第47卷第3期 本期介绍 2 编者寄语，新产品简介 3 在光电流应用中补偿电流反馈放大器 7 在多通道应用中使用放大器禁用功能代替多路复用器 9 多路复用三线式RTD数据采集系统的误差最小化 11 系统演示平台简化从评估到原型制作的过渡 13 缩短积分时间可以提高航位推算导航系统的精度 15 如何设计并调试锁相环(PLL)电路 www.analog.com/zh/analogdialogue 现实世界信号处理电路、系统和软件技术交流论坛 编者寄语 产品目录： 第47卷，第3期 本期介绍 在光电流应用中补偿电流反馈放大器 所有ADI产品数据手册都可在www.analog.com/zh网站查到，只需在搜索 框中输入产品型号即可。 7月 ±0.5 g/±1 g/±2 g/±4 g三轴MEMS数字加速度计 ...................ADXL313 电流反馈放大器(CFA)一般不用作跨阻放大器(TIA)，因为它们 集成四个降压调节器、一个LDO的5通道PMU ........ ADP5050/ADP5052 具有相对较高的反相输入电流和电流噪声。然而，CFA易于使 13 GHz小数N分频频率合成器 ................................................ADF4159 用，并且在要求高增益、低功耗、低噪声、宽带宽和高压摆率的 应用中，其性能超过电压反馈放大器。本文讨论如何正确补偿 CFA。(第3页) 8月 Σ-∆型4通道ADC ................................................................ADAU1978 高稳定性隔离误差放大器 .................................................... ADuM4190 在多通道应用中使用放大器禁用功能代替多路复用器 多路复用器将来自多路输入的其中一路信号路由至公共输出。 很多 应用会在信号进入多路复用器之前，使用放大器对其进行调理。 这 种情况下，带禁用功能的放大器可用来选择通道，因此无需使用多 路复用器，同时还能降低成本、减少PCB面积与失真。本文描述了 使用带有禁用功能的运算放大器选择通道时面临的挑战。(第7页) 1100 MHz可编程滤波器的可变增益放大器 ............................ ADRF6518 USB兼容型线性LiFePO4电池充电器 ...................................... ADP5063 RF强化型超低噪声模拟MEMS麦克风....................................ADMP510 Blackfin®双核嵌入式处理器 ........................................... ADSP-BF60x 200 mA超低噪声线性调节器 ................................................. ADM7160 9月 ±200 g三轴低功耗MEMS数字加速度计 .................................ADXL375 多路复用三线式RTD数据采集系统的误差最小化 5 MSPS 16位逐次逼近型ADC .................................................AD7961 在可编程逻辑控制器或分布式控制系统中，一个数据采集模块可 5 MSPS 18位逐次逼近型ADC .................................................AD7960 用来监控大量远程电阻式温度检测器(RTD)的温度。当每个RTD RRIO低功耗CMOS运算放大器 .......................................... ADA4666-2 都有自己的激励电路和ADC时，可实现最佳精度，但模块体积庞 大、成本高昂且功耗巨大。多路复用模块具有体积较小、成本和 功耗较低的特性。(第9页) RRIO精密CMOS运算放大器.............................................. ADA4661-2 低功耗高温运算放大器 .............................................................AD8634 6.5 Mbps至11.3 Gbps时钟和数据恢复 ................................... ADN2915 PMBus隔离式电源数字控制器 ............................................... ADP1051 系统演示平台简化从评估到原型制作的过渡 30 MHz至6 GHz RF/IF增益模块........................... ADL5610/ADL5611 为了简化新设计的元器件选择，ADI提供评估板和应用软件，但节 ARM7TDMI 12位I/O精密模拟微控制器 ............................. ADuC7023 省时间和提升成功率的最好方法是在搭建电路板前准备好代码和接 小容差超低噪声MEMS数字麦克风. ......................................ADMP522 口。系统演示平台设计允许进行这类原型制作，为开启系统开发过 程提供前所未有的便捷性。(第11页) 宽动态范围MEMS数字麦克风 ..............................................ADMP621 集成VCO、PLL、DGA的700 MHz至2700 MHz Rx混频器 ............................................................................ ADRF6620 缩短积分时间可以提高航位推算导航系统的精度 微功耗高温2.5 V基准电压源..................................................... ADR225 汽车航位推算导航系统采用陀螺仪来推算车辆的瞬时航向。此信 集成软启动的低噪声、500 mA、20 V LDO调节器 ................. ADP7105 息结合行驶距离信息，即使在卫星信号受阻的情况下，导航系统 集成RF收发器的数字MEMS振动传感器 .......... ADIS16000/ADIS16229 也能确定车辆的正确位置。如果卫星信号长时间丢失，那么累积 3 A/5 V逻辑控制型高端或低端负载开关.................................. ADP1196 角度误差将变得非常大。本文提出一种简单的方法来最大程度地 解决此问题。(第13页) 如何设计并调试锁相环(PLL)电路 设计并调试锁相环(PLL)电路可能会很复杂，除非工程师深入了解 PLL理论以及逻辑开发过程。若在设计阶段谨慎仔细，便可避免很 多问题。本文介绍PLL设计的简易方法，并提供有效、符合逻辑的 方法调试PLL问题。(第15页) Scott Wayne [[email protected]] 2 模拟对话杂志(www.analog.com/zh/analogdialogue)是ADI公司于1967 年创办的技术杂志，至今已经连续出版47年，主要讨论有关模拟信号、数 字信号和混合信号处理产品、应用、技术和技巧。模拟对话杂志目前提供 两种版本。 在线版每月发行一期；印刷版每年发行四期。作为对在线版中 技术文章的定期回顾和汇集。在线版的内容包括：技术文章；近期应用笔 记、新产品简介、在线研讨会、已发表文章等及时信息；以及“集锦”栏目， 其中包括从ADI网站(www.analog.com/zh)获得重要相关信息的通用链 接网址。感兴趣的读者也可以至Analog Dialogue档案库www.analog. com/library/analogdialogue/china/archives.html查阅自1967年第1卷 第1期创刊至今的每期存档，包括三期纪念特刊。如需订阅，请访问www. analog.com/library/analogDialogue/china/subscribe.html。欢迎提出您 的宝贵意见：Facebook：www.facebook.com/analogdialogue；模拟对话 博客：analogdiablog.blogspot.com；电子邮件：[email protected]、 编辑Scott Wayne，[[email protected]]。 第47卷第3期 在光电流应用中补偿电流反馈 放大器 (1) 等式1表示，Z接近无穷大，TIA增益则接近其理想值RF。随着Z接 近无穷大，误差电流ie接近零，所有输入电流均流过RF。在等式1 作者：Jonathan Pearson 中，环路增益表示为 Z 。 RF 简介 电流反馈放大器(CFA)历来都不是跨阻放大器(TIA)的首选，因为 不幸的是，理想的CFA是不存在的，因此，实用器件一般都退而 它们具有较高的反相输入电流和反相输入电流噪声，可能比同等级 求其次：在其输入端跨接一个单位增益缓冲器。电流镜将误差电 电压反馈放大器(VFA)至少高出一个数量级。另外，许多系统设计 流反射至一个高阻抗节点，在此，误差电流被转换成电压，缓冲 师对CFA并不熟悉，因为不大愿意使用它们。然而，事实上，CFA 后馈入输出端，如图2所示。 使用起来非常简单，而且在要求高增益、低功耗、低噪声、宽带宽 RF 和高压摆率的应用中，其性能可能超过VFA。