低噪声、低增益漂移、 G = 2000仪表放大器 AD8428 产品特性 功能框图 固定增益：2000 –FIL +VS 通过访问内部节点提供灵活性 –IN 3kΩ 高精度直流性能 增益漂移：5 ppm/°C 6kΩ 6kΩ 120kΩ OUT 30.15Ω 失调漂移：0.3 μV/°C 3kΩ 增益精度： 0.05% 6kΩ 6kΩ 120kΩ +IN 共模抑制比(CMRR)：140 dB(最小值) AD8428 出色的交流特性 –V S 带宽：3.5 MHz +FIL REF 09731-001 低噪声：1.5 nV/√Hz输入电压噪声 图1. 压摆率：40 V/μs 电源电压范围：±4 V至±18 V 表1. 仪表放大器分类1 8引脚SOIC封装 通用 零漂移 军用级 低功耗 低噪声 AD8220 AD8221 AD8222 AD8224 AD8228 AD8295 AD8231 AD8290 AD8293 AD8553 AD8556 AD8557 AD620 AD621 AD524 AD526 AD624 AD627 AD623 AD8235 AD8236 AD8426 AD8226 AD8227 AD8420 AD8428 AD8429 ESD保护：5000 V (HBM) 额定温度范围：-40°C 至+85°C 工作温度最高可达125°C 应用 传感器接口 医疗仪器 病人监护 1 欲了解最新的仪表放大器，请访问www.analog.com。 概述 AD8428是一款超低噪声仪表放大器，可用于精确测量微 馈拓扑结构，增益为200，后接一个增益为10的差动放大 小的高速信号，实现了业界领先的增益精度、噪声和带宽 器级。当增益为2000时，带宽为3.5 MHz，等效增益带宽积 性能。 为7 GHz。 AD8428的所有增益设置电阻均内置于器件并且精确匹配。 AD8428的引脚排列支持访问第一级与第二级之间的内部节 芯片引脚排列和布局都经过精心设计，因此增益漂移非常 点。该特性可用来修改两个放大级之间的频率响应，因而 低，并且器件上电后能够快速建立至最终增益值。 可防止干扰信号影响输出结果。 AD8428具有高共模抑制比(CMRR)，可防止干扰信号破坏 AD8428的额定温度范围为−40°C至+85°C工业温度范围， 目标信号。该器件的引脚排列在设计上消除了寄生电容不 采用8引脚塑封SOIC封装。 匹配现象，使高频时CMRR性能不会下降。 AD8428是目前最快的仪表放大器之一。电路架构针对高带 宽和高增益而设计。其初始前置放大器增益级采用电流反 Rev. A Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its use, nor for any infringements of patents or other rights of third parties that may result from its use. Specifications subject to change without notice. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. Tel: 781.329.4700 www.analog.com Fax: 781.461.3113 ©2011–2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提 供的最新英文版数据手册。 AD8428 目录 产品特性 ......................................................................................... 1 滤波器引脚 ............................................................................. 13 应用.................................................................................................. 1 基准引脚.................................................................................. 13 功能框图 ......................................................................................... 1 输入电压范围 ......................................................................... 14 概述.................................................................................................. 1 布局 .......................................................................................... 14 修订历史 ......................................................................................... 2 输入偏置电流返回路径 ....................................................... 15 技术规格 ......................................................................................... 3 输入保护.................................................................................. 15 绝对最大额定值............................................................................ 