Analog Dialogue 现实世界信号处理电路、系统和软件技术交流论坛 • 2014年第48卷第3期 2 编者寄语；新产品简介 3 设计适合工业、电信和医疗应用的鲁棒隔离式I2C/PMBus数据接口 9 揭开高性能多路复用数据采集系统的神秘面纱 13 精密模拟控制器优化高效率锂离子电池制造 19 了解开关调节器的输出，加快电源设计 23 应用工程师问答—41 LDO的运行困境：低裕量和最小负载 29 配置控制器局域网络(CAN)位时序，优化系统性能 analog.com/zh/analogdialogue 编者寄语 第48卷第3期：产品简介 所有ADI产品数据手册都可在analog.com/zh网站查到，只需在 本期介绍 搜索框中输入产品型号即可。 设计适合工业、电信和医疗应用的鲁棒隔离式I 2 C/PMBus 7月 数据接口 ADC，流水线式，双通道，16位，310 MSPS，LVDS输出.............. AD9652 工业、电信和医疗应用要求通过一个可靠接口来传输数据。2线 双向I 2C总线用于IC之间的低速通信。基于I 2C，PMBus针对电 源转换器和其它相连器件定义了一种开放标准数字电源管理协 议。(第3页) 模拟前端，ADC，4通道LNA/PGA/AAF ........................................... AD8285 运算放大器，四通道，JFET输入，轨到轨输出 .................................ADA4610-4 运算放大器，高压，高输出电流........................................................ ADA4870 比较器，四通道................................................................................ ADCMP393 微控制器，14位模拟I/O，ARM Cortex-M3 ................................ ADuCM320 片上计量仪，16位Cortex®-M3处理器 ........................................... ADuCM350 揭开高性能多路复用数据采集系统的神秘面纱 医疗成像、工业过程控制、自动测试设备和40G/100G光通信系统 ™ 双通道HDMI发送器， 视频信号处理器，NatureVue， 编码器 ............................................................................................ ADV8005 所用的高通道密度数据采集系统可将众多传感器的信号多路复用 8月 至少量ADC。本文重点讨论与使用高性能精密SAR ADC的多路 控制器，热插拔，电能和电源监控器............................................... ADM1278 复用数据采集系统相关的关键设计、性能和应用挑战。(第9页) 精密模拟控制器优化高效率锂离子电池制造 DAC，四通道，16位，2.8 GSPS，TxDAC+® .................................... AD9144 包络检波器，0.5 GHz至43.5 GHz，45 dB范围 ................................ADL6010 电能计量IC，三相，多功能 .............................................................ADE78xxA 数字，6通道，SPI，3.75 kV隔离....................................................ADuM3150 节能、环保理念以及价格亲民的混合动力汽车和电动汽车的发 隔离器，数字，7通道，SPI，3.75 kV隔离....................................ADuM315x 布，增强了人们对电池技术的认知。车辆或电能存储所用的电 接收器，HDMI/MHL，双模 ............................................................. ADV7480 池具有很高的容量，通常为数百Ah。这些应用均使用大量充电 接收器，HDMI/MHL，集成视频解码器 ......................................... ADV7481 电池，而高功率锂离子电池单元代表了目前为止最佳的解决方 接收器，HDMI，集成视频解码器 .................................................... ADV7482 案。(第13页) 收发器，低功耗，sub-GHz ISM/SRD，FSK/GFSK ........................ ADF7024 9月 了解开关调节器的输出，加快电源设计 ADC，流水线式，双通道、12位、1 GSPS，JESD204B输出 ........... AD9234 最大程度降低开关调节器的输出纹波和瞬变十分重要，尤其是为 ADC，Σ-∆型，24位，250 kSPS ........................................................ AD7175-2 高分辨率ADC之类噪声敏感型器件供电时，输出纹波在ADC输出 频谱上将表现为独特的杂散。本文介绍测量开关调节器中的输出 纹波和开关瞬变的有效方法。(第19页) 运算放大器，30 V，轨到轨输入/输出 ...........................................ADA4084-1 运算放大器，105 MHz，低漂移 ....................................................ADA4805-1 比较器，单通道/双通道， 已知上电状态 ..................................................... ADCMP391/ADCMP392 转换器，DC-DC，2 MHz，同步升压 ............................... ADP1606/ADP1607 应用工程师问答—41 解码器，视频，10位，4倍过采样，SDTV ....................................... ADV7283 LDO的运行困境：低裕量和最小负载 陀螺仪，高温，±2000°/s，抗振动 .................................................... ADXRS645 通常用低压差线性调节器清除供电轨中的噪声，但这也会带来一 些问题——它会产生功耗并散发热量。为了优化系统性能，LDO 常常采用低裕量电压或可关断的负载工作，以使功耗最低。本 文分两部分，讨论这些极端工作状况下的电源抑制、噪声和稳 定性。(第23页) 配置控制器局域网络(CAN)位时序，优化系统性能 控制器局域网络可在多个网络站点之间提供强大的通信能力， 支持各种数据速率和距离。CAN具有数据链路层仲裁、同步和 错误处理等特性，适用于工业、仪器仪表和汽车应用。本文说 明如何针对控制器架构、时钟、收发器、逻辑接口隔离来优化 设置。(第29页) Scott Wayne [[email protected]] 2 隔离器，数字，7通道，多从机SPI，3.75 kV隔离.............................ADuM3154 稳压器，线性，超低噪声，高PSRR ................................................. ADM717x 时钟转换器，4路输入，4路输出，多服务线路卡............................ AD9554-1 VGA，RF，双通道，100 MHz至4000 MHz ................................. ADRF6573 Analog Dialogue 模拟对话杂志(www.analog.com/zh/analogdialogue)是ADI公司于1967年 创办的技术杂志，至今已经连续出版48年，主要讨论有关模拟信号、数字信号 和混合信号处理产品、应用、技术和技巧。模拟对话杂志目前提供两种版本。 在线版每月发行一期；印刷版每年发行四期。作为对在线版中技术文章的定期 回顾和汇集。在线版的内容包括：技术文章；近期应用笔记、新产品简介、在 线研讨会、已发表文章等及时信息；以及“集锦”栏目，其中包括从ADI网站 (www.analog.com/zh)获得重要相关信息的通用链接网址。感兴趣的读者也 可以至模拟对话档案库www.analog.com/library/analogdialogue/china/ archives.html查阅自1967年第1卷第1期创刊至今的每期存档，包括三期纪 念特刊。如需订阅，请访问www.analog.com/library/analogDialogue/ c h i na/subscr ibe.ht ml。欢迎提出您的宝贵意见：Facebook：www. facebook.com/analogdialogue；EngineerZone: ez.analog.com/blogs/ analogdialoguee；电子邮件：[email protected]或编辑Scott Wayne，[[email protected]]。 模拟对话 第48卷第3期 设计适合工业、电信和医疗应用的鲁棒隔离式 I2C/PMBus数据接口 作者：Maurice O’Brien 简介 工业和仪器仪表(I&I)、电信以及医疗应用的一个关键要求是需要 电信应用中使用的PCB通常集成数字控制电源转换器以及工作在 一个可靠接口来传输数据。I2C总线是一种双线制双向总线，用于 不同地电位的电路。为确保实现无差错的卡片插入/移除操作以及 集成电路之间的低速、短距离通信。I2C是由飞利浦公司于20世纪 鲁棒的工作性能，必须隔离每一个接口；但I2C接口隔离很复杂， 80年代早期为单个电路板上的IC开发，其应用依然在不断增长。 因为总线是双向的。光耦合器就不满足这样的要求，因为它是单 电源管理总线(PMBus)是一种速度相对较慢的双线式通信协议， 向的。图2显示PMBus通信链路，该链路可将原边上的ADM1075 (–48 V热插拔)以及数字电源监控器与副边相隔离，它采用12 V和 该协议基于I²C，可针对电源进行数字管理。PMBus协议定义了 3.3 V电源供电。ADM3260双通道I2C隔离器集成DC-DC转换器， 一种开放标准数字电源管理协议，能为电源转换器或连接的其他 可隔离SDA和SCL信号。其隔离电源(3.3 V_ISO)为ADuM3200双 器件通信提供便利。 通道数字隔离器供电，后者可用来隔离SHDN和RESTART信号。 图1显示隔离栅在I2C接口和与该接口相连的每个系统之间提供电 由于在低压域中，原边参考–48 V而副边参考地，因此需进行隔 流隔离，既允许在两点之间传输数字数据，又可防止接地电流 流过；这样可以消除耦合到通信总线上的噪声，从而降低信号 离。如果I2C端口不小心直接连接–48 V电源，那么隔离可以防止 失真和误差。 器件永久性受损。隔离还能提供针对线路浪涌或接地环路产生的 高压或电流的保护——系统有多重接地时便可能会发生这种情况。 POINT A ISOLATOR POINT B INFORMATION FLOW NO CURRENT FLOW PROTECT HUMANS/EQUIPMENT ELIMINATE GROUNDING PROBLEMS IMPROVE SYSTEM PERFORMANCE ISOLATION BARRIER 图1. 隔离功能 ISOLATION BARRIER PRIMARY SIDE SECONDARY SIDE 12V RTN −48V RSENSE ADP1046A ISOLATED DIGITAL DC-TO-DC BRICK iCoupler® ADuM3200 RSHUNT 3.3V MANAGEMENT BUS 3.3V_ISO SHDN RESTART ADM1075 −48V HOT SWAP AND DIGITAL POWER MONITOR SDA_ISO SCL_ISO ADM3260 isoPower ® AND ISOLATED I2C SDA SCL GPI01 PROCESSOR GPI02 图2. 典型的隔离式PMBus通信链路 模拟对话 第48卷第3期 3 隔离电源通道(3.3 V_ISO)允许副边为原边供电，无需另行使用低 压电源——这种低压电源在–48 V域中不常见，且难以生成。跨 ISOLATION BARRIER PRIMARY SIDE SECONDARY SIDE 5VIN 5V_ISO 越隔离栅的全部额外I/O信号都需要使用同样可由ADM3260供 电的隔离器。为实现鲁棒的数据通信链路，连接I2C总线的每个 ADM7160 MICROCONTROLLER, DSP LDO ADM3260 I2C器件都必须隔离。 SDA 隔离式I2C应用示例有： SDA isoPower AND ISOLATED I2C SCL SCL I2C ADC AMP • I2C、SMBus或PMBus接口隔离 • 用于电源的电平转换I2C接口 (a) • 网络 ISOLATION BARRIER • 以太网供电 PRIMARY SIDE SECONDARY SIDE 5VIN • 中央交换 • 电信与数据通信设备 MICROCONTROLLER, DSP • 隔离数据采集系统 • −48 V分布式电源系统 • −48 V电源模块 5V_ISO ADM7160 SDA SCL 通常需通过I 2C总线并跨越隔离栅传输精密转换器数据(ADC或 DAC)。图3显示两个隔离数据采集系统。这些应用还需要隔离 LDO ADM3260 SDA isoPower AND ISOLATED I2C SCL I2C DAC AMP (b) 图3. (a)隔离式I2C ADC与放大器 (b)隔离式I2C DAC与放大器 式电源来为副边的转换器和放大器供电。 某些应用要求通道间隔离，其中每条通道都与其他所有通道隔 离，如图4所示。 