其主要优势之一是， ie 一个理想 CFA的环路增益独立于其闭环增益，为此，CFA可以实 Zie Ro 现出色的谐波失真和带宽性能，而不受其闭环增益的影响。 i 因超低的输入偏置电流和输入电流噪声，FET输入运算放大器往往 x1 Vo 是TIA应用的首选，尤其是将低输出电流器件(如光电元件)用作输 入电流源的应用。尽管FET输入放大器在诸多此类应用中技高一筹， 但其速度却可能无法满足需要更快性能的系统要求。因此，在可以 图2. 用作TIA的实用CFA(带单位增益缓冲器) 耐受较大噪声、速度更快的系统中，越来越多地将CFA用作TIA。 只要Ro = 0，则闭环增益与等式1中的闭环增益相同。当Ro > 0时， 本文旨在探讨光电二极管或其他光-电流传感器的寄生电容对用作 闭环增益变成 TIA的CFA的影响，以及如何针对这种电容对放大器进行补偿。同 vo 1 = RF RF + RO i 1 + Z 时简要介绍CFA运行模式，并说明CFA和VFA分析法之间的相似之 处。本文不使用VFA电路“噪声增益”或者CFA电路“反馈阻抗” 分析法。相反，采用基于环路增益的经典反馈理论，以避免在电 流和电压域之间来回转换时遇到的困难(环路增益始终是一个无维 且环路增益为 度的量)，而且该理论还可产生直观、易用的波特图。 (2) Z 。 RF + RO 使用实用元件设计TIA 电流反馈放大器的基本知识 理想的CFA的输入阻抗为零——其输入端跨接完全短路——因为负 反馈信号为电流。相对地，理想的VFA的输入阻抗则是无穷大，因 为其反馈信号为电压。CFA检测在其输入端中流过的误差电流，并 形成等于Z与输入电流之积的输出电压，其中，Z表示跨阻增益。须 正确定义误差电流的方向，以产生负反馈。与VFA中的A相似，在 理想CFA中，Z接近无穷大。图1所示基本原理展示了如何将理想的 CFA配置成TIA，以便将来自理想电流源的电流转换为输出电压。 RF 光电二极管和其他光电器件表现出一种与器件面积成比例的寄生分 流电容。当Ro = 0时，该电容完全自举，因而不会影响闭环响应。 在实际CFA中，Ro > 0，并且寄生电容会影响响应，结果可能导 致电路不稳定。另外，就像VFA中的开环增益A一样，在实际CFA 中，Z的幅度在低频下较大，随着频率的增加而滚降，而随着频率 的增加，相移表现出更大迟滞。对于一阶，Z(s)的特性可以描述为 单个主极点，其中， s = p 直流跨阻为Zo，如等式3所示。Z(s)中 的高频极点稍后再作讨论。 Z ( s) = ie Zie ZO s 1− p (3) 图3中的电路包含寄生电容C和跨阻Z(s)。请注意，CFA的反相输 i Vo 入电容可以并入C。 RF ie 图1. 用作TIA的理想CFA Vi 该TIA的闭环增益可以表示为 vo 1 = RF R i 1 + F Z 第47卷第3期 i C Z(s)ie Ro x1 Vo 图3. 基于实用型CFA的TIA(含寄生电容) 3 通过在反相输入端执行KCL，可求得等式4。 如果以ZF取代等式2中的RF ，则闭环增益可表示为等式9。 vo + ie Ro = − ie − ie RoCs + i RF 误差电流，ie，为 ie = (4) vo Z (s ) (5) (9) 1 1 s + Z ( s ) s + RF C F RF C F ZO = Loop Gain = RO s s 1 1 RO s + 1 − p 1 − p s + (R || R ) C ( ) R R C || O F F H O F F (10) vo 1 = i 1 CF s + RF C F 结合等式4和等式5，可以得到如下结果，即图3所示电路的闭环 vo = RF i 1 1 RF Ro C s + ( R || F Ro ) C 1 + Z ( s) (6) 环路增益有一个来自Z(s)的主极点(s = p)和一个高频极点(s = p H )。另外，受增 加 的反馈电容的 影响，在 等式6中的环路增益非常明显，可通过以下等式求得 Z 1 = O Loop Gain = s 1 1 1 − p RF Ro C s + RF Ro C s + (RF ||Ro )C (RF ||Ro )C Z ( s) 时形成一个极点，在 s = − (7) s=− 1 时产生一个零。 RF C F 1 (RO || RF )CF 在波特图中，CF导致的零产生时的频率低于CF导致的极点，因为 环路增益含有两个极点，一个低频极点(s = p)以及一个高频极 s=− 1 Z ( s ) s + RF C F 此时，环路增益为 TIA增益： 点( 1 1 RO s + ( R || RF )C F O 1 + 1 )。当Ro<< RF时，RF 和Ro 的并联结果可 (RF ||Ro )C 以通过Ro近似求出。如果在高频极点发生的频率下，环路增益的 幅度大于0 dB，则这两个极点会带来稳定性问题。当Ro和C较小 时，寄生极点发生的频率高于交越频率，放大器稳定。但在多数 零频率表达式的分母中含有RF，而极点频率表达式的分母中则含 有(Ro||RF)。一种基于CFA的可能TIA(含CF(等式10))的波特图 如图4所示。 LOOP GAIN (LOG SCALE) ZO RF + RO 𝛚1 = 𝛚2 = TIA电路中，情况并非如此，因此，我们必须找到一种办法，对 1 R F CF 1 ( RO RF ) CF 反相输入寄生电容进行补偿。 STABILITY PROBLEMS 添加一个反馈电容(题外话) 带有单极点传递函数(如等式3所示)的CFA在任何反馈电阻值下都 表现稳定，因为其反馈环路周围的迟滞相移被限制为–90°。但实 际CFA的次要极点在高频下会带来较大的相移迟滞，因此，为了 确保稳定性，实际会对RF的最小值做出限制(45°一般是可接受的 最小相位裕量)。此后，Z(s)将包含一个高频极点(s = pH)和一个 主极点(s = p)。 1 –p 𝛚1 𝛚2 –pH 𝛚 STABLE 图4. 基于CFA的TIA(含反馈)的波特图 随着频率的增加，零会导致幅度不断提高，相移不断加大，从稳定 为了确保反馈阻抗不变成零，通常建议在任何CFA电路中都不应使 用反馈电容。然而，事情并非如此简单，因为在幅度变化以外，反 馈电容还会导致相移。本节将考察将一个反馈电容添加至基于CFA 的TIA时产生的结果，暂且忽略寄生输入电容。在图2所示电路中， 在反馈电阻RF上跨接一个反馈电容CF，结果形成一个极点，并在环 路增益中产生一个零。ZF定义为RF和CF的并联结果： ZF = 1 1 C F s + RF C F (8) 性角度来看，在某些情况下，这可能是一件好事。但在图4所示系 统中，零出现在环路增益跨过0 dB之处，而 pH下的极点则在跨交 越点–40 dB/十倍频程时导致幅度渐近线下降。蓝色虚线表示不含 CF的环路增益，采用的是等式2以及双极点版本的Z(s)(见等式11)。 ZO 1 Loop Gain without C F = RF + RO s s 1 − 1 − p p H (11) 图4表明，当无CF时，放大器表现稳定，但在添加CF之后，则会 产生稳定性问题。图4中的坐标图并不完全排除反馈电容的使用， 因为该特定Z(s)并不代表所有CFA，而且未使用实际电阻和电容 值；尽管如此，图中确实表明，高频极点会限制可以安全应用的反 4 第47卷第3期 馈电容。图4同时表明，可以向一个带单极点传递函数的假想CFA 抵销之后，环路增益会回归最初形式，含有主极点和高频极点，如 安全添加任意量的反馈电容，而添加反馈电容会增加其闭环带宽。 等式11所示。至此，闭环增益可以表示为等式15。 vo = i 使用CF导致的零抵销寄生电容导致的极点 以上简要介绍了向CFA添加CF产生的影响，从中可以看出，可以 安全使用CF来补偿输入电流源的寄生分流电容。 1 1 C F s + RF C F + 1 1 RF + RO Z ( s) (15) 图3所示电路的闭环增益表示为等式6。为了厘清添加反馈电容对 在使用等式14时，遇到的主要困难是确定Ro，该值是可变的，而 该电路的影响，可用ZF取代等式6中的RF，与推导等式9的方法相 且CFA数据手册中未必提供其额定值。然而，只要环路增益图 的斜率在通过0 dB时合理接近–20 dB/十倍频程，则极点-零抵 似，其中，ZF由等式8定义。电路如图5所示。 销无需如此精确。等式14表明，C F随R o线性递减，因为随着R o CF 接近0，自举发生次数会增加，其中，C完全自举，所需C F等于 RF 0。等式14也可表示为一种匹配时间常数形式，如RoC = RFCF。 等式14的匹配时间常数形式与对VFA进行寄生求和节点电容补偿 ie Vi C i 时获得的结果非常相似：RGCG = RFCF，其中RG为VFA增益电 Z(s)ie 阻，C G为RG的交越电容，该电容一般为寄生求和节点电容。然 Ro x1 而，获得这种优势是需要付出代价的。虽然添加CF可使TIA变稳 Vo 定，但同时也会在 s=− 1 , 时在闭环增益中导致一个极点， RF C F 如等式12和等式15所示。等式15所描述的闭环增益可以视为传递 图5. 基于实用CFA的TIA(用CF补偿寄生电容) 函数相乘的两个级联系统。第一个系统的传递函数为等式15中最 图5所示电路的闭环增益可通过等式12求得 vo = i 1 CF s + 1 RF C F 1+ 左侧的因子，维度为欧姆。第二个系统的传递函数为等式15中最 1 1 Ro (C + C F ) s + ( )( R || R F o C + 1 Z ( s )C F s + R F CF C F ) 右侧的因子，无维度。 