5 射频干扰(RFI.......................................................................... 16 热阻 ............................................................................................ 5 输入级噪声计算..................................................................... 16 ESD警告..................................................................................... 5 应用信息 ....................................................................................... 18 引脚配置和功能描述 ................................................................... 6 无源网络对滤波器引脚的影响 .......................................... 18 典型性能参数 ................................................................................ 7 使用滤波器引脚的电路 ....................................................... 18 工作原理 ....................................................................................... 13 外形尺寸 ....................................................................................... 20 架构 .......................................................................................... 13 订购指南.................................................................................. 20 修订历史 2012年12月—修订版0至修订版A 更改“产品特性”部分和表1 ......................................................... 1 表2增加一列“B级”........................................................................ 3 更改图3、图4、图5、图6、图7和图8..................................... 7 更改“滤波器引脚”部分.............................................................. 13 增加“应用信息”部分.................................................................. 18 更改“订购指南” ......................................................................... 20 2011年10月—修订版0：初始版 Rev. A | Page 2 of 20 AD8428 技术规格 除非另有说明，VS = ，VREF = 0 V，TA = 25，G = 2000，RL = 10 kΩ。 表2. 参数 共模抑制比(CMRR) DC至60 Hz 50 kHz时 噪声(RTI) 电压噪声 电流噪声 失调电压 输入失调，VOSI 平均温度系数(TC) 折合到输入端的失调与电源的 关系(PSRR) 输入电流 输入偏置电流 全温度范围 输入失调电流 全温度范围 动态响应 -3 dB小信号带宽 0.01%建立时间 0.001%建立时间 压摆率 增益 第一级增益 减法器级增益 总增益误差 总增益非线性度 增益漂移 输入 阻抗(引脚至地)1 输入工作电压范围 全温度范围 输出 输出电压摆幅 全温度范围 输出电压摆幅 全温度范围 短路电流 基准输入 输入阻抗RIN 输入电流IIN 电压范围 输出基准增益 基准增益误差 测试条件/注释 RTI, VCM = ±10 V 最小值 A级 典型值 最大值 130 110 VIN+, VIN− = 0 V f = 1 kHz f = 0.1 Hz至10 Hz f = 1 kHz f = 0.1 Hz至10 Hz TA = -40°C至+85°C 最小值 B级 典型值 最大值 140 120 1.3 40 1.5 150 1.5 50 dB dB 1.3 40 1.5 150 100 1 120 单位 1.5 50 nV/√Hz nV p-p pA/√Hz pA p-p 25 0.3 µV µV/°C dB 50 130 TA = -40°C至+85°C 250 200 TA = -40°C至+85°C 20 20 nA pA/°C nA pA/°C 10 V阶跃 10 V阶跃 3.5 0.75 1.4 50 3.5 0.75 1.4 50 MHz µs µs V/µs 200 10 0.05 5 5 V/V V/V % ppm ppm/°C GΩ||pF V V 250 50 40 10 40 200 10 VOUT = -10 V至+10 V VOUT = -10 V至+10 V 0.2 5 10 1||2 1||2 VS = ±4 V至±18 V −VS + 2.5 −VS + 2.5 +VS − 2.5 +VS − 2.5 −VS + 2.5 −VS + 2.5 +VS − 2.5 +VS − 2.5 RL = 