BELLING BL6511

BL6511
特点
三相有功功率计量芯片
概述
高精度，在输入动态工作范围（500:1）内，非
线性测量误差小于 0.1%
BL6511 集成电路是三相电子电度表的核心计
量 芯片 ，采 用低 功耗设 计， 外部 采用
校表过程中高稳定性，输出频率波动小于 0.1%
（1.8MHz~3.56MHz 的晶体振荡器），芯片静态功
输入信号频率变化(45Hz~65Hz)引起的测量误
耗 35mW（典型值），因此可以采用三相阻容分压
差小于 0.1%
电源，大大降低了生产成本。基于此芯片设计的三
单电源工作（5V）
，静态功耗 35mW（典型值，
相电子电度表具有外围电路简单、精度高、稳定性
采用 3.56MHz 晶振）
，可以采用阻容分压电源方案
好等特点，适用于三相三线和三相四线电力用户的
供电
电能计量。
可以选择代数求和或绝对值求和两种方式来
计量三相平均功率和
BL6511 是基于数字信号处理的电能计量芯片,
有测量正向和负向有功功率的功能。它可以通过选
精确测量正、负两个方向的有功功率，且以同
一方向计算电能
择采用绝对值或代数和相加之一的方式来计量有
功功率和。CF 输出以较高频率的脉冲,用于校验和
慢速输出脉冲（F1,F2）能直接驱动电机工作，
计算机数据处理，F1 和 F2 输出较低频率的脉冲用
快速输出脉冲(CF)可用于计算机数据处理
于驱动脉冲电机，间接驱动机械字轮计度器计算功
防窃电功能，逻辑输出脚 REVP 用于显示三相
率,记录用电量。
片内电源检测电路可以进行掉电检测，当电源
中任一相存在反向用电
芯片上有电压检测电路，检测掉电状况
低于 4V 时，将关闭 CF,F1,F2 的输出。
具有防潜动功能
芯片上带参考电压源 2.42V±8%（温度系数典
片内电路结构完全保证电压和电流通道的信
型值 30ppm/℃），也可以使用外部电压源
号在乘法器前的相位匹配。这就保证了输入信号在
45Hz~65Hz 范围内的频率变化对增益基本没有影
采用 SOP24 封装形式
采用 0.35um 数模混合 CMOS 工艺，可靠性好
响。
片内防潜动逻辑可以保证无潜动。
BL6511 着重考虑了校表过程中读数误差的稳
注： 相关专利申请中。
定性的需求，成品测量数据表明输出校表脉冲信号
有极强的稳定度（CF 的波动小于 0.1%）。
系统框图
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三相有功功率计量芯片
管脚描述
管脚号
1
符号
CF
说明
高速校验脉冲输出脚，输出频率正比与平均有功功率的大小，可以
有多种选择。
2
DGND
3
VDD
正电源（+5V），提供模拟和数字部分电源，正常工作时电源电压应
该保持在+4.75V~+5.25V 之间。
4
REVP
负向有功功率指示信号，在任何一相中，当电流通道和电压通道输
入信号的相位差大于 90°时，该脚输出高电平。
5,6；
7,8；
9,10
IAP,IAN;
IBP,IBN;
ICP,ICN
三相电流采样信号的正,负输入脚。最大差分输入电压为±500mV。
11
AGND
内部模拟电路的接地点。
12
VREF
参考电压输出/输入端，片内基准电压标称值 2.42±8%,温度系数典型
值为 30ppm/°C。允许使用外部 2.5V 电压输入。
外部接 100uF 电容，可有效抗高速脉冲群干扰。
13,14,
15,16
VN,VCP
VBP,VAP
VAP,VBP,VCP 与 VN 分别构成三相电压采样信号的正，负输入脚。
最大差分输入电压为±500mV。
17
ADDSEL
用于选择代数和或绝对值相加方式。当为 0 时，选择绝对值相加，
为 1 时选择代数和相加。
18
SCF
19
CLKIN
20
CLKOUT
21,22
S0,S1
通过 S1,S0 的组合可以针对不同的电表常数选择不同的工作模式，为
电表设计提供更大的选择范围。
23,24
F1,F2
低速逻辑输出脚，其输出频率正比于平均有功功率的大小，F1,F2 为
非交叠输出，可以驱动机电式计度器或两相步进电机。输出频率见
芯片计算公式。
内部数字电路接地点
高频校验脉冲选择端，与 S1,S0 组合起来选择 CF 的输出频率。
外部时钟引入或与 CLKOUT 之间接晶振
时钟驱动脚或与 CLKIN 之间接晶振
封装尺寸
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三相有功功率计量芯片
极限参数
( T = 25 ℃ )
项目
符号
极值
单位