第二个系统的响应取决于环路增益，只要环路增益幅度在–20 dB/十 (12) 论表明，如果达到这一滚降条件，当环路增益幅度>>1时，第二个 系统的闭环增益幅度约等于单位增益，当环路增益幅度<<1时，则 跟随环路增益幅度。闭环增益中的3-dB点出现在环路增益幅度跨过 根据该等式，可以算出环路增益为 1 Z ( s )C F s + RF C F = Loop Gain with C and C F = 1 Ro (C + C F ) s + (RF ||Ro )(C + CF ) Z OCF s Ro (C + C F ) 1 − p 1 − 倍频程时跨过0 dB，就可以模拟为一个一阶传递函数。基本反馈理 1 s + R F CF s 1 s + (RF ||Ro )(C + C F ) p H 0 dB时的频率(如果斜率略快于–20 dB/十倍频程，则在接近0-dB交 越点之处，闭环响应中会出现一些峰化)。因此，在一个稳定的放 大器中，第二个系统可以近似模拟为一个一阶、低通滤波器，其单 位增益处于通带中，且截止频率等于环路增益幅度跨过0 dB时的频 率。第一个系统的传递函数为反馈因子的倒数，其响应为简单的一 阶、低通响应，直流值为RF，转折频率为 (13) 。 1 2π RF C F 凭直觉可以看出，CF导致的额外极点是意义的，因为输出电压是 流过反馈阻抗的电流形成的，而反馈阻抗随频率增加而下降。当 等式13中，因CF导致的零与等式10中的零相同，但CF导致的极 CF的电抗等于RF的值时，会形成极点。在使用反馈电容补偿、基 点则从 于VFA的TIA中会发生相同的情况。不过可以略微扩大闭环带宽， 1 1 . s=− (RO || RF )CF 移到了 (RO || RF )(C + CF ) 通过向CF 添加C，可以移动极点位置，以匹配零的位置，从而抵销 其方法是从根据等式14计算的值开始，小心地减小CF，移出极点 仿真数据 掉输入电流源的寄生电容C导致的极点。在等式13中，将CF和C导 为了测试该结果，我们针对CFA提出了一种简单的仿真模型，其 致的极点频率设为因CF导致的零频率，则得到等式14： 中，Zo = 1 MΩ， p = –2π (100 kHz)，pH = –2π (200 MHz)， s=− R 1 1 = ⇒ C F = o RF C F (RF || Ro )(C + C F ) RF C (14) 频率，并缩减相位裕量，但这只能尝试着做。 Ro = 50 Ω，且RF = 500 Ω。环路增益的幅度则可通过以这些值代 入等式11中的幅度计算得到。 等式14所示为计算CF的值的简单公式，该值可抵销图5所示TIA中 的寄生电容C导致的环路增益中的极点。以这种方式将极点零完美 第47卷第3期 5 10 1 Loop Gain without C F = 2 2 500 + 50 f f 1 + 1 + 100 kHz 200 MHz 6 显然，闭环增益中的极点会对频带形成限制。原始放大器的环路 增益0-dB交越确定为145 MHz，相当于一阶系统中约1.1的时间 (16) 度滚降速率略快于–20 dB/十倍频程，因为相位裕量少于90°，但 结果约等于1，其中 f = 145 MHz。 一阶闭环模型是一种比较精确的近似模型)。使用由两个级联系统 构成的上述模型，级联系统的合并时间常数可以估算为两个时间 145 MHz时的环路增益相移为 145 MHz 145 MHz ≈ − 126 , − tan −1 ∠ Loop Gain without C F = − tan −1 200 MHz 100 kHz 常数，RFCF时间常数为2.5 ns(注意，0-dB交越时，环路增益幅 常数的方和根(输入电流源10%至90%的上升时间为1 ns，相当于 (17) 结果得到大约54°的相位裕量，对于无寄生电容的基本CFA来说， 这是一个不错的起点。 图6所示为该模型的响应仿真情况，其中，电流阶跃输入上升时间 次纳秒级的有效时间常数，可忽略不计)，即2.7 ns左右，似乎与 图7所示响应相符合。 将CF降为3 pF可以略微减少相位裕量，加大闭环极点频率，由此 提升速度，如图9所示。 为1-ns。 图9. 阶跃响应(带3-pF反馈电容)(20 ns/div)。 图6. 基本TIA的阶跃响应(无寄生电容)(20 ns/div)。 响应非常干净，响铃振荡已减至最小——为54°相位裕量条件下的 应有水平。对于同一放大器，当在反相输入端和接地之间添加一 个50 pF的寄生电容时，其阶跃响应如图7所示。 显然，要获得最佳的CF的值，需要进行一些实验。诸如负载电容、 电路板布局、Ro变化等因素在挑选CF时也是需要考虑的。 结论 随着将CFA用作TIA的做法日渐盛行，有必要了解如何对CFA反 相输入端的传感器电容进行补偿，有必要了解补偿机制的工作原 理。本文基于经典反馈技术，提出了一种简便办法，即将一个反 馈电容与反馈电阻并联起来，对反相输入电容进行补偿。反馈电 容会在闭环响应中导致一个无用极点，但可以基于计算所得值对 电容的值进行调整，以减少极点对频带的限制作用。 参考文献 图7. 阶跃响应(反相输入端与接地之间存在50 pF的电容) (20 ns/div)。 图7中的纵坐标与图6相同，只是轨迹下移了一个刻度，以适应响铃 Gray, Paul R., and Robert G. Meyer. Analysis and Design of Analog Integrated Circuits. John Wiley & Sons, Inc., 1977. Lundberg, Kent. “Feedback Control Systems.” M.I.T. Course Notes. 振荡。显然存在过多响铃振荡，这种放大器明显有相位裕量问题。 Roberge, James K. Operational Amplifier: Theory and Practice. John Wiley & Sons, 1975. 放大器可以通过添加一个反馈电容(其值通过等式14决定)来实现 作者简介 稳定化，经计算，该电容为5 pF。图8 所示为添加5-pF反馈电容 Jonathan Pearson [[email protected]] 后的结果。 从2002年8月开始，一直是高速放大器部门的一位 高级应用工程师。加盟ADI之前，他在电信行业从 事模拟电路和系统设计工作。他持有美国东北大 学电机工程学士学位，以及WPI电机工程学硕士学 位，独立/与他人合作注册专利4项。除了与家人共度美好时光以 外，他还喜欢弹各种吉它，录制音乐，收集真空管吉它放大器和 古董收音机。 图8. 阶跃响应(以5 pF反馈电容实现极点/零抵销)(20 ns/div)。 6 第47卷第3期 在多通道应用中使用放大器 禁用功能代替多路复用器 5V 10 F CH0 作者：Charly El-Khoury 3 多路复用器(MUX)可将信号从多个输入的其中之一路由至公共输 7 AD8041 50𝛀 出，允许共享某个器件或资源——如混合信号应用中的ADC或视 6 G = +2 4 2 8 330𝛀 330𝛀 频应用中的显示屏——而非为每个输入指定专用器件。很多应用 会在信号进入多路复用器之前，使用放大器对其进行调理。这种 50𝛀 5V 情况下，带禁用功能的放大器可用来选择通道，因此无需使用多 10 F 路复用器，同时还能降低成本、减少PCB面积与失真。本文介绍 使用具有禁用功能的运算放大器进行通道选择时遇到的挑战，并 CH1 提供采用ADI高速放大器产品组合的示例。 3 首先，必须比较禁用功能与关断功能。放大器禁用时，功耗下降， 7 AD8041 50𝛀 输出进入高阻态，允许将多个输出连在一起。该功能与关断不同， 6 G = +2 4 2 8 330𝛀 330𝛀 其目的仅在于节省功耗。 使用运算放大器选择通道时，还需要考虑放大器输入之间允许的最 13 大电压。该信息通常可在数据手册的“绝对最大额定值”部分找到， 12 11 10 74HC04 如图1所示。如果该放大器的输入之间具有背靠背二极管，则差分输 入电压将限制为——甚至放大器禁用时也是如此——0.7 V、1.2 V或 图2. 使用两个AD8041运算放大器构建的2:1多路复用器 AD8041 更高，具体取决于串联背靠背二极管的数目。 但是，这并非对所有集成禁用引脚的放大器有效。为了演示该特 Supply Voltage ............................................................ 12.6 V Internal Power Dissipation2 PDIP Package (N) .................................................... 1.3 W SOIC Package (R) .................................................... 0.9 W Input Voltage (Common Mode) ...................................... ± VS Differential Input Voltage ........................................... ± 3.4 V Output Short-Circuit Duration .......................................... Observe Power Derating Curves Storage Temperature Range N, R .............. –65°C to +125°C Operating Temperature Range (A Grade) ... –40°C to +85°C Lead Temperature Range (Soldering 10 sec) ............... 