AN-584 アプリケーション・ノート AD813xの使い方 動作原理 AD813x は、追加された入力と出力が外部に出ている点で従来型オ ペアンプと異なっています。追加された入力 VOGM が、出力同相モ ード電圧を制御します。追加された出力は、従来型オペアンプの 1 つの出力のアナログ相補信号になっています。この動作のために、 AD813x は 2 つの帰還ループを使います。これは、従来型オペアン プのシングル・ループとは対照的です。これは種々の新しい回路 をつくる場合に自由度を大きくしますが、それでもオペアンプの 基本理論を使って動作を解析することができます。 帰還ループの 1 つが出力同相モード電圧 VOUT,cm を制御します。そ の入力は VOCM (ピン 2)で、出力は同相モード、すなわち 2 つの差動 出力(+OUT と−OUT)の平均電圧です。この回路のゲインは内部で 1 に設定されています。AD813x が直線領域で動作しているとき、こ れが動作制約の 1 つ VOUT,cm = VOCM を設定します。 2 つ目の帰還ループは差動動作を制御します。オペアンプと同様に、 ゲインと伝達関数のゲイン・カーブは受動帰還回路を追加すること により制御することができますが、ループを閉じて動作をフルに制 約するためには 1 つの帰還回路のみが必要です。しかし、必要と される機能に応じて、2 つの帰還回路を使うことができます。差動 入力に対して各々が反転された 2 つの出力があるため、これが可 能です。 用語の定義 差動電圧は 2 つのノード電位間の差を意味します。たとえば、出 力差動電圧(または等価な出力差動モード電圧)は、次のように定義 されます。 (1) V+OUT と V−OUT は+OUT ピンと−OUT ピンの電圧(共通リファレンス を基準)。 同相モード電圧とは、2 つのノード電圧の平均を意味します。出力 同相モード電圧は次式で定義されます。 (2) ピン機能の説明 ピン番号 記号 機能 1 –IN 負側入力 2 VOCM 3 4 V+ +OUT 5 –OUT 6 7 8 V– NC +IN このピンに加える電圧により、同相 モード出力電圧を比1:1で設定しま す。たとえば、VOCMでの1 V dcによ り+OUTと−OUTのDCバイアス・レベ ルが1 Vに設定されます。 正電源電圧 正側出力。注: −DINの電圧は+OUTで は反転されます。 負側出力。注: +DINの電圧は-OUTでは 反転されます。 負電源電圧 未接続 正側入力 AD813xの一般的な使い方 ここで、一次解析のために幾つかの仮定を行います。これらは、オペ アンプの解析で使われる一般的な仮定です。 図 1.回路の定義 • 入力インピーダンスが非常に大きいため、負荷効果は無視でき る。 • 入力バイアス電流は無視できるほどに十分小さい。 • 出力インピーダンスは十分小さい。 • オープン・ループ・ゲインは十分大きいため、入力差動電圧が 実質的に 0 となる状態までアンプを駆動する。 • オフセット電圧は 0 と見なす。 Rev. 0 社／〒105-6891 東京都港区海岸 1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル 電話 03（5402）8200 大阪営業所／〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原 3-5-36 新大阪トラストタワー 電話 06（6350）6868 本 AN-584 AD813x を純差動入力で動作させることができますが、多くのアプ リケーションではシングルエンド入力で差動出力の回路が必要と されます。 シングルエンド/差動変換回路の場合、駆動されない入力の RG は基 準電圧に接続されます。この場合はグラウンドに接続されます。そ の他の条件は後で説明します。また、電圧 VOCM したがって VOUT,cm は、以後グラウンドと見なします。図 2 に、2 つの帰還パスを持つ AD813x を使うこのような回路の一般化した回路図を示します。 AD813x は従来型オペアンプと同様に、2 つの差動入力を持ってお り、これらは差動モード入力電圧(VIN,dm)と同相モード入力電圧 (VIN,cm)で駆動することができます。AD813x にはもう 1 つの入力 (VOCM)があり、これは従来型オペアンプにはありません。