模拟电源电压 AVDD
AVDD
-0.3~+5.3(max)
V
数字电源电压 DVDD
DVDD
-0.3~+5.3(max)
V
-0.3~+0.3
V
DVDD 相对 AVDD
输入电压(相对于 AGND)
Vv
VSS+0.5≤Vv≤VDD-0.5
V
输入电压(相对于 AGND)
Vi
VSS+0.5≤Vi≤VDD-0.5
V
工作温度
Topr
-40~+85
℃
贮藏温度
Tstr
-55~+150
℃
400
mW
功耗（DIP24）
常温电参数
（T=25℃, AVDD=DVDD= 5V, CLKIN=3.58MHz）
测量项目
1 电源电流
符号
测量条件
IVDD
测量点
最小
Pin3
2 逻辑输入脚
SCF,S0,S1,ADDSEL
最大
7
单位
mA
Pin18,21
,22,4
输入高电平
VIH
输入低电平
VIL
输入电容
CIN
AVDD=5V
DVDD=5V
3 逻辑输出脚
F1,F2
4
V
1
V
10
pF
Pin23,24
输出高电平
VOH1
IH=10mA
输出低电平
VOL1
IL=10mA
输出电流
4.4
V
0.5
IO1
10
4 逻辑输出脚
CF,REVP
V
mA
Pin1,4
输出高电平
VOH2
IH=10mA
输出低电平
VOL2
IL=10mA
输出电流
4.4
Vref
10
AVDD=5V
Pin12
2.3
温度系数
7 模拟输入脚
IAP,IAN,IBP,IBN
,ICP,ICN,VN,
VCP,VBP,VAP
V
0.5
IO2
6 基准参考电压
最大输入电平
典型
V
mA
2.42
2.6
V
30
60
ppm/°C
Pin5,6,
7,8,9,10,
13,14,15,
16
VAIN
直流输入阻抗
输入电容
ADC offset
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±500
mV
330
Kohm
6
10
±15
Voff
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pF
mV
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三相有功功率计量芯片
8 精度
电流通道的非线性测
量误差
电流通道输
入±500mV
动态范围
1000:1
Pin1
0.1
0.3
%
电流超前 37°C
(PF=0.8 容性)
Pin1
0.1
0.3
%
电流滞后 60°C
(PF=0.5 感性)
Pin1
0.1
0.3
%
Pin5,6,7,
8,9,10
0.2%
Ib
两个通道相位误差
9 启动电流
ISTART
Ib=5A
C=100,
A
cosϕ=1
电压通道
±110mV
10 正、负向有功功率
误差%
ENP
Vv=±110mV,
V(I)=2mV,
Pin1
0.3
%
±5
±7
%
4
4.1
V
cosϕ=1
Vv=±110mV,
V(I)=2mV,
cosϕ=-1
11 增益误差
12 电源监控电路检测
电平(掉电检测电平）
Gain error
Vdown
Pin1
电源从
3.5V~5V 变
化，电流电压
通道满幅输
入
3.9
指标说明
1)非线性误差%
BL6511 的三个电压通道输入固定,交流电压 V(V)为±150mV,功率因数 cosϕ=1,三相电流
通道输入（PIN5 和 PIN6，PIN7 和 PIN8,PIN9 和 PIN10）之间电压 Vi 在对应与 5%Ib~500%Ib
范围内，任何一点输出频率相对于 Ib 点的测量非线性误差小于 0.1%
eNL%＝[（X 点误差%-Ib 点误差%）/(1+Ib 点误差%)]*100%
2)启动电流
在电表常数 C=100，基本电流 Ib=5A、cosϕ=1、V(V)=±110mV、5％Ib 点电度表误差为
正常范围的条件下，能使 Pin1 产生脉冲信号的电流回路中的最小交流电流。
3)正、负向有功功率误差%
在相等的有功功率条件下，电流输入为 Ib=5A 点，BL6511 测得的负向有功功率与正向
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三相有功功率计量芯片
有功功率之间的相对误差：
eNP%=|[(eN%-eP%)/(1+eP%)]*100%|
eP%:正向有功功率误差；eN%:负向有功功率误差。
4）输入功率(正/负)
指各相电压采样信号 V(V)与各相的电流通道输入信号 V(I)乘积 V(V)*V(I)*cosϕ的符号,