300°C the stresses exerted on the die by the package. Exceeding a 性，表1显示集成禁用功能的某些高速放大器，以及差分输入电压 junction temperature of 175°C for an extended period can result 额定值、带宽和最小增益要求。 in device failure. While the AD8041 is internally short-circuit protected, this may 表1. 集成禁用功能的高速放大器 not be sufficient to guarantee that the maximum junction temperature (150°C) is not exceeded under all conditions. To 带宽 最小稳定 放大器数 差分输入电压(V) ensure器件号码 proper operation, it is necessary (MHz) to observe the maximum 增益 power derating curves. NOTES 图1. AD8041绝对最大额定值 1 Stresses above those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanent damage to the device. This is a stress rating only; functional operation of the 某些放大器(如AD8041)在输入之间没有背靠背二极管，因此可处 device at these or any other conditions above those indicated in the operational section of this specification is not implied. Exposure to absolute maximum rating 理高达±3.4 conditions forV的差分输入电压。禁用时，放大器输出处于高阻态。 extended periods may affect device reliability. 2 Specification is for the device in free air: 两个放大器的增益配置为2，可相连并选择两通道之一，同时采用 8-Lead PDIP Package: θJA = 90°C/W. 8-Lead SOIC Package: θJA = 155°C/W. 5 V单电源工作，如图2所示。 MAXIMUM POWER DISSIPATION The maximum power that can be safely dissipated by the AD8041 is limited by the associated rise in junction temperature. The maximum safe junction temperature for plastic encapsulated devices is determined by the glass transition temperature of the plastic, approximately 150°C. Exceeding this limit temporarily may cause a shift in parametric performance due to a change in AD8021 单 490 ±0.8 1 AD8027 2.0 单 190 ±1.8 1 AD8029 8-LEAD PDIP PACKAGE 单 125 ±1.8 1 C TJ = 150 ±3.4 1 MAXIMUM POWER DISSIPATION (W) ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS 1 AD8041 单 160 1.5 AD8063 单 320 ±6 1 AD8099 单 440 ±1.8 2 ADA4853-1 单 100 ±5 1 ADA4895-1 单 236 ±0.7 10 ADA4897-1 单 230 ±0.7 1 1.0 8-LEAD SOIC PACKAGE 单 535 ±1.2 1 AD8028 双 190 ±1.8 1 ADA4853-2 双 100 ±5 ADA4899-1 0.5 ±0.7 0 10 20236 30 40 50 60 70 80 90 AMBIENT TEMPERATURE (C) 0 ADA4895-2 双 –50 –40 –30 –20 –10 ADA4897-2 双 ±0.7 230 Figure 3. Maximum三Power Dissipation vs. Temperature AD813 125 ±6 1 10 1 1 AD8013 三 230 ±6 1 AD8023 三 460 ±3 1 ADA4853-3 三 100 ±5 1 ORDERING GUIDE 第47卷第3期 Model Temperature Range Package Description Package Options AD8041AN AD8041AR AD8041AR-REEL AD8041AR-REEL7 AD8041ARZ-REEL1 –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C 8-Lead PDIP 8-Lead Plastic SOIC 13" Tape and Reel 7" Tape and Reel 13" Tape and Reel N-8 R-8 R-8 R-8 R-8 7 例如，针对信号调理和通道选择，使用集成独立禁用引脚的双通道 靠背二极管正向偏置，因此电路在这种情况下也无法工作。针对 低功耗运算放大器ADA4897-2，无需多路复用器。图3显示两个单 后两种情况，使用AD8041或其他差分输入电压足够大的放大器 位增益缓冲器配置为2:1通道选择器的简单原理图。本文将分析三 (表1中的器件)将是更好的选择。 种情况：1) 两个输入源CH0和CH1具有2.5 V直流电平和0.5 V 如果出于成本或性能考虑而必须使用带有背靠背二极管的放大器， p-p交流信号；2) 相同信号，但两个输入源之间具有1 V直流失调 并且如果无法添加额外的多路复用器，则可将放大器增益设为1以 3) 相同直流电平，1 V p-p交流信号。由于每个放大器的反相和同 上，或者使用单位增益配置的反馈电阻，这样可以使问题不那么 相输入之间存在背靠背二极管，因此差分输入电压不应超过0.7 V。 严重。第二种情况只有在使用电压反馈放大器时才会有问题，因 5V 为这种情况下不应使用单位增益反馈电阻。如需处理峰值问题， 10 F 则可以使用一个电容与反馈电阻并联连接，降低峰值电平，最小 ADA4897-2 化反馈电阻效应。 CH0 3 10 图5所示为图2的简化原理图，但使用ADA4897-2代替AD8041。放 1 2 G = +1 4 大器的增益配置为2。 5 CH0 CH1 2 50𝛀 50𝛀 5V 10 F ADA4897-2 CH0 CH1 7 330𝛀 CH1 10 9 8 4 G = +1 图5. 图2的简化原理图，使用ADA4897-2 6 在该电路中，反馈电阻限制流过背靠背二极管的电流。这样可以使 13 12 11 10 二极管不会完全正向偏置，对电路形成负载。假设CH0和CH1具有 74HC04 1 V p-p，则电阻两端的最大差分信号(假定二极管压降为0.7 V) 就 图3. 使用双通道ADA4897-2构成2:1多路复用器 使能放大器时，反馈功能迫使反相和同相输入相等，但禁 用放大器后，反馈环路开路，输入发生漂移。如果两个输 入之间存在背靠背二极管，则输入漂移的程度也会受到限 制。对于ADA4897-2而言，输入漂移程度不能超过二极管压 降(0.7 V)，否则背靠背二极管就会开启。为了帮助演示这一 点，图4显示该电路的简化原理图，图中禁用了一个放大器。 是1.5 V – 0.7 V = 0.8 V，相当于0.8 V/330 Ω = 2.4 mA电流。相比 负载电流，该最差情况下的电流足够低，因此放大器应当能提供该 电流，同时驱动电路的其余部分。如有必要，可以增加反馈电阻值， 以便降低电流。采用2作为增益值而非使用单位增益(如假定该配置 下的电压反馈放大器稳定，则可以使用单位增益反馈电阻)将允许交 流输入电压倍增。使用反馈和增益电阻时，在反相输入端增加直流 偏置可以消除CH0和CH1之间的失调直流电压电平。在高精度应用 中，使用非背靠背二极管的放大器可能效果更佳，因为二极管会使 信号失真，哪怕它们并未完全导通。 CH0 CH1 总之，只要所有输入背靠背二极管保持非饱和状态，就可以将带禁 1 50𝛀 用功能的放大器用作通道选择器。单位增益配置相比更高的增益会 有更多限制，该配置下增益和反馈电阻可用于限制流过背靠背二极 管的电流，消除直流偏置。若需要单位增益，可在反馈环路中使用 CH0 CH1 电阻，前提是该配置下的放大器稳定。