2 kΩ TA = −40°C TA = +85°C RL = 10 kΩ TA = −40°C TA = +85°C −VS + 1.7 −VS + 2.0 −VS + 1.6 −VS + 1.7 −VS + 1.8 −VS + 1.4 +VS − 1.2 +VS − 1.3 +VS − 1.1 +VS − 1.0 +VS − 1.2 +VS − 0.9 −VS + 1.7 −VS + 2.0 −VS + 1.6 −VS + 1.7 −VS + 1.8 −VS + 1.4 +VS − 1.2 +VS − 1.3 +VS − 1.1 +VS − 1.0 +VS − 1.2 +VS − 0.9 VIN+, VIN− = 0 V 30 30 132 6.5 132 6.5 −VS +VS 1 0.01 Rev. A | Page 3 of 20 −VS +VS 1 0.01 V V V V V V mA kΩ µA V V/V % AD8428 参数 滤波器引脚 输入阻抗RIN2 电压范围 电源 工作范围 静态电流 全温度范围 1 2 测试条件/注释 最小值 A级 典型值 最大值 最小值 +VS −VS ±18 6.8 8 ±4 6 −VS ±4 6.5 TA = −40°C至+85°C 差分和共模输入阻抗可通过引脚阻抗求得：ZDIFF = 2(ZPIN)；ZCM = ZPIN/2。 实际阻抗的计算见图1。 Rev. A | Page 4 of 20 B级 典型值 最大值 单位 +VS kΩ V ±18 6.8 8 V mA mA 6 6.5 AD8428 绝对最大额定值 热阻 表3. 参数 电源电压 输出短路电流持续时间 在−IN或+IN的最大电压1 在−FIL或+FIL的最大电压 差分输入电压1 在REF的最大电压 存储温度范围 额定温度范围 最高结温 ESD 人体模型 充电器件模型 充电器件模型 1 θJA针对最差条件，即焊接在电路板上的器件为表贴封装。 额定值 ±18 V 未定 ±VS ±VS ±1 V ±VS −65°C至+150°C −40°C至+85°C 140°C 表4. 热阻 封装 8引脚 SOIC_N θJA 121 单位 °C/W ESD警告 ESD(静电放电)敏感器件。 带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放 电。尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇 到高能量ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采 取适当的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功 能丧失。 5000 V 1250 V 400 V 电压超出此限值范围时，请使用输入保护电阻。详情见“输入保护”部分。 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损 坏。这只是额定最值，不表示在这些条件下或者在任何其 它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，器件能 够正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影响器 件的可靠性。 Rev. A | Page 5 of 20 AD8428 引脚配置和功能描述 8 +VS –FIL 2 7 OUT +FIL 3 6 REF +IN 4 5 –VS TOP VIEW (Not to Scale) 09731-002 AD8428 –IN 1 图2. 引脚配置 表5. 引脚功能描述 引脚编号 1 2 3 4 5 6 7 8 引脚名称 −IN −FIL +FIL +IN −VS REF OUT +VS 说明 负输入引脚。 负滤波器引脚。 正滤波器引脚。 正输入引脚。 负电源引脚。 基准电压引脚。使用低阻抗电压源驱动该引脚，实现输出电平转换。 输出引脚。 正电源引脚。 Rev. A | Page 6 of 20 AD8428 典型性能参数 除非另有说明，VS = ，VREF = 0 V，TA = 25，G = 2000，RL = 10 kΩ。 1600 N = 5170 MEAN = 2.12 SD = 7.332 1200 1000 1000 HITS 1200 800 600 400 400 200 200 –40 –20 0 20 40 60 VOSI (µV) N = 5171 MEAN = –10.8 SD = 6.67496 800 600 0 –60 N = 5171 MEAN = –10.2 SD = 6.52901 –40 60 1200 1000 1000 HITS 1200 800 800 600 600 400 400 200 200 –40 –20 0 20 40 N = 5171 MEAN = –0.53 SD = 1.41655 1400 60 VOSI (µV) 0 –8 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 IOS (nA) 图4. 输入失调电压的典型分布图(VS = ±15V) 09731-007 N = 5169 MEAN = –2.57 SD = 7.31066 09731-004 HITS 40 1600 1400 图7. 输入失调电流的典型分布图 1600 1600 N = 5166 MEAN = 0.398 SD = 0.42707 1400 1200 1000 1000 HITS 1200 800 800 600 600 400 400 200 200 –2 –1 0 1 2 VOSI DRIFT (µV/°C) 图5. 输入失调电压漂移的典型分布图 N = 3487 MEAN = –53.9 SD = 86.7774 1400 3 0 –600 09731-005 HITS 20 图6. 输入偏置电流的典型分布图 1600 0 –3 0 IBIAS (nA) 图3. 