大于零为正功,小于零为负功。
5）增益误差
由于工艺偏差造成的芯片与芯片的增益略有不同，这种偏离相对于标称值的百分比为增
益误差。
6）电源监控电路检测电平（掉电检测电平）
片内电源监测电路检测电源变化情况，当电源电压低于 4 伏左右时，内部电路被复位。
当电源电压超过该值时，电路恢复工作在正常状态。
时序特性
（AVDD=DVDD=5V，AGND=DGND=0V，使用片内基准电压源，CLKIN=3.58MHz，温度
-40~+85°C）
VDD=5V, AGND=DGND=0V,使用片内基准电压源，CLKIN=3.58MHz,
参数
t1
数值
145ms
t4
t2 周期的一半
90ms
F1 和 F2 的高电平脉宽，在低功率时，F1,F2 输出定脉宽，为
145ms。当计量大功率时，F1,F2 输出周期小于 290ms 时，F1,F2
的脉宽为周期的一半。
F1 上升沿到 F2 上升沿之间的时间
高速输出脉冲 CF 的高电平脉宽，在计量小功率时，CF 定脉宽
为 90ms。当计量大功率时，CF 输出周期小于 180ms 时，CF 的
脉宽为周期的一半。
CF 输出高速脉冲频率，见 CF 与 F1,F2 之间关系及 BL6511 计算
公式
t5
t6
说明
F1,F2 输出低速脉冲周期，见 BL6511 计算公式
t2
t3
温度-40~+85°C
CLKIN/4
F1,F2 之间的最小时间间隔
注：在高频工作模式下（MCF=1,SCF=0,S0=0,S1=1），F1,F2 不推荐使用。
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三相有功功率计量芯片
工作原理
电能计量原理
电能计量主要把输入的电压和电流信号按照时间相乘，得到功率随着时间变化的信息，
假设电流电压信号为余弦函数，Umax, Imax 为输入电压和电流信号峰值，并存在相位差Ф，
功率为：
p (t ) =U max cos(ω t )×I max cos(ω t +Φ )
令 Φ =0 时:
U
I
p (t ) = max max [1+ cos(2ω t )]
2
令 Φ ≠ 0 时:
p (t ) = U
max
cos(ω t ) × I
max
cos(ω t + Φ )
=U max cos(ω t )×[ I max cos(ω t )cos(Φ )+ I max sin(ω t )sin(Φ )]
U
I
= max max [1+cos(2ω t )] cos(Φ )+U max I max cos(ω t )sin(ω t )sin(Φ )
2
U
I
U
I
= max max [1+cos(2ω t )]cos(Φ )+ max max sin(2ω t )sin(Φ )
2
2
U max I max
U max I max
=
cos(Φ )+
[cos(2ωt )cos(Φ )+sin(2ωt )sin(Φ )]
2
2
U
I
U
I
= max max cos(Φ ) + max max cos(2ω t + Φ )
2
2
P(t)称为瞬态功率信号，理想的 P(t)只包括两部分：直流部分和频率为 2ω的交流部分。
前者又称为平均功率信号。
U
I
P= max max cos(Φ)
2
可以看出平均功率与电压和电流信号的相位差的余弦值 cos(Ф)的有关，该余弦值被称
为这两路信号的功率因数 PF(Power Factor)。
当电流电压的相位差超过 90 度时，P 为负，表明反向用电。
三相计量芯片的主要功能是计量三相平均功率的和（绝对值和或代数和）
，并输出与功
率成正比的频率信号。
当采用代数相加时，三相功率和为：
PTOTAL = PA + PB + PC
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三相有功功率计量芯片
如果三相中有一相为负时，其值会与其它为正项互相抵消。
当采用绝对值相加时，三相功率和为：
PTOTAL = PA + PB + PC
电能计量信号流（局部）
BL6511 内置六通道高精度模数转换器，三相的电流电压信号通过采样及模数转换后，
通过数字乘法器得到各相的瞬态功率信号 P(t)。让 P(t)通过一个截至频率很低（如 1Hz）的
低通滤波器（LPF），把平均功率信号取出来。然后对每相功率做代数相加或绝对值相加（可
选），获得三相功率和。
三相功率和的输出会被送到一个数字-频率转换的模块，在这里，平均功率会根据要求
作长时或短时的积分（即累加计数），转换成与功率大小成正比的周期性的脉冲信号，这就
