを計算することで近似
値を求めることができます。例えば、図 32 で 125 °C での非反
転入力抵抗を計算できます。コモンモード電圧が 4 V ～ 6 V の
場合、入力バイアス電流は約 20 fA 単位で変化します。
∆VCM
RIN =
∆I B+
RIN =
2V
20 fA
RIN
RIN + RSRC
= 100 TΩ
入力バイアス電流とコモンモード電圧の関係のグラフの曲線の
傾きは、推奨されるコモンモード電圧範囲の外側で急激に増加
します（図 22 ～図 33 を参照）。入力抵抗はこの範囲の外側で
急激に低下します。この入力抵抗の低下は、これらの回路を V−
電源に近い入力電圧で動作させる前に考慮する必要があります。
入力バイアス電流と同様、入力抵抗は温度に強く依存します。
低温では、アンプの入力抵抗は他の誤差源を下回ります。低温
での入力抵抗を計算する際の制限事項を認識することは重要で
す。測定の不確定性により、ΔIB 項を正確に計算するのが困難
になります。85 °C の入力バイアス電流とコモンモード電圧の
関係のグラフ（図 22 ～図 27 を参照）を考えてみましょう。測
定の不確定性は数 fA に等しく、入力バイアス電流自体と同じ
大きさになります。これらの不確定性により、数百テラオーム
よりも高い入力抵抗を計算することは不可能です。
TIA 回路では入力抵抗の影響は大幅に少なくなります。入力コ
モンモード電圧はこの回路では変化しません。このため、生成
される誤差は無視できるほど小さくなります。入力抵抗は回路
のノイズ・ゲインに影響を与えるので、入力オフセット電圧誤
差が変化します（詳細については、Photodiode Interface のセク
ションを参照してください）。
入力オフセット電圧
アンプの入力オフセット電圧は、センサーの電圧出力に直接誤
差を追加することでバッファ回路に影響を与えます。通常、こ
の誤差は、他の誤差よりも大幅に小さくなります。
入力オフセット電圧は、別の方法で TIA 回路に影響を与えます。
TIA の負担電圧は、入力オフセット電圧と等しくなります。こ
の負担電圧は、A 端子と B 端子の間に現れます。この負担電圧
をセンサーのシャント抵抗の両端にかけることで誤差電流が生
成されます。フォトダイオードなどの低出力抵抗のセンサーの
場合、この誤差は大きくなります。出力抵抗が 1 GΩ のセンサー
について考えてみましょう。ADA4530-1 の 50 µV 最大オフセッ
ト電圧は、50 fA の誤差電流を生成します。
絶縁抵抗
ADA4530-1 の入力バイアス電流は低く、入力抵抗は高いため、
回路を構成する際に使用される物質の絶縁抵抗が最大の誤差源
になります。高インピーダンス導体と接触する有限抵抗の絶縁
体により、誤差電流が生じます。例えば、プリント回路基板（PCB）
のラミネート材、ケーブル、およびコネクタの絶縁体などがあ
ります。
物理的な絶縁抵抗は高インピーダンス導体の接触面全体にわ
たって分散されます。この結果、電位差の異なる複数の導体が
最終的に見受けられることがあります。これらのすべての抵抗
経路を 1 つの抵抗に集中化した単純なモデルを作成することは
有効です。電圧バッファ回路（図 105 を参照）で、この集中要
素を RSHUNT として示しています。
絶縁抵抗は、アンプの入力抵抗と同じ方法でバッファ回路に影
響を与えます。この抵抗は分圧器として機能するため、アンプ
で測定された電圧はセンサーの無負荷電圧の一部になります。
ガラス・エポキシ（FR-4 など）PCB 材で高絶縁抵抗値を維持
するのは非常に困難なため、この誤差は大きくなります。10 TΩ
～ 100 TΩ の抵抗値を得ることができます。10 TΩ の絶縁抵抗
が存在する場合は、前の例で使用した 100 GΩ センサーで 1 % の
誤差が生成されます。絶縁抵抗には、低温（70 °C 未満）で絶
縁抵抗が支配的な誤差源となるアンプの誤差のような指数関数
的な温度依存性（Input Bias Current のセクションおよび Input
Resistance のセクションを参照）はありません。
Rev. 0 | 33/49
ADA4530-1
データシート
例えば、電圧センサーが 1 V の出力を生成するとします。ガー
ディングなしの場合、10 TΩ の絶縁抵抗は 100 fA の誤差電流を
生成します。ガードがある場合、絶縁抵抗の両端にかかる電圧
は 100 µV に制限されます。ガードは誤差電流を 0.01 fA に制限
します。この例では、ガードは誤差を 104 から無視できるレベ
ルまで低減します。
VOLTAGE
SENSOR
ADA4530-1
A
1
RSHUNT1
RSRC
2
VGRD
8
高電圧へのリーク経路はバッファ回路にも影響を与え、同様の
破壊的な結果となることがあります。
RSHUNT2
VSRC
VOUT
6
7
RF
RS
ガーディング
B
高ソース・インピーダンスと低誤差により、絶縁抵抗の要件が
非常に高くなる場合があります。ガーディングという技法によ
り、これらの要件を合理的なレベルに低減できます。同じ電圧
電位まで駆動される別の導体で高インピーダンス導体を囲む
（ガードする）ことがガーディングの概念です。絶縁抵抗の両
端（高インピーダンス導体とガード間）に電圧がかかっていな
い場合、電流は流れません。
13405-313
TIA 回路の絶縁抵抗の影響は、リーク経路に依存します。電流
センサーの A 端子と B 端子間の絶縁抵抗は、アンプの入力抵
抗と同じ方法で回路に影響を与えます。絶縁の両端にかかる電
圧はアンプのオフセット電圧と等しいため、この誤差は非常に
小さくなります。電位が大幅に異なる導体への絶縁経路でより
大きな誤差が生成されます。TIA 回路（図 106 を参照）では、
このタイプのリーク経路を集中要素 RSHUNT として示してい
ます。この例では、リーク経路は A 端子への正電源電圧（V+）
で生成されています。正電源電圧が信号グラウンド基準で 5 V
の場合、500 fA が 10 TΩ の絶縁抵抗を流れます。この大きな誤
差は、温度範囲全体にわたってアンプの入力バイアス電流誤差
と入力抵抗誤差を支配します。
図 107. ガードありの場合の電圧バッファ回路
誘電緩和
誘電緩和（別名: 誘電吸収またはソーケージ）は、数フェムト
アンペアにセトリングする必要のある電位計回路の性能を制限
できる、すべての絶縁材の特性です。
ADA4530-1 はガーディング技法を内部的に使用し、非常に高
性能なガード・バッファを内蔵しています。このバッファの出
力は、回路レベルでのガーディングの実装を簡単に行えるよう
に外部使用が可能になっています。
誘電緩和は、電界の変化に応じた誘電分子の分極の遅延です。
この遅延は、すべての絶縁材の特性です。遅延の大きさと時間
定数は、特定の誘電体によって異なります。一部の物質では、
遅延が数分または数時間になることもあります。
ガードの実装を示すために電圧バッファ回路（図 105 を参照）
を変更しました（図 107 を参照）。このモデルでは、導体（VGRD）
が追加されていて、異なる電圧で高インピーダンス（A）ノー
ドを低インピーダンス（B）ノードから完全に分離します。絶
縁抵抗は、A 導体とガード導体間のすべての抵抗（RSHUNT1）や、
ガード導体と B 導体間のすべての抵抗（RSHUNT2）の 2 つの抵
抗としてモデル化しています。ADA4530-1 ガード・バッファ
は、このガード導体（ピン 2 ～ピン 7）を A 端子の電圧まで駆
動します。A ノードと VGRD ノードが完全に同じ電圧の場合、
電流は絶縁抵抗 RSHUNT1 を流れません。
分子の分極に応じて小さな変位電流が絶縁体を流れるため、誘
電緩和は電位計回路で問題になります。分極での遅延は、これ
らの電流の散逸で遅延を生じさせるので、これらの回路でセト
リング・タイムを支配します。
実際には、RSHUNT1 の両端にかかる電圧は 0 V にはならず、ガー
ド・バッファのオフセット電圧により A ノードと VGRD ノード
の間に電圧電位差が生じます。ADA4530-1 では、電源レール
からの入力コモンモード電圧が 1.5 V のときに 100 µV 未満の
オフセット電圧を供給するようにトリミングされます。
ガード・
バッファのオフセット電圧とドリフトを表 1、表 2、および表 3
に示しています。
コンデンサの場合は、誘電緩和のことを誘電吸収といいます。
コンデンサは、特定の充電／放電サイクル後の残留開路電圧を
測定するテストで仕様規定されています。電位計回路の場合、
テスト電圧でのステップ変化で生成される短絡電流を考慮した
方が便利です。
絶縁体の単純な集中化された回路モデルをテスト電圧源に接続
しました（図 108 を参照）。誘電体の大半は瞬時に分極します。
これをコンデンサ C1 としてモデル化しています。ごく一部の
誘電体は時間定数 τ2 でゆっくりと分極します。これをコンデ
ンサ C2 および抵抗 R2 としてモデル化しています。
Rev. 0 | 34/49
ADA4530-1
データシート
R2
ISRC
C1
C2
13405-326
VSRC
図 108. 誘電緩和モデルのテスト回路
75
12
50
8
25
4
0
0
–25
–4
–50
–8
–75
–12
–100
–16
–125
0
1.0
1.5
2.0
2.5
ELAPSED TIME (Hours)
3.0
3.5
–20
4.0
図 110. ガラス・エポキシの誘電緩和性能
VSRC