输入失调电压的典型分布图(VS = ±5V) 0 –60 –20 –400 –200 0 200 GAIN ERROR (µV/V) 400 600 09731-008 0 –60 POSITIVE INPUT IBIAS NEGATIVE INPUT IBIAS 1400 09731-003 HITS 1400 09731-006 1600 图8. 增益误差的典型分布图(增益 = 2000，VS = ±15V，RL = 10 kΩ) Rev. A | Page 7 of 20 AD8428 10 72 66 VS = ±15V 60 54 VS = ±12V 48 5 42 GAIN (dB) INPUT COMMON-MODE VOLTAGE (V) 15 VS = ±5V 0 36 30 24 18 –5 12 6 –10 0 0 5 10 15 OUTPUT VOLTAGE (V) –12 100 1k 10k 图9. 输入共模电压与输出电压的关系(VS = ±5V， VS = ±12V，VS = ±15V) 170 VCM = –11.8V 160 14 150 12 140 CMRR (dB) 16 10 8 4 100 –4 –2 0 2 4 6 8 GAIN = 2000 90 VCM = +12V –6 10 12 14 COMMON-MODE VOLTAGE (V) 80 1 10 100 1k 10k 100k 1M 100k 1M FREQUENCY (Hz) 图13. CMRR与频率的关系 图10. 输入偏置电流与共模电压的关系(VS = ±15V) 120 140 GAIN = 2000 110 120 100 90 +PSRR 100 80 CMRR (dB) –PSRR 80 60 70 60 50 40 40 30 20 20 10 0 0.1 1 10 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 100k 1M 09731-011 PSRR (dB) 100M 120 110 2 10M 130 6 0 –14 –12 –10 –8 1M 图12. 增益与频率的关系 09731-010 INPUT BIAS CURRENT (nA) 18 100k FREQUENCY (Hz) 09731-015 –5 09731-016 –10 09731-009 –15 –15 09731-014 –6 图11. PSRR与频率的关系 0 1 10 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 图14. CMRR与频率的关系(1 kΩ非均衡信号源) Rev. A | Page 8 of 20 AD8428 70 60 4 REPRESENTATIVE DATA CMRR (nV/V) 40 2 1 30 20 10 0 0 –10 –1 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 WARM-UP TIME (Seconds) –30 –40 1.2 9.0 0.8 8.5 0.4 IBIAS– 0 0 –5 –0.4 –10 –0.8 –15 –1.2 –20 –1.6 –25 SUPPLY CURRENT (mA) IBIAS+ INPUT OFFSET CURRENT (nA) INPUT BIAS CURRENT (nA) 5 –10 5 20 35 50 65 80 95 110 –2.4 125 TEMPERATURE (°C) 100 50 0 –50 –100 –150 –25 09731-019 125 –10 5 20 35 50 65 80 95 110 125 95 110 125 ISHORT+ 30 20 10 0 –10 –20 ISHORT– –30 –40 NORMALIZED AT 25°C 110 125 图19. 电源电流与温度的关系 SHORT-CIRCUIT CURRENT (mA) 150 95 110 TEMPERATURE (°C) 40 80 95 6.0 200 65 80 6.5 50 50 65 7.0 250 TEMPERATURE (°C) 50 7.5 图16. 输入偏置电流和输入失调电流与温度的关系(归一化至25°C) REPRESENTATIVE DATA –200 5 20 35 –40 –25 –10 35 8.0 5.0 –40 09731-018 –25 20 5.5 –2.0 NORMALIZED AT 25°C –30 –40 5 图18. CMRR与温度的关系(归一化至25°C) 15 IOS –10 TEMPERATURE (°C) 图15. 输入失调电压(VOSI )变化与预备时间的关系 10 –25 09731-021 0 09731-020 –20 –50 –40 –25 –10 5 20 35 50 65 80 TEMPERATURE (°C) 图20. 短路电流与温度的关系 图17. 增益误差与温度的关系(归一化至25°C) Rev. A | Page 9 of 20 09731-022 –2 GAIN ERROR (µV/V) NORMALIZED AT 25°C 50 3 09731-017 CHANGE IN INPUT OFFSET VOLTAGE (µV) 5 AD8428 +VS 90 –0.4 OUTPUT VOLTAGE SWING (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES 100 –SR 70 60 50 +SR 40 30 20 10 9 +125°C –0.8 –1.2 +2.0 +1.6 +1.2 +0.8 5 20 35 50 65 80 95 110 125 –VS 6 8 10 11 12 13 14 15 16 17 图24. 输出电压摆幅与电源电压的关系(RL = 10 kΩ) +VS 90 –0.4 OUTPUT VOLTAGE SWING (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES 100 80 70 –SR 50 40 5 SUPPLY VOLTAGE (±VS) 图21. 