AN021 TW

Application Note
吳昌諭
AN021 – Jun 2014
初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
摘要
RT7302 與 RT7304 是具有主動式功率因數校正的定電流 LED 驅動器；在寬電源電壓範圍內，能支援高
功率因數，並且可在準諧振 (QR) 模式下驅動轉換器，以達到較高的效率。藉由初級側調節 (PSR)，RT7302
和 RT304 無需利用次級側的並聯穩壓器或是光耦合器，即能精確地調節輸出電流，故此得以減少外部元件
數、成本和驅動器基板的尺寸。
以 RT7302 為實例，本應用須知為具 PFC、隔離式、單級定電流 LED 驅動器，提供了一循序漸進的設計指
南。RT7304 也同樣可適用。
本應用須知的設計實例是一個具有細長外觀的 18W LED 驅動器，適用於 T8 LED 燈管；但同樣的設計方式
也可以用在其它 LED 燈泡、或其他外觀尺寸的應用當中。
目錄
1. 簡介 ............................................................................................................................................2
2. RT7302 的基本操作 ....................................................................................................................3
3. 18W T8 LED 驅動器的設計 .........................................................................................................4
4. 設計工具說明 ............................................................................................................................12
5. 評估板的電路示意圖 .................................................................................................................14
6. 電氣性能的測量結果 .................................................................................................................17
7. PCB 佈局注意事項 ....................................................................................................................19
8. 總結 ..........................................................................................................................................20
AN021
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1
初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
1. 簡介
RT7302 與 RT7304 是具有主動式功率因數校正的定電流 LED 驅動器；在寬電源電壓範圍內，能支援高
功率因數，並且可在準諧振 (QR) 模式下驅動轉換器，以達到較高的效率。藉由初級側調節 (PSR)，RT7302
和 RT304 無需利用次級側的並聯穩壓器或是光耦合器，即能精確地調節輸出電流，故此得以減少外部元件
數、成本和驅動器基板尺寸。
RT7304 提供了穩健的設計，因其內嵌了全面的保護功能，包括 LED 開路保護、 LED 短路保護、輸出二
極體短路保護、 VDD 欠壓鎖定 (UVLO)、 VDD 過壓保護 (VDD OVP)、 過溫保護 (OTP) 和逐週期電流
限制。RT7304 採用具成本效益的 SOT-23-6 封裝。
RT7302 具有和 RT7304 相同的基本功能，但整合更多的功能，包括 HV 接腳提供的快速啟動、 PWM 調
光和輸入電壓前饋補償等。RT7302 採用 SOP-8 封裝。
以 RT7302 為實例，本應用須知為具 PFC、隔離式、單級定電流 LED 驅動器，提供了一循序漸進的設計
指南。RT7304 也同樣可適用。
本應用須知的設計實例是一個具有細長外觀的 18W LED 驅動器，適用於 T8 LED 燈管；但同樣的設計方
式也可以用在其它 LED 燈泡、或其他外觀尺寸的應用當中。