ISOLATION BARRIER PRIMARY SIDE SECONDARY SIDE 5VIN 5V_ISO_1 ADM7160 MICROCONTROLLER, DSP LDO ADM3260 SDA SCL isoPower AND ISOLATED I2C SDA I2C ADC SCL AMP GND_ISO_1 5V_ISO_2 ADM7160 LDO ADM3260 SDA isoPower AND ISOLATED I2C SCL I2C ADC AMP GND_ISO_2 图4. 通道间隔离I2C ADC与放大器 4 模拟对话 第48卷第3期 在较为庞大的系统中，不同的电压域之间需要进行电平转换。 ISOLATION BARRIER 一个例子便是在电信机架式系统中的每个线路卡上隔离PMBus。 PRIMARY SIDE 图5是一款典型的电信应用，具有个线路卡，可插入到–48 V背 ADM3260 5V 板中。本应用中，隔离器对I2C逻辑信号进行电平转换操作，将其 SECONDARY SIDE 从–48 V背板转换为完全隔离式+12 V系统。 5V_ISO POWER ISOLATION 使用隔离式DC-DC电源或ADI的isoPower集成式DC-DC转换 ON/OFF 器技术可实现I2C通信链路的电源隔离。使用光耦合器或ADI的 iCoupler技术可实现信号隔离。 SIGNAL ISOLATION SDA 实现隔离式I2C接口 SDA_ISO SIGNAL ISOLATION SCL SCL_ISO 必须在原边智能器件(比如ADC或DAC)与副边处理器之间实现双 向数据传输，并且电源必须从原边传输至副边。如需隔离数据链 图6. 隔离式I2C接口 路，就必须同时隔离数据线路和电源。所有连接I2C链路的器件都 必须与I2C总线隔离，如图6所示。 ISOLATION BARRIER PRIMARY SIDE SECONDARY SIDE RTN iCoupler ADuM3200 CARD #N RSHUNT 3.3V 3.3V_ISO ADM3260 RESTART SHDN ADM1075 SDA GPI01 isoPower AND ISOLATED I2C SDA SCL −48V HOT SWAP AND DIGITAL POWER MONITOR RTN BACKPLANE −48V GPI02 PROCESSOR SCL CORE I/O ISOLATED −48V TO +12V DC-TO-DC PRIMARY SIDE ADP2311 SECONDARY SIDE RTN iCoupler ADuM3200 CARD #N+1 RSHUNT 3.3V 3.3V_ISO ADM3260 RESTART SHDN ADM1075 SDA GPI01 isoPower AND ISOLATED I2C SDA −48V HOT SWAP AND SCL DIGITAL POWER MONITOR RTN −48V GPI02 PROCESSOR SCL CORE I/O ISOLATED −48V TO +12V DC-TO-DC ADP2311 图5. –48 V应用中的PMBus信号隔离与电平转换 模拟对话 第48卷第3期 5 隔离式I2C接口挑战 这些方法是仅有的替代方案，哪怕对于I2C数据通信或其他只需 由于I2C接口是双向的，进行隔离的同时避免总线毛刺和锁定将 少量隔离式电源的应用亦是如此。 有一定难度。图7是一个基于光耦合器的接口。光耦合器是单向 的，因此每条双向I2C线路必须分割为两条单向线路。隔离一个 BOND WIRES INSULATION LAYER TRANSFORMER PLANAR COILS 完整的I2C接口需要用到4个光耦合器和几个无源器件。由此产生 的成本、PCB面积以及复杂性降低了简单的低成本双线式I2C接 口本身的价值。注意，还需要一个隔离式电源。 (a) iCoupler ISOLATION 5V 5V R1 3.3k𝛀 R2 2.2k𝛀 R3 2.2k𝛀 R4 3.3k𝛀 OPTCOUPLER IC1 D1 SDA SDA NODE1 NC 1 8 VCC ANODE 2 7 VE CATHODE 3 6 VO NC 4 5 GND SLAVE OPTCOUPLER IC2 MASTER D2 (b) OPTOCOUPLER ISOLATION 5V 5V R1 3.3k𝛀 R2 2.2k𝛀 R3 2.2k𝛀 R4 3.3k𝛀 −48V RTN 100k𝛀 SCL 1k𝛀 0.33W SCL −48VIN NODE1 SLAVE MASTER PHOTOTRANSISTOR 图8. 隔离技术比较：(a) iCoupler隔离 (b) 光耦合器隔离 OPTCOUPLER IC1 D1 LED OPTCOUPLER IC2 6.2V ZENER −48V D2 5V AUX 1𝛍F 5VOUT −48V 图7. 基于光耦合器的I2C接口 图9. 用于电源隔离器的分立式–48 V至5 V电源解决方案 隔离技术：数据和功率 为了解决这一问题，ADI开发了一款完整的全集成式解决方案， 图8比较了两种主要的隔离技术。iCoupler技术(a)使用厚膜工艺 利用微变压器跨越隔离栅实现信号和电源传输。这是对我们完善 技术构建微型片内变压器，实现2.5 kV隔离。较古老但广泛采 iCoupler技术的延伸，是一种突破性的替代方案，称为isoPower。 用的光耦合器解决方案(b)则采用发光二级管(LED)和光电二极 该方案可利用单个元件实现高达5 kV的信号与电源隔离，无需使 管。LED用于将电信号转换为光，光电二极管则用于将光转换回 用隔离式电源，大幅缩小典型I2C总线的PCB面积、缩短设计时间 为电信号。电光转换本身的低转换效率导致功耗相对较高；光电 并降低总系统成本。 二极管的慢速响应则限制其速度；而老化问题会限制其使用寿命。 通过使用晶圆级工艺制造片内变压器，则iCoupler通道能以较低 的成本相互集成，以及与其他半导体功能集成。一个例子便是集 成DC-DC转换器的热插拔双通道I2C隔离器ADM3260。iCoupler 隔离技术在很多方面克服了光耦合器所造成的限制：这些易于 使用的器件缩小整体解决方案尺寸、系统成本和功耗，同时提 升了性能和可靠性。此外，采用iCoupler技术，则性能不会因 集成DC-DC转换器的双通道I2C隔离器 图10将使用分立元件的PMBus隔离解决方案与完全集成式解决方 案进行了比较。这款分立式方案需要使用4个光耦合器进行隔离、 一个隔离式电源以及复杂的模拟电路来防止闩锁并抑制毛刺。隔离 式电源采用变压器驱动器IC来驱动分立式变压器，并与简单的整 流器和低压差调节器配合，净化隔离供电轨。该设计需要8个IC和 多个无源器件，导致接口成本上升、PCB面积增加、可靠性下降。 为电流传输比(CTR)而下降——标准光耦合器的CTR会随着时间 推移而老化——并且iCoupler是双向技术，而光耦合器技术是 集成式解决方案采用单个IC，搭配所有I2C接口都会配备的去耦 固有单向技术。 电容以及上拉电阻后，可提供完全隔离的双向I2C接口与隔离电 源。ADM3260不会产生任何毛刺和锁定问题，具有经过UL认证 不久前，在隔离端创建一个低压电源尚需使用相对较大且昂贵的 独立DC-DC转换器，或者需采用定制的分立电路，如图9所示。 6 的2.5 kV rms隔离额定值，采用20引脚SSOP封装。该器件提供双 模拟对话 第48卷第3期 向隔离式数据与时钟线路和隔离式电源，无光耦合器的尺寸、成 • UL认证 本和复杂性问题。 • 依据UL 1577，1分钟2500 V rms 该单芯片解决方案能够显著缩减隔离式I2C接口所需的成本、设 计时间和PCB面积，同时提升可靠性。该产品无需修改即可采 用3.3 V或5 V电源供电，避免采用分立式设计时所必需的设计变 更，同时提供150 mW输出功率(5 V)或65 mW输出功率(3.3 V)，可 • VDE合格证书 • IEC 60747-5-2 (VDE 0884, Part 2) • VIORM = 560 VPEAK • CSA元件验收通知#5A 用来上电ADC、DAC或隔离端的其他小系统。 PCB布局 瞬变保护 进行正确的PCB布局对于确保在实际设计中实现2.5 kV的额定隔 为了让隔离式接口能够在工业应用等恶劣工作条件下运 行，iCoupler和isoPower隔离技术提供高于25 kV/µs的共模瞬变 抗扰度。它确定原边和隔离端之间电位差上升沿和下降沿上的最 大压摆率，确保耦合到总线的瞬变信号不会损坏连接总线的器件 或破坏已传输的数据，同时增强数据链路可靠性。 离性能至关重要。主要考虑因素是逻辑端GND和总线端GND之 间的爬电距离(导线表面之间沿壳体的最短距离)和电气间隙(最 短空气距离)。ADM3260的逻辑接口不需要外部电路。输入和 输出供电引脚需要电源旁路，如图11所示。欲了解有关PCB布 局指南和电磁辐射(EMI)控制的更多信息，请参考AN-0971应用 笔记“isoPower器件的辐射控制建议”。 2.5 kV隔离保护和认证 GNDISO GNDP 该隔离解决方案的器件原边与隔离端之间隔离额定值为2.5 kV rms。 SCL2 SCL1 此隔离额定值保证电流无法从原边流入I C总线，并且耦合至总 SDA2 SDA1 2 线的电压或瞬变信号不会到达逻辑端。2.5 kV隔离保护还意味 VDDP VDDISO GNDP GNDISO ADM3260 着，可以保护逻辑端的用户与设备不受总线端的高电压或瞬变影 响。ADM3260的2.5 kV隔离额定值正在接受下列机构的认证：美 GNDP 国保险商实验所(UL)、德国电气工程师协会(VDE)和加拿大标准 PDIS 协会(CSA)。UL 1577认证要求所有器件的隔离栅都要100%经过生 产测试。ADM3260提供： GNDISO VSEL VIN VISO GNDISO GNDP BYPASS < 2mm 图11. ADM3260推荐的印刷电路板布局 ISOLATION BARRIER VCC LDO TRANSFORMATION DRIVER ON/OFF EN 5V VCC HIGH SPEED OPTO ADM3260 SDA SDA VIN GND1 ON/OFF DUAL BIDIRECTONAL BUS BUFFER DUAL BIDIRECTONAL BUS BUFFER 5V VCC 5V VISO GND2 PWREN VDD1 VDD2 SDA1 SDA2 SCL1 SCL2 HIGH SPEED OPTO (b) SCL SCL (a) 图10. 隔离式I2C设计对比：(a) 分立式解决方案 (b) 集成式解决方案 模拟对话 第48卷第3期 7 ADM3260应用与优势 决方案要求做到尺寸小、性能稳定、价格适中。通过集成芯片 ADM3260热插拔隔离器同时提供数据和电源隔离。两路无闩锁、 级变压器隔离，单芯片可实现完全隔离式I2C/PMBus数据链路， 并包含隔离式电源。热插拔、双通道I 2C隔离器ADM3260集成 双向通信通道支持完整的隔离式I2C/PMBus接口和集成式DC-DC 转换器，提供最高150 mW、3.15 V至5.25 V范围的隔离式电源。 DC-DC转换器，是一款紧凑、可靠、低成本、高性能解决方案， 拥有双向通道则无需将I C/PMBus信号分成单独的发送信号与接 可用于这些标准严苛的应用中，并显著减少电路复杂程度，大 收信号，供独立光耦合器使用。集成式DC-DC转换器能以小尺 幅缩短设计时间。 2 寸实现完整的隔离式I2C/PMBus接口。采用20引脚SSOP封装的 参考文献 ADM3260如图12所示，该器件具有5.3 mm爬电距离，工作温度 I2C数字隔离器 范围为–40°C至+105°C，千片订量报价为2.99美元/片。 数字隔离器产品选型与资源指南 除了为热插拔中央交换局线路卡提供I2C总线隔离，ADM3260还 可用来隔离恶劣工业环境下的数据采集设备、通过以太网提供电 采用isoPower技术的iCoupler产品：利用微变压器跨越隔离栅实 源和电平转换，以及用于其他各类应用中。 现信号和功率传输 结论 工业与仪器仪表、电信和医疗应用中的隔离式I2C/PMBus链路解 ISOLATION BARRIER 5VIN ADM3260 5V VCC VIN PROCESSOR GNDP GPIO SDA SCL ON/OFF SDA SCL 5V_ISO VISO VCC GNDISO VDEL PDIS VDDP VDDISO GNDP GNDISO SDA2 SDA1 SDA_ISO SCL_ISO SCL1 SCL2 SDA SCL 图12. ADM3260隔离式I2C/PMBus接口 I2C数字隔离器 产品型号 隔离额 定值 (kV rms) 最大数 据速率 (Mbps) 串行检查 串行数据 最小正 电压 最大正 电压 电源电流 (mA) 最大工作温度 (°C) 推荐用于汽车 应用 报价(美 元⁄片)1 ADM3260 2.5 1 双向 双向 3 5.5 9.5 105 – $2.99 ADUM2551 5 1 单向 双向 3 5.5 – 105 – $2.77 ADUM2250 5 1 双向 双向 3 5.5 – 105 – $3.00 ADUM1251 2.5 1 单向 双向 3 5.5 – 105 是 $2.20 ADUM1251 2.5 1 双向 双向 3 5.5 5 105 是 $2.20 1 所有报价均为1000至4999片订量的美元报价。 Maurice O’Brien Maurice O’Brien [[email protected]]于200 2年毕业于爱尔兰利默里克 该作者的其它文章： 大学，获得电子工程学士学位，毕业之后即加入ADI公司。他目前是电源管理产品 适合空间受限应用的最高 功率密度、多轨电源解决 方案 线的产品营销经理。业余时间，Maurice喜欢骑马、室外运动和旅游。 第47卷，第4期 8 模拟对话 第48卷第3期 揭开高性能多路复用数据采集系统的神秘面纱 作者：Maithil Pahchigar 简介 高通道密度数据采集系统用于医疗成像、工业过程控制、自动 具有低导通电阻的大开关通常需采用大输出电容，而每次输入 测试设备和40G/100G光通信系统可将众多传感器的信号多路复 端开关时，都必须将其充电至新电压。如果输出未能建立至新电 用至少量ADC，随后依序转换每一通道。多路复用可让每个系 压，则将产生串扰误差。因此，多路复用器带宽必须足够大，且 统使用更少的ADC，大幅降低功耗、尺寸和成本。逐次逼近 多路复用器输入端必须使用缓冲放大器或大电容，才能建立至满 型ADC——通常根据它们的逐次逼近型寄存器而称它们为SAR 量程阶跃。此外，流过导通电阻的漏电流将产生增益误差，因此 ADC——具有低延迟特性，因此适合用于要求对满量程输入阶 这两者都应尽可能小。 