LT1991 - 高精度、100μA、利得を選択可能なアンプ

LT1991
高精度、100μA、
利得を選択可能なアンプ
特長
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
n
概要
差動アンプ、反転アンプ、非反転アンプにピン設定可能
差動アンプ
利得範囲：1 ∼ 13
CMRR >75dB
非反転アンプ
利得範囲：0.07 ∼ 14
反転アンプ
利得範囲：–0.08 ∼ –13
利得誤差：<0.04%
利得ドリフト：< 3ppm/°C
広い電源電圧範囲：2.7V 単一電源から±18V 両電源まで
マイクロパワー：電源電流：100µA
高精度：最大入力オフセット電圧が 50μV
利得帯域幅積：560kHz
レール・トゥ・レール出力
省スペースの10ピンMSOP パッケージおよび
DFN パッケージ
アプリケーション
n
n
n
n
ハンドヘルド計測器
医療用計測器
ストレイン・ゲージ・アンプ
差動からシングルエンドへの変換
LT®1991は、高精度オペアンプに8 本の高精度抵抗を組み合
わせることによって、電圧を正確に増幅するためのワンチップ･
ソリューションを構成します。外付け部品を使用せずに0.04%
の利得精度で–13 ∼ 14の利得を設定できます。このデバイス
は、特に差動アンプとしての使用に適し、優れた抵抗マッチン
グによって75dB 以上の同相除去比を達成します。
このアンプは最大 50μVの入力オフセット電圧と560kHzの利
得帯域幅積を特長としています。2.7V ∼ 36Vのあらゆる電源
電圧で動作し、5V 電源時の消費電流がわずか 100μAです。
出力は両方の電源レールの40mV 以内に振幅します。
450k抵抗に対して全温度範囲で0.04%という優れた抵抗マッ
チングを実現します。また、3ppm/ C 以下のマッチング温度係
数が保証されています。これらの抵抗は電圧直線性が極めて
高いので、10ppm 以下の利得非直線性を実現します。
LT1991は5Vならびに 15V 電源と–40 C ∼ 125 Cの温度範
囲で完全に規格されています。このデバイスは省スペースの
10ピンMSOP パッケージと高さの低い
（0.8mm）3mm 3mm
DFN パッケージで供給されます。
L、LT、LTCおよび LTMはリニアテクノロジー社の登録商標です。その他すべての商標の所
有権は、それぞれの所有者に帰属します。
標準的応用例
5V
50k
450k
VOUT = VREF + ∆VIN
SWING 40mV TO
EITHER RAIL
ROUT <0.1Ω
150k
VM(IN)
–
450k
+
450k
∆VIN
VP(IN)
INPUT RANGE
–0.5V TO 5.1V
RIN = 900kΩ
–
150k
+
40
35
PERCENTAGE OF UNITS (%)
レール・トゥ・レール、利得 = 1 の差動アンプ
4pF
LT1991
450k
抵抗マッチングの分布
450k RESISTORS
LT1991A
30
25
20
15
10
5
50k
0
–0.04
4pF
VREF = 2.5V
1991 TA01
0
–0.02
0.02
RESISTOR MATCHING (%)
0.04
1991 TA01b
1991fh
1
LT1991
絶対最大定格
（Note 1）
全電源電圧（V ～ V ）
.......................................................... 40V
入力電圧（ピンP1/M1、Note 2）........................................ ±60V
入力電圧
（その他の入力Note 2）........................... V+ ＋0.2V ～ V– – 0.2V
出力短絡時間（Note 3）.................................................. 無期限
動作温度範囲（Note 4）
LT1991C........................................................... –40°C ～ 85°C
LT1991I............................................................ –40°C ～ 85°C
LT1991H ........................................................ –40°C ～ 125°C
+
–
規定温度範囲（Note 5）
LT1991C........................................................... –40°C ～ 85°C
LT1991I............................................................ –40°C ～ 85°C
LT1991H ........................................................ –40°C ～ 125°C
最大接合部温度
DD パッケージ...................................................................125°C
MS パッケージ ..................................................................150°C
保存温度範囲
DD パッケージ.................................................... –65°C ～ 125°C
MS パッケージ ................................................... –65°C ～ 150°C
リード温度（半田付け、10 秒）..........................................300°C
ピン配置