压摆率与温度的关系(VS = ±15V) 60 4 09731-026 –10 09731-023 –25 TEMPERATURE (°C) +SR 30 20 10 –40°C +25°C 7 9 +85°C +125°C –0.8 –1.2 +2.0 +1.6 +1.2 +0.8 +0.4 –25 –10 5 20 35 50 65 80 95 110 125 TEMPERATURE (°C) –VS 09731-024 0 –40 4 6 8 10 11 12 13 14 15 16 17 SUPPLY VOLTAGE (±VS) 图25. 输出电压摆幅与电源电压的关系(RL = 2 kΩ) 图22. 压摆率与温度的关系(VS = ±5V) +VS 5 09731-027 SLEW RATE (V/µs) 7 +85°C +0.4 0 –40 15 –40°C +25°C +85°C +125°C –1.0 –1.5 –40°C +25°C +85°C +125°C 10 OUTPUT VOLTAGE SWING (V) –0.5 –2.0 –2.5 +2.5 +2.0 +1.5 +1.0 5 0 –5 –10 +0.5 –VS 4 6 8 10 12 14 SUPPLY VOLTAGE (±VS) 16 18 09731-025 INPUT VOLTAGE (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES +25°C –15 100 1k 10k LOAD RESISTANCE (Ω) 图26. 输出电压摆幅与负载阻抗的关系(VS = ±15V) 图23. 输入电压限制与电源电压的关系 Rev. A | Page 10 of 20 100k 09731-028 SLEW RATE (V/µs) 80 –40°C AD8428 –40°C +25°C +85°C +125°C –0.5 –1.0 –1.5 +1.5 +1.0 +0.5 0.1 1 10 OUTPUT CURRENT (mA) 图30. RTI电压噪声(0.1 Hz至10 Hz) 图27. 输出电压摆幅与输出电流的关系(VS = ±15V) 20 16 15 GAIN = 2000 15 14 13 10 CURRENT NOISE (pA/√Hz) GAIN NONLINEARITY (ppm) 1s/DIV 09731-029 20nV/DIV –VS 0.01 09731-032 OUTPUT VOLTAGE SWING (V) REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES +VS 5 0 –5 –10 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 –15 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 10 OUTPUT VOLTAGE (V) 图28. 增益非线性度(RL = 10 kΩ) 1 10 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 图31. 电流噪声频谱密度与频率的关系 GAIN = 2000 10 50pA/DIV 0.1 0.1 1 10 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 100k 1s/DIV 图29. RTI电压噪声频谱密度与频率的关系 图32. 电流噪声(0.1 Hz至10 Hz) Rev. A | Page 11 of 20 09731-034 1 09731-031 VOLTAGE NOISE (nV/√Hz) 100 1 09731-033 –8 09731-030 2 –20 –10 AD8428 5V/DIV 752ns TO 0.01% 1408ns TO 0.001% NO LOAD 0.002%/DIV 09731-035 1µs/DIV CL = 770pF 50mV/DIV 1µs/DIV 09731-037 CL = 500pF TIME (µs) 图33. 大信号脉冲响应与建立时间的关系(10 V阶跃，VS = ±15V) 图35. 各种容性负载条件下的小信号脉冲响应(无阻性负载) 1800 GAIN = 2000 1600 SETTLING TIME (ns) 1400 1200 SETTLED TO 0.001% 1000 800 600 SETTLED TO 0.01% 400 200 0 2 4 6 8 10 12 14 16 STEP SIZE (V) 图34. 小信号脉冲响应(RL = 10 kΩ，CL = 100 pF) 图36. 建立时间与阶跃大小的关系 Rev. A | Page 12 of 20 18 20 09731-038 1µs/DIV 09731-036 20mV/DIV AD8428 工作原理 I VB A1 A2 C1 –FIL IB COMPENSATION C2 NODE 1 2 +VS –V S R3 6kΩ R4 6kΩ 120kΩ R7 +VS 7 A3 NODE 2 +VS R1 3kΩ 1 R2 3kΩ Q1 –IN +VS 4 Q2 +IN R5 6kΩ R6 6kΩ +VS –V S –RG +RG RG –V S –V S 120kΩ R8 3 +FIL 30.15Ω –V S OUT +VS 6 REF 09731-042 I IB C OMPENSATION –V S 图37. 原理示意图 架构 基准引脚 AD8428以传统的三运放拓扑结构为基础。这种拓扑结构由 AD8428的输出电压是相对于基准引脚上的电位而言的，这 两级组成：一个提供200倍差分放大的增益级(前置放大 在输出信号必须偏移到精确的中间电平时会很有用。例 器)；其后是一个消除共模电压并提供额外10倍放大的差动 如，可以将一个电压源与REF引脚相连，对输出进行电平 放大器(减法器)级。图37显示了AD8428的简化原理图。 转换，使AD8428可以驱动单电源ADC。REF引脚由ESD二 第一级以如下方式工作：要保持两个输入端相匹配，放大器 极管保护，该引脚上的电压不应超出+VS或–VS。 