跃(最差情况)作出快速响应而无任何建立时间问题的多路复用系 统。易于使用的SAR ADC提供低功耗和小尺寸。本文重点讨论 ADC驱动器 与使用高性能精密SAR ADC的多路复用数据采集系统相关的关 开关多路复用器的输入通道时，ADC驱动放大器必须在指定的采 键设计考虑因素、性能结果和应用挑战。 样周期内建立一个大电压阶跃。输入可从负满量程变化到正满量 程，也可能从正满量程变化到负满量程，因此短时间内可创建大 多路复用数据采集系统挑战 输入电压阶跃。放大器必须具备较宽的大信号带宽和较快的建立 多路复用数据采集系统要求采用宽带放大器，以便驱动ADC的 时间，才能处理该阶跃。此外，压摆率或输出限流会导致非线性 满量程(FS)输入范围时可以快速建立。此外，对多路复用通道进 特征。同时，驱动放大器必须建立反冲——该反冲是由于采集周 行开关和顺序采样必须与ADC转换周期同步。相邻输入之间的 期开始时，SAR ADC输入端的充电再平衡所导致。这可能会成为 巨大电压差使这些系统易受通道间串扰的影响。为了避免产生误 多路复用系统中输入建立的瓶颈。通过降低ADC的吞吐速率可缓 差，完整的信号链(包括多路复用器和放大器)必须建立至所需精 解建立时间问题，提供更长的采集时间，从而允许放大器有充分 度——一般以串扰误差或建立误差表示。 图1显示的是一个数据采 时间建立至所需精度。 集系统框图，该系统包括多路复用器、ADC驱动器和SAR ADC。 MULTIPLEXER SENSORS R ADC DRIVER SAR ADC 其在数据手册中通常指定为1/吞吐速率。转换开始时，SAR ADC R C R 图3显示输入端发生满量程变化时，多路复用数据采集系统的时序 图。ADC周期时间由转换时间和采集时间构成(tCYC = tCONV + tACQ)， 的电容DAC与输入断开连接，且多路复用器通道可在一个较短的 C 开关延迟时间tS之后切换到下一通道。这样，便可有尽可能多的时 C 间来建立至选定通道。为了保证最大吞吐速率下的性能，多路复 图1. 多路复用数字采集系统框图 用系统中的所有元器件都必须在多路复用器切换和采集时间结束 之间这段时间内完成ADC输入端的建立。多路复用器通道开关必 多路复用器 多路复用器的快速输入切换和宽带宽性能是实现高性能的关键。 多路复用器的开启或关断时间表示应用数字控制输入与输出超过 须与ADC转换时间正确同步。多路复用系统可实现的吞吐速率等 于单一ADC吞吐速率除以采样通道数。 t CYC VOUT 90%之间的延迟，如图2所示。 START OF CONVERSATION VDD CNV t CONV VIN VS1 D VSN RL VIN EN GND CL ADC PHASE 50% VOUT ACQUISITION N CONVERSION N tACQ ACQUISITION N+1 CONVERSION N+1 ACQUISITION N+2 50% 90% +FS 90% MUX CHANNEL SWITCHING VOUT tON −FS tOFF +FS tS KICKBACK 图2. 典型多路复用器的开关时间 当多路复用器切换通道时，在其输入端会产生电压毛刺或反冲。 KICKBACK −FS ADC INPUT −FS INPUT SETTLING TIME SETTLING TIME CHANNEL IN SETTLING TIME CHANNEL IN+1 SETTLING TIME CHANNEL IN+2 图3. 多路复用数据采集系统典型时序图 该反冲与开启和关断时间、导通电阻以及负载电容成函数关系。 模拟对话 第48卷第3期 9 多路复用器输入端的RC滤波器 有助于减少来自AD7960容性DAC输入端的反冲，并限制进入 某些设计人员使用低输出阻抗缓冲器处理来自多路复用器输入端 AD7960输入端的噪声。 的反冲。SAR ADC的输入带宽(几十MHz)和ADC驱动器的输入带 四通道2:1 CMOS多路复用器ADG774具有快速开关速度(tON = 7 ns， 宽(几十到几百MHz)高于采样频率，且所需的输入信号带宽通常 tOFF = 4 ns)、低导通电阻(RON = 2.2 Ω)、宽带宽(f–3dB = 240 MHz) 为几十到几百kHz范围内，因此多路复用器输入端可能需使用RC 以及低功耗(5 nW)，是便携式和电池供电型仪器仪表的理想之 抗混叠滤波器，以防干扰信号(混叠)折回目标带宽，并缓解建立 选。ADG774的输入端连接5 V固定基准电压源和地，从而输出应 时间问题。每个输入通道使用的滤波器电容值都应根据下列权衡 从正满量程摆动到负满量程。图5显示典型的导通电阻与输入电压 条件仔细选择：大电容有助于衰减来自多路复用器的反冲，但大 关系曲线，该曲线输入电压范围为完整的0 V至5 V模拟输入，温 电容也会降低之前放大器级的相位裕量，使其不稳定。对于高Q、 度范围为–40°C至+85°C。该性能水平可确保快速开关信号时拥有 低温度系数以及各种电压下电气特性稳定的RC滤波器，建议采用 出色的线性度和低失真性能。 C0G或NP0类电容。应选用合理的串联电阻值，以保持放大器稳 ADG774的输出连接至高输入阻抗放大器级。ADA4899-1高速运 定并限制其输出电流。电阻值不可过高，否则多路复用器反冲后 算放大器具有超低噪声(1 nV/√Hz)和超低失真(−117 dBc)、600 MHz 放大器将无法对电容再充电。 带宽以及310 V/µs压摆率性能。 该器件采用+7 V和−2.5 V电源 多路复用数据采集信号链 供电，具有足够的裕量实现低系统噪声和失真。如图6所示，在 图4显示多路复用数据采集系统的简化信号链。采用ADG774 2 V p-p输入信号时，放大器的0.1%建立时间为50 ns，是驱动 CMOS多路复用器来选择两个差分通道之一。若要评估此系统， AD7960的理想之选。 可连续开关ADG774的正负差分输入，以产生满量程阶跃。两个 精密差分ADC AD7960具有同类一流的噪声和线性度性能，无延 超低失真运算放大器ADA4899-1缓冲多路复用器输出，并驱动 迟或流水线延迟，提供高精度(18位分辨率、±0.8 LSB INL、99 dB 18位、5 MSPS PulSAR® ADC AD7960。RC滤波器(33 Ω/56 pF) SNR和–117 dB THD)、快速采样(5 MSPS)、低功耗和低成本特性。 ADP7102 +12V +5V ADP7104 ADP2300 +7V −VS=−2.5V ADP124 +5V_REF +5V +7V 0.1𝛍F ADR4550 +5V +12V WALL-WART AD8031 USB PORT +1.8V 10𝛍F S2A D2 S2B REFIN REF VDD1 VDD2 VIO 56pF IN+ −VS CNV± AD7960/AD7961 IN− S3A D3 S3B S4A +7V D± DCO± GND CLK± VCM SPARTAN-6 FPGA XC6SLX25 DSP BF522 LVDS INTERFACE EVAL-SDP-H1 +2.5V 33𝛀 D4 100𝛀 100𝛀 D1 100𝛀 33𝛀 S1A S1B 100𝛀 +5V_REF PC POWER SUPPLY +VS S4B 56pF 1 OF 2 DECODER EN IN −VS GND MUX CONTROL +5V/GND 图4. 多路复用数据采集系统简化信号链 3.0 1.5 0.3 1.0 0.2 2.5 +85°C 0.5 VOLTAGE (V) RON (𝛀) 2.0 +25°C 1.5 −40°C 0 0 OUTPUT –0.1 G = +1 VS = ±5V RL= 1k𝛀 –1.0 0.5 –1.5 0 1.25 2.5 3.75 VS SOURCE VOLTAGE (V) 图5. ADG774导通电阻与输入电压的关系 10 ERROR –0.5 1.0 0 0.1 INPUT 5 0 25 50 75 TIME (ns) 100 125 OUTPUT SETTINGS (%) VDD=5V –0.2 –0.3 150 图6. ADA4899-1典型建立时间 模拟对话 第48卷第3期 该器件采用+5 V (VDD1)和+1.8 V(VDD2和VIO)电源供电，以回 250k 波时钟模式转换时的功耗仅为46.5 mW (5 MSPS)。其内核功耗随 200k 吞吐速率线性变化，因此非常适合低功耗、高通道密度应用。可 以利用低噪声LDO(比如ADP7104和ADP124)产生5 V和1.8 V电源。 150k 该ADC的满量程差分输入范围通过外部基准电压源设为5 V或 100k 4.096 V。若要充分利用动态范围，则输入信号必须从0摆动到 VREF。在该信号链中，5 V基准电压由高精度(±0.02%最大初始 50k 误差)、低功耗(950 μA最大工作电流)基准电压源ADR4550提供， 该基准电压源具有出色的温度稳定性和低输出噪声。轨到轨运 算放大器AD8031缓冲外部基准电压。该器件具有大容性负载稳 0 1 4 7 10 13 16 19 22 25 28 31 34 37 40 43 46 49 52 55 58 61 64 图8. AD7960输出显示ADG774在每16次转换过后开关 定性，可驱动去耦电容，以便最大程度降低瞬态电流引起的尖 这一开关时间延迟必须大于ADC的1.6 ns孔径延迟。ADC输入端 峰。AD8031适合从宽带宽电池供电系统到低功耗、高器件密度、 测得的信号显示来自AD7960中容性DAC的反冲约为1 V p-p(图7， 高速系统的各种应用。 红色高亮部分)。为了确保输出完全建立，工作速率为5 MSPS时， AD7960数字接口采用低压差分信号(LVDS)，具有自时钟模式和 回波时钟模式，提供ADC和数字主机之间高达300 MHz(CLK± 和D±)的高速数据传输。LVDS接口允许多个器件共享时钟，从 而降低数字线路的数量，并简化信号路由。相比并行接口它具有 更低的功耗，因此在多路复用应用中尤为有用。 驱动放大器必须在下一次转换开始前建立此瞬态，即大约80 ns采 样时间内。以较低的吞吐速率运行ADC可让该反冲有更多的采集 时间去建立，从而多路复用器输入通道之间的串扰误差更低，同 时满量程阶跃建立时间性能更佳。 多路复用器输入端测得的信号还显示出来自通道开关的反冲。多 AD7960在转换开始后大约115 ns内返回采集模式，采集信号的时 间约为200 ns总周期时间的40%。这一相对较长的采集时间减轻了 放大器的带宽负担并降低了建立时间要求，使得差分输入更易于 驱动。5 MSPS吞吐速率允许多个通道以高扫描速率进行多路复用， 路复用器输入端的缓冲放大器有助于建立该反冲。若由于成本或 空间等原因无法使用输入缓冲放大器，则可在输入端添加一个经 过优化的RC滤波器，以降低反冲和串扰的影响。多路复用器输入 端使用的RC滤波器值会影响信号链的总噪声和建立时间。 当多路复用器静止时，AD7960运行在5 MSPS最大吞吐速率下 因此高通道数系统所需的ADC数量更少。 转换期间，AD7960的静态时间要求为90 ns至110 ns，期间多路 复用器输入不可切换。 因此，为了避免破坏正在进行中的转换， 必须在CNV±起始信号上升沿后不足90 ns或超过110 ns时切换外 部多路复用器。如果在此静态期间切换模拟输入，则最多可破坏 15 LSB的当前转换。应当尽可能早地切换模拟输入，从而有尽可 能多的时间来摆动满量程信号并建立输入。 的数据采集系统输出离开正常满量程约14 LSB，可表示系统的 总增益和失调误差。对于大多数应用而言，该多路复用器开关 时，ADA4899-1驱动放大器有助于在可以接受的通道间串扰误 差范围内使输出建立至正和负满量程。输出误差与吞吐速率成 指数关系，并在5 MSPS时达到0.01%最大值，如图9所示。较低 吞吐速率下的零串扰误差表示ADC输出在第一次转换期间建立 至其最终值。 0.010% +5 V之间开关大约10 ns，如图7所示。这样会产生满量程差分阶 0.009% 跃，因此ADC输出从负满量程变为正满量程，如图8所示。 200ns 4 CNV+ 2 ±FS CROSSTALK ERROR (%) 每16次转换之后，多路复用器将在CNV±上升沿过后，于–5 V和 0.008% 0.007% 0.006% 0.005% 0.004% 0.003% 0.002% 0.001% MUX CONTROL 0 1 ADC INPUT +FS −FS 100 0 1k 2k 3k THROUGHPUT (kSPS) 4k 5k 图9. 串扰误差与吞吐速率的关系，以满量程幅度的百分比表示 3 CH1 1.00V CH2 1.00V CH3 200mV CH4 2.00V M40.00ns A CH1 T 1.24171ms 1.56V 图7. 示波器曲线显示来自内部CAP DAC的反冲 如图10所示，1 V p-p (满量程的10%)时，相对于满量程的串扰 误差不足0.001%，并且随差分输入幅度成线性变化关系。相对 于阶跃幅度的串扰误差在整个输入范围内几乎是平坦的，并且 总是不足0.01%。 模拟对话 第48卷第3期 11 大幅降低成本、功耗和封装尺寸。这有助于设计人员应对高通道 0.010% CROSSTALK ERROR (%) 密度系统中经常遇到的空间、散热、功耗和其他重要设计挑战。 % OF STEP 0.008% 出色的线性度和低噪声性能可提升计算机断层扫描(CT)和数字X 0.006% 射线(DXR)应用中的图像质量。在高采样速率下将众多通道切换 至较少的ADC可提供更短的扫描周期，同时降低暴露在X射线下 % OF FULL-SCALE 0.004% 的剂量，从而实现精确、成本合理的诊断以及更佳的患者体验。 在CT扫描仪中，每通道使用一个积分器和采样保持电路连续捕 0.002% +FS −FS 0 0 2 4 6 8 10 ADC DIFFERENTIAL INPUT SIGNAL (Vpp) 获像素电流，并将输出多路复用至高速ADC。低噪声模拟前端 12 图10. 串扰误差与差分输入信号的关系 该多路复用信号链在噪声与建立时间之间取得了最佳平衡，具有 最优性能。这些结果表明，建立大电压阶跃、从ADC输入端反冲 以及在多路复用操作中降低串扰误差幅度时需要用到宽带宽、快 速建立放大器。 将来自每个像素的小电流转换为大电压，然后再将电压转换为 能够处理的数字数据。 多路复用医疗成像系统——特别是CT和DXR——指定相邻像素的 典型像素间串扰误差为±0.1%，而非相邻像素的误差为±0.01%。 本文所示结果表明，本多路复用信号链在最大吞吐速率和满量程 范围内产生的串扰误差仍处于可接受的限值之内。 