是电子电能表的快速校验输出信号 CF。
通过对快速脉冲 CF 的不同分频，可以按照 8 种不同模式获得驱动步进马达的二拍驱动信号
F1 和 F2。输出脉冲送到片外的计数马达，并最终得到能量消耗的大小的计数值。
输入的直流成分对测量结果的影响
直流偏移成分来源于输入信号和前端模拟电路本身。
假设电压和电流输入直流成分分别是 Uoffset 和 Ioffset,且功率因子等于 1（ Φ =0 度）
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三相有功功率计量芯片
p (t ) = [U cos(ωt ) + U offset ] × [ I cos(ωt + Φ) + I offset ]
=
UI
UI
+ I offsetV cos(ωt ) + U offset I cos(ωt ) +
cos(2ωt )
2
2
从上面的计算看到：对于每相输入，如果电流电压信号同时具有直流成分，会给平均功
率,即乘积的直流部分带来 Uoffset*Ioffset 的误差，还有在ω频率处出现 Uoffst*I+Ioffset*V
的分量，前者必然引起测量误差，而后者也会当后续的低通滤波器的对ω抑制不够时影响平
均功率的输出，带来大的波动。
而当电压或电流中的一路经过数字高通滤波器后，如去掉电流采样信号的直流偏移项。
这时仅有一路输入有直流成分时，乘法的结果有了很大的改善：没有了直流误差，w 频率处
的分量也减少了。
如果在电流电压两路都经过数字高通滤波器，
会进一步抑制乘法器后的 50Hz 输出分量，
提高输出信号的稳定性。同时完全匹配电流和电压通道，提高 PF=0.5C 和 PF=0.5L 时的性
能。0952 就是采用该种结构，虽然，系统规范给出输出信号波动小于 0.1%，实际测量中，
校验输出具有很强的稳定性，典型输出信号波动小于 0.05%。
另外，该结构保证了 0952 的频率特性，在输入信号从 45Hz~65Hz 的频率范围内，其由于输
入频率变化所造成的整机误差在 0.1%内。这样，针对 50Hz 频率设计的表，可以用在 60Hz
的电网上而不需要校正。
电流通道输入
从电流互感器输出的电压作为满刻度差分电压，直接连接到 BL6511 的电流通道上。相
对于 IAN、IBN 和 ICN，IAP、IBP 及 ICP 为正输入。电流通道中差分信号满刻度为±500mV
（对于正弦信号，有效值为 353mV）。
下图显示了电流通道 IA 的典型连接方法，需要注意的是，通道中的差分信号由电流互
感器经负载电阻得到。通过调节电流互感器的变比和采样电阻 Rb，可以在最大负载下得到
峰值为±500mV 的差分电压。
RF
CT
IAP
CF
±660mV
Rb
RF
IP
AGND
IAN
+
-
CF
火火
零火
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AGND
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AGND
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三相有功功率计量芯片
电压通道
线电压经互感器输出或电阻分压网络连接到 BL6511 的模拟输入，电压通道为一种伪差
分输入，相对于 VN 接地，VAP、VBP 和 VCP 为正端。
电压通道中的最大输入差分信号为±500mV（对于正弦信号，有效值为 353mV）。
下图是电压通道的两种典型连接方法。第一种是使用电压互感器 PT 使输入部分与供电
线路隔离开来。
第二种方法通过电阻分压来提供与线电压成正比的通道输入信号。调节 Ra，Rb 和 VR
的比值，可以方便地进行电表增益校准。在实际中，通过电阻分压网络对电表增益做一次调
校。
RF
PT
VAP
CF
+
±660mV
RF
AGND
VN
-
CF
火火
零火
AGND
CF
Ra
Rb
AGND
火火
AGND
Rv
AGND
±660mV
VAP
零火
RF
AGND
其其
Ra >> RF
Rb+Rv=RF
VN
+
-
CF
AGND
AGND
注意：电流，电压通道由于外部器件不同，会造成相位的匹配误差（主要由于 RC 常数
不同，相移不同），通过调整电压通道的外部电容 Cf 可以调整相位误差，相位误差会影响
PF=0.5 时的系统增益，造成误差。
BL6511 的制造工艺可以保证片与片的补偿值一致。
电源监视