この入力 は前述の入力とは全く別のものです。相補出力は 2 つあり、その 応答は差動モード出力(VOUT,dm)と同相モード出力(VOUT,cm)により決 定することができます。 表 I に、任意のタイプの入力からいずれかのタイプの出力までのゲ インを示します。 表 I.差動モード・ゲインと同相モード・ゲイン Input VOUT,dm VOUT,cm VIN,dm VIN,cm VOCM RF/RG 0 0 (By Design) 0 1 (By Design) 0 (By Design) 図 2.代表的な 4 抵抗帰還回路 各帰還回路に対して、帰還係数は、反対符号の入力に帰還される 出力信号に乗算する小数値として定義することができます。これ らの項は次のようになります。 帰還係数 β1 は駆動される側のもので、帰還係数 β2 は基準電圧(グ ラウンド)に接続される側のものです。また、各帰還係数は 0～1 の 範囲の値であることに注意してください。 差動出力(VOUT, dm)は差動入力電圧(VIN, dm)と RF/RG の積に等しくな ります。この場合、両差動入力が駆動されているか、または 1 方 の出力が駆動され、他方がグラウンドなどの基準電圧に固定さ れているかは、問題になりません。最初の列に示す 2 つのゼロ から分かるように、いずれの同相モード入力もこのゲインに影 響を与えません。 VIN, dm から VOUT, cm までのゲインは 0 であり、一次では帰還回路の 比の一致に依存しません。同相モード帰還ループは AD813x 内で、 このゲイン項を小さくする対策を提供します。バランス誤差の項 は、このゲイン項が 0 から離れている度合を表します。 シングルエンド/差動変換ゲインの式は、次式から求めることがで きます(β1 と β2 の全値に対して可能)。 VIN, cm から VOUT, dm までのゲインは、帰還回路の一致度に直接依存し ます。この伝達関数に似た項は(従来型オペアンプで使用)、同相モ ード除去比(CMRR)です。したがって、高い CMRR を持つ場合は、 帰還比が一致していることを意味します。 この式は、直感的に分かり易い式ではありません。よく見ると、β1 の許容誤差はゲインに対して β2 の許容誤差と同じ影響を与えない ということが直ちに分かります。 VIN, cm から VOUT, cm までのゲインは理論的に 0 で、一次では帰還比 の一致に依存しません。VIN, dm から VOUT, cm までの場合と同様に、 同相モード帰還ループがこの項を小さく維持します。 RF1/RG1 = RF2/RG2 とすると、ゲイン式は簡単になり G = RF/RG となり ます。 VOCM から VOUT, dm までのゲインは、帰還比が一致する場合にのみ理 論的に 0 です。VOCM の変化で発生する差動出力信号の大きさは、帰 還回路内の一致度に関係します。 基本的な回路動作 AD813x の使い方を理解する便利で容易な方法の 1 つは、等しい比 を持つ 2 つの帰還回路を提供することです。寄生の影響を等しく するため、これらの回路を 2 つの等しい値の帰還抵抗(RF)と 2 つの 等しい値のゲイン抵抗(RG)で構成します。この回路を図 1 に示しま す。 Rev. 0 － 2/8 － AN-584 VOCM は、ゲイン= 1 の伝達関数で出力同相モード電圧 VOUT, cm を制 御します。比の一致している帰還回路(前の仮定)では、各出力への 影響は同じであり、VOCM から VOUT,dm までのゲインはゼロと言うこ ともできます。駆動されない場合は、出力同相モードは電源中心 になります。0.1 µF のバイパス・コンデンサを VOCM に接続するこ とが推奨されます。 等しくない帰還比を使用する場合は、VOUT, dm に対応する 2 つのゲイ ンは非ゼロになります。これにより数学的解析が複雑になり、デバ イス動作の直感的理解が難しくなります。これらの構成の幾つか を別のセクションに示します。 出力ノイズ電圧の計算 従来型オペアンプの場合と同様に、差動出力誤差(ノイズ電圧とオ フセット電圧)は+IN と−IN での入力換算項に回路ノイズ・ゲイン を乗算することにより計算することができます。ノイズ・ゲイン は次のように定義されます。 (6) 図 1 の回路の総合出力換算ノイズを計算するときは、抵抗 RF と抵 抗 RG の影響に注意が必要です。種々のクローズド・ループ・ゲイン での出力ノイズ電圧密度の計算については表 II を参照してくださ い。 表 II.特定のゲインに対する推奨抵抗値とノイズ性能 Gain 1 2 5 10 RG (Ω) 499 499 499 499 RF (Ω) 499 1.0 k 2.49 k 4.99 k Bandwidth –3 dB 360 MHz 160 MHz 65 MHz 20 MHz Output Noise AD813x 16 nV/Hz 24.1 nV/Hz 48.4 nV/Hz 88.9 nV/Hz Output Noise AD813x + RG, RF 17 nV/Hz 26.1 nV/Hz 53.3 nV/Hz 98.6 nV/Hz シングルエンド入力信号の場合は(たとえば、−DIN をグラウンドに 接続し、入力信号を+DIN に加える場合)、入力インピーダンスは次 のようになります。 (8) 回路の入力インピーダンスは、インバータとして接続された従来 型オペアンプの場合より実効的に高くなります。これは、差動出 力電圧の成分が同相モード信号として入力に現れて、特に入力抵 抗 RG 両端の電圧を持ち上げるためです。 単電源アプリケーションでの入力同相モード電圧 範囲 AD813x は、レベル・シフト(グラウンド基準の入力信号)に対して最 適化されています。例えば、シングルエンド入力の場合、これはアン プの負側電源電圧(V−)が 0 V に設定されると、図 1 の−DIN の電圧 も 0 V になることを意味します。 出力同相モード電圧の設定 AD813x の VOCM ピンは、内部で電源の中心値(V+と V−の電圧の平 均値)にほぼ等しくバイアスされています。この内部バイアスを使 用すると、出力コモン・モード電圧が期待値の約 100 mV 以内で発 生します。出力同相モード・レベルの正確な制御が必要な場合に は、外付け電源または抵抗分圧器(RSOURCE < 10 kΩ)を使用するこ とが推奨されます。 AD813x差動アンプADC駆動のアプリケーション 上の注意 高性能ADCの駆動 アプリケーション回路入力インピーダンスの計算 図1の+DINと−DINでの実効入力インピーダンスのように、回路の実 効入力インピーダンスは、シングルエンドまたは差動のいずれの 信号源でアンプを駆動するかに依存します。平衡差動入力信号の 場合、入力間(+DINと−DIN)の入力インピーダンス(RIN,dm)は、 (7) Rev. 0 図 3 の回路に、12 ビット 40 MSPS ADC の AD9224 を駆動する AD813x の簡略化したフロントエンド接続を示します ADC の駆動 には差動が最も適しており、データ・シートに記載するように歪 みが最小になります。AD813x は、ADC の駆動でトランスを不要に し、シングルエンド/差動変換、同相モード・レベルのシフト、駆動 信号のバッファリングを行います。 AD813x の正側出力と負側出力は、AD9224 のスイッチド・キャパ シタ・フロントエンドの影響を小さくするため 1 対の抵抗 49.9Ω を介してそれぞれの AD9224 入力に接続されます。最適歪み性能を 得るために、電源±5 V で動作させます。 － 3/8 － AN-584 また、AD813x はシングルエンド入力から差動出力までゲイン= 1 で構成することもできます。さらに–IN の 23 Ω (合計 522 Ω)により、 50 Ω ソース抵抗と非反転入力を駆動する 50 Ω 終端抵抗との並列イン ピーダンスとバランスをとります。 信号ジェネレータは、グラウンド基準のバイポーラ出力などを持って いて、 グラウンドの上下に対称に駆動します。 VOCM を AD9224 の CML ピンに接続すると、AD813x の出力同相モードが 2.5 V に設定され、 これは AD9224 に対して電源中心レベルになります。この電圧は、 0.1 µF のコンデンサでバイパスされます。 AD9224 のフルスケール・アナログ入力範囲は、SENSE ピンと AVSS を接続することにより、4 V p-p に設定されます。これは、高調波 歪みを最小にするスケールにするために決定されました。 