多路复用数据采集系统布局考虑因素 印刷电路板(PCB)布局对于保持信号完整性以及实现信号链的预期 性能至关重要。图11所示为69 mm × 85 mm四层评估板的顶视图。 在电路板上进行独立元器件和各种信号路由布局时必须十分仔细。 本例中，输入信号从左至右进行传递。 ADC的全部电源和基准电 压源引脚都必须采用电容去耦；电容应靠近DUT放置，并使用短 而宽、低阻抗的走线进行连接，以便为高频电流提供路径、最大 程度降低EMI的影响并减少电源线路上的毛刺效应。 数据手册中 建议的典型值为10 μF和100 nF。多路复用器、放大器以及ADC的 图11. 多路复用数据采集系统评估板顶层 输入和输出引脚之下的接地层和电源层应予以移除，以避免产生 干扰寄生电容。器件的裸露焊盘应使用多个过孔直接焊接到PCB 的接地层上。将敏感模拟部分与数字部分相隔离，同时使电源电 结论 路远离模拟信号路径。快速开关信号(比如CNV±或CLK±)不应靠 高性能、高通道密度、多路复用数据采集系统要求具备可靠的性 近或越过模拟信号路径，以防噪声耦合至ADC。 能、灵活的功能以及高精度，同时还要满足功耗、空间和散热要 求。本文提供根据关键设计考虑因素来选择多路复用信号链元器 多路复用数据采集应用 件以实现预期性能的指南，以及如何在吞吐速率、建立时间和噪 工业自动化和医疗成像中使用的高性能、多通道数据采集系统要 声之间进行权衡取舍。该信号链可实现最优性能，满量程范围内 求具有宽带宽、高精度和快速采样性能——所有这一切都必须通 的5 MSPS串扰误差不超过0.01%。 过小尺寸、低成本器件实现。18位AD7960和16位AD7961具有 5 MSPS吞吐速率，允许更多通道多路复用至更少的ADC，同时 Maithil Pachchigar [[email protected]]是位于马萨诸塞州威明顿的ADI Maithil Pachchigar 高精度转换器业务部门的应用工程师。他于2010年加入ADI公司，为工业、仪表、医 该作者的其它文章： 疗和能源行业的客户提供高精度ADC产品技术支持。自2005年以来，Maithil一直在 高性能数据采集系统 增强数字X射线和MRI 的图像 半导体行业工作，并已发表多篇技术文章和应用笔记。他于2006年获得圣何塞州立 大学电气工程硕士学位，并于2010年获得硅谷大学MBA学位。 第47卷，第4期 12 模拟对话 第48卷第3期 精密模拟控制器优化高效率锂离子电池制造 作者：廖文帅和Luis Orozco 节能和环保在我们的日常生活中扮演着重要的角色；而随着价格 电气测试通常使用1 C充电电流和0.5 C放电电流，这样每次循环依 亲民的混合动力汽车和电动汽车的发布，人们的这些意识进一步 然需要一小时的电池充电时间和两小时放电时间，且一个典型的 得到了提高。这两项技术均使用大量充电电池，其中高品质、高 测试序列包括多个充放电周期。 功率的锂离子电池单元代表了目前为止最佳的解决方案。这些电 化成和电气测试具有严格的精度规格，电流和电压控制在±0.05% 池广泛用于笔记本电脑、手机、数码相机、摄像机和其他便携式 以内。作为比较，为便携式设备(比如手机和笔记本电脑)的电池 设备中，但生产效率并未成为一个主要问题，因为这些电池的容 充电时，精度可能仅为±0.5% (电压)和±10% (电流)。图2显示典 量较低，通常为每单元或每组低于5 安时(Ah)。一个典型的电池 型的锂离子充放电曲线。 组由不到一打的电池单元组成，因此匹配也不是什么重要问题。 1.25 5 CC CHARGE BEGINS 实现节能的一种方法是在非高峰时段储存电能，补充高峰时候的 1.00 用电需求。用于车辆或电能存储的电池具有高得多的容量，通常 TRANSITION FROM CC TO CV 4 单元，重达450 kg。由于这个原因，电池生产需要制造速度更快、 效率更高以及控制更精确以满足市场的价格需求。 0.75 3 0.50 2 0.25 锂离子电池制造概述 图1显示锂离子电池制造过程。下线调理步骤中的电池化成和测 0 试不仅对电池寿命和品质产生极大影响，还是电池生产工艺瓶颈。 0.1 C (C是电池容量)电流，因此一次完整的充放电循环将需要20 1 2 3 TIME (Hours) 4 5 0 图2. 典型锂离子电池充放电曲线 就目前的技术来说，必须在电池单元级完成化成，这可能需耗时 数小时甚至数天，具体取决于电池化学特性。在化成时通常采用 1 CC CHARGE ENDS 0 VOLTAGE (V) 的。例如，某种型号的电动汽车采用大约6800个18650锂离子电池 CURRENT (A) 为几百Ah。这是通过大量小型电池单元或一些高容量电池来实现 线性或开关化成及测试系统 选择制造方法时，需考虑到的最重要因素是功效、系统精度和成 小时。化成可占到电池总成本的20%至30%。 本。当然，其他因素——比如小尺寸和易于维护——也十分重要。 为满足电池制造中的高精度要求，系统设计人员原来会采用线性 ELECTRODE PRODUCTION STACK/JELLY-ROLL CONSTRUCTION CELL ASSEMBLY END-OF-LINE CONDITIONING • SLURRY MIXING • COATING • DRYING • CALENDERING • SLITTING/CUTTING • WINDING/STACKING • JOINTING TABS, TERMINALS • ELECTROLYTE FILLING • SEALING • FORMATION • AGING • ELECTRICAL TESTING 电压调节器；这样做可以轻松满足精度要求，但效率较低。用在 低容量电池生产可能是一个较好的选择，但某些制造商依然可以 采用开关技术来凸显他们的优势。最终决策将是效率、通道成本 和电流之间的取舍。原则上讲，开关技术能够以相同的单通道成 本为容量超过3 Ah电池单元提供更高的效率。表1显示各类电池单 元的功率容量和最终用途。 图1. 锂离子电池制造过程 表1. 线性和开关系统对比 电池尺寸 小 中 大 容量(Ah) 小于2 10至15 30至100 手机、数码相机、摄像机 笔记本电脑 HEV、EV、滑板车 ~512 ~768 16至64 较低温度和时间漂移 随温度和时间变化的精度 较高 随温度和时间变化的精度最高 均流功能 线性 效率较低 线性或开关 开关是趋势 开关；效率较高 能源循环利用 应用 通道数 技术要求 测试仪拓扑 模拟对话 第48卷第3期 13 为了以更低的成本更快地生产电池，系统在化成和测试阶段使用 图3显示可实现电能循环的典型开关拓扑。各电池单元之间(红色 了成百上千的通道，其测试仪拓扑取决于系统的总能源容量。测 路径)或各电池单元之间的直流链路总线(绿色路径)可实现电能的 试仪中的大电流会导致温度大幅上升，增加随时间推移而维持高 循环利用，也可将其返回电网(紫色路径)。这些灵活的高效率设计 测量精度和可重复性的难度。 可降低生产成本，并获得90%以上的效率。 在放电阶段，保存的电能必须要有地方能够输出。一个解决方法 虽然这项技术具有很多好处，但也存在一些技术难题。电压和电 是把电池放电到阻性负载，将电能转化为热能而浪费。一个更好 流控制环路速度必须足够高，并且必须能随时间和温度的变化保 的解决方案是循环使用这些电能，通过精密控制电路将电流从放 持高精度。使用空气冷却或水冷却会有所帮助，但采用低漂移电 电电池单元馈入另一组充电电池单元中。这项技术可以显著提高 路更为重要。该系统包括开关电源，因此必须以合理的成本抑制 测试仪效率。 电源纹波。另外最大程度缩短系统校准时间也很重要，因为系统 一般而言，通过每个电池单元的直流总线和双向PWM转换器，可 实现电能平衡。直流总线电压与特定系统有关，电压值可以是 12 V、24 V甚至高达350 V。对于同样的电量而言，由于存在导 通电阻，较低的电压总线具有较高的电流和较高的损耗。较高的 电压会产生安全性方面的额外担忧，并且需要使用成本高昂的电 关断进行校准时不会产生收益。 控制环路设计：模拟或数字 每个系统都提供一个电压控制环路，还有一个电流控制环路，如 图4所示。对于汽车中使用的电池单元，汽车加速时需要快速斜升 电流，因此测试时必须对其进行仿真。快速变化速率和宽动态范 源和隔离电子器件。 AC/DC 220VAC TO 380VAC PFC DC-TO-DC DC LINK CHARGER/DISCHARGER LI-BATTERY CELL CHARGER/DISCHARGER LI-BATTERY CELL CHARGER/DISCHARGER LI-BATTERY CELL 图3. 利用电源循环功能切换系统 VOLTAGE LOOP POWER MANAGEMENT HV DRIVER ISET I AMP CURRENT LOOP COMPENSATION NETWORKS LEVEL SHIFTER V AMP COMPENSATION NETWORKS VSET 图4. 电池制造系统中的控制环路 14 模拟对话 第48卷第3期 围让电流控制环路的设计变得十分棘手。 分，ADC精度决定了系统的整体精度，因此选择高速、低延迟、 低失真的ADC很重要，比如6通道、16位、250 kSPS AD7656。 一个系统需要四个不同的控制环路，这些环路可在模拟域或数字 域中实现：恒流(CC)充电、CC放电、恒压(CV)充电和CV放电。 在多通道系统中，每个通道一般要求使用一个微控制器和一组专 需干净地切换CC和CV模式，无毛刺或尖峰。 用ADC。微控制器处理数据采集、数字控制环路、PWM生成、 控制和通信功能，因此它必须具有非常高的处理能力。此外，由 图5显示数字控制环路的框图。微控制器或DSP连续采样电压和电 于处理器必须处理多个并行任务，PWM信号中的抖动可能会引起 流；数字算法决定PWM功率级的占空比。这种灵活的方式允许进 问题，尤其是PWM占空比较低时。作为控制环路的一部分，微处 行现场升级和错误修复，但有一些缺点。ADC采样速率必须超过 理器会影响环路带宽。 环路带宽的两倍，大部分系统采样速率为环路带宽的10倍。这意 味着，双极性输入ADC必须工作在100 kSPS，才能采用单个转换 图6中的电池测试系统采用模拟控制环路。两个DAC通道控制CC 器和分流电阻涵盖充电和放电模式。某些设计人员在速度和精度 和CV设定点。AD8450/AD8451用于电池测试与化成系统的精密 更高的系统中采用16位、250 kSPS ADC。作为控制环路的一部 模拟前端和控制器可测量电池电压和电流，并与设定点进行比 CHARGING Q1 L1 RS Q2 HV MOSFET DRIVER PWM GENERATOR DIGITAL CONTROL ALGORITHMS CC CHARGE ADC1 CV CHARGE CALIBRATION BATTERY OR BATTERY PACK DISCHARGING DC BUS CC DISCHARGE CV DISCHARGE ADC2 DSP OR MICROCONTROLLER SYSTEM PROCESSOR 图5. 数字控制环路 模拟对话 第48卷第3期 15 较。CC和CV环路决定MOSFET功率级的占空比。模式从充电变 此针对多个通道可采用低成本DAC。此外，单个处理器只需控 为放电后，测量电池电流的仪表放大器的极性反转，以保证其输 制CV和CC设定点、工作模式和管理功能，因此它能与很多通道 出为正，同时在CC和CV放大器内部切换可选择正确的补偿网络。 实现接口。处理器不决定控制环路性能，因此并不要求高性能。 整个功能通过单引脚利用标准数字逻辑控制。 ADP1972 PWM发生器使用单引脚控制降压或升压工作模式。模 在此方案中，ADC监测系统，但它不属于控制环路的一部分。扫 拟控制器和PWM发生器之间的接口由不受抖动影响的低阻抗模 描速率与控制环路性能无关，因此在多通道系统中，单个ADC 拟信号构成；而抖动会使数字环路产生问题。表2显示模拟环路 可测量大量通道上的电流和电压。对于DAC而言同样如此，因 相比数字环路如何提供更高的性能和更低的成本。 MULTIPLE CHANNELS CHARGING L1 RS Q2 DL CHG/DIS VINT ADP197X VSET VMEA SETTING BUCK OR BOOST PWM GENERAOR FAULT PGDA OVP/ OCP EN CC/CV TRANS AD845X COMP- COMP SCFG CLOCK 4.0V AGND CS SS AD7175 CC LOOP VCLx SYNC FREQ VVE CV LOOP DMAX LDO VMEA VREG VCC VEE CL AD5689R (A) IMEA DH VCC COMPENSATION NETWORKS CV HV MOSFET DRIVER MUX Q1 DC BUS BATTERY OR BATTERY PACK DISCHARGING BUF CURRENT SHARING PGIA ISET IMEA IVE MODE COMPENSATION NETWORKS CV VINT AD5689R (B) SYSTEM PROCESSOR 图6. 模拟控制环路 表2. 模拟和数字控制环路比较 数字解决方案 模拟解决方案 模拟优势 随放大器、ADC、微处理器而变 20 kHz，250 kSPS ADC 取决于放大器 1.5 MHz(AD845x，G = 26) 更快地控制 0.05%或更差； 具体取决于ADC和算法 0.04%或更佳；具体取决于AD845x 更高精度 具体取决于算法和微处理器速度； 有低频抖动 高达300 kHz；具体取决于 干净的PWM输出 成本较低的电源解决方案 在资源和降压/ 升压开关频率之间权衡取舍 90%+；芯片组无限制 更高的效率 功率电子 器件 大尺寸、高成本元器件 小尺寸、低成本元器件 尺寸更小、成本更低 转换器共用 无；高成本，专用器件 双极性输入ADC 有；多通道，低电压 单极性ADC 成本更低 高成本ADC和功率电子器件 大量软件投入 低成本ADC和功率电子器件 无需软件 硬件、校准和运作成本更低； 性能更高 环路带宽 精度 开关频率 能效 整体解决 方案 16 模拟对话 第48卷第3期 特定温度范围内的系统精度 度范围)。电流检测放大器的失调电压漂移最大值为0.6 μV/°C， 校准可除去大部分初始系统误差。余下的误差包括：放大器 因而10°C温度偏移将产生6 μV失调，或者100 ppm满量程误差。 CMRR、DAC (用于控制电流和电压设定点)非线性和温度漂移造 成的误差。