最后，请记住，背靠背二极 管会产生失真，因此对于高精度应用而言，使用无背靠背二极管的 图4. 图3禁用一个放大器的简化原理图 回到我们所说的三种情况。如果CH0和CH1上的直流电平相等， 则二极管正向偏置之前，两个输入源之间允许存在的最大差分交 流信号为0.7 V。在第一种情况中，电路能正常工作，因为最大差 放大器可能是更好的选择。 作者简介 Charly El-Khoury [charly.el-khoury@analog. com] 是高速放大器部门的应用工程师。他于2006 分信号仅0.5 V p-p。在第二种情况中，两个输入源的直流失调电 年毕业于伍斯特理工学院(WPI)，获得电气与计算 平大于0.7 V，因此电路不工作。在第三种情况中，当两个输入源 机工程(ECE)硕士学位，之后加入ADI公司。 之间具有180°相位差时，最大差分信号可达1 V p-p。这将导致背 8 第47卷第3期 多路复用三线式RTD数据采 集系统的误差最小化 一 次 只 能 测 量 一 个 RT D 。 S 1 A 、 S 1 B 和 S 1 C 闭 合 测 量 RT D #1；S2A、S2B和S3B闭合测量RTD #2。单个ADG5433可切换 两个三线式RTD；可增加额外的多路复用器处理两个以上的传感 器。RLXX表示RTD和测量系统之间由于导线过长引入的电阻以 作者：Henry He 及开关的导通电阻。 电阻温度检测器(RTD)可在很多工业应用中监控温度。在一个分布 式控制系统(DCS)或可编程逻辑控制器(PLC)中，一个数据采集模 块可用来监控很多安装在远处的RTD温度。在高性能应用中，若 计算RTD电阻 由于S1A、S1B和S1C闭环测量RTD #1，RTD电阻可计算如下： 每个RTD都自带激励电路和ADC，则具有最佳的精度，但数据采 Define VIN = VIN+ – VIN – 集模块将会体积庞大、成本高昂，且功耗高。多路复用模块具有体 Assume IOUT1 = IOUT2 = IOUT and RL1A = RL1B = RL1C 积较小、成本和功耗较低的特性，但可能会损失一定精度性能。本 VREF IOUT1 + IOUT2 flows through RREF , so IOUT1 = 2R REF 文讨论如何最小化多路复用系统误差。 电路结构 VIN × 2RREF VREF RTD = VIN / IOUT = 提供双线式、三线式和四线式RTD配置，其中，双线式配置的器件成 本最低，四线式器件精度最佳。三线式RTD通常用于工业应用中，可采 用两个相同的电流源激励，以消除引脚电阻。与精密参考电阻一同使用 时，电流源误差不影响测量精度。高性能ADC(如AD7792和AD7793) 因此，测量值仅取决于R R EF 的数值(和精度)。但请记住，我们假定 IOUT1 = IOUT2，并且RL1A = RL1B = RL1C。事实上，这些电流和电 阻失配是测量误差的主要来源。 集成激励电流源，适合高精度RTD测量。 图1显示片内电流源激励两个三线式RTD。RTD通道可由多路复用 器选择，如ADG5433高压、防闩锁、三路SPDT开关。 电流源和线路电阻失配的影响 下一步，假定两个电流源失配，比如IOUT2 = (1 + x) IOUT1。现在，考 虑下列情况： RTD = GND RL1A S1B S2B REFIN(+) REFIN(–) VIN+ AIN1(+) VIN– AIN1(–) RL1C RL2C S1C S2C VREF REFIN(+) 1/3 ADG5433 REFIN(–) GND AVDD MUX BUF IOUT2 RREF 1/3 ADG5433 BAND GAP REFERENCE IOUT1 S2A RTD #2 RL1B RL2B AVDD 1/3 ADG5433 S1A RL2A RTD #1 VIN (2 + x) RREF + (1 + x) RL1C – RL1A VREF GND 𝚺-𝚫 ADC IN-AMP INTERNAL CLOCK SERIAL INTERFACE AND CONTROL LOGIC AD7792/AD7793 DOUT/RDY DIN SCLK CS DVDD CLK 图1. 两个三线式RTD多路复用至一个AD7792/AD7793 ADC 第47卷第3期 9 请注意，失配会导致失调误差以及增益误差。失调误差与两个引 现在，如果我们对转换结果求和，并且电流源以初始方向连接，同 脚电阻之间的失配有关，而增益误差与两个电流源之间的失配有 时第二次转换时交换电流源，则可得： 关。如果不考虑这些失配情况，则根据ADC的数据读数计算的 VIN1 + VIN2 = (IOUT1 + IOUT2 ) × (RTD + RL1A – RL1C ) = RTD电阻值将是不准确的。 VREF (RTD + RL1A – RL1C ) RREF 以200 Ω RTD为例，表1显示不考虑失配时，得到的数值；其 中，R REF = 1000 Ω，I OUT1 = 1 mA，I OUT2 > I OUT1 (以百分比 显示)，RL1A = 10 Ω，RL1C > RL1A(以电阻值显示)。 Consequently, RTD = 表1. 不考虑失配时的RTD测量值 RL1C – RL1A (IOUT2 – IOUT1)/IOUT1 0.1% 0.5% 1.0% 0.01 Ω 0.1 Ω 1Ω 199.88 199.44 198.90 199.79 199.35 198.81 198.89 198.45 197.90 VIN1 + VIN2 × RREF + RL1C – RL1A VREF 请注意，测量值现已独立于电流源失配。唯一的缺点是速度的损 失，因为每次RTD计算都需经过两次转换。 AD7792和AD7793针对该应用设计。如图2所示，通过写入I/O寄存 器，集成开关可简化电流源到输出引脚的交换。 最小化误差 数据显示很小的失配就会严重影响精度，因此应当使用匹配良好 结论 的电流源和开关，以便改进性能。 在AD7792/AD7793器件内交换激励电流源可改善多路复用RTD 传递函数是线性的，因此可轻松校准电流源和电阻失配导致的初始 测量电路的精度。计算显示了电流源和线路电阻之间失配问题的 误差。然而，失配随温度的变化而改变，这使得补偿变得很不容易。 重要性。 因此，选用的器件应随温度的变化而具有低漂移特性。 参考文献 Kester, Walt, James Bryant, and Walt Jung. “Temperature Sensors.” Sensor Signal Conditioning, Section 7. Analog Devices, Inc., 1999. 若IOUT1 ≠ IOUT2，且电流源如图所示连接： VIN1 = IOUT1 (RL1A + RTD) – IOUT2 × RL1C 假定我们交换I OUT1和I OUT2，使I OUT1连接VIN–和I OUT2，并连接 作者简介 VIN+： Henry He [[email protected]] 于2012年加入 ADI公司，担任中国北京现场应用工程师一职。加 VIN2 = IOUT2 (RL1A + RTD) – IOUT1 × RL1C 入ADI之前，Henry曾经作为硬件工程师服务于GE Energy和SUPCON公司。他拥有浙江大学工业自动 化专业的学士学位和硕士学位。 GND AVDD REFIN(+)/AIN3(+) REFIN(–)/AIN3(–) VBIAS BAND GAP REFERENCE GND AVDD AIN1(+) AIN1(–) AIN2(+) AIN2(–) MUX BUF IOUT1 IOUT2 𝚺-𝚫 ADC IN-AMP SERIAL INTERFACE AND CONTROL LOGIC AVDD GND INTERNAL CLOCK AD7792: 16-BIT AD7793: 24-BIT DOUT/RDY DIN SCLK CS DVDD CLK SWITCHES TO CHANGE THE OUTPUT PIN OF CURRENT SOURCES 图2. AD7792/AD7793功能框图 10 第47卷第3期 系统演示平台简化从评估到 原型制作的过渡 10-LEAD PulSAR EVALUATION BOARD SDP BOARD 作者：Rosemary Ryan 简介 ADI公司面向设计工程师提供评估板和应用软件，简化新设计的 元器件选型过程。完成初始评估后，设计的某些方面通常需要进 一步研究。元器件如何连接系统的FPGA、微控制器或数字信号 处理器(DSP)？ 完成系统设计前是否可对接口和应用代码进行验 证？ 还没收到印刷电路板的时候能否先进行HDL编码？节省时 间并增加成功可能性的最佳方法是在搭建电路板之前先准备好代 TO PC VIA USB 图2. 使用SDP-B和PulSAR ADC评估板的评估硬件设置 码和接口。虽然ADI的系统演示平台(SDP)主要是一款评估工具， 但它同时设计为允许进行这类原型制作，为开启系统开发过程提 该平台还集成了一系列转接板，允许宽范围子板直接连接第三方 供前所未有的便捷性。 评估工具，如Xilinx ® FPGA评估板或BeMicro软件开发套件 (SDK)。这些转接板将ADI评估板上的元器件输入和输出连接至 系统演示平台 Xilinx或Altera® FPGA，是利用ADI评估板和第三方工具进行快 图1中低成本、可重复使用的SDP评估平台在设计时充分考虑到了 速、方便原型制作的关键。 功能的多样性。该平台由控制板、转接板和子评估板组成，可快 120引脚连接器 速、方便地实现评估到原型制作的过渡。 