ここで取り上げるもう 1 つの PCB ラミネートは Rogers 4350B で
す。Rogers 4350B は、RF／マイクロ波回路用に設計されたセ
ラミック・ラミネートです。Rogers 4350B は標準の PCB 生産
技術と互換性があり、容易に入手できます。Rogers 4350B の測
定結果を図 111 に示します。この材料では、誘電緩和電流が散
逸して 1 fA を下回るまでの時間は 20 秒未満です。
電圧ステップへの絶縁体の電流ステップ応答（ISRC）を図 108 に
示します。大きな初期電流によって、速い時定数でコンデンサ
C1 が充電されます。この時定数 τ1 は、ソース抵抗 RS × C1 に
等しくなります（図 109 を参照）。コンデンサ C1 が充電され
てからかなり時間が経過した後に、少量の電流が流れ続けてコ
ンデンサ C2 を充電します。充電の時定数は外部回路の影響を
受けません。絶縁体の材料特性のみに依存します。電流の大き
さは、絶縁体の両端にかかる電圧変化の大きさに依存します。
図 108 のテスト回路を使用して、さまざまな PCB ラミネート
の誘電緩和性能を測定しました。電位計グレードのソース・メ
ジャー・ユニット（SMU）である Keithley 6430 は、±100 V の
試験刺激を適用して、結果の電流を測定します。極性が交互に
反転する大きな試験電圧は、小さな誘電緩和電流と SMU の入
力オフセット電流を見分けます。
優れた性能により、最高性能のアプリケーションでは
ADA4530-1 で Rogers 4350B ラミネートを使用することを推奨
します。
ADA4530-1 の重要なすべての特性評価は、
Rogers 4350B
を使用して行われています。
10
125
VSRC
ISRC
100
テストした最初の PCB ラミネートは、業界標準の FR-4 ガラス・
エポキシです。測定結果を図 110 に示します。ガラス・エポキ
シ・ラミネートの場合、誘電緩和電流が散逸して 10 fA 未満に
なるまでに 1 時間かかります。この結果は、ガラス・エポキシ・
ラミネートが最高性能の電位計回路に適していないことを示し
ています。
Rev. 0 | 35/49
8
75
6
50
4
25
2
0
0
–25
–2
–50
–4
–75
–6
–100
–8
–125
0
20
40
60
80
100 120 140
ELAPSED TIME (Seconds)
160
180
図 111.Rogers 4350B 誘電緩和性能
–10
200
13405-316
図 109. 誘電緩和モデルのステップ応答
CURRENT (fA)
TIME
13405-314
2 = R2 × C2
APPLIED VOLTAGE (V)
1 = RS × C1
ISRC
0.5
13405-315
RS
16
CURRENT (fA)
INSULATOR
MODEL
VSRC
ISRC
100
APPLIED VOLTAGE (V)
τ2 = R2 × C2
20
125
C2 のサイズには、遅い分子の比率が反映されます。サイズは
物質によって異なりますが、通常、C1 の 1/100 ～ 1/10,000 で
す。R2 のサイズにより時間定数が設定されます。
ADA4530-1
データシート
回路を構成するのに使用する物質の絶縁抵抗は湿気に敏感です。
低温（< 70 °C）では、絶縁抵抗によるリーク電流の誤差はア
ンプ自体よりも大きくなります。これは、低温では空気の相対
湿度が最も重要な誤差源であることを意味します。湿度への依
存性は、
入力バイアス電流と温度の関係のグラフ（図 34 ～図 36
を参照）で明らかになっています。低温で絶えず低い相対湿
度を保つことは困難であるため、低温測定では偏差が大きく
なります。
図 112 に、3 つの特性評価ユニットの実効入力バイアス電流と
相対湿度を示します。図 112 は、バイアス電流の大きさと極性
がわかりやすくなるように、分割された対数軸にプロットされ
たグラフを示しています。リーク電流の大きさは、5 % ～ 80 %
の相対湿度で 100 倍以上に変化しています。代表的な条件の環
境（RH < 50 %）で実効バイアス電流は 1 fA よりも大幅に低く
なっています。
100
絶縁抵抗の湿度感度を評価するには、吸着と吸収の 2 つの作用
を考慮する必要があります。
1
0.1
IB (fA)
吸着とは、分子の薄膜が物質の表面に付着する現象です。水分
子ではこの現象が発生します。影響の大きさは、絶縁材と相対
湿度によって決まります。水分の薄膜には伝導性があり、物質
の絶縁抵抗とともにリーク抵抗として機能します。これは表面
効果であるため、ガード・リング技法はこの効果を低減させる
のに有効です。
–0.1
–1
–10
吸収は、分子が物質内部に入り込む現象です。水分子は物質内
に拡散し、物質の内部伝導性に影響を与えます。リーク経路は
物質の内部で発生するため、リークを低減するのにガード・リ
ングは有効ではありません。
内部または表面のすべてのリーク経路を完全にガードすること
は不可能です。この制限事項の例として、ADA4530-1 の SOIC
パッケージの成型合成物があります。入力ピンからパッケージ
の他のすべてのピンの間に表面経路および内部経路が存在しま
す。結果として流れる電流の特性は、リーク経路によって異な
ります。V+ への経路はアンプから出力されるバイアス電流を
増加させ、V− への経路はアンプに入力されるバイアス電流を
増加させます。VOUT への経路は TIA 回路の実効帰還抵抗を低
下させます。
±5 V 電源で入力コモンモード電圧が 0 V の回路について考え
てみましょう。
入力と V+ 間のすべての実効リーク抵抗が 100 TΩ
の場合、この抵抗が原因で V+ から出力される 50 fA の電流が
生成されます。入力と V− 間の実効リーク抵抗が 250 TΩ の場
合、この抵抗が原因で V− に入力される 20 fA の電流が生成さ
れます。−30 fA の正味電流が入力ピンから出力されます。
これらすべてのリーク電流をアンプの入力バイアス電流と組み
合わせて、実効入力バイアス電流として処理することができま
す。ADA4530-1 の相対湿度に対する実効入力バイアス電流の
感度を、いくつかのユニットで特性評価しました。テスト・ア
ンプを TIA 回路およびユニティ・バッファ回路で構成し、
100 GΩ、
ハーメチック・シール抵抗（RX-1M1009FE）を帰還抵抗およ
びソース抵抗として使用しました。これらのガラス・ボディの
抵抗には、シリコン・コーティングが施されています（ガラス
の湿気吸着特性は低いからです）。ADA4530-1 アンプを Rogers
4350B PCB に実装しました（ガラス・エポキシ基板の湿気吸収
特性は低いからです）。
VSY = 10V
TA = 25°C
VCM = VSY/2
3 UNITS
10
–100
0
10
20
30
40
50
60
RELATIVE HUMIDITY (%)
70
80
90
13405-403
湿度の影響
図 112. 実効入力バイアス電流と相対湿度の関係
湿度が高い場合（> 60 %）、実効入力バイアス電流の大きさは
相対湿度に非常に敏感になります。一部のユニットは、湿度に
対する指数関数的な依存性を示します（図 112 の青色の曲線を
参照）。他のユニットは、低い依存性を示します。リーク電流
は急激に増加しますが、極性は変更できます。正味リーク電流
は、高電圧（V+ など）から供給された電流と低電圧（V− など）
によって低下した電流の合計です。湿度が変化するに従って、
これらの各リーク経路の相対的な大きさが変化し、結果として
リーク電流の極性が変化します（図 112 の赤色の曲線と緑色の
曲線を参照）。
これらのリーク電流の応答時間は、リークの原因となる物理的
なプロセスに依存します。吸着は表面効果であるため、膜厚は
瞬時に空気の相対湿度の変化と平衡状態になります。吸収は内
部拡散プロセスであるため、吸着プロセスと比べて非常にゆっ
くりと進行します。
これらの時定数が大幅に異なる理由は、実効入力バイアス電流
は相対湿度のステップ変化に迅速に応答するが、セトリング・
タイムが非常に長いことを意味します。50 % ～ 60 % の相対湿
度の変化に対するアンプのステップ応答を図 113 に示します。
初期湿度ステップの高周波数応答（およびオーバーシュート回
復）には、数秒から数十秒かかります。PCB の絶縁体および
パッケージの成型化合物内で湿気がゆっくりと拡散するため、
完全なセトリングには 1 週間以上かかります。図 112 の各デー
タ点は、1 週間のセトリング・タイムの後に取得したものです。
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ADA4530-1
データシート
実際のアプリケーションでは、空気の相対湿度は日々の変化
および季節的な変化によって急激に変化します。これらの湿
度の変化に対する実効入力バイアス電流の応答は、2 つの部
分で構成されています。吸着プロセスによる応答は、急速な
変化に直ちに追従します。吸収プロセスによる応答は、湿度
の変化をローパス・フィルタで処理します。このローパス応
答により、実効入力バイアス電流は相対湿度の変動を長期間
にわたり記憶します。
この環境において、リーク電流は前の週の相対湿度に依存する
ため、実効入力バイアス電流の測定は時間とともにドリフトし
ます。特定の状況では（製品を使用する前に未調節の高湿度環
境で長期間保管する場合など）、吸収プロセスによる長期間に