制造商指定的温度范围各有不同，但最常见的是25°C ±10°C，本文即以此为例。 最后，电流检测放大器的增益漂移最大值为3 ppm/°C，而总漂 移为30 ppm (10°C范围内)。检测电阻漂移为15 ppm/°C，因此 总共增加150 ppm增益漂移(10°C范围内)。表3总结了这些误差 本设计中使用的电池，完全放电后电压为2.7 V，完全充电后电压 源，它们产生的总满量程误差不足0.04%。该误差的很大一部分 为4.2 V；使用5 mΩ分流电阻的满量程电流为12 A；用于AD8450 来源于分流电阻，因此必要时可以采用漂移值较低的分流电阻， 的电流检测放大器的增益为66；用来测量电池电压的差动放大器 以改善系统精度。 增益为0.8。 类似地，对于电压输入而言，2 LSB DAC INL相当于折合到5.12 V 总系统误差中，电流检测电阻漂移占了相当一部分。Vishay大金 满量程输入的31 ppm误差。若电池电压在2.7 V和4.2 V范围内变 属电阻；器件型号：Y14880R00500B9R，最大温度系数为 化，那么差动放大器的78.1 dB CMRR将产生187 μV失调误差，或 15 ppm/°C，可减少漂移。AD5689双通道、16位nanoDAC+™数 者36.5 ppm满量程误差。来自CMRR漂移的额外误差远低于1 ppm， 模转换器，最大INL额定值为2 LSB，可降低非线性度。ADR4540 可以忽略。 4.096 V基准电压源，最大温度系数额定值为4 ppm/°C，是在电流 和电压设定点之间进行取舍后的理想选择。经电流检测放大器以 66倍衰减后，DAC INL会使满量程误差增加约32 ppm，基准电 压源引入的增益误差为40 ppm。 差动放大器的失调漂移为5 μV/°C，或者10 ppm满量程误差(10°C 范围内)。差动放大器的增益漂移为3 ppm/°C，或者30 ppm (10°C 范围内)。基准电压漂移为40 ppm (10°C范围内)。总电压误差最 大值为0.015%，如表4所总结。 电流检测放大器在增益为66时的CMRR最小值为116 dB。如果系 统针对2.7 V电池进行校准，则4.2 V电池将产生40 ppm满量程误 差。此外，CMRR变化为0.01 μV/V/°C，或者0.1 μV/V (10°C温 实现高精度电流测量要比高精度电压测量困难得多，因为信号电 平更小而动态范围更宽。分流电阻和仪表放大器失调漂移随温度 产生的误差最大。 表3. 10ºC范围内的电流测量误差 误差源 AD5689R INL 误差 单位 31 ppm FS AD8450 CMRR 40 ppm FS AD8450失调漂移 100 ppm FS 3 ppm FS AD8450 CMRR漂移 总失调误差 174 ppm FS ADR4540A漂移 40 ppm读数 AD8450增益漂移 30 ppm读数 分流电阻漂移 150 ppm读数 总增益漂移 220 ppm读数 0.039 % FS 总误差 表4. 10ºC范围内的电压测量误差 误差源 误差 单位 AD5689R INL 31 ppm FS AD8450 CMRR 36 ppm FS AD8450失调漂移 10 ppm FS 可忽略 ppm FS AD8450 CMRR漂移 总失调误差 77 ppm FS ADR4540A漂移 40 ppm读数 AD8450增益漂移 30 ppm读数 总增益漂移 70 ppm读数 0.015 % FS 总误差 模拟对话 第48卷第3期 17 减少校准时间 均流控制 系统校准时间可达每通道数分钟，因此减少校准时间便可降低制 AD8450支持方便的纯模拟均流，是结合多通道实现高容量电池化 造成本。若每通道需3分钟，则96通道系统便需要4.8小时来执行 成和测试的快速、高性价比之选。例如，可以利用一个5 V、20 A 校准。电压和电流测量路径有所不同，因为电流极性会发生改 单通道设计，三个相同的通道均流后可产生5 V、60 A系统。采 变，且失调和增益误差在各种模式下均有所不同，因此需单独 用AD8450和一些无源器件即可实现均流总线和控制电路。与单 校准。若没有低漂移元件，就必须针对每一个模式进行温度校 通道设计相比，这是一种高性价比方式，因为可以使用低成本 准，导致校准时间非常长。 功率电子器件，无额外开发时间。 详情可参见AD8450数据手册。 当AD845x在充电和放电模式之间切换时，内部多路复用器将在 到达仪表放大器和其他信号调理电路之前改变电流极性。因此， VOUT 仪表放大器将始终获得相同的信号，无论处于充电还是放电模 式，且增益误差在两种模式下均相同，如图7所示。多路复用器 的电阻在充电和放电两种模式下不同，但仪表放大器的高输入阻 抗使得此误差可忽略不计。 IDEAL ACTUAL SLOPE R SLOPE L 从系统设计角度而言，两种模式下具有相同的失调和增益误差意 味着单次校准可消除充电和放电模式下的初始误差，使校准时间 OFFSET L 减半。此外，AD845x具有极低漂移，对其进行单次室温校准即 OFFSET R 可，无需在不同温度下进行校准。考虑到整个系统寿命期间所需 VIN 的校准，节省的时间可转化为成本的大幅下降。 OFFSET VOLTAGE AND SLOPE ARE DIFFERENT IN TRADITIONAL SOLUTION 减少纹波 从线性拓扑转换到开关拓扑后，系统设计人员面临的问题之一是 VOUT VOUT 电压和电流信号中的纹波。每一个开关电源系统都会产生一些纹 波，但在高效率、低成本要求的PC和其他大用量电源管理应用中 IDEAL 稳压器模块的推动，技术变革非常快。精心设计电路和PCB布局， ACTUAL 可以减少纹波，使得开关电源可以为一个16位ADC供电而不会降 SLOPE R SLOPE L 低其性能，详见AN-1141应用笔记 用开关稳压器为双电源精密 IDEAL ACTUAL SLOPE SLOPE ADC供电。此外，ADP1878同步降压控制器数据手册提供有关高 功率应用的更多信息。大部分开关电源使用单级LC滤波器，但若 OFFSET L OFFSET R OFFSET 需要更佳的纹波和更高的系统精度，则双级LC滤波器将有所帮助。 VIN OFFSET VOLTAGE AND SLOPE ARE DIFFERENT IN TRADITIONAL SOLUTION VIN OFFSET VOLTAGE AND SLOPE ARE THE SAME IN AD845x 图7. AD845x在充电和放电模式下具有相同的失调和斜率 (后接第22页) 18 模拟对话 第48卷第3期 了解开关调节器的输出，加快电源设计 作者：Aldrick S. Limjoco 简介 频域测量 最大程度降低开关调节器的输出纹波和瞬变十分重要，尤其是为 对电源工程师而言，测量不需要的输出信号时，考虑频率域是非 高分辨率ADC之类噪声敏感型器件供电时，输出纹波在ADC输出 常有用的，它能提供一种更好的视角，了解输出纹波及其谐波位 频谱上将表现为独特的杂散。为避免降低信噪比(SNR)和无杂散 于哪些离散频率，以及各自对应哪些不同的功率水平。图2显示的 动态范围(SFDR)性能，开关调节器通常以低压差调节器(LDO)代 是一个频谱的例子。这类信息可帮助工程师确定所选开关调节器 替，牺牲开关调节器的高效率，换取更干净的LDO输出。了解这 是否适合其宽带RF或高速转换器应用。 些伪像可让设计人员成功将开关调节器集成到更多的高性能、噪 声敏感型应用中。 若要进行频率域测量，可在输出电容两端连接一个50 Ω同轴电缆 探针。信号通过隔直电容，终止于频谱分析仪输入端的50 Ω端接 本文介绍测量开关调节器中的输出纹波和开关瞬变的有效方法。 电阻。隔直电容可阻止直流电流穿过频谱分析仪，避免直流负载 对这些参数的测量要求非常仔细，因为糟糕的设置可能会导致 效应。50 Ω传输环境可以最大限度减少高频反射和驻波。 读数错误，示波器探针信号和接地引线形成的环路会导致产生 寄生电感。这样会增加与快速开关瞬变有关的瞬变幅度，因此 必须保持较短的连接、有效的方法以及宽带宽性能。此处，采 用ADP2114双通道2 A/单通道4 A同步降压DC-DC转换器，演示 测量输出纹波和开关噪声的方法。 这款降压调节器具有高效率， 开关频率最高可达2 MHz。 输出电容是输出纹波的主要来源，因此测量点应该尽可能靠 近。从信号尖端到接地点的环路应该尽可能比较小，以便尽量 减少可能影响测量结果的额外电感。图2显示频域的输出纹波和 谐波。ADP2114在指定工作条件下，于基频处产生4 mV p-p输 出纹波。 –30 –40 输出纹波和开关瞬变取决于调节器拓扑以及外部元器件的数值与 –50 特性。输出纹波是残余交流输出电压，与调节器的开关操作密切 相关。其基频与调节器的开关频率相同。开关瞬变是在开关转换 过程中发生的高频振荡。它们的幅度以最大峰峰值电压表示，该 值很难精确测量，因为它与测试设置高度相关。图1显示输出纹 波和开关瞬变示例。 OUTPUT RIPPLE (dBm) 输出纹波和开关瞬变 RIPPLE LEVEL –60 –70 HARMONICS –80 –90 –100 OUTPUT RIPPLE PEAK-TO-PEAK OUTPUT RIPPLE PLUS SWITCHING TRANSIENTS PEAK-TO-PEAK –110 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 FREQUENCY (MHz) 图2. 采用频谱分析仪的频域图 图1. 输出纹波和开关瞬变 输出纹波考虑因素 时域测量 调节器的电感和输出电容是影响输出纹波的主要元件。较小的 采用示波器探针时，不用长接地引线可避免形成接地环路，因 电感会产生更快的瞬变响应，但代价是电流纹波更大；而较大 为信号尖端和长接地引线形成的环路会产生额外电感和较高的 的电感会让电流纹波更小，相应的代价就是瞬变响应较慢。采 开关瞬变。 用低有效串联电阻(ESR)的电容可最大程度减少输出纹波。 带电 测量低电平输出纹波时，使用1×无源探针或50 Ω同轴电缆，而 介质X5R或X7R的陶瓷电容是一个不错的选择。通常使用大电容 非10×示波器探针，因为10×探针会使信号衰减10倍，从而使低 来降低输出纹波，但输出电容的尺寸和个数却是以牺牲成本和 PCB面积得来的。 模拟对话 第48卷第3期 19 电平信号降为示波器本底噪声。图3显示的是次优探测方法。图 4显示采用500 MHz带宽设置时的波形测量结果。高频噪声和瞬 变属于长接地引线形成的环路所造成的测量假信号，并非开关 1 调节器所固有。 2 CH1 5.00V BW CH3 10.0mV BW 1.00 s 1.00GS/s CH1 T 1.42200 s 10k POINTS 1.90V 图6. 开关节点(1)和交流耦合输出波形(2) 图3. 接地环路产生输出误差 如图7所示，使用接地线圈在输出电容上直接探测可以产生近乎 最佳的输出纹波。开关瞬变的噪声情况有所改善，且PCB上的 走线电感大幅下降。但是，纹波上还是明显叠加了低幅度信号 1 轮廓，如图8所示。 2 CH1 5.00V BW CH3 10.0mV BW 1.00𝛍s 1.00GS/s CH1 T 1.42200𝛍s 10k POINTS 1.90V 图4. 开关节点(1)和交流耦合输出波形(2) 有几种方法可以减小杂散电感。一种方法是移除标准示波器探 针的长接地引线，并将其管体连接至接地基准点。图5显示尖端 图7. 通过接地线圈，在输出电容上采用尖端和管体法进行探测 和管体方法。然而，在本例中，尖端连接错误的调节器输出点， 而非直接连接输出电容；正确方法应当是直接与输出电容相连。 接地引线已移除，但PCB上走线引起的电感仍然存在。图6显示 1 采用500 MHz带宽设置时的波形结果。因为移除了长接地引线， 所以高频噪声有所降低。 2 CH1 5.00V BW CH3 10.0mV BW 1.00𝛍s 1.00GS/s CH1 T 1.42200𝛍s 10k POINTS 1.90V 图8. 开关节点(1)和交流耦合输出波形(2) 图5. 在开关输出的任意点采用尖端和管体法进行探测 20 模拟对话 第48卷第3期 最佳方法 这些方法对比显示，50 Ω环境下使用同轴电缆会产生更为精确的 探测开关输出的最佳方法是使用50 Ω同轴电缆，该电缆维持在 结果，此时噪声较小，即使采用500 MHz带宽设置也是如此。将 50 Ω环境下，并通过可选50 Ω示波器输入阻抗端接。在调节器输 示波器带宽改为20 MHz可消除高频噪声，如图12所示。ADP2114 出电容和示波器输入之间放置一个电容，可阻止直流电流通过。 在时域中产生3.9 mV p-p输出纹波，接近于采用20 MHz带宽设置 电缆的另一端可通过非常短的飞线直接焊接到输出电容上，如图9 测得的频域值4 mV p-p。 和图10所示。这样可以在宽带宽范围内测量极低电平信号时保持 a 信号完整性。图11显示500 MHz测量带宽下，用尖端和管体法与 50 Ω同轴法在输出电容端进行探测的对比。 OSCILLOSCOPE OR SPECTRUM ANALYZER BENCH POWER SUPPLY b a b –558.0ns 1.052𝛍s 𝚫1.610𝛍s 2.00mV –1.90mV 𝚫3.90mV 1 V p-p CH1 CH2 2 BLOCKING CAPACITOR INPUT POWER (V+) SWITCHER DUT OUTPUT CAPACITOR 50𝛀 COAXIAL CABLE LOAD EVALUATION BOARD NOTES 1. OSCILLOSCOPE OR SPECTRUM ANALYZER SHOULD BE SET FOR A 50𝛀 TERMINATION. 2. USE AN OSCILLOSCOPE WITH 500MHz BANDWIDTH. CH1 5.00V BW CH2 5.00mV𝛀 BW 1.00𝛍s 1.00GS/s CH1 10k POINTS T 1.42200𝛍s 图9. 使用端接50 Ω同轴电缆的最佳探测法 1.90V 图12.开关节点(1)和输出纹波(2) 测量开关瞬变 开关瞬变的能量较低，但是频率成分比输出纹波高。这种情况会 在开关转换过程中发生，通常标准化为包含纹波的峰峰值。图13 显示使用带有长接地引线的标准示波器探针与使用50 Ω同轴端接 电缆(500 MHz带宽)的开关瞬变测量结果对比。通常，由长接地引 线造成的接地环路会产生比预期更高的开关瞬变。 1 图10. 最佳探测法示例 3 1 2 CH1 5.00V BW CH3 10.0mV BW 20.0ns 5.00GS/s CH1 CH2 10.0mV 𝛀 BW T –5.20000ns 10k POINTS 3 1.90V 图13. 