LAPTOP SYSTEM FUNCTION BOARDS USB PLUG CONTROLLER BOARDS DAUGHTER BOARDS INTERPOSER BOARDS 120引脚控制器采用与ADI公司DSP EZ-KIT Lite®相同、明确定义 的标准引脚排列。连接器包括SPI、I2C、SPORT、GPIO、定时 器和并行接口，以及电源和接地引脚。连接器支持3.3 V逻辑电平。 转接板 转接板通过标准120引脚连接器连接子板。然后它们将信号从120引 脚连接器路由至第二个连接器，允许用户将子板连接至自行选择的 THIRD-PARTY DESIGN TOOLS FPGA评估板。转接板不包含任何额外的逻辑或信号调理，仅仅将 信号从SDP连接器路由至第二个连接器——例如VITA 57标准FMC EVALUATION SYSTEM SIGNAL MONITORING INTERFACING TO THIRD-PARTY TOOLS 图1. 系统演示平台概述 连接器。提供三种转接板，包括SDP-I-FMC转接板、BeMicro SDK/SDP转接板和SDP分线板。 SDP-I-FMC转接板 该双板评估系统包括一块控制器板，可配合多块子板重复使用。控 如图3所示，SDP-I-FMC转接板可将任意SDP兼容型评估板连接 制器板通过USB 2.0接口连接个人计算机(PC)，利用标准120引脚 至支持3.3-V I/O的Xilinx FPGA评估板。它集成标准120引脚连接 连接器为子板提供一系列常用的通信接口。同一个120引脚连接器 器和低引脚数(LPC) FMC连接器，属于业界标准VITA 57规范的 兼容超过180款电路板，用于产品评估以及参考电路评估；该连接 一部分，规定I/O到FPGA的连接性能。子板上的120引脚连接器连 器还可连接待评估元器件的输入和输出信号。全系列产品评估板可 接SDP-I-FMC转接板上的120引脚插座。随后，SDP-I-FMC转接 用于ADC、DAC、DDS、RF PLL和MEMS麦克风等产品的评估。 板上的FMC连接器连接Xilinx评估板上的FMC连接器。 参考电路评估板可用于所有采用了ADI元器件的应用，包括汽车电 子、医疗保健、过程控制和工业自动化。图2显示SDP-B控制板连 接至PulSAR® ADC评估板。如需所提供评估板的完整列表，请访 问www.analog.com/sdp。 SDP 120-PIN CONNECTOR FMC LPC CONNECTOR 图3. SDP-I-FMC转接板 第47卷第3期 11 Kintex KC705是Xilinx评估板的一个示例，集成3.3 V I/O和FMC BeMicro SDK 连接器。因此，它可以通过SDP-I-FMC连接ADI评估板，如图4所 BeMicro SDK是基于Altera Cyclone IV的硬件评估平台，可使用 示。ADI Wiki知识库提供大量SDP兼容型评估板的示例代码，允 NIOS II处理器创建、编译、运行和调试嵌入式软件。该产品由 许用户尽早开始FPGA的开发。欲获得有关SDP-I-FMC的更多信 Arrow与Altera公司合作开发，提供小型、低成本、易于使用的 息，包括原理图和订购信息，请访问www.analog.com/sdpFMC。 FPGA评估和开发平台。大量SDP兼容型评估板的BeMicro SDK示 该板零售价为49美元/片。 例项目可通过下列网址访问：wiki.analog.com/resources/alliances/ KINTEX KC705 EVALUATION BOARD altera。一个良好的开端——许多可供使用的元器件接口示例—— 可以减少FPGA系统开发时间。 ADI EVALUATION BOARD BeMicro SDK BeMicro SDK/SDP INTERPOSER ADI EVALUATION BOARD 图6. BeMicro SDK/SDP转接板连接子板与BeMicro SDK SDP分线板 SDP分线板有4个120引脚连接器。J1和P1用于SDP和SDP兼容 SDP-I-FMC INTERPOSER BOARD 型评估板；J2和P2用于ADSP-BF60x EZ-KIT。该板主要用于信 号监控。每个探测点都代表连接器上的一个引脚，允许示波器监 控该引脚上的活动。没有专用的转接板硬件时，该板还可作为原 型制作的有效工具。 图4. SDP-I-FMC转接板连接 子板与Kintex KC705评估板。 BeMicro SDK/SDP转接板 BeMicro SDK/SDP转接板(如图5所示)允许用户将子板与BeMicro SDK评估板上的BeMicro SDK/SDP转接板提供标准120引脚连 接器，可连接ADI评估板；同时，BeMicro边缘连接器插座与 BeMicro SDK相连。来自SDP连接器的信号路由至边缘连接器插 座。BeMicro SDK/SDP转接板可前往www.arrownac.com购买，价 格为50美元/片(部件名称：ADI转接板)。如需获得原理图及其他信 息，请访问：www.analog.com/bemicroSDP。 图7. SDP分线板 该板提供4排通孔探测点，如图8所示。这些探测点可方便地连接 DSP或微控制器评估板。来自J1和J2的信号路由至SDP分线板底 部的P1和P2。 J1 LED 60 J2 P4 (J2) 91 120 BeMicro EDGE CONNECTOR RECEPTACLE P5 (J1) 31 BeMicro EDGE CONNECTOR RECEPTACLE 61 90 P3 (J2) SDP 120-PIN CONNECTOR SDP 120-PIN CONNECTOR 30 1 P6 (J1) 图8. SDP分线板顶视图 图5. BeMicro SDK/SDP转接板 (接第14页 ) 12 第47卷第3期 2 1 409 TIME (2ms PER SAMPLES INTERVAL) 885 1361 1837 2313 2789 3265 0 –2 汽车航位推算(DR)导航系统采用一个陀螺仪(gyro)来推算车辆的 即时航向。借助该信息再加上行驶的距离，导航系统可以正确确 (RATE °/s) 作者：Ben Wang –4 ANGULAR ERROR (°) 缩短积分时间可以提高航位 推算导航系统的精度 –6 –8 定车辆的位置，即使卫星信号因拥挤的城区环境或隧道而受阻时 亦是如此。在DR导航中使用陀螺仪的一个重大挑战是，卫星信号 –10 可能会丢失较长时间，结果使累积角度误差过大而无法精确定位车 –12 ROTATING 辆。本文为这个问题提出了一种简单的解决办法。 STATIONARY ROTATING STATIONARY 图2. 使用ADXRS810评估板测得的速率。 DR导航的工作原理 (注：角度误差未按比例绘制。) 图1所示为DR导航的基本工作原理。一个陀螺仪测量车辆的旋转 速率，单位为度/秒。代表车辆即时航向的角度通过计算旋转速率 用低通滤波器(LPF)缩短积分时间 的时间积分而求得。结合航向和行驶距离，可以确定车辆的位置， 降低角度误差的传统方法将重点放在减小en上，但当今的数字陀 如图中的红线所示。 螺仪的速率误差规格已处于非常低的水平。例如，ADXRS810 的灵敏度为80 LSB/°/秒，失调为±2°/秒，抗冲击性为0.03°/秒/g， ANGULAR RATE 0°/s 改善空间有限。另外，en的补偿算法非常复杂。与诸如电子稳定 控制(ESC)等其他应用相比，DR导航系统中的陀螺仪可以长期运 行，例如车辆行驶通过长隧道时GPS信号就不会丢失。在DR导航 HEADING DIRECTION 0°/s 应用中，较长的运行时间会导致角度误差变大。 –50° 如果可以缩短积分时间，则可以显著降低累积角度误差。当陀螺 –70° 仪不旋转时，速率输出较小，但因陀螺仪噪声的影响，输出不是 35° –45° VEHICLE POSITION START END 零。ADXRS810具有超低的陀螺仪噪声和超高的灵敏度，只需设 置相应的阈值，即可轻松过滤掉数字域中的噪声。这一过程等效 45° TIME 图1. DR导航的工作原理。 于低通滤波，因为与旋转导致的速率输出相比，陀螺仪速率噪声 处于高频区。 使用数字陀螺仪时，积分速率可以表示为速率样本和与采样间隔 图3所示为图2的LPF版本，其中，小于1°/s的所有速率样本均归零 之积： 处理，因此在速率积分时忽略不计。剩下的积分时间，被认为是有 angle = ∑ ri × τ 效积分时间，只相当于总积分时间的16%左右。如此可以大幅缩短 积分时间。结果，累积角度误差也显著降低，如图中的红线所示。 i =1 其中， r i 为陀螺仪检测到的速率， n为样本数，τ为采样间隔。 2 随时间累积的角度误差可以表示为： 409 TIME (2ms PER SAMPLES INTERVAL) 885 1361 1837 2313 2789 0 n i =1 其中， ei 为各样本的速率误差， n为样本数，τ为采样间隔。 根据该公式，随着所需积分时间变长，累积误差变大，如图2所 示。这些速率样本(用带ADXRS810高性能角速率传感器的评估 板测得)模拟的是共含有3300个速率样本的DR导航系统。蓝线表 示陀螺仪速率样本；红线表示累积角度误差。显然，累积角度误 –2 (RATE °/s) angular error = ∑ ei × τ 差随时间而变大。 1 –4 3265 ANGULAR ERROR (°) n –6 –8 –10 –12 EFFECTIVE PERIOD IGNORED PERIOD EFFECTIVE PERIOD IGNORED PERIOD 图3. 