圖一、18W T8 LED 裝配件及應用評估板
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
2. RT7302 的基本操作
圖二顯示 RT7302 用於典型的返馳轉換器架構之中，其中輸入電壓為 Vin。
圖二
當主開關 Q1 導通一段固定時間 ton 時，磁電感 Lm 的峰值電流 IL_pk 可以由下面公式計算而得：
V
IL_pk = in  ton
Lm
若輸入電壓為正弦波輸入電壓 Vin_pk·sin(θ) 經過全橋整流器後的輸出電壓，則電感峰值電流 IL_pk 可由以
下公式來表示：
IL_pk =
Vin_pk |sin  θ  |  ton
Lm
轉換器操作於有固定導通時間控制的臨界導通模式（CRM）時，峰值電感電流的波封會與輸入電壓波形同
相位，因此而達到高功率因數。最小導通時間是由 ZCD 網絡中，分壓器的上部電阻 RZCD1 所設定的。
準諧振切換是透過檢測輔助線圈零電流的狀態及內部智慧型波谷偵測電路而實現。在諧振波谷電壓發生時
才導通 MOSFET，如此可降低開關切換的損耗和電磁干擾。ZCD 接腳也用於檢測輸出過壓；過壓保護臨界
值可由 RZCD2 調整。
CS 接腳可感測 MOSFET 源極電阻上的電壓，如此可檢測初級側峰值電流。藉由內部的前緣遮沒電路可
濾除此信號上的任何尖峰脈衝。傳輸延遲所造成的電流偏差可由 CS 接腳內部的電流源和外部串聯電阻
RPC 來補償。
MULT 接腳用於檢測輸入峰值電壓，並且控制影響 ton 的斜坡信號。利用所檢測到的輸入電壓來產生前饋
信號，使其能在輸入電壓範圍內，調整斜坡信號以達到恆定的 COMP 電壓。如此，可以在全電源範圍內，
改善調節率、簡化補償方式、並能達到最大功率限制；此特性對於適用於全電源範圍的 LED 驅動器之設計
尤為重要。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
RT7302 的 HV 接腳在啟動過程中會快速地對連接於 VDD 接腳的電容器充電。在啟動過程結束之後，HV
接腳即斷開此連接；VDD 之後由輔助線圈供電。此方法能確保快速啟動，並且於正常操作期間，在洩流電
阻上不會消耗額外的功率。
設計程序：
基本設計步驟如下：
確定輸入和輸出條件 → 計算輸入功率 → 變壓器的設計，計算匝數比 N ，初級側電感值、初級和次級線
圈的匝數 → 選用電流檢測電阻（RCS）、橋式整流器、MOSFET 、輸出二極體 → 最低導通時間 （ton）
設定（RZCD1）→ 過壓保護設定（RZCD2）→ 傳輸延遲設定（RPC） → 前饋補償（RM1，RM2）
利用 RT7302 的設計工具，可快速地決定所需的元件值。在第 3 章，將詳細解說並示範 18W 參考設計的
每一設計步驟。
3. 18W T8 LED 驅動器的設計
這一章的 LED 驅動器實例是 18W T8 LED 驅動器評估板，如圖三所示。
圖三、評估板尺寸為 230x18x10mm，可放在 T8 窄燈管的 LED 板後面
設計規格要求：

輸入範圍： 90V ~ 264 Vac

LED 負載： 45V / 400mA

在 120V / 230 Vac，效率 > 85%

PF： > 0.95 和 THDi < 15% (符合 IEC61000-3-2 C & D 級)
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
步驟 1、輸入和輸出條件
輸入和輸出條件如下所列：
最大交流輸入電壓 Vac_max：264Vac
最低交流輸入電壓 Vac_min：90Vac
電源頻率 f
line
: 50 Hz / 60 Hz
平均輸出電流 IO：400mA
最小平均輸出電壓 Vo_min：43V
最大平均輸出電壓 Vo_max：47V
LED 燈串使用 14 個高功率 LED，總動態電阻為 14Ω
估計之最大平均輸入功率 Pin_max_est 可以表示為：
Pin_max_est =
Vo_max  Io
η
其中 η 為估計的效率。
估計的效率為 85%，則輸入功率為： 47 * 0.4 / 0.85 = 22.12W。
變壓器的估計峰值電流轉換比（CTRTX1）可以表示為
CTRTX1=
ISEC_PK NS

IPRI_PK NP
其中 ISEC_PK 是次級側峰值電流，IPRI_PK 是初級側峰值電流，NS 是次級線圈匝數，而 NP 是初級線圈匝數。
CTRTX1 估計約為 0.9。
反射輸出電壓 Vro 可表示為
v ro =
NP
  Vo_max +Vf 
NS
其中 Vf 是輸出二極體的順向電壓。建議 Vro 必須是在 95 ～ 125V。
在此範例中：設定 Vro = 125V。
在最大輸出電壓時，最小 VDD 電源電壓 VDD_Vomax_min 可得如下:
VDD_Vomax_min 
Vo_max
Vo_min
 VTH_OFF_max  130%
其中 VTH_OFF 是控制器的下降欠壓鎖定 （UVLO）臨界電壓。
在最大輸出電壓時，VDD 電源電壓 VDD_max 必須在 VDD_Vomax_min ~ VDD_OVP_min 範圍內。