开关节点(1)、标准示波器探针(3)、50 Ω同轴端接(2) 2 CH1 5.00V BW CH3 10.0mV BW 400ns CH2 10.0mV 𝛀 BW T 1.42200𝛍s 2.50GS/s CH1 10k POINTS 1.90V 图11. 开关节点(1)、尖端和管体法(3)、50 Ω同轴法(2) 模拟对话 第48卷第3期 21 结论 参考文献 设计与优化低噪声、高性能转换器的系统电源时，输出纹波和开 电源管理 关瞬变测量方法是非常重要的考虑因素。这些测量方法可实现精 开关调节器 确、可再现的时域和频域结果。在较宽的频率范围内测量低电平 信号时，维持50 Ω的环境非常重要。进行这项测量的一种简单的 低成本方法是使用合理端接的50 Ω同轴电缆。 这种方法可用于各 测量开关调节器中的输出纹波和开关瞬变 。Aldrick Limjoco。 AN-1144应用笔记。ADI公司，2013年。 类开关调节器拓扑结构。 应用笔记01-08-01，修订版01。输出纹波电压测量。SynQor。 致谢 Jim Williams。应用笔记70。具有100 µV输出噪声的单芯片开关 感谢以下人员为本文所作的贡献：Pat Meehan，提供出色的监督 调节器。Linear Technology，1997年。 与技术指导；Donal O’Sullivan，提供有关测试与测量技术专业 知识；Rob Reeder，提供关于模数转换器的宝贵意见和技术专业 知识；Manny Malaki和Miles Ramirez，提供技术支持。 Aldrick S. Limjoco Aldrick S. Limjoco [[email protected]]于2006年8月加入ADI公司，目 前担任应用工程师一职。他毕业于德拉萨大学，获得电子工程学士学位。 (上接第18页) 结论 参考文献 AD8450、AD8451和ADP1972简化系统设计，具有优于0.05%的 “高容量单体锂离子电池充放电系统研究。”Wang, Jianqiang等 人，PEDS2009。 系统精度和超过90%的能效，有助于解决可充电电池制造瓶颈问 题，同时为环保技术的普及做出贡献。开关电源可为现代可充 “锂离子电池生产线中的下线测试与化成工艺。”Wolter, M等人， 电电池的制造提供高性能、高性价比解决方案。 第9届系统、信号和设备国际多方会议，2012 IEEE Wenshuai Liao 廖文帅 [[email protected]]是ADI公司位于马萨诸塞州威明顿的线性产 该作者的其他文章： 品部门(LPG)的一名营销工程师。他在获得清华大学光学工程硕士学位后，曾在 “宽动态范围的高端 电流检测：三种解决 方案” 大唐电信集团任3G节点B RF工程师三年。他于2002年8月加入ADI公司。 第44卷，第4期 Luis Orozco Luis Orozco [[email protected]]是ADI公司工业和仪器仪表部系统应用 该作者的其他文章： 工程师，主要涉足精密仪器仪表、化学分析和环境监测应用。Luis于2011年2月 “可编程增益TIA最大化光 谱系统中的动态范围” 加入ADI公司。在加入ADI公司前，他拥有十年以上的数据采集设备设计经验。 第47卷，第2期 22 模拟对话 第48卷第3期 应用工程师问答41——LDO的运行困境：低裕 量和最小负载 LDO裕量及其对输出噪声和PSRR的影响 作者：Glenn Morita 基于深亚微米工艺的最新千兆级模拟电路对电源电压的要求越来 图2显示了LDO的框图。随着负载电流的增加，PMOS调整元件 越低，在有些情况下，还不到1 V。这些高频电路往往需要较大的 的增益会减小，它脱离饱和状态，进入三极工作区。结果使总 供电电流，因此，可能在散热方面存在困难。设计目标之一是使 环路增益减小，导致PSRR下降。裕量电压越小，增益降幅越大。 功耗降至电路性能绝对需要的水平。 随着裕量电压继续减小到一个点，此时，控制环路的增益降至 开关模式DC-DC转换器是最高效的电源，有些器件效率可超过 1，PSRR降至0 dB。 95%，但其代价是电源噪声，通常在较宽带宽范围内都存在噪 导致环路增益减小的另一个因素是通路中元件的电阻，包括FET 声问题。通常用低压差线性调节器(LDO)清除供电轨中的噪声， 的导通电阻、片内互连电阻和焊线电阻。可以根据压差推算出该 但也需要，在功耗和增加的系统热负荷之间做出权衡。为了缓 电阻。例如，采用WLCSP封装的ADM7160在200 mA下的最大压 解这些问题，使用LDO时，可使输入和输出电压之间存在较小 差为200 mV。利用欧姆定律，调整元件的电阻约为1 Ω，可以把 的压差(裕量电压)本文旨在讨论低裕量电压对电源抑制和总输出 调整元件近似地当作固定电阻与可变电阻之和。 噪声的影响。 流过该电阻的负载电流导致的压差减去FET的漏极源极工作电压。 例如，在1 Ω FET条件下，200 A的负载电流会使漏极源极电压下 LDO电源抑制与裕量 LDO电源抑制比(PSRR)与裕量电压相关——裕量电压指输入与 输出电压之差。对于固定裕量电压，PSRR随着负载电流的提高 而降低，大负载电流和小裕量电压条件下尤其如此。图1所示为 降200 mV。在估算裕量为500 mV或1 V的LDO的PSRR时，必 须考虑调整元件上的压差，因为调整FET的工作电压实际上只有 300 mV或800 mV。 ADM7160超低噪声、2.5 V线性调节器在200 mA负载电流和 200 mV、300 mV、500 mV和1 V裕量电压条件下的PSRR。随 VIN 着裕量电压的减小，PSRR也会减小，压差可能变得非常大。例 GND VARIABLE RDSON RESISTANCE VOUT 如，在100 kHz下，裕量电压从1 V变为500 mV，结果将使PSRR 减少5 dB。然而，裕量电压的较小变化，从500 mV变为300 mV， 结果会导致PSRR下降18 dB以上。 ADM7160 PSRR VS HEADROOM VOLTAGE 2.5V/200mA REFERENCE 0 –10 PSRR (dBm) –20 NOTES 1. ERROR AMP CONTROLS VALUE OF VARIABLE RESISTOR TO REGULATE OUTPUT VOLTAGE. 2. AT LOW HEADROOM VOLTAGE, THE VARIABLE RESISTOR IS NEARLY 0𝛀. 1V 500mV 300mV 200mV –30 VIN VOUT –40 R1 –50 SHORT-CIRCUIT, UVLO, AND THERMAL PROTECTION GND –60 –70 10 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 1M 10M EN SHUTDOWN REN REFERENCE R2 图1. ADM7160 PSRR与裕量。 图2. 低压差调节器的框图。 模拟对话 第48卷第3期 23 容差对LDO裕量的影响 图4展示的是2.5 V ADM7160在500 mV裕量和100 mA负载条件 客户通常要求应用工程师帮助他们选择合适的LDO，以便在负 下，相对于E3631A台式电源的输出噪声，该台式电源在20 Hz至 载电流Z条件下从输入电压Y产生低噪声电压X，但在设置这些 20 MHz范围内的额定噪声低于350 μV-rms。1 kHz以下的许多杂 参数时，往往忽略了输入和输出电压容差这个因素。随着裕量 散为与60 Hz线路频率整流相关的谐波。10 kHz以上的宽杂散来 电压值变得越来越小，输入和输出电压的容差可能对工作条件 自产生最终输出电压的DC-DC转换器。1 MHz以上的杂散源于环 造成巨大的影响。输入和输出电压的最差条件容差始终会导致 境中与电源噪声不相关的RF源。在10 Hz至100 kHz范围内，这些 裕量电压下降。例如，最差条件下的输出电压可能高1.5%，输 测试所用电源的实测噪声为56 μV rms，含杂散为104 μV。LDO 入电压可能低3%。当通过一个3.8 V源驱动3.3 V的调节器时，最 μV-rms。 抑制电源上的所有噪声，输出噪声约为9 ADP7151 2.5V/100mA 500mV HEADROOM NOISE SPECTRAL DENSITY 差条件裕量电压为336.5 mV，远低于预期值500 mV。在最差条 100k NSD E3631A N + S 件负载电流为200 mA的情况下，调整FET的漏极源极电压只有 136.5 mV。在这种情况下，ADM7160的PSRR可能远远低于标 10k 称值55 dB (10 mA时)。 nV/√Hz 1k 压差模式下的LDO的PSRR 100 客户经常会就LDO在压差模式下的PSRR请教应用工程师。开始 时，这似乎是个合理的问题，但只要看看简化的框图，就知道这 10 个问题毫无意义。当LDO工作于压差模式时，调整FET的可变电 阻部分为零，输出电压等于输入电压与通过调整FET的RDSON的 1 负载电流导致的压降之差。LDO不进行调节，而且没有增益来抑 10 100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY (Hz) 制输入端的噪声；只是充当一个电阻。 FET的RDSON与输出电容 图4. ADM7160噪声频谱密度(裕量为500 mV) 一起形成一个RC滤波器，提供少量残余PSRR，但一个简单的电阻 或铁氧体磁珠即可完成同一任务，而且更加经济高效。 1 当裕量电压降至200 mV时，随着高频PSRR接近0 dB，100 kHz以 上的噪声杂散开始穿过噪底。噪声略升至10.8 μV rms。随着裕量 在低裕量工作模式下维持性能 降至150 mV，整流谐波开始影响输出噪声，后者升至12 μV rms。 在低裕量工作模式下，需要考虑裕量电压对PSRR的影响，否则， 在大约250 kHz处出现幅度适中的峰值，因而尽管总噪声的增加 会导致输出电压噪声水平高于预期。如图3所示的PSRR与裕量电 量并不大，但敏感电路也可能受到不利影响。随着裕量电压进 压关系曲线通常可在数据手册中找到，而且可以用来确定给定条 一步下降，性能受到影响，与整流相关的杂散开始在噪声频谱中 件下可以实现的噪声抑制量。 PSRR VS HEADROOM, VARIOUS FREQUENCIES AT 100mA LOAD 0 –20 PSRR (dB) 12.5 μV rms。谐波所含能量极少，因此，杂散噪声只是略有增 1kHz 10kHz 100kHz 500kHz 1MHz –10 显现出来。图5所示为100-mV裕量条件下的输出。噪声已上升至 μV rms。 加，为12.7 ADP151 2.5V/100mA 100mV HEADROOM NOISE SPECTRAL DENSITY 100k NSD E3631A N + S –30 10k –40 –50 nV/√Hz 1k –60 100 –70 –80 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 10 HEADROOM VOLTAGE (V) 图3. PSRR与裕量电压的关系。 然而，有时候，通过展示LDO的PSRR如何有效滤除源电压中的噪 声，可以更加容易地看到这种信息的利用价值。下面的曲线图展 1 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY (Hz) 图5. ADM7160噪声频谱密度(裕量为100 mV) 示了LDO在不同裕量电压下时，对总输出噪声的影响。 24 模拟对话 第48卷第3期 当裕量为75 mV时，输出噪声受到严重影响，整流谐波出现在整个 当裕量为500 mV时，可在12 kHz处明显看到整流谐波和峰值，如 频谱中。Rms噪声升至18 μV rms，噪声与杂散之和升至27 μV rms。 图8所示。输出电压噪声升至3.9 μV rms。 ADM7150 NOISE + SPURS VS HEADROOM VOLTAGE 5V/500mA LOAD 超过~200 kHz范围的噪声被衰减，因为LDO环路无增益，充当 100k PS 500mV 一个无源RC滤波器。当裕量为65 mV时，ADM7160采用压差工 10k 作模式。如图6所示，ADM7160的输出电压噪声实际上与输入 噪声相同。现在，rms噪声为53 μV rms，噪声与杂散之和为 一个无源RC滤波器。 ADP151 2.5V/100mA DROPOUT NOISE SPECTRAL DENSITY 100k 1k NSD (nV/√Hz) 109 μV rms。超过~100 kHz范围的噪声被衰减，因为LDO充当 100 10 NSD E3631A N + S 1 1k 0.1 nV/√Hz 10k 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY (Hz) 图8. ADM7150噪声频谱密度(裕量为500 mV) 100 当裕量为350 mV时，LDO采用压差工作模式。此时，LDO再也 10 1 不能调节输出电压，充当一个电阻，输出噪声升至近76 μV rms， 如图9所示。只有FET的RDSON和输出端的电容形成的极点衰减 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY (Hz) 输入噪声。 ADM7150 NOISE + SPURS VS HEADROOM VOLTAGE 5V/500mA LOAD 100k 图6. ADM7160在压差模式下的噪声频谱密度 PS 350mV 10k 高PSRR、超低噪声LDO 联了两个LDO，因此，结果得到的PSRR约为各个级之和。这些 LDO要求略高的裕量电压，但能够在1 MHz条件下实现超过60 dB 的PSRR，较低频率下，PSRR可以远超100 dB。 1k NSD (nV/√Hz) 如ADM7150超低噪声、高PSRR调节器一类的新型LDO实际上级 100 10 图7所示为一个5 V的ADM7150的噪声频谱密度，其负载电流为 1 500 mA，裕量为800 mV。10 Hz至100 kHz范围内，输出噪声为 2.2 µV rms。随着裕量降至600 mV，整流谐波开始显现，但当输 0.1 出噪声升至2.3 V rms时，其对噪声的影响很小。 