わたる記憶を考慮する必要があります。
迅速な吸着応答により、湿度の局所的な変動に応じて実効バイ
アス電流が変化することがあります。これらの電流の変動は、
アンプの低周波電流ノイズや抵抗の熱ノイズよりも大幅に大き
くなります。エア・バッフルを使用して回路の周囲の気流を制
限することで、感度の高い回路を湿度の局所的な変動から隔離
できます。干渉を低減するために追加した静電シールドもエア・
バッフルとして機能します。可能な場合は、湿度の変動源を取
り除くか、低減します。例えば、高インピーダンス回路に息を
吹きかけないようにします。
70
60
2
VSY = 10V
TA = 25°C
50
VCM = VSY/2
0
40
–2
30
–4
20
–6
10
RELATIVE HUMIDITY
IB
–8
0
25
50
100
125
75
ELAPSED TIME (Hours)
150
0
175
汚染
絶縁体が汚染されている場合、電位計回路の実効絶縁抵抗は実
質的に低下します。ハンダ・フラックス、皮脂、塵、埃などの
すべてが汚染源となります。これらの汚染物の一部は、既存の
絶縁体の表面にわたって並列リーク経路を形成するので、絶縁
抵抗が低下します。ガーディング技法により、これらの影響を
抑制できます。
汚染源にイオン化合物が含まれている場合、この影響はさらに
深刻になります。湿気が存在すると、これらの汚染源は電解質
として機能し、微弱なバッテリを形成します。フラックス残留
物や皮脂は、これらの寄生バッテリが形成される主な要因とな
ります。
例として、3 mm の弱活性化松脂（RMA）タイプのハンダ・フ
ラックスを使用して、
2 つの高インピーダンス・ノード間の PCB
絶縁を汚染しました。このサンプルを乾燥させ、数日間にわた
り実験室の環境条件（25 °C、40 % RH）で安定させました。こ
の後、電位計グレードの SMU で電圧と電流の関係を測定しま
した（図 114 を参照）。
この汚染により、オープン・サーキット電圧（VBATT）15 mV お
よび出力抵抗（RBATT）300 GΩ の微弱なバッテリが形成されま
した。この種の汚染は、
ガーディング技法で抑制できないため、
電位計回路では致命的です。TIA 回路の A 端子と B 端子の
間に汚染バッテリを入れて簡略化したモデルを作成しました
（図 115 を参照）。A 端子と B 端子は両方とも同じ電圧まで駆
動されるので、誤差電流（IBATT）が生成されます。これは、以
下に示すように出力抵抗の両端でオープン・サーキットのバッ
テリ電圧が降下するためです。
RELATIVE HUMIDITY (%)
4
IBATT = VBATT÷ RBATT
13405-402
IB (fA)
6
ADA4530-1 は、通常の実験室の相対湿度条件（< 60 %）で規
定された性能を使用して設計できます。未調整の環境または高
湿度環境で動作させる必要のあるアプリケーションでは、入力
バイアス電流をさらにディレーティングした方が良い場合もあ
ります。正味リーク量は、絶縁体の材質と物理的な寸法によっ
て異なるため、
ディレーティングの量は製品ごとに決定します。
このバッテリ電流のすべてが帰還抵抗を流れ、回路内の信号お
よび他の誤差電流と合算されます。この例で、誤差電流は 50 fA
です。バッテリの特性は環境条件の影響を受けるため、誤差電
流は時間、温度、および湿度によってドリフトします。
図 113. 湿度ステップに対する実効入力バイアス電流の
過渡応答
すべての電位計回路が湿度の影響を受けることを認識しておく
ことが重要です。空中配線技術を使用した TO-99 パッケージ
で構成された従来型の回路には、ピンと空中配線部品を支持す
るための Teflon® スタンドオフの間のエポキシなど、
絶縁体リー
ク経路があります。従来型のアンプの入力バイアス電流は、湿
度の影響が問題にならないほど十分に大きい値です。
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OUTPUT CURRENT (fA)
ADA4530-1
データシート
400
クリーニングと取り扱い
300
通常、Contamination のセクションで説明した汚染は、適切な
クリーニング・プロセスによって取り除くことができます。イ
ソプロピル・アルコール（IPA）などの溶剤は、ハンダ・フラッ
クスや皮脂の残留物を取り除くのに効果的です。溶剤自体に
よってさらに汚染されないように、高純度のクリーンルーム・
グレードの溶剤を使用してください。
200
100
0
–100
ひどく汚染された絶縁体は、溶剤に加えて機械的研磨を行うこ
とで良好な結果を得られます。超音波クリーナーは非常に効果
的です。高インピーダンス絶縁体の周囲の領域を酸性ブラシで
こすることも有効です。未使用の IPA を使用した最終洗浄で絶
縁体を洗い流して、溶剤に浮遊している汚染物を取り除きます。
–200
–400
–100
–80
–60
0
20
40
–40 –20
APPLIED VOLTAGE (mV)
60
80
13405-319
–300
100
絶縁体を使用する前に、残留水分を完全に蒸発させる必要があ
ります。この蒸発には室温で数時間かかります。絶縁体をオー
ブンで高温加熱すれば、この時間を短縮できます。
図 114. RMA で汚染された絶縁の電流-電圧応答
クリーニングと取り扱い手順の詳細については、ADA4530-1R-EBZ
User Guide を参照してください。
IBATT
RF
ハンダ・ペーストの選択
ADA4530-1
A
適切にクリーニングしなかった場合、ハンダ・ペーストは基板
の性能に多大な影響を与えます。PCB 上のハンダ・フラック
ス残留物は、アンプの低 IB 性能を低下させます。各種ハンダ・
ペーストのクリーニング手順を評価するために実験を行いまし
た。表 7 に、実験の結果を示します。推奨されるクリーニング
手順の列に、実効入力バイアス電流を 1 fA 未満に回復するの
に必要な時間を示します。推奨されるハンダ・ペーストのタイ
プは RMA です。
8
RBATT
BATTERY
MODEL V
BATT
6
1
B
13405-312
VOUT
図 115. 汚染バッテリの存在する TIA 回路
表 7. 各種ハンダ・ペースト材の推奨されるクリーニング手順
Solder Paste Type
RMA
Solder Paste Part Number
AIM RMA258-15R
Water Soluble
SAC305 Shenmao
No Clean
SAC 305 AMTECH LF4300
1
Recommended Cleaning Procedure1
15 min clean time in an ultrasonic cleaner with fresh IPA, followed by 1.5hoursof bake time
at 125°C
1.5 hours clean time in an ultrasonic cleaner with fresh IPA, followed by 1.5 hours of bake
time at 125°C
3 hours clean time in an ultrasonic cleaner with fresh IPA, followed by 3 hours of bake time
at 125°C
加熱時間は最適化された値ではなく、クリーニング時間と同じ値に設定しました。
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ADA4530-1
データシート
電流ノイズに関する考慮事項
アンプの入力ピンからの電流ノイズは、インピーダンスを流れ
て電圧ノイズを生成する場合に重要です。
電流ノイズとインピー
ダンスが十分に大きい場合、結果として生成される電圧ノイズ
が回路内の他のノイズ生成源
（抵抗とアンプの電圧ノイズなど）
を上回ることがあります。ADA4530-1 などの電位計アンプの
場合、代表的な回路インピーダンスは大きいため、アンプの電
流ノイズが最も重要なノイズ生成源となります。
電流ノイズを測定するには、結果として生成されるノイズ電圧
が回路内の他のノイズ電圧よりも大きくなるように、十分に大
きいテスト・インピーダンスにノイズ電流を流す必要がありま
す。通常、このテスト・インピーダンスとして 1 本の抵抗を使
用します。どの抵抗にも独自の熱ノイズがあります。通常、熱
ノイズの値は、出力換算電圧ノイズ・スペクトル密度（NSD）
VNRTO として表されます。
出力換算電圧 NSD（VNRTO）は、SR785 高性能ダイナミック・
シグナル・アナライザ（DSA）によってサンプリングされます。
この値はアンプの電流ノイズに RF、抵抗熱ノイズ、およびア
ンプの電圧ノイズを乗算した値の二乗和平方根に等しくなりま
す。
VNRTO = √((IN−RF)2 + 4kTRF + VN2)
ここで
IN− は、アンプの反転電流ノイズ。
4kTRF は、抵抗の熱ノイズ。
VN2 は、アンプの電圧ノイズ。
以下の式で、VNRTO からアンプの電流ノイズを計算します。
IN− =
VNRTO 2 − 4kTRF − VN 2
VNRTO = √(4kTR)
ここで
k はボルツマン定数。
T は温度（ケルビン）。
R は抵抗値。
抵抗の熱ノイズは、オームの法則に従って熱ノイズを抵抗値 R
で除算することで電流 NSD として解釈できます。
表 8 に、電圧ノイズおよび電流ノイズとして表した、一連の抵