在此範例中：
VO_max = 47V，VO_min = 43V，VTH_OFF_max = 10V，VDD_Vomax_min = 14.2V
設定 VDD_max = 20V。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
計算輸出電容 COUT：
輸出電容值會決定 LED 燈串上的電壓漣波量。此電壓漣波和 LED 燈串的動態電阻，會決定通過 LED
燈串的電流漣波，因而造成 100Hz 或 120Hz 的光閃爍。
在本範例中，所允許的最大 LED 電流漣波振幅設為 340mApp，即漣波百分比為 42%。LED 燈串串聯
了 14 個 LED，總動態電阻為 14Ω，所以電壓漣波 VOUT = 0.34A * 14Ω = 4.76Vpp。變壓器次級線圈電流
可估計為一個頻率為輸入電源頻率兩倍的低頻漣波，且此低頻漣波的峰至峰振幅為平均輸出電流的兩倍。
輸出電容值由下式可算出：
COUT =
IOUT_PP
VOUT_PP  2  π  f
其中 IOUT_PP 是兩倍的平均 LED 電流，VOUT_PP 是所允許的交流輸出電壓漣波，而 f 是兩倍電源頻率。
以電源頻率 50Hz 來計算：COUT = 2 * 0.4 /（4.76 * 2 * π * 100）= 267μF。若想要 LED 電流漣波愈小，
則 COUT 值需增加。然而，當 LED 燈串的總動態電阻較高時，COUT 值可以減小。
步驟 2、變壓器的設計
理想的初級與次級線圈匝數比可以表示為
NP
Vro
=
NS Vo_max +Vf
在此範例中：
Vro = 125V，VO_max = 47V，Vf = 0.7V，得 NP / NS = 2.62
理想的次級與輔助線圈匝數比可以表示為
NS Vo_max
=
NA VDD_max
在此範例中：
VO_max = 47V，VDD_max = 20V，得 NS / NA = 2.35
MOSFET 的最大導通時間 ton_max 可以表示為
ton_max =Don_max 
1
fs_min
其中 fs_min 是最小開關切換頻率。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
MOSFET 的最大責任週期 Don_max 可以表示為
Don_max =
Vro
Vro +Vac_min_pk
初級側電感 Lm 可導出為
t
N
Lm = on  P  CTRTX1
2Io NS
1
2fline
0
Vac  t 
2
Vro +Vac  t 
1
2fline
dt
因此，當最小開關切換頻率 fs_min 決定之後，就可以求得 Lm。
在此範例中：
設定 fs_min = 54kHz，
Vro = 125V，Vac_min_pk = 127V，
算出 ton_max = 8.68μs 和 Lm = 899μH
為避免鐵芯飽和，變壓器初級側的最小匝數可由以下算式得到：
NP_min >
IP_pk  Lm
Bmax  A e
其中 Ae 是鐵芯的橫截面面積 (單位：m2)，而 Bmax 是最大磁通密度 (單位：Gauss)。
在此範例中：
IP_pk = 1.23A，Lm = 899μH，選用 EDR-28 鐵芯，而其橫截面面積 Ae = 88 m2。
設定 Bmax = 2950 Gauss。得 NP_min > 42.5 匝。
現在變壓器所有的參數都已決定，包括 NP_min、 NP / NS、 NS / NA 和 Lm。
NP = 43T，NS = 43 / 2.62 = 16.4T，所以 NS 選 16T，而 NA = 16/2.35 = 6.8T，故 NA 選 7T。
步驟 3、選用電流檢測電阻
電流檢測電阻 RCS 可以由以下公式決定：
1 N
K
RCS =  P  CC  CTRTX1
2 NS
IO
其中 KCC 是控制 IC 內部的參數。
在此範例中：
實際的 NP / NS = 2.69，KCC = 0.25，IO = 0.4A，CTRTX1 = 0.9，
可算出電流檢測電阻 RCS = (1 / 2) * 2.69 * (0.25 / 0.4) * 0.9 = 0.79Ω。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
步驟 4、選用橋式整流器
橋式整流器的最大逆向電壓 VRRM_max 可以表示為：
VRRM_max = 2  Vac_max
橋式整流器的最大順向電流 IBR_max 可以表示為：
IBR_max =
Pin_max
Vac_min
在此範例中：
VRRM_max  2  264  373V
IBR_max = 22.12 / 90 = 0.25A
一個 600V / 1A 橋式整流器能提供足夠的降額值，其中包括湧入電流和電壓過衝。
步驟 5、選用 MOSFET
MOSFET 的最大汲-源極電壓應力 VDS_max 為：
VDS_max  VRRM_max  Vclamp
其中 Vclamp 是緩衝電路的最大電壓，必須高於 Vro。
MOSFET 的最大的汲-源極電流應力 IDS_max 則為：