BL6511 有片上电源监视电路，可以一直监视电压源（VDD）
。当电压源小于 4V ±5% ，
BL6511 的输出被关闭。这样可以保证设备在上电和掉电下不发生异常。电源监视电路有迟
滞和滤波作用，这就能够消除噪声引起的误动作，增加抗噪性。
启动电平一般定在 4V，容限为 ± 5 % 。正常情况下，VDD 上的波纹不应超过 5V ±5% 。
数字到频率转换
如前所述，通过乘法器后的低通滤波器，可以得到瞬时功率中的直流量，即平均有功功
率。然而，由于此低通滤波器不可能做成理想滤波器，因而低通后的输出信号依然会包含线
电压频率的谐波。
下图显示了输出频率 CF 的计算过程：
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三相有功功率计量芯片
经过低通后，将三相功率信号进行叠加，然后通过数字到频率转换电路部分，在时间上
对功率信号累加得到输出频率信号。这种对功率信号的累加能够将平均功率中的非直流量进
一步消去（平均掉）
。由于正弦信号的平均值为零，所以得到的频率信号是和平均实功率是
成正比的，上图也显示了在稳定负载（电流电压不变的情况下）下数字到频率转换的情况。
如上图所示，即使是在稳定负载条件下，输出频率 CF 也是随时间变化的。这主要是由
于瞬时平均实功率中 cos(2wt)的正弦分量。CF 上的输出频率可以达到 F1、F2 的 160 倍。如
果在更短的时间周期内累加功率，可以得到更高的输出频率。累加的时间越短，平均正弦分
量的效果就越差，这样，反映到输出 CF 就是 CF 存在大的波动。但这并不会在应用中造成
问题，若 CF 用在校验上，可以通过频率计数器来进行平均，这就会消除波纹。若 CF 用在
能量计量上，CF 输出也应该经平均来计算功率。CF 的波动对长期的计量准确性没有影响。
长期的计量相当于对输出信号的波动做了平均。
合理设计低通滤波器可以有效的抑制 CF 的波动。
选择三相有功电能的叠加模式
BL6511 可以将三相有功电能直接以代数方式相加，即
也可以按绝对值相加方式来进行，即
Wh = WhφA + WhφB + WhφC
Wh = WhφA + WhφB + WhφC
；
。方式的选择通过设置
ADDSEL 管脚来完成，该管脚的高电平和低电平分别对应于代数相加模式和绝对值相加模
式。
选择绝对值相加的模式时，在计算总的有功电能中，每相的有功能量都被认为为正。
这种模式在三相四线连接方式下尤其有用，因为此情况下，有功功率的符号总是不变的。若
电表连接错误，如一相上电流互感器的方向接错，则总的有功能量就会变成正常状况下的三
分之一，因为其中两相互相抵消了。当然，在这种模式下，反相检测输出会指示接线的错误。
启动电流
实际测量中，Ib 的 0.2%可以启动。
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三相有功功率计量芯片
防潜动阈值
BL6511 的防潜动值设定为，当电流电压输入都为 500mV 有效值时（内部满载），低通
输出功率的 0.0020%，每相都有防潜动逻辑。
工作方式
芯片工作计算公式
BL6511 对分别对三相输入电压和电流信号求乘积，并通过信号处理，把获取的三相有
功功率相加，并把功率信息转换成频率。以高电平有效的方式从 F1,F2 脚输出与功率相关的
频率信号。
实际功率的输出脉冲（F1,F2）计算公式（采用 3.56 MHz 晶振）
Freq =
13.25×(U AP ×I A +U BP ×I B +UCP ×IC )×F1−5
2
VREF
Freq----引脚 F1,F2 输出脉冲频率
UAP,BP,CP----电压通道的输入电压的有效值
IA,B,C----电流通道的输入电压有效值
Vref----基准电压(2.5±8%)
F1-5----5 种模式系数不同，由 SCF,S1,S0 决定。
BL6511 外部晶体选择对工作的影响
由于 BL6511 内部采用并行算法处理功率的计算，其工作频率在 1.8MHz~3.58MHz，这
就大大降低了其静态功耗，
在外部采用 3.58MHz 晶体振荡器时，
其输出 F1 和 F2 脉宽为 145ms,
CF 脉宽为 90ms。
如果采用小于 3.58MHz 外部晶体振荡器，如 2.5MHz，2MHz， 1.8MHz 等时，输入时
许序会相应发生变化。如时钟放慢一倍，采用 1.8MHz 晶振时，输出 F1,F2 的脉宽会变宽一
倍，达到 290ms 左右， CF 脉宽为 180ms。而相应的 F1F2 计算公式为：
Freq =