抗値の熱ノイズを示します。抵抗の電流ノイズは、抵抗値が増
加するのに従って減少します。この結果は、低レベルの電流ノ
イズを測定するには、値の大きい抵抗が必要であることを示し
ています。
表 8. 抵抗の熱ノイズ
Resistor Value
1 MΩ
100 MΩ
10 GΩ
1 TΩ
Voltage Noise
128 nV/√Hz
1.28 µV/√Hz
12.8 µV/√Hz
128 µV/√Hz
Current Noise
128 fA/√Hz
12.8 fA/√Hz
1.28 fA/√Hz
128 aA/√Hz
電流ノイズのデータを収集するのに使用した測定セットアップ
を図 116 に示します。ADA4530-1 は、値の大きな帰還抵抗 RF
を使用して TIA として構成しました。反転入力からのアンプの
電流ノイズはすべて抵抗 RF を流れて、VOUT で電圧ノイズを生
成します。
(1)
RF
式 1 を有効にするには、測定したノイズが、抵抗の熱ノイズと
アンプの電圧ノイズよりも大きいことが必要です。実際には、
抵抗の電流ノイズがアンプの電流ノイズ未満であることを確認
します。例えば、予期されるアンプのノイズが 2 fA/√Hz の場
合は、表 8 に従って 10 GΩ 以上の RF 値を使用します。
ほとんどの周波数でアンプの電圧ノイズは問題になりません。
これは、抵抗の熱ノイズのほうがアンプの電圧ノイズよりも大
幅に大きいためです。非常に低い周波数では、アンプの電圧ノ
イズの 1/f 特性により、この仮定は有効ではありません。
図 116 に示す電流ノイズ測定システムの帯域幅の制限を考慮す
ることが重要です。浮遊容量が存在することで、測定に必要な
高インピーダンスを維持することが不可能になります。図 116
に示すように、アンプの出力を反転入力に結合するすべての浮
遊容量を 1 つのコンデンサ CF に集中させることが可能です。
電流ノイズが電圧ノイズになるには、RF を通過する必要があ
ります。ただし、実際には、電流ノイズは並列接続された RF と
CF を通過して電圧ノイズになります。RFCF 極よりも高い周波
数では、ほとんどのノイズ電流がコンデンサを流れ、CF の分
散された寄生性質により、これらの周波数での電流ノイズの計
算は誤差が生じやすくなります。測定帯域幅制限を RFCF 極周
波数と同じに設定することをお勧めします。
CF
値の大きな抵抗の測定帯域幅制限は、非常に低くなります。
表 9 に、一連の抵抗値の −3 dB 帯域幅と実用的な最小浮遊
容量値を示します。
RF
表 9. 帯域幅制限
ADA4530-1
SR785
DSA
13405-305
VOUT
Resistor Value
1 MΩ
100 MΩ
10 GΩ
1 TΩ
図 116. 電流ノイズ測定のセットアップ
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Capacitor Value
100 fF
100 fF
100 fF
100 fF
−3 dB Bandwidth
1.59 MHz
15.9 kHz
159 Hz
1.59 Hz
ADA4530-1
データシート
電流ノイズ 2 fA/√Hz のアンプについて考えてみましょう。必
要な RF 値 10 GΩ によって、測定帯域幅が 159 Hz に制限され
ます（表 9 を参照）。
抵抗のノイズと測定帯域幅のガイドラインを組み合わせた表を
作成すると便利です。表 10 に、各種入力電流ノイズ測定のお
およその帯域幅制限を示します。
この測定には、
高品質な抵抗を使用することが非常に重要です。
高電圧の動作用に設計された多くの高価な抵抗は、低電圧レベ
ルで非直線性を示すので、電位計の用途には適していません。
劣った抵抗は独自の 1/f ノイズを生成し、測定結果を阻害する
可能性があります。表 11 に、ADA4530-1 の特性評価に使用し
た抵抗を示します。
表 10. 測定電流ノイズの密度と帯域幅の関係
表 11. テスト抵抗のデバイス番号
Resistor Value
100 MΩ
1 GΩ
10 GΩ
100 GΩ
1 TΩ
この種の要求は、数十フェムトアンペアの規定された入力バイ
アス電流に基づいたショット・ノイズの計算値から単純に求め
たものです。以下の式で、半導体のショット・ノイズを計算し
ます。
ショット・ノイズ = √(2qIB)
ここで
q は電子の電荷。
IB は、ジャンクションを流れる電流。
ショット・ノイズの計算は、1 つのジャンクションのみがアン
プの入力ピンに接続されている一部の従来型 JFET ベースの電
位計アンプのみに適切です。最新の高インピーダンス・アンプ
では、複数の半導体ジャンクションがアンプの入力ピンに接続
されています。これらのジャンクションでは、ESD ダイオー
ド構造が最も重要になります。入力バイアス電流は、これらの
ダイオード電流の合計と等しくなります。ダイオード電流は互
いを相殺するように設計されていますが、ショット・ノイズ電
流は相関関係がないので相殺できません。このため、入力バイ
アス電流からショット・ノイズを計算することはできません。
これらのショット・ノイズの計算は、適切な場合でも、すべて
の容量結合効果を無視するため、非常に低い周波数でのみ有効
になります。入力トランジスタのゲート - ソース間容量によっ
て、入力ジャンクション以外のノイズ生成源に由来する数十ヘ
ルツを超える周波数のノイズ電流が結合されます。このブロー
バック・ノイズ効果はすべてのアンプに存在するので、周波数
の増加に従って常に電流 NSD が増加するようになります。
電流ノイズ、帰還抵抗、および帯域幅の間の複雑な関係は、エ
ンド・アプリケーションで使用される値の範囲全体をカバーす
る各種帰還抵抗を使用して出力 NSD を測定する方法が、電位
計アンプの電流ノイズを特性評価する正しい方法であることを
意味します。各帰還抵抗は、周波数範囲にわたる測定可能な最
小電流ノイズの境界を定めます。
Device Number
RNX050100MDHLB
RX-1M1007GE
RX-1M1008JE
RX-1M1009FE
RX-1M100AKE
表 11 に記載されたテスト抵抗用のトランスインピーダンス・
テスト回路の出力換算電圧 NSD（VNRTO）を図 117 に示しま
す。各抵抗の計算された熱ノイズを点線で示しています。黒色
の点線は、アンプの 1/f 電圧ノイズを示しています。
VSY = 10V
AV = +1
1TΩ
100
100
100GΩ
10GΩ
10
10
1GΩ
100MΩ
1/f
1
0.001
0.01
0.1
1
10
100
FREQUENCY (Hz)
1k
10k
1
100k
INPUT SERIES RESISTOR THERMAL NOISE (µV/√Hz)
表 10 に、低入力バイアス電流アンプの仕様に記載された一般
的な要求値である 10 kHz での 0.1 fA/√Hz の誤差を示します。
この値を測定するには、浮遊容量が 15.9 aF（15.9 × 10−18 F）未
満の 1 TΩ の抵抗が必要ですが、これは不可能です。
Manufacturer
Vishay
Ohmite
Ohmite
Ohmite
Ohmite
13405-306
Bandwidth
1.59 Hz
159 Hz
15.9 kHz
1.59 MHz
TOTAL OUTPUT VOLTAGE NOISE DENSITY (µV/√Hz)
Current Noise Density
128 aA/√Hz
1.28 fA/√Hz
12.8 fA/√Hz
128 fA/√Hz
図 117. 出力換算トランスインピーダンス NSD
1 TΩ までのすべてのテスト抵抗において、VNRTO の支配的な成
分は抵抗のノイズになります。これは、ADA4530-1 の電流ノ
イズ成分は、これらの抵抗の熱ノイズに比べて無視できるレベ
ルであることを意味します。
1 TΩ 抵抗で ADA4530-1 の電流ノイズを計算できます。この
結果を図 118 に示します。他のすべての抵抗では、アンプの
電流ノイズを計算することはできません。これは、アンプの
電流ノイズが抵抗のノイズよりも大幅に小さいためです。各
テスト抵抗の電流ノイズ密度を図 118 に点線でプロットして
います。ADA4530-1 の電流ノイズは、抵抗のノイズ値を下回っ
ています。
Rev. 0 | 40/49
ADA4530-1
データシート
800
100MΩ
10
1GΩ
10GΩ
1
100GΩ
1TΩ
0.1
0.01
0.001
0.01
0.1
10
100
1
FREQUENCY (Hz)
1k
10k
100k
VSY = 10V
f = 0.1Hz
700
600
500
400
300
200
100
0
0
10
20
30
40
50
60
TEMPERATURE (°C)
70
80
90
13405-308
CURRENT NOISE DENSITY (aA/√Hz)
VSY = 10V
AV = +1
13405-307
CURRENT NOISE DENSITY (fA/√Hz)
100
図 118. 電流ノイズ・スペクトル密度
図 119. 電流ノイズ密度と温度の関係
ADA4530-1 の電流ノイズは、ESD ダイオードの飽和電流から
生成されます。ダイオードの飽和電流は、温度に対する指数関
数的な依存性があります。このため、電流ノイズはこの温度挙
動を追従すると期待できます。1 TΩ 抵抗とトランスインピー