A1必须使Q1集电极保持在恒压状态,这通过迫使−RG = –IN - 为获得最好的性能，REF引脚上信号的源阻抗应保持在1 Ω以 二极管压降来实现。类似地，A2迫使+RG得到恒定的+IN - 二 下。如图37所示，基准引脚REF在120 kΩ电阻的一端。REF引 极管压降。因此，差分输入电压被复制到增益设置电阻RG 脚额外的阻抗(RREF)会导致连接到正输入端的信号被放 上。流过这个电阻的电流也必然流过电阻R1和R2，这就在 大，信号放大值可由下式求出： A2和A1输出端之间产生了经增益调节的差分信号。 2 × (120 kΩ + RREF)/(240 kΩ + RREF) 第二级为差动放大器(G = 10)，由放大器A3和电阻R3至R8组 只有正信号路径会被放大；负路径不受影响。这种不均衡 成。共模信号经第二级从放大的差分信号中移除。 的放大作用会降低放大器的共模抑制比(CMRR)。 AD8428的传递函数为： INCORRECT CORRECT VOUT = 2000 × (VIN+ − VIN−) + VREF 滤波器引脚 AD8428 −FIL和+FIL引脚分别接入R3和R4之间，以及R5和R6之 AD8428 REF V V 一个电阻来修改信号到达第二个放大器级之前的增益(参见 + “应用信息”部分)。 OP1177 – 图38. 驱动基准引脚 Rev. A | Page 13 of 20 09731-043 间。可以在这两个引脚之间添加一个滤波器，也可以连接 REF AD8428 输入电压范围 电源与接地 AD8428的三运放架构在消除差动放大器级的共模电压之 使用稳定的直流电压来给仪表放大器供电。电源引脚上的 噪声会对器件性能产生不利影响。更多信息参见图11中的 PSRR性能曲线。 前，在第一级调节增益。第一级与第二级间的内部节点(图 37中的节点1和2)是由放大后的差分信号、共模信号以及二 极管压降组成的混合信号。这一混合信号会受电源电压限 制，即使在单独输入和输出信号没有被限制的时候也是如 此。图9显示了在多种输出电压和电源电压条件下所允许 的共模输入电压范围。 布局布线 为确保AD8428在PCB板级达到最佳性能，必须精心设计电 路板布局。AD8428的引脚经过特殊排列，可简化电路板布 局，并最大程度降低输入端之间的寄生不平衡。 尽可能靠近各电源引脚放置一个0.1 μF电容。因为高频时旁 路电容引线的长度至关重要，所以建议使用表面贴装电 容。旁路接地走线中的寄生电感会对旁路电容的低阻抗产 生不利影响。 如图40所示，离该器件较远的位置可以用一个10 μF电容。对 于在较低频率下发挥作用的较大电容，电流返回路径长度 不是非常重要。大多数情况下，其它精密集成电路可以共 享该10 μF电容。 +VS AD8428 8 +VS 7 OUT +FIL 3 6 REF +IN 4 5 –VS TOP VIEW (Not to Scale) 0.1µF 10µF +IN 09731-044 –IN 1 –FIL 2 OUT AD8428 LOAD 图39. 引脚排列图 REF –IN 若布局不当，会导致部分共模信号转换为差分信号，而后 传送至仪表放大器。这种转换也会发生在各输入路径的频 率响应不同时。 要使共模抑制比在整个频率范围内都保持较高水平，每个 路径的输入源阻抗和电容需要严格匹配。输入路径的附加 源电阻(例如，用于输入保护)需要靠近仪表放大器的输入 端放置，使得输入端与PCB走线的寄生电容之间的相互作 用降到最低。 滤波器引脚的寄生电容也会影响整个频率范围内的共模抑 制比(CMRR)。如果电路板设计中在滤波器引脚处有一个 元件，那么该元件的寄生电容应该尽可能的小。 0.1µF 10µF –VS 09731-045 整个频率范围内的共模抑制比 图40. 电源去耦、REF及输出以局部地为参考 接地层有助于减少不需要的寄生电感，使电流发生改变时 的压降降至最小。电流路径范围与寄生电感的量级成正 比，因此与高频时的路径阻抗也成正比。感应去耦路径或 接地回路中的大电流变化会耦合至放大器输入端，从而产 生不利影响。 负载电流由电源流入，所以负载应与旁路电容接地连接在 同一物理位置。 基准引脚 AD8428的输出电压是相对于基准引脚上的电位而言的。应 确保REF与适当的局部地连接。 Rev. A | Page 14 of 20 AD8428 输入偏置电流返回路径 输入电压超出供电轨 AD8428的输入偏置电流必须有一个对地的返回路径。当热 如果电压会超出供电轨，则应与每个输入端串联一个外部 电阻来限制过载条件下的电流。输入端的限流电阻值可通 电偶等信号源无法提供电流返回路径时，应创建一条返回 过下式计算： 路径，如图41所示。 INCORRECT CORRECT +VS IN RPROTECT ≥ +VS − VSUPPLY V I MAX 噪声敏感应用中可能需要较小的保护电阻。低漏电钳位二 AD8428 极管(如BAV199)可用在输入端，将AD8428输入端的电流分 AD8428 REF 流，从而允许采用较小保护电阻值。为了确保电流主要流 REF 过外部保护二极管，应在该二极管和AD8428间放入一个小 电阻，如33 Ω电阻。 –VS TRANSFORMER TRANSFORMER +VS RPROTECT + VIN+ – +VS +VS I AD8428 RPROTECT + VIN+ – AD8428 VIN– – AD8428 REF –VS RPROTECT –VS +VS 33Ω AD8428 +VS RPROTECT + I +VS 33Ω + VIN– – –VS –VS REF SIMPLE METHOD 10MΩ 图42. 电压超出供电轨保护 –VS –VS THERMOCOUPLE LOW NOISE METHOD 09731-047 –VS 高增益下大差分输入电压 THERMOCOUPLE 如果高增益条件下会出现大差分电压，则应与每个输入端 +VS +VS C C 串联一个外部电阻来限制过载条件下的电流。输入端的限 C R fHIGH-PASS = 2π1RC AD8428 REF 流电阻值可通过下式计算： C AD8428 REF –VS 09731-046 R –VS CAPACITIVELY COUPLED CAPACITIVELY COUPLED 图41. 