6.625×(U AP ×I A +U BP ×I B +U CP ×IC )×F1−5
2
VREF
系统增益变小一倍（时钟变慢的缘故）。
外部时钟从 1.8MHz~3.58MHz 范围内线性变化，可以使输出脉宽线性变化，系统增益
变化。这样通过调整外部晶体振荡器的频率可以调节输出信号脉宽。
工作频率越低，相应在数字滤波器中 LPF 截止频率就越低，能更好的滤除 100Hz 的谐
波，输出信号的稳定度就越高。
工作频率降低可以减小静态功耗，但输出 F1,F2 脉宽的增加，使得驱动功耗增加，所以
不能盲目的通过降低时钟来减小整体功耗，需要折中考虑。
工作模式选择
SCF,S0,S1 是 BL6511 芯片模式选择管脚，可以通过接不同的电压（+5V,0V）来调整芯
片 的 工 作 模 式 ， CF,F1,F2 的 输 出 频 率 与 SCF,S0,S1 输 入 脚 关 系 如 下 表 所 示
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BL6511
三相有功功率计量芯片
（CLKIN=3.58MHz）：
SCF
S0
S1
F1-5
Max Freq
On F1/F2
For AC input
CF
F1/2
vs
Max Freq
On CF For AC
input[Hz] ①
1
1
1
0.596
0.48
16
7.8
0
0
0
1.19
0.96
160
153.6
1
0
0
8
7.8
0
0
1
1223
F1,F2 不使用
16
~15K
1
0
1
19.65
15.626
8
125
0
1
0
19.07
3.125
160
500
1
1
0
4.77
3.9
16
62.5
0
1
1
76.3
62.5
8
500
①注：电流，电压输入为±500mV AC 信号时 CF 输出。
计算实例
例1
如果 UA、UB、UC、IA、IB、IC 上，输入均为满刻度直流差分电压±500mV，理
想输出频率计算如下：
F1−5 = 0.596 Hz , SCF = S 0 = S1 = 1
V AN = VBN = VCN = IA = IB = IC
= 500mV dc = 0.5V
VREF = 2.5V （典型值，使用片内基准源，由于基准±8%的容限，实际的输出频率可能会因
设备的改变而改变。）
Freq = 3 ×
13.25 × 0.5 × 0.5 × 0.596
= 0.95 Hz
2 .5 2
例2
电流电压通道输入峰值为 500mV 的交流电压，理想的频率输出计算如下：
F1−5 = 0.596 Hz , SCF = S 0 = S1 = 1
U AN = U BN = U CN = IA = IB = IC = 0.5 / 2 V
VREF = 2.5V （典型值）
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BL6511
Freq = 3 ×
13.25 × 0.5 × 0.5 × 0.596
2 × 2 × 2 .5 2
三相有功功率计量芯片
= 0.47 Hz
由上面两例可以看到，当输入电压为满刻度交流信号时，输出频率为输入满刻度直流信
号时输出频率的二分之一。而且最大输出频率与所计算的相数有关。在三相三线制中，最大
输出频率与三相四线制时的最大输出频率不一样，这是因为，在三相三线∆接法中，只有两
相接到模拟输入，在正常情况下，电流通道和电压通道中的信号相位不一致。
例3
在高频输入模式下（MCF=1,SCF=0,S0=0,S1=1）
，电流电压通道输入峰值为 500mV 的交流电
压，CF 和 CFA,CFB,CFC 的频率输出计算如下：
F1−5 = 1223Hz, SCF = S 0 = 0, S1 = 1
U AN = U BN = U CN = IA = IB = IC = 0.5 / 2 V
VREF = 2.5V （典型值）
Freq ( F1orF 2) = 3 ×
13.25 × 0.5 × 0.5 × 1223
= 973Hz
2 × 2 × 2 .5 2
CF 和 F1/F2 理论上存在 16 倍关系(此时 F1,F2 不使用，CF 接 MCU)
Freq (CF ) = 973Hz × 16 = 15568 Hz
应用火路简图
典型应用线路见相关应用资料。
注：由于工艺和设计变化等原因所引起的以上规范的变化，不另行通知。请随时索取最
新版本的产品规范。
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