使用ADXRS810评估板和数字LPF测得的速率。 (注：角度误差未按比例绘制。) 第47卷第3期 13 4 4 0 –2 2 (RATE °/s) (RATE °/s) 2 0 –2 –4 –4 –6 –6 –8 1 ANGULAR ERROR (°) 6 ANGULAR ERROR (°) 6 –8 1197 2692 4187 5682 7177 8672 10167 11662 13157 14652 1 1197 2692 4187 5682 7177 8672 10167 11662 13157 14652 TIME (12ms PER SAMPLES INTERVAL) TIME (12ms PER SAMPLES INTERVAL) 图5. 使用LPF后的车载陀螺仪速率样本。 (注：角度误差未按比例绘制。) 图4. 未经过滤的车载陀螺仪速率样本。 (注：角度误差未按比例绘制。) 在实际应用中，车辆方向盘一般位于零度处。因此，可以通 ADXRS810高性能、低成本数字陀螺仪采用ADI公司的新型 过忽略来减少陀螺仪速率的有效积分时间，如图3所示实验 MEMS技术，是车载DR导航应用的上佳选择。该陀螺仪采用超 中所做的那样。图4所示为来自真实车载测试的陀螺仪速率 小型封装，具有低失调、低噪声和高速率灵敏度的特点。采用芯 样本。在隧道中行驶大约180秒，则需要180秒的速率积分时 片集成温度补偿技术，无需使用外部温度传感器，同时简化了温 间。如果不使用LPF过程，则180秒内累积的误差可能高达4°， 度补偿算法。其超高的抗冲击和抗振动能力对汽车应用具有十分 该值太大，导致无法正确确定车辆在隧道中的位置。采用LPF 重要的意义。 过程，将阈值设为0.5°/秒，则有效积分时间缩短至84秒，减 幅达53%左右。累积误差降至约0.5°，如图5所示。设置LPF阈 值时，可以根据具体应用所需要的精度来定。 作者简介 Ben Wang [[email protected]], 是ADI公司 中国深圳的现场应用工程师(FAE)，毕业于湖南大 结论 学。他于2009年6月加入ADI公司，此前在National 如今的数字陀螺仪具有出色的规格特性，因此，其性能的提升余地 Semiconductor工作过六年。 有限。在车载DR导航系统以及要求长积分时间的其他应用中，通 过设置LPF阈值来缩短积分时间是一种简单但有效的精度提升方法。 ( 接第12页 ) 过下列网站上单个产品页面的链接找到：www.analog.com或ADI RENESAS EVALUATION BOARD Wiki上的微控制器示例部分。 欲获得有关SDP分线板的更多信息，包括原理图和订购信息，请 访问：www.analog.com/EI3Breakout。该板零售价为49美元/片。 结论 从评估到原型制作的过程中，有很多选择有助于加快设计速 度。ADI拥有专用硬件、可自定义硬件以及示例代码，提供一系 列解决方案，满足各种需要。我们的系统演示平台正在不断演进 ADI EVALUATION BOARD SDP BREAKOUT BOARD 中，因此我们鼓励您提供对您的设计过程帮助最大的原型制作硬 件和软件反馈信息。 作者简介 Rosemary Ryan [[email protected]] 是应用技术团队的应用工程师。她2005年毕业于利 图9. SDP分线板连接AD7291评估板与Renesas评估板 在图9的示例设置中，SDP分线板的SPI引脚连线至Renesas RL78 评估板。Wiki知识库提供示例代码，用于多个元器件评估板，可通 14 默里克大学，获计算机工程工学学士学位，2006年 加入利默里克ADI公司。2010年毕业于沃特福德理 工学院，获电子工程工学硕士学位。目前就职于精 密系统应用团队，负责系统演示平台(SDP)的开发。 第47卷第3期 如何设计并调试锁相环(PLL) 电路 PLL使用与放大器类似的负反馈控制系统，因此环路带宽和相位裕 量的概念此处依然适用。通常，环路带宽应设为PFD频率的十分之 一以下，且相位裕量的安全范围为45°至60°。此外，应当进行针对 真实电路板的仿真和原型制作，以便确认电路符合PCB布局对寄生 作者：Ray Sun 元件、电阻容差和环路滤波器电容的规格要求。 简介 有些情况下，暂时没有合适的电阻和电容值，因此工程师必须确 设计并调试锁相环(PLL)电路可能会很复杂，除非工程师深入了解 定是否能使用其他值。在ADIsimPLL的“工具”菜单中隐藏了一 PLL理论以及逻辑开发过程。本文介绍PLL设计的简易方法，并提 项小功能，称为“BUILT”。该功能可将电阻和电容值转换为最 供有效、符合逻辑的方法调试PLL问题。 接近的标准工程值，允许设计人员返回仿真界面，验证相位裕量 和环路带宽的新数值。 仿真 如果不在特定条件下进行仿真，则估计一个PLL电路的规格将会是 寄存器 十分困难的。因此，进行PLL设计的第一步应当是仿真。我们建议 ADI PLL提供很多用户可配置选项，具有灵活的设计环境，但也 工程师使用ADIsimPLL™ 软件运行基于系统要求的仿真，包括参考 会产生如何确定存储在每个寄存器中数值的难题。一种方便的解 频率、步进频率、相位噪声(抖动)和频率杂散限制。 决方案是使用评估软件设置寄存器值，甚至PCB未连接仿真器时 许多工程师面对如何选择参考频率会感到无所适从，但其实参考频 也能这么做。然后，设置文件可保存为.stp文件，或下载至评估板 率和输出频率步进之间的关系是很简单的。采用整数N分频PLL， 中。图1显示ADIsimPLL仿真结果，提供诸如VCO内核电流等参 则输出频率步进等于鉴频鉴相器(PFD)输入端的频率，该频率等于 数的建议寄存器值。 参考分频器R分频后的参考频率。采用小数N分频PLL，则输出频 率步进等于PFD输入频率除以MOD值，因此，您可以使用较高的 参考频率，获得较小的频率步进。决定使用整数N分频或是小数N 分频时，可牺牲相位噪声性能换取频率步进，即：较低的PFD频率 具有更好的输出频率分辨率，但相位噪声性能下降。 例如，表1显示若要求具有固定频率输出以及极大的频率步进，则 应首选整数N分频PLL(如ADF4106)，因为它具有更佳的总带内相 位噪声。相反，若要求具有较小的频率步进，则应首选小数N分频 PLL(如ADF4153),因为它的总噪声性能优于整数N分频PLL。相 位噪声是一个基本的PLL规格，但数据手册无法针对所有可能的 应用指定性能参数。因此，先仿真，然后进行实际硬件的测试就 变得极为关键。 表1. 相位噪声确定PLL的选择 固定频率应用 GSM1800应用 RF = 1.8 GHz, fosc = 13 MHz, 固定输出频率 RF = 1.8 GHz, fosc = 13 MHz, fres = 200 kHz ADF4106 整数N分频 PLL FOM + 10log fpfd + 20log N FOM + 10log fpfd + 20log N = –223 + 10log 13 MHz + = –223 + 10log 200 kHz 20log 138 = –109 dBc/Hz + 20log 9000 = –91 dBc/Hz ADF4153 小数N分频 PLL FOM + 10log fpfd + 20log N FOM + 10log fpfd + 20log N = –220 + 10log 13 MHz + = –220 + 10log 13 MHz + 20log 138 = –106 dBc/Hz 20log 138 = –106 dBc/Hz 使用整数N分频更佳 使用小数N分频更佳 结果 甚至在真实条件下通过ADIsimPLL仿真PLL电路时，结果也可能 是不够的，除非真实参考以及压控振荡器(VCO)的模型文件已包 含在内。如果未包含在内，则仿真器将使用理想参考和VCO进行 图1. ADIsimPLL仿真软件提供寄存器设置的建议值 原理图和PCB布局 设计完整PLL电路时，需牢记几点。首先，重要的是匹配PLL的参 考输入端口阻抗，将反射降至最低。另外，保持电容与输入端口并 联组合值尽量小，因为它会降低输入信号的压摆率，增加PLL环路 噪声。更多详细信息请参考PLL数据手册上的输入要求。 仿真。若要求高仿真精度，则花在编辑VCO和基准电压源库文件 上的时间将会是值得的。 第47卷第3期 15 其次，将模拟电源与数字电源相分离，最大程度减少它们之间的干 于正确位置。若时钟和数据线路太过接近，则串扰会使时钟能量通 扰。VCO电源特别敏感，因此此处的杂散和噪声可轻易耦合至PLL 过PCB布线耦合至数据线路。这种耦合会导致数据线路在时钟的上 输出。更多注意事项以及详细信息，请参考利用低噪声LDO调节器 升沿产生毛刺。因此，读写寄存器时需检查这两条线路，尤其当寄 为小数N分频压控振荡器(VCO)供源，以降低相位噪声(CN-0147)。 存器出现错误时。确保线路电压满足表2的规格。 再则，用于组成环路滤波器的电阻和电容应当放置在尽可能离 表2. 逻辑输入 PLL芯片近的地方，并使用仿真文件中的建议值。若您在改变环 路滤波器元器件值之后发现难以锁定信号，请尝试使用最初用于 评估板的数值。 对于PCB布局而言，其主要原则是将输入与输出分离，确保数字 电路不会干扰模拟电路。例如，若SPI总线太过靠近参考输入或 VCO输出，则访问PLL寄存器时，VCO输出会在PLL输出端产生 杂散现象。 最小值 典型值 最大值 1.5 输入高电压，VINH 单位 V 输入低电压，VINL 0.6 V 输入电流，IINH/IINL ±1 μA 3.0 输入电容，CIN pF 频谱分析 频域中的问题更常见、更复杂。