IDS_max  2  Vac_min 
ton_max
Lm
在此範例中：
設定 Vclamp = 160V
VDS_max = 373 + 160 = 533V： 為達足夠的降額值，選擇至少有 650V 額定值的 MOSFET。
IDS_max = IP_pk = 1.23A：選擇 MOSFET 的 Rdson 和散熱有關。在小型 T8 設計中，選用 Rdson = 1.8Ω、
4A 的 MOSFET，不需要散熱片。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
步驟 6、選用輸出二極體和輔助二極體
輸出二極體的最大逆向電壓應力 VDo_max 可以表示為：
N
VDo_max  VRRM_max  S  Vo_OVP
NP
其中 VO_OVP 是輸出過壓保護臨界值。
輸出二極體的最大平均順向電流應力 IDo_max 可以表示為：
IDo_max  Io
在此範例中：
設定 VO_OVP = 61V
VDo_max = 373 / 2.62 + 61 = 203V
IDo_max = IO = 0.4A
選擇高電流額定值的二極體可有較好的效率。
輔助二極體的最大逆向電壓應力 VDa_max 可以表示為：
N
VDa_max  VRRM_max  A  VDD_OVP
NP
其中 VDD_OVP 是 VDD 過壓保護臨界值。
輸出二極體的最大平均順向電流應力 IDa_max 可以表示為：
IDa_max  IDD_max
其中 IDD_max 是控制 IC 的最大操作電流。
在此範例中：
VDD_OVP = 27V
VDa_max = 373 /（2.62 * 2.35）+ 27 = 87.8V
IDa_max = IDD_max = 5mA
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
步驟 7、最小導通時間的設定
RT7302 限制每個開關切換週期最低的導通時間為 ton_min。ton_min 是取樣保持 ZCD 電流 IZCD_SH 的函
數，其關係如下：
ton_min  IZCD_SH  405 p  sec  A (typ.)
IZCD_SH 可以表示為：
IZCD_SH 
Vin  NA
RZCD1  NP
因此，可以決定 RZCD1：
RZCD1 
ton_min  Vin NA

 typ.
405p
NP
此外，流出 ZCD 接腳的電流必須低於 2.5mA （典型值）。因此，決定 RZCD1 時也必須注意：
RZCD1 
2  Vac_max NA

2.5m
NP
在此範例中：
RZCD1  2 * 264/2.5mA/  2.62*2.35 =24.2kΩ
設定 RZCD1 = 60kΩ
當 Vin = 10V，ton_min = 405p * 60k *（2.62 * 2.35）/ 10 = 14.9μs
一般情況下，ton_min 較長，可以稍微改善 THDi。但如果 ton_min 太長，在 Vin 零交越時會產生電流諧
振，THDi 反而因此惡化。因此，ton_min 可根據測量的 THDi 而微調。
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步驟 8、輸出過壓保護的設定
輸出過壓保護是通過檢測輔助線圈的膝點電壓來實現的。 RZCD2 可以由以下方程式得到：
RZCD2
N
VO_OVP  A 
 3.1V  typ.
NS RZCD1  RZCD2
在此範例中：
設定 VO_OVP = 61V
可以計算出 RZCD2 = 7.9kΩ
步驟 9、傳輸延遲補償的設計
傳輸延遲效應所引起的 VCS 偏差（ΔVCS）可導出如下式：
ΔVCS 
Vin  t d  RCS
,
Lm
其中 td 為延遲時間，包括 RT7302 的傳輸延遲和 MOSFET 關斷的轉態時間。RT7302 的 CS 接腳所
流出的電流 ICS 可以表示為：
N
ICS  KPC  Vin  A  1
NP RZCD1
其中 KPC 是控制 IC 內部的常數值。RPC 可由下式獲得：
RPC 
ΔVCS
ICS
t R R
N
 d CS ZCD1  P
Lm  KPC
NA
td 估計約為 150ns。
在此範例中：
RPC = 150n * 0.74 * 60k / (899μ*0.02) * (2.62*2.35) = 2.3kΩ
然而，延遲週期 td 會隨 MOSFET 的寄生電容、控制 IC 的閘極驅動能力和傳輸延遲等而改變，因此無法
準確估計 td，而 RPC 需要根據所測量的輸出電流作修改。如果輸出電流隨 Vin 上升而增加時，RPC 應增加；
如果輸出電流隨 Vin 上升而減少時，RPC 應降低。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
步驟 10 、前饋補償設計 (僅適用於 RT7302)
COMP 電壓 VCOMP 可從下列公式導出。
1 V
 MULT_pk 2  ton ts toff  Gmramp  ton  Cramp  VCOMP
2