ダンス測定回路を使用して、ADA4530-1 の電流ノイズの特性
を温度に対して評価しました。測定は、抵抗の最大動作温度で
ある 85 °C に制限しました。図 119 に、すべてのテスト温度の
周波数 0.1 Hz での電流ノイズ密度を示します。
図 120 に、等価ノイズ抵抗と温度の関係を示します。図 120 か
ら、40 °C 未満の温度では ADA4530-1 によって生成されるノイ
ズは 1 TΩ 抵抗よりも少ないことがわかります。アプリケーショ
ンを 85 °C で動作させる必要がある場合、ADA4530-1 によって
生成されるノイズは 30 GΩ 抵抗と同じになります。この例は、
アプリケーションのノイズ性能を決定する際に温度が与える多
大な影響を示しています。
f = 0.1Hz
1T
100G
10G
0
10
20
30
40
50
60
TEMPERATURE (°C)
70
80
90
13405-309
EQUIVALENT NOISE RESISTANCE (Ω)
図 119 の電流ノイズ密度データから等価ノイズ抵抗を計算する
ことは有用です。この換算により、ADA4530-1 によって生成
される電流ノイズと、回路で使用される帰還抵抗の熱ノイズを
比較できます。
10T
図 120. 等価ノイズ抵抗と温度の関係
最高のノイズ性能により、
ADA4530-1 は電位計アプリケーショ
ンに最適です。1 TΩ 未満のインピーダンスの場合、アンプの
ノイズは無視できます。また、他のアンプとは異なり、電流ノ
イズは完全に特性評価されていて、過度なブローバック・ノイ
ズは生成されません。
Rev. 0 | 41/49
ADA4530-1
データシート
レイアウトのガイドライン
Guarding のセクションで、ガーディングは高インピーダンス要
件を満たすための基本的な技法であることを説明しました。
ガー
ディングの目的は、ガード電圧まで駆動される別の導体で高イ
ンピーダンス・ノードの絶縁を完全に囲むことです。この理想
的な構造は実現できません。ただし、優れた性能を発揮する実
用的な構造はいくつか存在します。
ガード・リング
もう 1 つの簡略化したレイアウトに、TIA 回路にガード・リン
グを実装した様子を示します（図 122 を参照）。ガード・リン
グは、バッファ回路と同じ方法で実装されています。帰還抵抗
（RF）と帰還コンデンサ（CF）の左半分が高インピーダンス・
ノードに接続されていることが主な違いです。高インピーダン
ス・ノード全体がガードで囲まれるように、ガード・リング・
パターンはこれらの受動部品の周囲に延びています。ガード・
リングは ADA4530-1 ガード・バッファ（ピン 7）から直接駆
動されます。
ガード・リングは、PCB の表面にガーディング技法を実装す
るのに一般的に使用される構造です。バッファ回路の簡略化し
たレイアウトに、高インピーダンス（A）パターンの周りにガー
ド・リングが実装されている様子を示します（図 121 を参照）。
図 121 で、電圧センサーの出力は A パッドと B パッドに直接
結線されています。ガード・リングは、非反転入力（ピン 1）
へのセンサー接続からの高インピーダンス（A）バターンを完
全に囲む銅箔のべたパターンです。ガード・リングは、熱放散
パターン接続を通じて ADA4530-1 ガード・バッファ（ピン 2）
から直接駆動されます。他のガード・バッファ出力（ピン 7）
を接続する必要はありません。
CF
V+
A
C+
GUARD
あらゆる表面リーク経路とガードが電気的に接触するように、
高インピーダンス・パターンとガード・パターンからハンダ・
マスクを取り除きました。同じ理由で、このセクションにはシ
ルクスクリーンをプリントしませんでした。
C–
TIA 回路のガード電圧は、名目上 B 電圧と同じです。これによ
り、ADA4530-1 ガード・バッファを使用することなく B 電圧
から直接ガード・リングを駆動できます。この方法でガード・
リングを実装する場合、ガード・バッファ出力（ピン 2 および
ピン 7）に何も接続しないでください。
RS
V+
C+
B
GND
ガード・プレーン
V–
ガード・プレーンは、PCB の内部を通じてガーディング技法
を実装するのに使用する構造です。PCB の断面図でガード・
プレーンの構造を示します（図 123 を参照）。ガード・プレー
ンは、高インピーダンス（A）パターンのすぐ下に配置する銅
箔のべたパターンです。このプレーンは、表面層のガード・リ
ングにビアで接続されています。
C–
A
V–
図 122.TIA 回路レイアウト
VOUT
ADA4530-1
GND
ADA4530-1
B
RF
VOUT
RF
13405-321
ガーディング技法の物理的な実装
13405-320
GUARD
図 121. バッファ回路レイアウト
A パターンとガード・リングの間に大量の露出された絶縁はあ
りません。絶縁抵抗を増やす目的でこの間隔を増やすと逆効果
を招きます。これは、露出された絶縁体は、圧電効果または摩
擦電気効果によって生成される表面電荷を蓄積する傾向がある
ためです。最終的にこれらの電荷は、高インピーダンス導体に
向かって絶縁体を通過します。この誤差電流の大きさは、露出
された高インピーダンス絶縁の領域によって決まります。
パター
ンとガード・リングの間隔は 15 ミルで十分です。
回路基板が Rogers 4350B などの高性能 PCB ラミネートを使用
して構成されている場合は、機械的強度を得るためにハイブリッ
ド積層が必要になります。外部の層はセラミックで、コア層は
従来のガラス・エポキシ・ラミネートです。ガラス・エポキシ
材の劣勢な誘電緩和特性から高インピーダンス・ノードを保護
できるように、セラミック材とガラス・エポキシ材の境界にガー
ド・シールドを配置することは重要です。
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ADA4530-1
データシート
問題の原因は従来の電気的干渉源だけではありません。以下の
式で、コンデンサの変位電流 I を計算します。
SOLDER MASK
SOLDER MASK
GUARD
A
GUARD
ROGERS
4350B
I =C
GUARD
13405-322
FR-4
図 123. ガード・プレーンのあるレイアウトの断面図
ビア・フェンス
ビア・フェンスは、ガード・リングとガード・プレーンの間の
ラミネートの側面のリーク経路をガードするもう 1 つの構造で
す（図 123 を参照）。フェンスは、ガード・リングをガード・
プレーンに接続するビアでガード・リング全体を囲むことで実
装します（図 121 および図 122 を参照）。
ケーブルとコネクタ
ガーディング技法は、PCB 上だけではなく、すべての高イン
ピーダンス配線で必要になります。一般的に、高インピーダン
ス・センサーは電位計アンプとともに PCB に直接実装されて
おらず、外部ケーブルを使用して接続されています。
電流出力センサーへの接続ケーブルをガードする一般的な方法
は、同軸ケーブルを使用する方法です。同軸ケーブルは、絶縁
体で囲まれた内部導体が編組導体で囲まれた構造になっていま
す。内部導体を高インピーダンス（A）端子用に使用して、外
部の編組導体を低インピーダンス（B）端子用に使用します。
（TIA インターフェース回路に接続した場合）A 端子と B 端子
の公称電圧は同じであるため、この配置は同軸絶縁抵抗を効果
的にガードします。
電圧出力センサーの方が多くの問題を抱えています。これは、
A 端子と B 端子が同じ電圧ではないためです。3 軸ケーブルを
使用するのが、電圧出力センサー・ケーブルをガードする一般
的な方法です。3 軸ケーブルは、内部導体と 2 つの個別の編組
導体で構成されています。これらの各編組導体は、絶縁体で互
いに分離されています。内部導体を高インピーダンス（A）端
子用、内部編組導体をガード（VGRD）接続用、外部編組導体を
低インピーダンス（B）端子用に使用します。内部導体の周囲
のすべての絶縁はガード導体で完全に囲まれているので、この
絶縁の電圧降下がゼロに保たれます。
静電干渉
超高インピーダンス電位計回路は、容量結合を通じて干渉を受
けやすくなっています。低周波信号を結合するのに必要な容量
は非常にわずかです。例えば、わずか 3 fF の結合容量で、ラ
イン周波数（60 Hz）の干渉は 1 TΩ インピーダンスに結合され
ます（損失は −3 dB）。
∂V
∂C
+V
∂t
∂t
（2）
この式の第 2 項はほとんどの回路で無視されますが、電位計回
路では異常な問題を発生させることがあります。帯電した物体
が動くと、物体と電位計の間の結合容量が変化し、結果として
回路に小さな電流が混入するのが問題です。ADA4530-1 は非
常に敏感で、手や紙の動きを容易に検出します。これらの種類
の効果は周期的なものでも予測可能なものでもなく、関心のあ
る時間スケールで不安定な DC シフトとして見受けられること
があります。
シールドを追加することで、両方の干渉を軽減できます。シー
ルドとは、高インピーダンス入力と干渉源の間に配置する導体
です。このシールドは、低インピーダンス源（信号グラウンド
など）に電気的に接続する必要があります。シールドがすべて
の容量結合の経路を物理的に遮る場合、干渉源からのすべての
変位電流は低インピーダンス源にシャントされます。
シールドの構造は、ガードの構造とほぼ同じです。この類似性
により、多くのガード構造がシールド効果も実現します。シー