3 V単電源の差動ADCドライバ 多くの新しい A/D コンバータは 3 V 単電源で動作することができ るため、システム消費電力を大幅に削減することができます。ア ナログ入力でのダイナミック・レンジを広げるため、差動入力を 採用しています。差動入力ではダイナミック・レンジがシングル エンド入力の 2 倍になります。 差動入力を使うもう 1 つの利点は、 歪み性能を改善できることです。 AD813x は低歪み、かつ 3 V 単電源で動作できるため、10 ビットの 単電源アプリケーション向けの ADC ドライバとして適しています。 図 4 に、10 ビット 40 MSPS ADC コンバータ AD9203 を駆動する AD813x の回路図を示します。 AD813x が 4 V p-p で変化する場合、各出力は 2 V p-p 振幅になり、 位相が 180˚異なる信号を出力します。出力での同相モード電圧が 2.5 V の場合、各 AD813x 出力は 1.5 V～3.5 V の範囲で変化するこ とを意味します。 DIN+にグラウンド基準の 4 V p-p、5 MHz 信号を使用して図 3 の回 路をテストしました。接続したデバイス回路をサンプリング・レ ート 20 MHz MSPS で動作させたとき、SFDR (スプリアス・フリー・ ダイナミック・レンジ)は–85 dBc と測定されました。 図 4. AD813x による、10 ビット 40 MSPS A/D コンバータ AD9203 の 駆動 図 3. AD813x による、12 ビット 40 MSPS A/D コンバータ AD9224 の 駆動 Rev. 0 AD813x 出力の同相モードは、VOCM に接続された分圧器により電源 中心に設定され、0.1 µF のコンデンサで AC バイパスされています。 これにより、AD813x 出力でこの電源間の最大ダイナミック・レン ジが得られます。AD813x 出力の 110 Ω 抵抗とシャント・コンデン サにより、ノイズと折り返しを抑える 1 極ローパス・フィルタが 構成されています。 図 5 に、両デバイスを接続して、アナログ入力周波数 2.5 MHz、40 MSPS のサンプリング・レートで取得した FFT プロットを示し ます。 － 4/8 － AN-584 AD813x の性能は、この ADC の駆動に最適とされているセンター・ タップ付きトランス駆動と同等です。 AD813x には、トランス・ ソリューションにはない DC 維持性能を持っている利点がありま す。 図 6 に、ツイストペア・ラインを駆動する AD813x の回路を示しま す。カテゴリ 3 やカテゴリ 5 (Cat3 や Cat5)のようなツイストペア・ ラインは既に多くのビルディングで電話とデータ通信用に設置さ れています。このような伝送線の特性インピーダンスは通常約 100 Ω です。AD813x 出力のバランスは非常に優れているため、同相モ ード信号が小さくなり、したがってツイストペアの駆動から発生 する EMI も少なくなります。 図 6.シングルエンド/差動変換 100 Ω ライン・ドライバ 図 5. AD9203 を駆動する AD813x の FTT 応答 平衡ラインを駆動するツイストペア・ライン・ドラ イバ ツイストペア・ケーブルを駆動するときは、純差動信号のみをラ インへ駆動することが望まれます。信号が純差動(すなわち平衡信 号)で、かつ伝送線が撚り線で平衡な場合は、信号の放射が最小に なります。 相補電界の大部分が 2 本の撚り線の間の空間に閉じ込められるた め、ケーブルからの大きな放射はありません。ケーブル内の電流は 磁界を発生し、これがある程度放射されますが、各撚りで、2 つの 隣接する撚りで発生する各磁界は、互いに逆極性を持ちます。撚り のピッチが十分短い場合は、これらの小さい磁界ループが大部分の磁 束を含むため、遠端磁界強度は無視できます。 差動駆動信号内の不平衡は、ケーブル上で同相モード信号として 現れます。これは、同相モード信号で駆動された単線と等価です。 この場合、線はアンテナとして機能して放射が発生します。した がって、差動ツイストペア・ケーブルを駆動する際に放射を少なくす るためには、差動駆動信号が良く平衡していることを確認する必要 があります。 各出力に直列な 2 本の抵抗により、ライン送信端を終端します。 