VMULT_pk  Vin_pk 
RM2
RM1  RM2
VMULT_pk 是 MULT 接腳上的峰值電壓。 Gmramp 是斜坡信號產生器的轉導值，其典型值為 2.5μA /V。
Cramp 是斜坡信號產生器的電容，其典型值為 6.5pF。當轉換器操作在 CRM 時，
（ton + toff）/ tS=1。建議
把 VCOMP_min 設計在 1.2 ~ 1.5V 的範圍內，而 RM2 在 30 ~ 60kΩ 之間。因此，分壓器的電阻值 RM1 和
RM2 可以根據以上參數來決定。
在此範例中：
ton_max = 8.68μs。
設定 VCOMP_min = 1.2V，
得 VMULT_pk = 0.85V。
設定 RM2 = 43kΩ，
可以計算出 RM1 = 6.4mΩ。
4. 設計工具說明
利用 RT7302 設計工具 和 RT7304 設計工具，可快速地決定所需的元件值。其內容與第 3 章中所述的
設計步驟相同。在設計工具中，使用者將操作參數輸入於「黃色網格」中；而根據所輸入的參數，設計工
具會自動將產生的結果放在「粉紅色網格」中。
下表一顯示為 18W T8 參考設計所輸入的數據和其所計算出的結果。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
表一、設計工具的數據
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5. 評估板的電路示意圖
評估板的電路示意圖如圖四所示。
圖四、18W T8 LED 驅動器參考設計之電路示意圖
在參考電路設計中，加上 RV1 作為雷擊保護； 加上 LX2、CX1 和 LX1 以減少輸入電源的傳導電磁干
擾，而 L1 和 LX3 則是為了減少輻射電磁干擾。
完整的材料清單如下方表二所示。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
表二、18W LED 驅動器之參考設計完整的材料清單
Item
Quantity
Reference
Part/Value
Type
Vendor
1
1
F1
T1.25A/300V
SS-5F-2P
Littlefuse
2
1
RV1
7N471K
TVS-2P
Thinking
3
1
LX2
30mH
LRS-T14
Abliss
4
1
CX1
0.1μF
CFS-12X12
Shiny Space
5
1
LX1
5mH
LDS-D9X12
Mag. layers
6
1
BD1
1A/600V
DB-1A
GW
7
1
C4
0.1μF/500V
CFS-11X10
Murata
8
3
R6, R7, R9
2.2MΩ
805
RALEC
9
1
R19
43kΩ
603
RALEC
10
1
C6
22nF/50V
603
Murata
11
1
C7
2.2μF/25V
805
Murata
12
1
R22
0Ω
603
RALEC
13
1
R8
10kΩ
1206
RALEC
14
1
R2
140kΩ
1206
RALEC
15
1
D2
FM4007
SOD123
Willas
16
1
C2
2.2nF/1kV
1206
Murata
17
1
R13
200R
805
RALEC
18
1
D4
1N4148
SOD-123
Willas
19
1
Q1
4A/650V
TO-220
IPS
20
1
C9
100p/1kV
1206
Murata
21
1
LX3
T3.5*3*1.4
---
King core
22
3
R15, R16, R17
2.21Ω
1206
RALEC
23
1
R14
2kΩ
603
RALEC
24
1
C10
470p/1kV
1206
Murata
25
1
CY1
1000pF/250Vac
CAP-10mm
Murata
26
1
R10
60kΩ
603
RALEC
27
1
R18
8.06kΩ
603
RALEC
28
1
C5
22pF
603
Murata
29
1
D3
BAV21
SOD-123
Willas
30
1
R11
82R
603
RALEC
31
1
EC2
33μF/50V
CES-5X11
Rubycon
32
1
T1
EDR28
EDR28
Abliss
33
1
U1
RT7302
SOP-8
Richtek
AN021
© 2014 Richtek Technology Corporation
Remark
T12.7*7.92*4.9 (μi=10000)
FTA04N65D
On Source pin of Q1
15
初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
Item
Quantity
Reference
Part/Value
Type
Vendor
34
1
D1
SF26
DO-15
Willas
35
1
R1
33.2R
1206
RALEC
36
1
C1
220p/1kV
1206
Murata
37
1
EC1
270μF/63V
CES-10X25
Rubycon
38
1
L1
110μF