ルドの DC 電圧は重要ではありませんが、ガードでは高インピー
ダンス入力と同じ電圧にする必要があります。これが主な違い
です。ガード・バッファによって駆動されるシールドには、高
インピーダンス入力とシールドの間の容量がブートストラップ
されるという利点もあります。ガード・バッファ出力インピー
ダンスが 1 kΩ であることがこのアプローチの欠点です。これ
により、信号グラウンドまたはシャーシ・グラウンド接続より
もシールドの効果が低くなります。通常、最も効果的なシステ
ムは、外部シールドがグラウンドで駆動され、内部シールドが
ガードで駆動されるボックス・イン・ボックス構造を使用しま
す。
また、シールドできない別の容量干渉効果も存在します。この
変位電流は、時間に関して容量が変化することによって生成さ
れます（式 2 の第 2 項）。この変化は、回路部品の機械的な動
きによって生じます。機械的衝撃または振動によって発生する
この動きが原因で、電気的干渉が発生します。通常、この干渉
は、部品の機械的共振と等しい、予期しない周波数で発生しま
す。
この効果は、大きな帰還抵抗やリレーで従来の空中配線技術を
使用する際に考慮する必要があります。このタイプの構造の場
合、テフロンスタンドオフにしっかりと機械的に接続すること
が重要です。
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ADA4530-1
データシート
フォトダイオード・インターフェース
低入力バイアス電流と低入力オフセット電圧により、
ADA4530-1 は超低照度レベルにおけるフォトダイオードのシ
グナル・コンディショニングに最適なアンプです。図 124 に、
光起電モード（フォトダイオードはゼロ・バイアス）で動作す
るフォトダイオードと接続するトランスインピーダンス・アン
プ内に構成された ADA4530-1 を示します。フォトダイオード
は、照度レベルに比例した出力電流を生成します。以下の式に
従って、アンプは信号電流 IPD を出力電圧に変換します。
VOUT = IPD × RF
CF
ターフェース回路の主な誤差源となります。代表値は、25 °C で
1 GΩ ～ 100 GΩ です。さらに重要な要因として、10 °C の温度
上昇ごとにシャント抵抗が 1/2 に減少することが挙げられます。
アンプのオフセット電圧がこのシャント抵抗の両端にかかるこ
とで誤差電流が生成され、結果として以下の RTI 誤差が生成さ
れます。
IVOS_RTI = VOS/RSHUNT
シャント抵抗が原因で、出力へのオフセット電圧を増加させる
DC ノイズ・ゲインが増加することと同じです。VOS による RTO
誤差は、以下の式で求めます。
VOS_RTO = VOS × ノイズ・ゲイン
RF
IPD
VOS_RTO= VOS × (1 + RF/RSHUNT)
アンプの入力抵抗と絶縁抵抗は、フォトダイオードのシャント
抵抗と並列で表現されます。これらの追加の抵抗は実効シャン
ト抵抗を低減しますが、これらはフォトダイオード・シャント
抵抗よりも大幅に大きいので、通常は無視できます。
13405-323
VOUT
PHOTODIODE
図 124. フォトダイオードと
トランスインピーダンス・アンプの組み合わせ
図 125 では、フォトダイオードを等価の回路モデルで置き換え
ています。IPD は、入射光によって生成される光電流で、光の
レベルに比例します。シャント容量（CSHUNT）は、ダイオード
の空乏容量をモデリングします。この容量は、フォトダイオー
ドの面積と電圧バイアスに依存します。
シャント抵抗（RSHUNT）
は、ゼロ・バイアス電圧付近の指数関数的なダイオード曲線の
電圧対電流の傾きを表します。
CF
PHOTODIODE
CSHUNT
フォトダイオード TIA 回路は、十分な動的性能を発揮するのに
外付けの補償を必要とします。大きな帰還抵抗（RF）は大きな
フォトダイオード容量（CSHUNT）と相互に作用して帰還回路で
低周波極を生成します。フォトダイオードのシャント容量、ア
ンプ入力容量、およびパターン容量を、1 つの要素 CSHUNT に集
中させています。帰還ループのクロスオーバー周波数を安定さ
せるには、
この極による位相シフトを回復する必要があります。
通常、この位相シフトを回復するには、帰還コンデンサ（CF）
を追加して帰還係数をゼロにします。
従来の方法では、ノイズ・ゲインの周波数特性を確認すること
で回路を解析します（図 126 を参照）。低周波数では、ノイズ・
ゲインはシャント抵抗への帰還率によって決定されます。
VOUT
RSHUNT
13405-324
IPD
RF
AC 誤差解析
NG1 = 1 +
図 125. フォトダイオード・モデルと
トランスインピーダンス・アンプの組み合わせ
RF
RSHUNT
High Impedance Measurements のセクションで説明した TIA 回路
に関するすべての誤差は、フォトダイオード・インターフェー
スに該当します。
厄介な低周波極（ノイズ・ゲインでゼロ）は、周波数 f1 で発
生します。この周波数を超えると、ノイズ・ゲインは増加しま
す。回路に帰還コンデンサがない場合、アンプのオープンルー
プ・ゲイン曲線と交差するまでノイズ・ゲインは点線をたどり
ます。図 126 に示すように、これらの曲線が 20 dB/decade の傾
きで交差すると、回路は不安定になります。
反転入力バイアス電流 IB− は、IB− に等しい入力換算（RTI）誤
差のフォトダイオード電流に直接加算されます。この電流は帰
還抵抗を流れ、以下に示す出力換算（RTO）誤差が生成されま
す。
CF を追加することで、周波数 f2 で帰還係数にゼロが追加され
ます（ノイズ・ゲインの極）f2 を超える周波数では、帰還容量
に対するシャント容量の割合によってノイズ・ゲインが決まり
ます。
DC 誤差解析
NG2 = 1 +
VIB_RTO = IB− × RF
面積の大きなフォトダイオードのシャント抵抗は比較的小さい
ので、アンプのオフセット電圧 VOS はフォトダイオード・イン
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CSHUNT
CF
ADA4530-1
データシート
OPEN-LOOP GAIN
GAIN (dB)
IF CF = 0fF
SIGNAL BANDWIDTH
CLOSED-LOOP BANDWIDTH
NG2
NOISE GAIN
FREQUENCY (Hz)
f1
f2
f3
f UGC
13405-325
NG1
図 126. トランスインピーダンス・ノイズ・ゲインの周波数特性
ノイズ・ゲインの完全な式は、以下のとおりです。
ノイズ解析
 2πf

+ 1


RF  f1


NG( f ) = 1 +
RS  2πf + 1 

 f

 2

f1 =
f2 =
フォトダイオード TIA 回路には、以下に示す考慮すべき 4 つの
ノイズ生成源があります。
•
•
•
•
1
RF RSHUNT
(CF + CSHUNT )
RF + RSHUNT
通常、これらの生成源のノイズ成分を、解析の目的で出力とし
て表現します。RF の熱ノイズは、出力に直接現れます。この
ノイズは、−3 dB 帯域幅が信号の帯域幅（f2）と同じになるよ
うに帰還容量によってフィルタリングされます。
1
RFCF
わかりやすくするため、ノイズ・ゲインの式で帯域幅の制限は
無視しています。ノイズ・ゲインは、アンプのオープンループ・
ゲインと交差したときにロールオフを開始します。この極周波
数（f3）は、アンプのユニティ・ゲイン・クロスオーバー周波
数（fUGC）と高周波ノイズ・ゲイン NG2 によって以下のように
決まります。
f3 =
fUGC
 CSHUNT
1 +

CF





(3)
CF の追加は、信号周波数応答に影響を与えます。低周波数で、
トランスインピーダンス・ゲインは RF に等しくなります。周
波数が増加するに従って、CF のインピーダンスは RF 未満に下
がり、このトランスインピーダンス・ゲインの低下が始まりま
す。この信号ゲインの式は、以下のとおりです。




1

Signal Gain( f ) = RF 
 2πf

 f + 1
 2

帰還抵抗（RF）の熱ノイズ
フォトダイオードの飽和電流ノイズ
アンプの電流ノイズ
アンプの電圧ノイズ
フォトダイオードの光電流 IPD は、以下のショット・ノイズを
生成します。
INPD = √(2qIPD)
ダイオードの電流が 0 になると、ノイズも 0 になると仮定する
のは間違いです。ダイオードからの正味電流が 0 の場合、一方
向に流れる飽和電流が熱平衡状態になっていて、反対方向に飽
和電流が流れていることを意味します。これらの電流には相関
関係がなく、二乗和平方根の形で追加されます。この正味電流
ノイズは、値が RSHUNT の物理的な抵抗の熱ノイズと同じです。
これにより、単純な抵抗 RSHUNT を使用してフォトダイオード
を正確にモデリングできます。RSHUNT の熱ノイズは、シャント
抵抗に対する帰還抵抗の割合で増幅されます。また、このノイ
ズは信号の帯域幅にフィルタリングされます。
アンプの電流ノイズは帰還抵抗を流れて、出力でノイズ電圧に
なります。これには、前述のノイズ成分と同じ帯域幅の制限が
適用されます。
アンプの電圧ノイズは、出力への回路のノイズ・ゲインによっ
て増加します。2 つの理由により、このノイズ生成源は重要で
す。1 つは、シャント容量と帰還容量の大きな比率により高周