µNOISE ADM7150 + SPURS VS HEADROOM VOLTAGE 5V/500mA LOAD PS 800mV 100 1k 10k 100k 1M 10M 图9. ADM7150在压差模式下的噪声频谱密度 结论 现代LDO越来越多地用于清除供电轨中的噪声，这些供电轨通 1k NSD (nV/√Hz) 10 FREQUENCY (Hz) 100k 10k 1 常通过可以在较宽频谱下产生噪声的开关调节器实现。开关调节 100 器以超高的效率形成这些电压轨，但本身耗能的LDO既会减少噪 声，也会导致效率下降。因此，应尽量降低LDO的工作裕量电压。 10 如前所述，LDO的PSRR为负载电流和裕量电压的函数，会随负 1 0.1 载电流的增加或裕量电压的减少而减少，因为，在调整管的工作 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY (Hz) 图7. ADM7150噪声频谱密度(裕量为800 mV) 模拟对话 第48卷第3期 25 参考文献 点从饱和工作区移至三极工作区时，环路增益会下降。 通过考虑输入源噪声特性、PSRR和最差条件容差，设计师可以 优化功耗和输出噪声，为敏感型模拟电路打造出高效的低噪声 线性调节器 Glenn Morita，可调节输出低压差稳压器的降噪网络《模拟对 话》，第48卷第1期，2014。 电源。 在裕量电压超低的条件下，输入和输出电压的最差条件容差可 能对PSRR形成影响。在设计时充分考虑最差条件容差可以确保 Glenn Morita，“低压差调节器——为什么选择旁路电容很重 要。”《模拟对话》，第45卷第1期，2011。 可靠的设计，否则设计的具有较低的PSRR的电源解决方案，其 Glenn Morita，低压差(LDO)调节器的噪声源。AN-1120应用笔 总噪声也会高于预期。 记. ADI公司，2011。 最小负载电流工作模式——零负载工作模式 作者：Luca Vassalli 作为应用工程师，经常有人问我调节器能否在无负载条件下工作。现代的多数LDO和开关调节器都可在无负载条件下稳定工作， 那么，人们为什么要反复问这个问题呢？某些较老的功率器件必须满足最低负载要求才能稳定工作，因为必须补偿的极点之一会 受到有效负载电阻的影响，详见“应用工程师问答37——低压差调节器”。例如，图A表明，LM1117的最小负载电流要求为1.7 mA (最高5 mA)。 LM1117-N ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) Typicals and limits appearing in normal type apply for TJ = 25°C. Limits appearing in Boldface type apply over the entire junction temperature range for operation, 0°C to 125°C. Symbol ILIMIT Parameter Conditions Current Limit VIN – VOUT = 5V, TJ = 25°C Minimum Load Current (5) LM1117-N-ADJ VIN = 15V Min (1) Typ (2) Max (1) Units 800 1200 1500 mA 1.7 5 mA 图A. LM1117的最小负载电流规格 多数较新的器件都支持无负载运行，极少有例外。采用使LDO在任何输出电容(尤其是低DSR电容)条件下保持稳定的相同设计技 术来确保无负载条件下的稳定性。对那些要求负载的少数现代器件来说，导致限制的通常是通过调整元件的漏电流，而不是稳定 性。怎样才能知道这些呢？ 阅读数据手册。如果器件要求最低负载，数据手册一定会有所表示。 ADP1740和其他低电压、高电流LDO就属于这类。85°C时，来自集成电源开关的最差条件漏电流约为100 μA，125°C时为500 μA。 无负载条件下，漏电流会对输出电容充电，直到开关VDS足够低并能使漏电流降至可忽略水平，因此无负载时输出电压升高。数 据手册中要求500 μA的最低负载，如果器件将在高温条件下工作，则建议采用伪负载。相比器件的2-A额定值，该负载还是比较 小的。图B所示为ADP1740数据手册规定的最小负载电流。 ADP1740/ADP1741 Data Sheet Parameter SENSE INPUT BIAS CURRENT (ADP1740) OUTPUT NOISE Symbol SNSI-BIAS Test Conditions/Comments 1.6 V ≤ VIN ≤ 3.6 V OUTNOISE POWER SUPPLY REJECTION RATIO PSRR 10 Hz to 100 kHz, VOUT = 0.75 V 10 Hz to 100 kHz, VOUT = 2.5 V VIN = VOUT + 1 V, IOUT = 10 mA 1 kHz, VOUT = 0.75 V 1 kHz, VOUT = 2.5 V 10 kHz, VOUT = 0.75 V 10 kHz, VOUT = 2.5 V 100 kHz, VOUT = 0.75 V 100 kHz, VOUT = 2.5 V Min Typ 10 Max Unit µA 23 65 µV rms µV rms 65 56 65 56 54 51 dB dB dB dB dB dB Minimum output load current is Accuracy when VOUT is connected directly to ADJ. When VOUT voltage is set by external feedback resistors, absolute accuracy in adjust mode depends on the tolerances of the resistors used. 3 Based on an endpoint calculation using 10-mA and 2-A loads. See Figure 6 for typical load regulation performance. 4 Dropout voltage is de ed as the input to output voltage di erential when the input voltage is set to the nominal output voltage. This applies only to output voltages above 1.6 V. 5 Start-up time is de ned as the time between the rising edge of EN to VOUT being at 95% of its nominal value. 6 Current-limit threshold is de ed as the current at which the output voltage drops to 90% of the speci ed typical value. For example, the current limit for a 1.0 -V output voltage is de ned as the current that causes the output voltage to drop to 90% of 1.0 V, or 0.9 V. 1 2 图B. ADP1740的最小负载电流规格 26 模拟对话 第48卷第3期 如果数据手册未明确规定最小负载，应该怎么办呢？多数 如图E所示，当负载在800 mA和1 mA之间切换时，PSM 情况下并不需要最小负载。这可能难以令人信服，但是如 会导致ADP2370高电压、低静态电流降压调节器的纹波增 果需要最小负载，数据手册一定会明确说明。引起困惑的 加。在1 mA条件下进行测试并不意味着1 mA就是最小负载。 原因在于，数据手册往往包含一些图示，展示了一定工作 范围内的技术规格。多数示意图都是对数图，可以显示数 LOAD CURRENT 十倍频程的负载范围，但对数标尺不能到零。图C展示的是 1 ADM7160输出电压和地电流与负载电流在10 μA至200 mA VOUT 范围内的关系。 其他图(比如地电流与输入电压的关系图) 2 展示的是多个负载电流条件下的测量值，却不显示零电流 下的数据。另外，PSRR、线性调整率、负载调整率和噪声 INDUCTOR CURRENT 等参数会规定一定的负载电流范围，其中并不包括零，如 图D所示。尽管如此，所有这些都不表示需要最小负载。 3 2.55 CH1 500mA 𝛀 BW CH2 200mV CH3 500mA 𝛀 BW W M40.0𝛍s A CH1 T 320mA 72.00% 图E. ADP2370在节能模式下的负载瞬态 2.53 VOUT (V) B 图F所示为纹波电压随负载电流变化的情况。在这种情况 2.51 下，示意图一直变为零。这表明了两点，首先，负载可以为 零；第二，无负载条件下的噪声可能不会比1 mA或10 mA 2.49 条件下的噪声差。 0.05 2.47 0.04 0.1 1 10 100 1k RIPPLE VOLTAGE (V p-p) 2.45 0.01 ILOAD (mA) IGND (𝛍A) 1k 0.03 3.2V 5.0V 9.0V 15V 0.02 0.01 100 0 0 100 200 300 400 500 600 700 800 LOAD CURRENT (mA) 图F. ADP2370输出纹波与负载电流的关系 10 0.01 0.1 1 10 ILOAD (mA) 100 结论 1k 多数现代调节器均可在零负载电流条件下稳定工作，但是， 图C. ADM7160输出电压和地电流与负载电流 的关系 如果有疑问，请查询数据手册。谨慎为上。对数图不会变为 零，测试并非始终都在零负载电流条件下进行，但不得由此 LOAD REGULATION VOUT < 1.8 V ∆VOUT/∆ILOAD ILOAD = 100 µA to 200 mA ILOAD = 100 µA to 200 mA, TJ = −40°C to +125°C ILOAD = 100 µA to 200 mA ILOAD = 100 µA to 200 mA, TJ = −40°C to +125°C VOUT ≥ 1.8 V 0.006 0.012 %/mA %/mA 0.008 %/mA %/mA 0.003 图D. ADM7160负载调节 具有节能模式(PSM)的开关调节器的用户往往担心器件在 轻负载条件下的工作性能，因为PSM会降低工作频率，跳 脉冲工作，带来突发脉冲，或者这些问题同时存在。PSM 可以在轻负载条件下降低功耗，提高效率。其不足是输出 纹波会显著增加，但器件会保持稳定，可以轻松在无负载 条件下正常运行。 模拟对话 第48卷第3期 推断，调节器在无负载条件下不能工作，即使数据手册未列 出无负载条件下的数据。对于开关调节器，节能模式下出现 纹波是正常现象，并不表示器件不稳定。 参考文献 购者自慎 线性调节器 开关调节器 Patoux, Jerome. “应用工程师问答37——低压降调 节器，”《模拟对话》，第41卷第2期，2007。 27 作者简介 Glenn Morita Glenn Morita [[email protected]]于1976年获得华盛顿州立大学电气工 程学士(BSEE)学位。毕业后加入Texas Instruments公司，期间参与研制旅行者 号太空探测用红外分光仪。之后，Glenn一直从事仪器仪表、军用和航空航天以及 医疗行业的装置设计工作。2007年，他加入ADI公司，成为华盛顿州贝尔维尤电 该作者的其他文章： 可调输出低压差调节器 的降噪网络 第48卷第1期 源管理产品团队的一名应用工程师。他拥有25年以上的线性和开关模式电源设计 经验，所设计电源的功率范围从微瓦到千瓦不等。Glenn拥有两项利用体热能量 给植入式心脏除颤器供电方面的专利，以及另外一项延长外部心脏除颤器电池 使用寿命的专利。闲暇时，他喜欢收集矿石、雕琢宝石、摄影和逛国家公园。 Luca Vassalli Luca Vassalli [[email protected]]加盟ADI公司已超过12年，历任多 种职位。参与了多种模拟系统的支持和设计工作，包括光学通信、无线系统、医 疗诊断设备、测试设备等。Luca现为ADIsimPower™ 开发团队的一员，在高性能 系统电源的设计、仿真、原型制作和测试方面与客户密切合作。Luca获瑞士沃州 工程师管理学院(Haute Ecole d’Ingénierie et de Gestion du Canton de Vaud)电 机工程学学士学位，获北卡州立大学电机工程学硕士学位。 28 模拟对话 第48卷第3期 配置控制器局域网络(CAN)位时序， 优化系统性能 作者：Conal Watterson博士 简介 传播延迟的影响 控制器局域网络(CAN)可在多个网络站点之间提供强大的通信能 部署一个CAN节点需要一个隔离式或非隔离式CAN收发器，以 力，支持多种数据速率和距离。CAN具有数据链路层仲裁、同步 及一个搭载有相应协议堆栈的CAN控制器或处理器。可以使用 和错误处理等特性，广泛用于工业、仪器仪表和汽车应用之中。 独立式CAN控制器，甚至可以使用不带标准协议堆栈的控制器， 在ISO 11898标准的框架下，借助分布式多主机差分信令和内置 但是，CAN应用中使用的微处理器可能已经包括CAN控制器。 故障处理功能，DeviceNet、CANopen等多种协议针对物理层和 在任一情况下，都必须对CAN控制器进行配置，以调和总线上 数据链路层规定了相应的实现方式。本文旨在描述如何针对给定 的数据速率和时序，而硬件振荡器则用于控制器。 应用优化设置，同时考虑控制器架构、时钟、收发器、逻辑接口 隔离等硬件限制。文章将集中介绍网络配置问题——包括数据速 率和电缆长度——说明何时有必要对CAN节点进行重新配置，以 及如何从一开始就实现对节点的优化配置。 随着电缆长度的增加，信号中的高频组分衰减，因此，长距离条 件下的数据速率都有限。总线是一种多主机，因此，所有节点都 可以尝试同时传输，仲裁取决于物理层信令。传播延迟也会随电 缆长度而增加，可能对节点间同步和仲裁形成干扰。 逻辑接口隔离 CAN总线上的差分信号可能处于两种状态之一：主动(逻辑0，信 对于恶劣的工业和汽车环境，可通过隔离CAN收发器的逻辑接 号线路CANH和CANL之间存在一个差分电压)或被动(逻辑1，无 口进一步增强系统的鲁棒性，允许接地节点之间出现较大的电 差分电压，所有CAN收发器输出均为高阻抗)。如果两个节点尝 位差，同时提供抗高电压瞬变能力。