如果使用频谱分析仪，则应当首 先检查PLL输出是否锁定；如果波形具有稳定的频率峰值则表示 从热设计角度来看，可在PLL芯片底下放置一个导热接地焊盘，确 保热量流经焊盘，到达PCB和散热片。在极端环境下使用时，设计 人员应计算PLL芯片和PCB的所有热参数。 锁定。如果未锁定，则应当遵循前文所述的步骤。 如果PLL已锁定，则收窄频谱分析仪带宽，以便确定相位噪声是否 位于可接受范围内，并将测试结果与仿真结果对照确认。测量某些 有效利用MUXOUT 带宽条件下的相位噪声，如1 kHz、10 kHz和1 MHz。 在调试阶段开始时，若PLL不锁定，则很难确定应当从何处开始。 若结果与预期不符，则应首先回顾环路滤波器设计，检查PCB板上 第一步，可以使用MUXOUT查看是否所有内部功能单元都正常 元器件的真实值。然后，检查参考输入的相位噪声是否与仿真结果 工作，如图2所示。例如，MUXOUT能显示R计数器输出，指示 一致。PLL仿真相位噪声应与真实值接近，除非外部条件有所不同， 参考输入信号良好，且寄存器内容成功写入。MUXOUT还能检 或向寄存器写入了错误值。 查检测器的锁定状态，以及反馈环路中的N分频输出。通过这种 方法，设计人员可确定每个分频器、增益或频率值是否正确。这 是调试PLL的基本过程。 电源噪声不可忽略，哪怕使用了低噪声LDO；因为DC-DC转换器 和LDO都可能成为噪声源。LDO数据手册显示的噪声频谱密度通 常会影响噪声敏感型器件，比如PLL(见图3)。为PLL选择低噪声电 源，特别是需要为VCO的内核电流提供电源。 DVDD THREE-STATE OUTPUT 1M DVDD DGND R COUNTER OUTPUT N DIVIDER OUTPUT MUX 100k MUXOUT CONTROL CBYP = 1𝛍F CBYP = 1mF 10k DIGITAL LOCK DETECT RESERVED DGND 图2. MUXOUT引脚辅助PLL进行调试 时域分析 NSD (nV/√Hz) ANALOG LOCK DETECT 1k 100 10 1 调试PLL时，使用时域分析，演示写入串行外设接口(SPI)总线上 的寄存器数据是正确的。虽然读写操作需要的时间比较长，但请 0.1 0.1 1 10 100 1k 确保SPI时序符合规格，且不同线路之间的串扰减小到最低程度。 FREQUENCY (Hz) 应当参考PLL数据手册中的时序图，以便确定数据建立时间、时钟 图3. LDO噪声频谱密度 10k 100k 1M 速度、脉冲宽度和其他规格。确保留有足够的裕量，以便在所有条 件下都满足时序要求。使用示波器检查时域内的时钟和数据边沿位 16 第47卷第3期 通常PLL的输出端会有四种类型的杂散：PFD或参考杂散、小数 参考文献 杂散、整数边界杂散以及外部来源杂散，如电源。所有PLL都至 Curtin, Mike, and Paul O’ Brien.“Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters—Part 1.” Analog Dialogue, Volume 33, Number 1, 1999. 少有一种类型的杂散，虽然永远无法消除这些杂散，但某些情况 下，在不同类型的杂散或频率之间进行取舍，可以改进整体性能。 若要避免参考杂散，请检查参考信号的上升沿。边沿过快或边沿 幅度过大都会对频域造成严重的谐波现象。另外，仔细检查PCB 布局，避免输入和输出之间产生串扰。 如需最大程度地减少小数杂散，可增加扰动，迫使小数杂散进入本 底噪声中，但这样做会略为增加本底噪声。 整数边界杂散不常见，且仅当输出频率过于接近参考频率的整数倍 时才会发生，此时环路滤波器无法将其滤除。解决该问题的简便方 Curtin, Mike, and Paul O’ Brien. “Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters—Part 2.” Analog Dialogue, Volume 33, Number 1, 1999. Curtin, Mike, and Paul O’ Brien, “Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters—Part 3.” Analog Dialogue, Volume 33, Number 1, 1999. CN0147 Circuit Note. Powering a Fractional-N Voltage Controlled Oscillator (VCO) with Low Noise LDO Regulators for Reduced Phase Noise. 处，且输出为1100.1 MHz，参考输入为20 MHz，则使用100 kHz Fox, Adrian. “PLL Synthesizers (Ask the Applications Engineer—30).” Analog Dialogue, Volume 36, Number 3, 2002. 环路滤波器将参考频率改为30 MHz即可消除该杂散。 MT-086 Tutorial. Fundamentals of Phase-Locked Loops (PLLs). 结论 作者简介 调试PLL要求对PLL具有深入的理解，并且如果在设计阶段格外仔 Ray Sun [[email protected]] 2002年毕业于武 法是重新调节参考频率方案。例如，若边界杂散发生在1100 MHz 细，就能避免很多问题。若问题发生在调试阶段，请遵循本文所述 汉技术大学并获得工程学士学位，于2009年加入 之建议，对问题逐一进行分析并逐步解决问题。更多信息，请参考 ADI公司，并于2010年获得华中科技大学MBA学 网站上的丰富信息资源：www.analog.com/pll。 位。Ray目前担任中国武汉的现场应用工程师，为 中国中部地区的客户提供支持。业余时间，Ray是 一名驯狗师、一名动物爱好者，以及武汉演讲会的创始人之一。 第47卷第3期 17 欢迎来到ADI在线购买中心 ADI官方网站已经开放中国大陆、中国香港及台湾地区在线购买服 务，无论您是购买少量产品的工程师，还是需要订购大批产品以满 足生产需求的采购人员，都可以利用ADI公司在线购买系统，实现 从设计到生产过程的各种产品订单管理。 原厂产品 型号齐全 提供 配套评估板及开发套件 购买 部分产品 一片起订，报价依量而定，无最低金额要求 全球实时供货 快速送达，您的电子邮件将会收到订单状态更新 现在就开始订购 输入产品型号或关键字 进入产品页面， 获取价格和供货信息 ADI在线购买常见问题解答 完成结算 客户支持 如何查询产品价格及库存？ 申请myAnalog账户 物流及订单进度跟踪 查询订单状态 关于ADI官网的产品价格 运费、税费、支付及发票问题 请使用信用卡订购 (VISA, MasterCard, AMEX) 取消订单及退换货事宜 更多帮助内容，请在购买前详细阅读 >> 18 添加至购物车 亚洲技术支持中心 4006-100-006 模拟与其他线性产品 嵌入式处理与DSP产品 免费样片申请 ADI在线技术论坛 网址 [email protected] [email protected] www.analog.com/zh/sample ezchina.analog.com www.analog.com/zh/CIC 点击在线提交客户服务表单 第47卷第3期 第47卷第3期 19 Analog Devices, Inc. Worldwide Headquarters One Technology Way P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106 U.S.A. Tel: (1 781) 329 4700 Fax: (1 781) 461 3113 亚太区总部 上海市浦东新区张江高科技园区 祖冲之路 2290 号展想广场 5 楼 邮编：201203 电话 : (86 21) 2320 8000 传真 : (86 21) 2320 8222 深圳分公司 深圳市福田中心区 益田路与福华三路交汇处 深圳国际商会中心 4205-4210 室 邮编：518048 电话 : (86 755) 8202 3200 传真 : (86 755) 8202 3222 北京分公司 北京市海淀区 上地东路 5-2 号 京蒙高科大厦 5 层 邮编：100085 电话 : (86 10) 5987 1000 传真 : (86 10) 6298 3574 武汉分公司 湖北省武汉市东湖高新区 珞瑜路 889 号光谷国际广场 写字楼 B 座 2403-2405 室 邮编：430073 电话 : (86 27) 8715 9968 传真 : (86 27) 8715 9931 亚洲技术支持中心 免费热线电话：4006 100 006 电子邮箱： [email protected] 技术专栏： www.analog.com/zh/CIC 样品申请： www.analog.com/zh/sample 在线购买： www.analog.com/zh/BOL 在线技术论坛： ezchina.analog.com ©2014 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. M02000473sc-2-8/14 www.analog.com/zh/analogdialogue