AD813x の出力インピーダンスは非常に小さいため、短絡と見なす ことができるので、2 本の終端抵抗により伝送線送信端で 100 Ω 終 端が形成されます。受信端は、ライン間に接続する 100 Ω 抵抗で 直接終端されます。 伝送線のこのバック終端により、出力信号が 1/2 倍されます。固定 ゲイン 2 の AD813x により、 システム全体ゲイン= 1 が得られます。 このケースでは、入力信号は出力インピーダンス 50 Ω の信号ジェ ネレータから供給されています。これは、AD813x の+DIN の近くで 49.9 Ω 抵抗により終端されています。ソースと終端の実効並列抵 抗は 25 Ω です。–DIN とグラウンドとの間の 24.9 Ω 抵抗により+DIN ソース・インピーダンスと整合させるため、DC とゲインの誤差が 小さくなります。 短距離で、オペアンプ出力のような低インピーダンス・ソースか ら+DIN が駆動される場合、+DIN には終端抵抗は不要です。この場 合、–DIN は直接グラウンドへ接続することができます。 送信等化器 伝送線の長さによって伝送する信号が減衰させられます。この影 響は高い周波数ほど大きくなります。これを補償する 1 つの方法は、 送信回路で高い周波数を持ち上げる等化器を使用して、ケーブルの 受信端で減衰効果を相殺させることです。 AD813x の同相モード帰還ループは出力での同相モード電圧を小 さくするのに役立っています。このため、この機能を使って平衡 度の優れた差動ライン・ドライバを構成することができます。 Rev. 0 － 5/8 － AN-584 高い周波数で帰還回路の RG 部品のインピーダンスを小さくする ことにより、ゲインを高周波で上げることができます。図 7 に、 RG を 10 pF のコンデンサでシャントしたゲイン= 2 のライン・ド ライバを示します。この効果を図 8 の周波数応答プロットに示し ます。 巻線間容量(CSTRAY)が均一に分布していると仮定すると、駆動源か らの信号が、駆動される 1 次側近くに配置されている 2 次側出力 端子に混入します。一方、2 次側の反対側端子には信号が混入しま せん。これは、近くにある 1 次側端子が駆動されないためです(図 9 参照)。この不平衡の正確な大きさは、トランスの寄生の大きさ に依存します。 図 7.周波数ブースト回路 図 9.トランスに固有なシングルエンド/差動変換の不平衡 差動回路のバランスは、差動出力間に値の等しい抵抗分圧器を接 続して、グラウンドを基準とした回路の中心ポイントを測定する ことにより、測定することができます。2 つの差動出力は同じ振幅 で位相が 180˚異なると見なすことができるので、完全にバランス した出力では信号が現れないはずです。 図 9 の回路に、Minicircuits 社の T1-6T トランスを示します。この トランスの 1 次側はシングルエンドで駆動され、2 次側では端子間 に高精度分圧器が接続されています。分圧器は、2 本の 500 Ω (0.005%高精度抵抗)で構成されています。電圧 VUNBAL (AC 同相モー ド電圧にも一致)は、両出力の平衡度を表します。 図 10 のプロットに、信号ジェネレータを使ってシングルエンドで トランスを駆動した場合と AD813x を使って差動で駆動した場合 の比較を示します。図 10 の上側の信号カーブは、シングルエンド 構成のバランス応答を、下側のカーブは差動駆動時のバランス応 答を、それぞれ示しています。100 MHz でのバランスは、AD813x を使った場合 35 dB 良くなっています。 図 8.送信ブースト回路の周波数応答 その他のアプリケーション 平衡トランス・ドライバ トランスは、シングルエンド/差動変換(および逆変換)に使われてき た最も古いデバイスです。またトランスは、電流アイソレーショ ン、昇圧または降圧、インピーダンス変換の機能も持っています。 このため、アプリケーションによっては常にトランスの用途があ りました。 ただし、トランスをシングルエンドで駆動して出力を見ると、ト ランスに固有な寄生のために基本的な不平衡があることが分かり ます。トランスの 1 次(駆動)側の一方を DC 電位(通常グラウンド) にして、他方を駆動します。これにより、トランスの差動出力信 号で優れたバランスが必要なシステムでは問題が発生します。 