创建输入偏置电流返回路径 噪声敏感应用中可能需要较小的保护电阻。低漏电钳位二 极管(如BAV199)可用在输入端，将AD8428输入端的电流分 流，从而允许采用较小保护电阻值。 输入保护 RPROTECT 值。如果无法满足这些额定值要求，则应在AD8428之前增 加保护电路，以限制输入的最大电流(见“IMAX”部分)。 I + VDIFF – AD8428 RPROTECT IMAX 图43. 大差分电压保护 AD8428输入端的最大电流IMAX取决于时间和温度。室温 下，器件能承受10 mA的电流至少一天。这个时间在器件使 用寿命内累计。 Rev. A | Page 15 of 20 09731-048 AD8428的输入不得超过“绝对最大额定值部分”规定的额定 AD8428 射频干扰(RFI) 为获得最佳结果，应将RFI滤波器网络尽量靠近放大器放 AD8428具有高增益和低噪声特性，是一款高灵敏度放大 置。良好的布局布线很关键，可确保滤波器之后的走线上 器。因此，在有强RF信号源的应用中使用AD8428时，RF 不拾取射频信号。 若射频干扰太强以至于无法过滤，则建 整流可能是个问题。若需使用较长的引线或PCB走线来连 议使用屏蔽。 接放大器与信号源，则可能加剧这一问题。这种干扰可能 注意，RFI滤波器与输入保护可以采用相同的电阻(参见“输 会表现为直流失调电压或一系列脉冲。 入保护”部分)。 高频信号可以通过仪表放大器输入端的低通滤波器网络滤 除，如图44所示。 输入级噪声计算 放大器前端的总噪声不仅仅取决于数据手册中的技术规 格。三个主要噪声源为： • 源阻抗 • 仪表放大器的电压噪声 • 仪表放大器的电流噪声 在以下计算中，噪声是指折合到输入端(RTI)的噪声；也就 是说，计算时将全部噪声源都视为出现在放大器输入端。 要计算折合到放大器输出端(RTO)的噪声，只需将RTI噪声 乘以仪表放大器的增益即可。 源阻抗噪声 连接至AD8428的任何传感器都会有一定的输出电阻。输入 端可能有串联电阻，以提供过压或射频干扰保护。图45 图44. 射频干扰(RFI)抑制 中，组合电阻标记为R1和R2。不论优质与否，任何电阻都 该滤波器会限制差分和共模带宽，如下式所示： 会存在固有噪声。该噪声与电阻值的平方根成比例。室温 下，该值约等于4 nV/√Hz (电阻值单位为kΩ)。 滤波器频率 SENSOR 滤波器频率 CD影响差分信号，CC影响共模信号。适当选择R和CC值， R2 使射频干扰最小。正输入端R×CC与负输入端R×CC之间的 不匹配会降低AD8428的共模抑制比(CMRR)性能。使CD的 值比CC大一个数量级，可以降低不匹配的影响，从而改善 性能。 AD8428 09731-050 R1 其中，CD ≥ 10 Cc。 图45. 传感器源阻抗和保护电阻 例如，假设正输入端的传感器和保护组合电阻为4 kΩ，负输 入端为1 kΩ，则输入电阻的总噪声为： 电阻会增加噪声；因此，选择电阻和电容值时，需要权衡 考量噪声、高频时的输入阻抗和RFI抗扰度。为获得低噪 声和足够的RFI滤波性能，建议使用感性铁氧体磁珠(见图 44)。使用感性铁氧体磁珠可降低电阻值，有助于最大程度 减少输入端噪声。 Rev. A | Page 16 of 20 AD8428 仪表放大器的电压噪声 总噪声密度计算 与其他通过外部电阻设置增益的仪表放大器不同，AD8428的 仪表放大器折合到输入端的总噪声由源阻抗噪声、电压噪 电压噪声规格已包括输入噪声、输出噪声和电阻RG噪声。 声和电流噪声的平方和再取平方根得出。 仪表放大器的电流噪声 例如，如果图45中的R1源阻抗为4 kΩ且R2源阻抗为1 kΩ，那 电流噪声对输入级的贡献(以nV/√Hz为单位)可通过将源电 么折合到输入的总噪声可通过下式计算： 阻(以kΩ为单位)与仪表放大器的额定电流噪声(以pA/√Hz 为单位)相乘而计算得到。 例如，如果图45中的R1源阻抗为4 kΩ且R2源电阻为1 kΩ， 那么总电流噪声可通过下式计算： Rev. A | Page 17 of 20 AD8428 应用信息 仪表放大器的经典三运放拓扑结构通常将所有增益置于第 一级，并仅在第二级中抑制共模信号。在高增益条件下工 由于此电阻位于减法器级的反馈内部，它也会修改减法器 的增益。总增益公式是传递函数公式(公式1)的简化版本。 作时，任何放大器都对较大的干扰信号敏感，这类大干扰 G= 信号能让放大器饱和，从而无法恢复感兴趣的信号。 AD8428将2000总增益分为两级实现：前置放大级为200， 减法器级为10。降低第一级增益有助于避免前置放大器发 生饱和，进而增加共模范围和差分信号范围。 2000 × RG (2) RG + 6000 RG单位为Ω。达到目标增益所需的电阻值可通过下式计算： 6000 × G RG = 2000 − G 不使用增益电阻时，AD8428默认为G = 2000。为放大器设 15 电阻的温度失配会增加仪表放大器的增益漂移。不使用增 10 益电阻时，增益误差和增益漂移保证最小。对于要求在不 5 同增益条件下具有高精度的低噪声和宽带宽应用，应当考 虑使用AD8429。 SINGLE STAGE GAIN, G = 2000 AD8428 0 低通滤波器 –5 为帮助限制差分干扰信号，可在AD8428的滤波器引脚上增 –10 加一个电容来实施一个低通滤波器，如图47所示。 –10 –5 0 5 10 OUTPUT VOLTAGE (V) 15 +IN + +FIL CF 图46. AD8428与单增益级拓扑结构，G = 2000 AD8428 –FIL 此外，级间滤波有助于在信号到达第二个放大级之前对信 号进行衰减。该滤波有助于防止第二级放大器饱和，前提 是信号频率与感兴趣信号频率不同。 –IN – OUT 09731-146 –15 –15 09731-246 INPUT COMMON-MODE VOLTAGE (V) 置不同增益时，绝对增益精度仅为10%。此外，外部增益 图47. 差分低通滤波器 此单极点滤波器可以限制信号带宽，如下式所示： 无源网络对滤波器引脚的影响 AD8428滤波器引脚允许接入两个放大级之间。在这两个引 脚之间加入一个无源网络可让传递函数适用于放大器的频 率范围。