波ノイズ・ゲインが高くなる可能性があることです。もう 1 つ
は、電圧ノイズ帯域幅は、
他の成分よりも大幅に高いことです。
ノイズ帯域幅は、アンプの帯域幅によってのみ制限されます。
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ADA4530-1
データシート
これらの各ノイズ成分の周波数特性を図 127 に示します。ノイ
ズ生成源とそれらの RTO 成分を表 12 に示します。合計 RTO ノ
イズには、各ノイズ生成源の成分が二乗和平方根で追加されま
す。
100
NSD (µV/√Hz)
RSHUNT
•
10
IN–
•
VN
1
•
0.1
1
f3
f2
10
100
FREQUENCY
1k
13405-404
f1
図 127. フォトダイオード TIA の RTO ノイズ・スペクトル密度
Noise Bandwidth
π/2 × f2
π/2 × f2
π/2 × f2
π/2 × f3
設計の推奨事項
面積の大きなフォトダイオード TIA 回路の設計目標は、S/N 比
を最大にして、DC 誤差を最小にすることです。帰還抵抗のサ
イズを増やすことで、これらの目標を達成できます。信号ゲイ
ンは RF とともに直接増加し、ノイズは平方根として増加しま
す。高いゲインでは、出力電圧誤差（VOS など）に比べて出力
信号も大きくなります。
通常、RF の上限は、以下のいずれかによって決定されます。
•
•
•
•
寄生帰還容量は、CF の最小値を 50 fF ～ 100 fF に制限し
ます。
使用可能な部品の値。値が 0.1 pF ～ 1 pF（100 fF 刻み）
の部品は表面実装パッケージに搭載されています。
帰還ループの安定性。ループのクロスオーバーを安定さ
せるには、十分な位相シフトを回復できるように CF を十
分に大きくする必要があります。この容量値は、RF が小
さい値の場合に重要な考慮事項になります。大きな値（>
1 GΩ）は、寄生帰還容量を通して自己補償を行います。
高周波ノイズ・ゲイン。高周波ノイズ・ゲインは、CF に
対する CSHUNT の割合によって設定されます。ノイズ・ゲ
インが非常に大きい場合、アンプの電圧ノイズが帰還抵
抗のノイズよりも大きくなることがあります。
設計例
このセクションでは、測光グレードのフォトダイオード（浜松
ホトニクス S1226-18BQ）を使用してサンプルの TIA 回路を作
成します。この中程度の面積（1.2 mm2）のシリコン・フォト
ダイオードは、紫外線（UV）から可視周波数の範囲に感応し
ます。最小シャント抵抗（RSHUNT）は 5 GΩ @ 25°C に仕様規定
されています。シャント容量（CSHUNT）は 35 pF に仕様規定さ
れています。石英窓により、最大動作温度は 60 °C に制限され
ています。
表 12. フォトダイオード・インターフェースのノイズ生成源
RTO Noise
√(4kTRF)
(RF/RSHUNT)√(4kTRSHUNT)
RF× IN−
VN× noise gain
RSHUNT による低周波ノイズ・ゲイン。RF が RSHUNT よりも
大きい場合、ノイズ・ゲインにより VOS 誤差と TCVOS 誤
差が増加し、S/N 比が改善されなくなります。
帰還容量
（CF）が減少するのに従って信号帯域幅が増加します。
通常、CF の下限は、以下のいずれかによって制限されます。
•
RF
Noise Source
RF
Photodiode
IN− Amplifier
VN Amplifier
•
アンプの出力振幅。最大光電流に RF を乗算した値は、ア
ンプの振幅制限を下回る必要があります。
信号の帯域幅（またはセトリング・タイム）。信号の帯
域幅は RF × CF に依存します。大きい帰還抵抗で高い信号
帯域幅を実現するには、非常に小さい帰還コンデンサを
実装する必要があります。最大の制限事項は、回路内の
フリンジ電界からの寄生帰還容量によって発生します。
寄生容量を 50 fF ～ 100 fF にすることができます。具体的
には、100 fF の寄生容量が存在する場合は 100 GΩ TIA の
信号帯域幅が 16 Hz に制限されます。
フォトダイオードの熱ノイズ（RSHUNT）。RF が RSHUNT よ
りも大幅に大きい場合、合計ノイズの支配的な成分はフォ
トダイオードになり、S/N 比は改善されなくなります。
アンプの電流ノイズ。アンプの電流ノイズが RF のノイズ
よりも大きい場合、S/N 比は改善されなくなります。ほぼ
すべての実用的なフォトダイオードにおいて、フォトダ
イオードのノイズはアンプの電流ノイズよりも高くなり
ます。
仕様規定の最小シャント抵抗と Design Recommendationsのセク
ションの推奨事項に基づいて、RF の値として 10 GΩ を選択し
ました。このサンプル回路を ±5 V で駆動し、入力コモンモー
ド電圧を 0 V に設定しました。これにより、最大光電流は約 500
pA になります。
DC Error Analysis のセクションに基づいて誤差バジェットを設
定しました（表 13 を参照）。アンプのオフセット電圧には、
最大室温オフセット限界に最大温度ドリフト限界を適用してい
ます。フォトダイオード・シャント抵抗限界は、10 °C ごとに 1/2
に減少します。
表 13. フォトダイオード・インターフェースの DC 誤差バジェッ
ト
Error Source
VOS
RSHUNT
Noise Gain
VOS Error RTO
IB
IB Error RTO
Total Error RTO
Total Error RTI
Rev. 0 | 46/49
25°C
40 µV
5 GΩ
3
120 µV
20 fA
200 µV
320 µV
32 fA
45°C
40 µV + 10 µV
1.25 GΩ
9
450 µV
20 fA
200 µV
650 µV
65 fA
60°C
40 µV + 18 µV
442 MΩ
23
1.3 mV
20 fA
200 µV
1.5 mV
150 fA
ADA4530-1
データシート
TRANSIMPEDANCE GAIN (GΩ)
この回路は、10 GΩ の帰還抵抗（Ohmite RX-1M1008JE）を使
用して、ここで説明するとおりに構築しました。25 °C ～ 60 °C
の温度範囲で DC 誤差性能を測定しました（図 128 を参照）。
温度とともに誤差が急速に増加し、
シャント抵抗によりノイズ・
ゲインを指数関数的に変化します。予期したとおり、合計 RTI
誤差は +2 fA ～ −10 fA で、最悪の誤差バジェットよりも大幅
に低くなりました。
20
2
1
0.1
0.1
VSY = 10V
VCM = VSY/2
0
VSY = 10V
VCM = VSY/2
TA = 25°C
10
CF = 0fF
CF = 300fF
1
10
0
100
1k
FREQUENCY (Hz)
10k
100k
13405-407
温度範囲全体にわたる合計 RTI 誤差は 150 fA 未満です。この
値は 500 pA フルスケール・レンジの 300 ppm に等しくなりま
す。ADA4530-1 の超低入力バイアス電流は、温度に対する合
計誤差の主な要因ではありません。オフセット電圧とフォトダ
イオードのシャント抵抗の相互作用が最大の誤差生成源です。
–6
–80
–8
–100
–10
–120
0
10
20
30
40
TEMPERATURE (°C)
50
60
–12
70
40
VSY = 10V
TA = 25°C
IPD = 10pA
20
回路の AC 性能も測定しました。まず物理的な帰還コンデンサ
なしで回路を構築しました。トランスインピーダンス・ゲイン
の周波数特性を図 129 に示します。周波数応答（赤色の曲線）
の 30 % 周波数ピーク形成は、帰還ループが寄生容量で少しず
つ補償されていることを示しています。
ループ補償を向上するために物理的なコンデンサを追加しまし
た。このコンデンサは 300 fF、C0G、セラミック、サイズ 0805、
表面実装パッケージ（AVX UQCFVA0R3BAT2A¥500）です。C0G
セラミック・コンデンサには、十分な絶縁抵抗と誘電吸収性能
があるため、電位計回路に適しています。これらの値の低いコ
ンデンサは、RF 用途向けに設計されていて、容易に入手でき
ます。300 fF コンデンサにより、周波数ピーク形成を完全に排
除できますが（青色の曲線）、−3 dB 帯域幅が 390 Hz から 50 Hz
に低減します。
2
0
0
図 128. DC 誤差と温度の関係
4
–20
–2
–40
–4
–60
–6
–80
–8
–100
–10
–120
–12
CF = 0fF
CF = 300fF
–140
0
5
10
INPUT REFERRED CURRENT (pA)
–60
15
20
25
TIME (ms)
30
35
–14
40
13405-400
–4
安定性の向上は時間軸にも現れます。回路の 10 pA 光電流への
ステップ応答を図 130 に示します。未補償回路（赤色の曲線）
は、大きい（20 %）オーバーシュートを示しています。補償回
路（青色の曲線）は大幅に減衰しています。
OUTPUT VOLTAGE (mV)
–40
RTI ERROR (fA)
–2
13405-401
RTO ERROR (µV)
図 129. トランスインピーダンス・ゲインの周波数特性
–20
図 130. 10 pA ステップ応答