将CAN收发器与数字隔离 试同时传输，则主动位传输会覆盖同时进行的被动位传输，因 器集成起来即可形成隔离式CAN节点。ADM3052、ADM3053 此，在传输时，所有节点都必须监控总线状态，如果在传输被 和ADM3054隔离式CAN收发器提供多种接口供电选项。对于 动位时发生覆盖，则要停止传输。如此，传输主动位的节点赢 DeviceNet网络，隔离侧可通过总线供电；因此，ADM3052 得仲裁，如图2所示。 集成了一个线性调节器，以便利用24 V总线电源提供5 V电 NODE A WINS ARBITRATION 源。ADM3053 (如图1所示)集成了一个isoPower DC-DC转换器， 用于驱动收发器和数字隔离器的总线端。已有一个隔离式DC-DC 001010 NODE A 010101 NODE B 0 0 1 0 1 NODE B WINS ARBITRATION 0 转换器能够在隔离栅上提供电源的系统可以采用ADM3054，后者 只集成了数字隔离器和CAN收发器。 0 1 0 1 0 1 0 1 ISOLATION BARRIER 5V POWER 1 ISOLATED CAN NODE isoPower: ADM3053 CAN BUS 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 3.3V OR 5V PROCESSOR isoPower DC-TO-DC CONVERTER CAN APPLICATION CAN CONTROLLER TxD RxD iCoupler DIGITAL ISOLATOR 图2. 两个CAN节点之间的仲裁逻辑 ADM3053 SIGNAL CABLE VISO CAN PHY CANH CANL CAN 2.0b定义的是数据链路层的实现方式，对用于传输的CAN 帧结构进行了规定。一个包含消息ID的仲裁字段启动消息传输。 较低的消息ID(开头的零较多)将拥有更高的优等级，因此，在传 输消息时，相应节点赢得仲裁的概率更大。 图1. 隔离式CAN节点(ADM3053收发器 由isoPower DC-DC供电) 模拟对话 第48卷第3期 29 尽管CAN节点与总线传输同步，但是，由于两个同时传输的节 把采样点设在位时间的稍后部分可以支持更长的传播延迟，但就 点之间存在传播延迟，所以不会完全同步。要让仲裁切实发挥 如总数据速率一样，采样点取决于其他时序变量，这些变量都有 作用，传播延迟不能过大，否则，较快的节点可能在检测到较慢 自己的限制。例如，内部时钟/振荡器可能固定不变，只能使用整 节点传输的位状态之前就对总线进行采样了。最差条件下的传播 数BRP和TQ数。因此，特定电缆长度要求的理想数据速率可能根 延迟为两个最远节点间延迟的两倍。在图3中，如果节点A和B是 本无法实现，因此，必须缩短电缆，或者降低数据速率。 总线上相隔最远的节点，则至关重要的参数是双向传播时间，即 TPropBA与TPropBA之和。 (SJW)规定的TQ数，因此，PS2不得短于SJW。SJW所需TQ数 SAMPLE POINT NODE A SYNC TPropAB PROP PS1 取决于CAN控制器的时钟容差，对于SJW和PS2，晶振一般支 持最小TQ数。 PS2 CAN控制器的配置 TPropBA NB: BEFORE NODE A SAMPLE POINT NODE B SYNC 再同步会使PS1加长，PS2缩短，加长量和缩短量为同步跳宽 PROP SAMPLE POINT PS1 PS2 ONE BIT 图3. 实际条件下两个CAN节点间的仲裁(含传播延迟) 为了实现节点间时序可靠、同步可靠的稳健网络，系统必须能承 受所选数据速率和CAN控制器时钟条件下的传播延迟。如果不能， 可以选择降低数据速率、缩短总线或者使用不同的CAN控制器时 钟速率。配置过程包括以下三个步骤。 第一步：检查时钟和预分频器——匹配数据速率 总传播延迟由通过电缆、两个CAN控制器I/O和两个CAN收发器 先核实在给定目标数据速率和CAN控制器时钟条件下，有哪些 的双向传播时间构成。CAN控制器I/O并不是传播延迟的主要贡 可能的配置。TQ间隔必须基于时钟和各种BRP值计算，可能组 献者，往往可以忽略不计，但进行彻底评估时必须予以考虑。循 合只有那些TQ间隔为位时间的整数倍的组合。根据所处系统设计 环时间由从TxD到CANH/CANL、再回到RxD的传播延迟构成。 阶段，也可能考虑其他CAN控制器时钟速率。在表1所示计算示 电缆传播延迟取决于电缆和距离，典型值为5 ns/m。 例中，给定的最大数据速率为1 Mbps，使用的是一个Microchip® 总传播延迟由通过电缆、两个CAN控制器I/O和两个CAN收发器 的双向传播时间构成。CAN控制器I/O并不是传播延迟的主要贡 献者，往往可以忽略不计，但进行彻底评估时必须予以考虑。循 环时间由从TxD到CANH/CANL、再回到RxD的传播延迟构成。 电缆传播延迟取决于电缆和距离，典型值为5 ns/m。 隔离的影响 MCP2515独立CAN控制器和一个内置CAN控制器的ADSP-BF548 Blackfin处理器。MCP2515 fOSC取决于所使用的外部硬件振荡器， 而ADSP-BF548 fSCLK则取决于硬件CLKIN和内部PLL设置(VCO 的CLKIN乘数，SCLK的VCO分频)。只有CAN控制器时钟和 BRP(整数个TQ)的某些组合支持1 Mbps的数据速率，如粗体所 示。这会限制位时序的设置，因此一旦选择某个总线数据速率， 只有部分选项可用。 隔离条件下，在计算双向传播延迟时，必须考虑额外的因素。相 比光耦合器，数字隔离器可减少传播延迟，但即使是最快的隔离 式CAN收发器在这方面也与较慢的非隔离式收发器相当。如果允 许的总传播延迟保持不变，隔离系统中，最大电缆长度较短，但 可以重新配置CAN控制器，以提高允许的总传播延迟。 传播延迟的补偿 为了补偿因较长总线或隔离增加的传播延迟，必须为CAN控制 表1. 给定f和BRP时1 Mbps速率下的TQ数 MCP2515： 1 Mbps速率下的TQ数 fOSC BRP = 1 BRP = 2 40 20 10 38 19 9.5 30 15 7.5 20 10 5 10 5 2.5 器设置与时序和同步相关的特定参数。在配置控制器时，不只 是选择一个数据速率，而是要设置决定着控制器所用位时间的 fSCLK 变量。面向振荡器或内部时钟的波特率预分频器(BRP)设置时间 133 100 50 40 量子(TQ)，位时间为TQ的倍数。振荡器的硬件选择，以及BRP 和每位时间TQ数的软件配置设定数据速率。 BRP = 3 6.667 6.333 5 3.333 1.667 ADSP-BF548： 1 Mbps速率下的TQ数 BRP = 5 BRP = 6 BRP = 7 19 26.6 22.167 20 16.667 14.286 10 8.3333 7.143 8 6.667 5.714 BRP = 4 5 4.75 3.75 2.5 1.25 BRP = 8 16.625 12.5 6.25 5 控制器的位时间分为三个或四个时间段，如图3所示。每位时间 的TQ总数包括一个同步以及传播延迟(PROP)、相位段1 (PS1)和 相位段2 (PS2)的设定数量。有时候，会把PROP和PS1加起来。配 置调节采样点，以支持传播延迟和再同步。 30 模拟对话 第48卷第3期 第二步：确定位段配置 第三步：使收发器/隔离延迟和总线长度与配置相匹配 下一步是确定每个位段要求的TQ数。最困难的情况是在1 Mbps的 在帮助CAN控制器实现最佳采样点以后，最后一步是比较允 数据速率下支持最大传播延迟，例如，电缆长40米，隔离式节点。 许的传播延迟与使用的CAN收发器/隔离器和总线长度。设 理想情况下，应对位时间段进行配置，使采样点在位中尽量 ADSP-BF548最佳配置为10 TQ (fSCLK = 50 MHz，BRP = 5)，可能 晚。在表1中，对于每个整数的TQ总数，一个TQ必须提供给 实现的最大传播延迟为900 ns。对于集成隔离式电源的ADM3053 SYNC段，PS2(或TSEG2)段必须足够大，以容纳CAN控制器 隔离式CAN收发器，数据手册中的最大环路延迟(TxD关闭，接 信息处理时间(只要BRP大于4，MCP2515为2 TQ，ADSP-BF548 收器处于非活动状态)为250 ns。必须使其增加一倍(500 ns)，以 为小于1 TQ)。另外，对于MCP2515，PROP和PS1最多可以各 便同时支持总线最远两端的两个节点处的发射延迟和接收延迟。 有 8 TQ；对于ADSP-BF548，TSEG1 (PROP + PS1)最多可以 为16 TQ。 设电缆传播延迟为5 ns/m，ADSP-BF548可以支持40米的总线长度 (根据ISO 11898规范，此为1 Mbps条件下的最大值)，ADSP-BF548 图4和图5分别展示了MCP2515和ADSP-BF548的可能总TQ配置， 的位时间总共为10 TQ，TSEG2位段仅1 TQ。实际上，略早的采 对于1 Mbps速率条件下的有效时钟和BRP组合，可支持最近采样 样点就够了，因为一个节点上的极端收发器传播延迟甚至很可能 点。MCP2515的最佳TQ总数为19，要求38 MHz的硬件振荡器和1的 导致简单的再传输(由数据链路层CAN控制器自动处理)，但是， BRP。对于ADSP-BF548，TQ总数为5的情况除外，所有配置至少为 由于CAN控制器I/O与CAN收发器之间存在小延迟，因此建议 85%采样点，但最佳设置是10 TQ，要求fSCLK = 50 MHz且BRP = 5。 把采样点配置到尽量靠后的点。 MCP2515: TQ FOR EACH SEGMENT vs. PERCENTAGE OF BIT TIME 结论 TOTAL NUMBER OF TQ 20 TQ 1 TQ 8 TQ 19 TQ 1 TQ 8 TQ 8 TQ 3 TQ 8 TQ 隔离有利于提高鲁棒性，但同时也会增加发射和接收两个方向 2 TQ 的传播延迟。必须使该延迟增加一倍，以支持两个节点参与仲 15 TQ 1 TQ 10 TQ 8 TQ 1 TQ 5 TQ 5 TQ 1 TQ 0% 4 TQ 2 TQ 1 TQ 10% 20% 30% 2 TQ 1 TQ 40% 50% 裁。如果系统允许的传播延迟是固定的，在增加隔离措施之后， 2 TQ 可以减少电缆长度或数据速率。另一种方法是重新配置CAN控 2 TQ 60% 70% 80% 制器，使其支持最大传播延迟，以保证支持所需的数据速率和总 90% 100% 线长度，即使是在节点采取了隔离措施的条件下。 PERCENTAGE OF BIT TIME SYNC PROP PS1 PS2 图4. MCP2515的可能TQ总数配置 (速率为1 Mbps，最大传播延迟) 控制器局域网络(CAN)收发器 TOTAL NUMBER OF TQ ADSP-BF548: TQ FOR EACH SEGMENT vs. PERCENTAGE OF BIT TIME 20 TQ 1 TQ 16 TQ 19 TQ 1 TQ 10 TQ 8 TQ 5 TQ 0% 1 TQ 3 TQ 10% 20% 30% 40% 50% 网络)网络以1 Mbps的速度运行。 1 TQ 60% 70% 80% PERCENTAGE OF BIT TIME SYNC Marais, Hein. 如何计算控制器参数使隔离式CAN(控制器局域 1 TQ 6 TQ 1 TQ 隔离式控制器局域网络(CAN)—视频 2 TQ 8 TQ 1 TQ 数据隔离器 3 TQ 16 TQ 1 TQ TSEG1 参考文献 TSEG2 图5. ADSP-BF548的可能TQ总数配置 (速率为1 Mbps，最大传播延迟) 90% 100% O’Brien, Maurice. “设计适合工业、电信和医疗应用的鲁棒 隔离式I2C/PMBus数据接口”。《模拟对话》，第48卷第3 期，2014。 Watterson, Conal. AN-1123应用笔记。控制器局域网络(CAN) 实施指南。ADI公司，2012年。 Dr. Conal Watterson Conal Watterson博士 [[email protected]]现为ADI公司接口与隔离 技术部门(ITG)的收发器应用工程师，在爱尔兰利默里克工作。他于2003年获得 利默里克大学计算机工程学士学位，随后在利默里克大学自动化研究中心(ARC) 从事现场总线诊断研究工作，2005年获工程学硕士学位。其后在利默里克大学电 路与系统研究中心(CSRC)和电信价值链研究中心(CTVR)研究嵌入式软件的监控 和可靠性，于2010年获博士学位。 模拟对话 第48卷第3期 31 全球总部 One Technology Way P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106 U.S.A. Tel: (1 781) 329 4700 Fax: (1 781) 461 3113 大中华区总部 上海市浦东新区张江高科技园区 祖冲之路 2290 号展想广场 5 楼 邮编 : 201203 电话 : (86 21) 2320 8000 传真 : (86 21) 2320 8222 深圳分公司 深圳市福田中心区 益田路与福华三路交汇处 深圳国际商会中心 4205-4210 室 邮编 : 518048 电话 : (86 755) 8202 3200 传真 : (86 755) 8202 3222 北京分公司 北京市海淀区 上地东路 5-2 号 京蒙高科大厦 5 层 邮编 : 100085 电话 : (86 10) 5987 1000 传真 : (86 10) 6298 3574 武汉分公司 湖北省武汉市东湖高新区 珞瑜路 889 号光谷国际广场 写字楼 B 座 2403-2405 室 邮编 : 430073 电话 : (86 27) 8715 9968 传真 : (86 27) 8715 9931 亚洲技术支持中心 免费热线电话 : 4006 100 006 电子邮箱 : [email protected] 技术专栏 : www.analog.com/zh/CIC 样品申请 : www.analog.com/zh/sample 在线购买 : www.analog.com/zh/BOL 在线技术论坛 : ezchina.analog.com ©2015 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. M02000483sc-0-5/15 analog.com/zh/analogdialogue