LR-T9
Abliss
39
1
R4
200kΩ
1206
RALEC
Remark
T9*5*3 (μi=10000)
變壓器設計：變壓器之設計規格，如圖五所示。
圖五、變壓器規格
以夾層結構繞製變壓器初級側能減少變壓器的漏電感，因而增進效率和輸出電流調節率。變壓器的最大電
壓擺幅是發生在接腳 3，應將其放在最內側，以改善輻射電磁干擾。為符合安全標準，在次級側通常採用
三層絕緣線以提供有效的絕緣。
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初級側調節 (PSR) LED 驅動器 RT7302 與 RT7304 之設計指南
6. 電氣性能的測量結果
下方表三顯示了在全電源電壓範圍內，LED 驅動器輸入和輸出參數。
表三、性能測量結果
Frequency
Vac [V] Pin [Watt]
Vout [V]
Iout [mA] Pout [Watt]
Eff. [%]
PF Value
THD
60Hz
90
21.54
45.75
405
18.53
86.02%
0.9960
6.37
60Hz
100
21.24
45.78
405
18.54
87.29%
0.9960
6.68
60Hz
110
21.03
45.80
404
18.50
87.98%
0.9954
7.03
60Hz
120
20.87
45.83
403
18.47
88.50%
0.9950
7.24
60Hz
132
20.73
45.86
402
18.44
88.93%
0.9944
7.53
50Hz
180
20.60
46.00
401
18.45
89.54%
0.9908
7.51
50Hz
200
20.60
46.07
400
18.43
89.46%
0.9886
7.02
50Hz
220
20.64
46.15
400
18.46
89.44%
0.9851
6.73
50Hz
230
20.69
46.23
400
18.49
89.38%
0.9832
6.82
50Hz
240
20.75
46.31
400
18.52
89.27%
0.9811
6.99
50Hz
264
20.90
46.44
400
18.58
88.88%
0.9738
7.86
電流調節率 = 1.23%
效率偏差 = 3.52%
最大 PF = 0.996
最小 PF = 0.974
由以上數據可看出，此設計有良好的電流調節率、驅動器效率易達到設計要求、且功率因數和 THDi 都完
全符合照明應用的規定。
表四中分別顯示在各種操作條件下，其電壓和電流的波形：
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表四、在各種操作條件下所量測的波形
啟動
Vin
Vin
IO
IO
Vin = 90Vac: T-start = 630msec
Vin = 264Vac: T-start = 210msec
輸入波形
Vin
Vin
Iin
Iin
Vin = 90Vac
Vin = 264Vac
輸出波形
VO
VO
IO
IO
Vin = 90Vac
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Vin = 264Vac
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輸入電流諧波含量：
（IEC61000-3-2）
Vin = 110Vac: passes Class C and D
Vin = 230Vac: passes Class C and D
傳導電磁干擾
Vin = 230V-L
Vin = 230V-N
此展示板在 120V 和 230Vac 均通過傳導和輻射電磁干擾
7. PCB 佈局注意事項
此參考設計的 PCB 佈局如下面圖六所示；它建構於 FR-4 材料製作的雙面 PCB，並有狹窄的外觀尺寸，
使其能適合於 T8 狹窄的燈罩。
為減少電磁干擾，應盡可能使閘極驅動器、緩衝電路、輸出二極體和主要 MOSFET 開關迴路等的電流迴
路愈短愈好。控制 IC、電流檢測電阻、輔助線圈和 Y 電容的接地端個別接到輸入電容的接地端。分別連
接於控制 IC 的 COMP 接腳、ZCD 接腳和 MULT 接腳的電容則都盡量靠近 IC。
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上層文字 (元件位置)
上層走線
下層走線
圖六、PCB 佈局
8. 總結
有此循序漸進的設計指南和 RT7302 設計工具的幫助，使用者就能夠快速地設計出滿足高性能離線 LED
驅動器要求的 LED 驅動器；無需次級側的感測可大為簡化驅動器的機構設計，並可使用小型外觀尺寸的
PCB 板。
按照本設計指南去設計，即可符合電磁干擾的相關要求，並且通過雷擊測試。雖然此參考設計是針對 18W
LED 驅動器而設計的，但 RT7302 可廣泛地應用在各種 8W ~ 60W LED 驅動器。
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