传递函数的通用表达式如公式1所示： G(s) = 2000 × Z(s) Z(s) + 6000 6 kΩ系数来自内部电阻值。这些电阻的容差为10%；因此， 使用容差性能优于5%的电容并不会大幅改善截止频率的绝 对容差。 (1) 限制放大器的带宽还有助于最大程度地减少输出端的带外 噪声。 其中，Z(s)是滤波器引脚上网络的阻抗。 注意，通过在每个滤波器引脚与地之间添加电容以滤除共 使用滤波器引脚的电路 模信号的做法会降低放大器的性能。由于这种方法会降低 为放大器设置不同增益 传递函数公式(公式1)的最简单形式表示，AD8428可配置 为低于2000的增益。这可通过在滤波器引脚上连接一个电 阻来实现。与传统仪表放大器的增益配置不同，此电阻可 衰减之前由200初始增益放大的信号。 CMRR性能，因此一般不建议使用。此外，滤除共模信号 对于防止内部节点的饱和几乎没有作用。相反，施加在前 置放大器的负载会使放大器在更小的共模信号下也会发生 饱和。 Rev. A | Page 18 of 20 AD8428 陷波滤波器 而较小的Q值会增加相同衰减的范围，放宽电感和电容之 在干扰信号频率已知的情况下，可采用陷波滤波器来将已 间的容差要求，以及干扰信号频率不确定性的要求。不 知信号对测量的影响降至最低。在滤波器引脚之间增加一 过，较小的Q值会对陷波频率十倍以前的信号带宽产生极 个串联LC网络即可实现该滤波器，如图48所示。 大的影响。 LF 72 + +FIL OUT – –3dB 图48. 陷波滤波器示例 电感和电容形成谐振电路，抑制陷波附近的频率。中心频 率可通过下式计算： fN = 1 2π IF CF MAGNITUDE (dB) CF Q=1 66 09731-147 AD8428 –FIL 60 Q = 0.1 54 48 –20dB 42 1 Q= 6000 36 0.01f N LF CF 0.1fN fN 10fN 100f N FREQUENCY (Hz) 09731-249 该滤波器的系数Q通过下式计算： 图49. 陷波滤波器衰减(中心频率附近，Q = 0.1且Q = 1) 中心频率fN的精度仅取决于电容和电感的容差，而非内部 电阻值。不过，电路的Q值同时取决于外部元件的容差和 若采用陷波滤波器，则在其中心频率f N 处可获得最大衰 内部电阻的绝对容差(通常为10%)。 减。此最大衰减(或陷波深度)取决于中心频率时电感和电 系数Q是一项滤波器参数，用于指示陷波滤波器的陷波宽 度。其定义为： fN Q = B − ffA 容的等效串联电阻。选择高品质因数的元件可改善滤波器 中心频率的抑制性能。有关计算目标频率下获得所需衰减 时最大允许串联电阻的信息，请参见“为放大器设置不同 增益”部分。 其中，fA和fB是陷波两端各有−3 dB衰减的频率。 提取输入信号中的共模电压 根据该公式，Q越大，陷波越窄——也就是说，较大的Q值 输入端的共模信号可通过在滤波器引脚和中心抽头之间插 增加陷波的选择性。换言之，虽然较大的Q值可减少陷波 入两个电阻来提取，如图50所示。共模电压VCM是两个输 入端的电压平均值减去0.6 V压降。 也同样有所下降，因为它与实际中心频率不匹配。这种不 + +IN 匹配的原因可能是影响信号源的频率变化以及滤波器电感 R R VCM 和电容值的容差。 –IN 相比之下，较小的Q值更能保证对干扰频率进行衰减，但 +FIL AD8428 –FIL – OUT 09731-148 对相邻频率上幅度和相位的影响，但抑制无用频率的能力 图50. 提取共模电压 这些较小值同样会影响目标信号——如果它们过于靠近陷 电阻值应该足够大，以最大程度地降低对增益精度的影 波的中心频率。 响。例如，2 MΩ电阻值产生低于0.2%的额外增益误差。有 例如，如果目标是将干扰信号衰减20 dB，则较大的Q值可减 关这些电阻对放大器增益产生的影响，请参见“无源网络 少陷波有效的频率范围，如图49所示。 对滤波器引脚的影响”部分。 Rev. A | Page 19 of 20 AD8428 外形尺寸 5.00 (0.1968) 4.80 (0.1890) 1 5 4 1.27 (0.0500) BSC 0.25 (0.0098) 0.10 (0.0040) COPLANARITY 0.10 SEATING PLANE 6.20 (0.2441) 5.80 (0.2284) 1.75 (0.0688) 1.35 (0.0532) 0.51 (0.0201) 0.31 (0.0122) 0.50 (0.0196) 0.25 (0.0099) 45° 8° 0° 0.25 (0.0098) 0.17 (0.0067) 1.27 (0.0500) 0.40 (0.0157) COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MS-012-AA CONTROLLING DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS; INCH DIMENSIONS (IN PARENTHESES) ARE ROUNDED-OFF MILLIMETER EQUIVALENTS FOR REFERENCE ONLY AND ARE NOT APPROPRIATE FOR USE IN DESIGN. 012407-A 8 4.00 (0.1574) 3.80 (0.1497) 图51. 8引脚标准小型封装[SOIC_N] 窄体 (R-8) 图示尺寸单位：mm和(inch) 订购指南 型号1 AD8428ARZ AD8428ARZ-RL AD8428BRZ AD8428BRZ-RL 1 温度范围 −40°C至+85°C −40°C至+85°C −40°C至+85°C −40°C至+85°C 封装描述 8引脚 SOIC_N 8引脚 SOIC_N，13"卷带和卷盘 8引脚 SOIC_N 8引脚 SOIC_N，13"卷带和卷盘 Z = 符合RoHS标准的器件。 ©2011–2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. D09731-0-4/12(A) Rev. A | Page 20 of 20 封装选项 R-8 R-8 R-8 R-8