Rev. 0 － 6/8 － AN-584 2 個のダイオードのカソードを相互に接続し、この出力ノードを 100 Ω の抵抗を介してグラウンドに接続します。 図 12.全波整流器 図 10.図 9 と図 11 の回路の出力バランス誤差 AD813x の良くバランスした出力が、トランスの各 1 次入力に振幅 が等しく位相が 180˚異なる駆動信号を提供しています。このため、 2 次側の接続極性に応じて、巻線間容量を経由する信号が、トラン スの 2 つの 2 次側信号を等しく大きくするか、または小さくしま す。いずれの場合でも、寄生の影響は対称であるため、バランス したトランス出力が得られます(図 11 参照)。 差動出力電圧がゼロのとき、少し順方向にバイアスされるようにダイ オードを動作させます。ショットキ・ダイオードの場合、これは約 400 mV です。順方向バイアスは CR1 を使って調節することができ ます。この回路では、差動出力電圧を発生することなく VOUT, cm を 変化させることができます。 この回路の利点の 1 つは、各ダイオードがループ内で極性を反転す る際に帰還ループが一時的にオープンにならないことです。この方 式は、従来型オペアンプを使用する全波整流器で使用されていま す。これらの従来型回路は、約 1 MHz 以上の周波数では良く動作 しません。 順方向バイアスが十分でない場合は(VOUT, cm が低すぎる)、全波整流 出力波形の下側先端が丸くなります。さらに、周波数が高くなると、 下側先端の丸みが強くなります。順方向バイアスを大きくして、 高い周波数で先端をシャープにすることができます。 全波整流器の性能を測定する、高信頼の数値化できる方法はあり ません。理論的な波形はシャープな周期的不連続性を持つため、 上限周波数のない高調波(主に偶数次)を持っていますが、実用的回 路では、周波数が高いほど、高い高調波が減衰するので、低い周波 数で現れたシャープな先端はかなり丸くなります。 図 11. AD813x を使った平衡トランス・ドライバ この回路は 300 MHz までの周波数で動作し、機能しているときに 出力に残った主な高調波は 2 次でした。このため、600 MHz で正 弦波のように見えました。図 13 に、100 MHz、2.5 V p-p 入力で駆 動した際の出力のオシロスコープ・プロットを示します。 全波整流器 AD813x の平衡出力と数個のショットキ・ダイオードを組み合わせて 使用すると、非常に高速な全波整流器を構成することができます。こ のような回路は、AC 電圧の測定やその他の計算に便利です。 図 12 に、このような回路の構成を示します。AD813x の各出力は、 HP2835 ショットキ・ダイオードのノードを駆動します。これらの ショットキ・ダイオードは、高速動作用に選択します。低い周波 数(10 MHz 以下)では、1N4148 のようなシリコン信号ダイオードを 使うことができます。 Rev. 0 － 7/8 － AN-584 DAC を 2 倍でオーバーサンプルする際のクロックを発生するため に、2 次高調波ジェネレータの使用が便利なことがあります。この 回路の出力をローパス・フィルタを通過して動作させると、2 次高 調波ジェネレータとして使用することができます。 図 14 に、複数帰還ローパス・フィルタの回路図を示します。アク ティブ・セクションには 2 極が含まれ、出力にさらに 1 極が追加 されています。フィルタは、1 MHz の-3 dB 周波数としてデザイン されています。実際の-3 dB 周波数の測定値は 1.12 MHz でした(図 15)。 図 14. 1 MHz、3 極の差動出力ローパス複数帰還フィルタ 図 13. 100 MHz 入力での全波整流器の応答 差動フィルタ・アプリケーション オペアンプと同様に、AD813x を使って種々のタイプのアクティ ブ・フィルタを構成することができます。これらはシングルエン ド入力/差動出力にすることができ、差動 ADC を駆動する際に折り 返し防止機能として使うことができます。 図 15. 1 MHz ローパス・フィルタの周波数応答 ©2002 Analog Devices, Inc. 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