Noise Analysis のセクションに基づいてノイズ・バジェットを
作成しました。低帯域幅に組み込まれたノイズ生成源（表 14 を
参照）と、高帯域幅に組み込まれたノイズ生成源（表 15 を参
照）の RTO ノイズ・バジェットを分けて作成しました。
低周波ノイズ成分には、帰還抵抗、シャント抵抗、およびア
ンプの電流ノイズが含まれます。これらの各生成源は、信号
帯域幅（50 Hz）に等しい −3 dB の帯域幅を持っていて、こ
れは 79 Hz のノイズ帯域幅に等しくなります。最大のノイズ
生成源はフォトダイオード・シャント抵抗で、その値は突出し
ています。次に大きなノイズ生成源は帰還抵抗です。アンプの
電流ノイズは非常に低いため無視できます。
Rev. 0 | 47/49
ADA4530-1
194 µVrms
345 µVrms
549 µVrms
表 15. 高周波ノイズ・バジェット
Error Source
VN
High Frequency Noise
Gain
VN_RTO
High Frequency RMS
Total
10
100
1
0.1
唯一の高周波ノイズ成分はアンプのノイズ・ゲインで、これは
アンプのゲインのみによって制限される高周波ノイズ・ゲイン
と帯域によって増加します。アンプの −3 dB 帯域幅は 17 kHz で
す（式 3 を参照。ここで、f3 = fUGC ÷ NG2 = 2 MHz ÷ 118）。等
価ノイズ帯域幅は 27 kHz です。ノイズ・スペクトル密度が低
周波ノイズよりも大幅に低いにもかかわらず高周波ノイズが大
きい原因は高い帯域幅にあります。
25°C
14 nV/√Hz
118
45°C
14.5 nV/√Hz
118
60°C
14.8 nV/√Hz
118
1.6 µV/√Hz
271 µV rms
1.7 µV/√Hz
281 µVrms
1.7 µV/√Hz
286 µVrms
低温では、アンプの電圧ノイズは他のノイズ生成源よりも大き
くなります。このノイズの大半は回路の有効帯域幅の外部で生
成されるため、重要です。この理由により、フォトダイオード
TIA 回路の出力にローパス・フィルタを追加した方が良い場合
もあります。このフィルタは、システムのニーズに応じて能動
または受動にすることができます。−3 dB カットオフ（500 Hz）
の単純な RC フィルタは、信号経路の周波数応答にほとんど影
響しませんが、
組み込まれたノイズを 271 µV rms から 45 µV rms
に低減します（低減率 6 倍）。
300 fF CF コンデンサあり（青色の曲線）と 300 fF CF コンデン
サなし（赤色の曲線）の回路で NSD を測定しました（図 131 を
参照）。低周波数で、NSD は帰還抵抗のみでのノイズとほぼ
同じになります（12.8 µV/√Hz）。低周波数の NSD 値は、シャ
ント抵抗が仕様規定の最小値（期待値）よりも大幅に大きいこ
とを示しています。周波数が増えるに従って、抵抗のノイズは
信号帯域幅（50 Hz）でロールオフします。その後、アンプの
帯域幅の制限が NSD をゼロに向かってロールオフするまで、
NSD はアンプの電圧ノイズ・レベルで安定します。
1000
NSD, CF = 0fF
NSD, CF = 300fF
RMS, CF = 0fF
RMS, CF = 300fF
1
10
100
1k
FREQUENCY (Hz)
10k
10
100k
INTEGRATED VOTLAGE NOISE (µV rms)
60°C
13.5 µV/√Hz
442 MΩ
2.8 µV/√Hz
22
61 µV/√Hz
0.24 fA/√Hz
2.4 µV/√Hz
62 µV/√Hz
13405-405
45°C
13.2 µV/√Hz
1.25 GΩ
4.7 µV/√Hz
8
37 µV/√Hz
0.15 fA/√Hz
1.5 µV/√Hz
39 µV/√Hz
VSY = 10V
VCM = VSY/2
TA = 25°C
図 131. RTO ノイズ・スペクトル密度（25 °C）
点線は、周波数スペクトルにわたって NSD が組み込まれた値
を示しています。これらは、さまざまな帯域幅の rms ノイズを
計算するのに有用です。例えば、100 kHz 測定帯域幅全体にわ
たる rms ノイズは 400 µV rms で、これは計算された合計ノイ
ズである 333 µV rms とほぼ同じです。1 kHz のノイズ帯域幅に
ポストフィルタを追加した場合、組み込まれたノイズが 200 µV
rms（2 倍向上）であることがわかります（図 131 を参照）。
未補償回路（赤色の曲線）はノイズ性能が非常に劣っているこ
とを示しています。限界ループ安定性による周波数ピーク形成
が原因で、ノイズと信号が増大しています。また、高周波ノイ
ズ・ゲインが大きくなり、信号帯域幅外にさらにノイズが追加
されます。これらの両方の効果により 1.2 mV rms の合計ノイ
ズが生成されます。未補償 TIA の過渡および周波数応答を許容
できる場合でも、大きなノイズ損失は許容できません。
この回路で NSD は 60 °C で測定しました（図 132 を参照）。
期待されるとおり、フォトダイオードのシャント抵抗の結果と
して低周波ノイズが増加しました。平均低周波 NSD は 22
µV/√Hz です。RF の成分を取り除くと RTO 成分は 17 µV/√Hz に
なります。この値は RTI 電流ノイズ 1.7 fA/√Hz と等しいです。
このノイズを生成するには、RSHUNT を 60 °C で約 6.5 GΩ にす
る必要があります。
100
NSD, CF = 300fF
RMS, CF = 300fF
VSY = 10V
VCM = VSY/2
TA = 60°C
10
100
1
0.1
1
10
100
1k
FREQUENCY (Hz)
10k
10
100k
図 132. RTO ノイズ・スペクトル密度（60°C）
Rev. 0 | 48/49
1000
INTEGRATED VOTLAGE NOISE (µV rms)
25°C
12.8 µV/√Hz
5 GΩ
9 µV/√Hz
2
18 µV/√Hz
0.07 fA/√Hz
700 nV/√Hz
22 µV/√Hz
VOLTAGE NOISE SPECTRAL DENSITY (µV/√Hz)
Error Source
VNRF
RSHUNT
VNRSHUNT
RF/RSHUNT
VNRSHUNT_RTO
IN−
IN−_RTO
Low Frequency
NSD Total
Low Frequency
RMS Total
100
13405-406
表 14. 低周波ノイズ・バジェット
VOLTAGE NOISE SPECTRAL DENSITY (µV/√Hz)
データシート
ADA4530-1
データシート
外形寸法
5.00 (0.1968)
4.80 (0.1890)
1
5
4
1.27 (0.0500)
BSC
0.25 (0.0098)
0.10 (0.0040)
COPLANARITY
0.10
SEATING
PLANE
6.20 (0.2441)
5.80 (0.2284)
1.75 (0.0688)
1.35 (0.0532)
0.51 (0.0201)
0.31 (0.0122)
0.50 (0.0196)
0.25 (0.0099)
45°
8°
0°
0.25 (0.0098)
0.17 (0.0067)
1.27 (0.0500)
0.40 (0.0157)
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MS-012-A A
CONTROLLING DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS; INCH DIMENSIONS
(IN PARENTHESES) ARE ROUNDED-OFF MILLIMETER EQUIVALENTS FOR
REFERENCE ONLY AND ARE NOT APPROPRIATE FOR USE IN DESIGN.
012407-A
8
4.00 (0.1574)
3.80 (0.1497)
図 133. 8 ピン・スモール・アウトライン・パッケージ［SOIC_N］
ナロー・ボディ
（R-8）
寸法単位: mm
オーダー・ガイド
Model 1
ADA4530-1ARZ
ADA4530-1ARZ-R7
ADA4530-1ARZ-RL
ADA4530-1R-EBZ-BUF
ADA4530-1R-EBZ-TIA
1
Temperature Range
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
−40°C to +125°C
Package Description
8-Lead Small Outline Package [SOIC_N]
8-Lead Small Outline Package [SOIC_N]
8-Lead Small Outline Package [SOIC_N]
Evaluation Board Buffer Configuration for 8-Lead SOIC
Evaluation Board Transimpedance Configuration for8-Lead SOIC
Z = RoHS 準拠製品。
Rev. 0 | 49/49
Package Option
R-8
R-8
R-8

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