TOP VIEW
P1
1
10 M1
P3
2
9 M3
P9
3
8 M9
VEE
4
7 VCC
REF
5
6 OUT
TOP VIEW
P1
P3
P9
VEE
REF
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
M1
M3
M9
VCC
OUT
MS PACKAGE
10-LEAD PLASTIC MSOP
DD PACKAGE
10-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN
EXPOSED PAD CONNECTED TO VEE PCB
CONNECTION OPTIONAL
TJMAX = 125°C, qJA = 43°C/W
TJMAX = 150°C, qJA = 230°C/W
発注情報
無鉛仕上げ
テープアンドリール
製品マーキング *
パッケージ
規定温度範囲
LT1991CDD#PBF
LTCT1991CDD#TRPBF
LBMM
10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN
LT1991ACDD#PBF
LT1991ACDD#TRPBF
LBMM
10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN
0°C to 70°C
LT1991IDD#PBF
LT1991IDD#TRPBF
LBMM
10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN
–40°C to 85°C
LT1991AIDD#PBF
LT1991AIDD#TRPBF
LBMM
10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN
–40°C to 85°C
0°C to 70°C
LT1991HDD#PBF
LT1991HDD#TRPBF
LBMM
10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN
–40°C to 125°C
LT1991CMS#PBF
LT1991CMS#TRPBF
LTQD
10-Lead Plastic MSOP
0°C to 70°C
LT1991ACMS#PBF
LT1991ACMS#TRPBF
LTQD
10-Lead Plastic MSOP
0°C to 70°C
LT1991IMS#PBF
LT1991IMS#TRPBF
LTQD
10-Lead Plastic MSOP
–40°C to 85°C
LT1991AIMS#PBF
LT1991AIMS#TRPBF
LTQD
10-Lead Plastic MSOP
–40°C to 85°C
LT1991HMS#PBF
LT1991HMS#TRPBF
LTQD
10-Lead Plastic MSOP
–40°C to 125°C
さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。
非標準の鉛仕上げの製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。
テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。
1991fh
2
LT1991
電気的特性
l は Cグレード・デバイスで 0 C ∼ 70 C、Iグレード・デバイスで –40 C ∼ 85 C の動作温度範囲の規格値を意味する。
それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V；VCM = VREF = 電源の 1/2。
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
∆G
Gain Error
VS = ±15V, VOUT = ±10V; RL = 10k
G = 1; LT1991A
G = 1; LT1991
G = 3 or 9; LT1991A
G = 3 or 9; LT1991
l
l
l
l
TYP
MAX
UNITS
±0.04
±0.08
±0.06
±0.12
%
%
%
%
GNL
Gain Nonlinearity
VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k
l
1
10
ppm
∆G/∆T
Gain Drift vs Temperature (Note 6)
VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k
l
0.3
3
ppm/°C
CMRR
Common Mode Rejection Ratio,
Referred to Inputs (RTI)
VS = ±15V; VCM = ±15.2V
G = 9; LT1991A
G = 3; LT1991A
G = 1; LT1991A
Any Gain; LT1991
l
l
l
l
80
75
75
60
Input Voltage Range (Note 7)
P1/M1 Inputs
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–28
–0.5
0.75
27.6
5.1
2.35
V
V
V
P1/M1 Inputs, P9/M9 Connected to REF
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–60
–14
–1.5
60
16.8
7.3
V
V
V
P3/M3 Inputs
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–15.2
0.5
0.95
15.2
4.2
1.95
V
V
V
P9/M9 Inputs
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–15.2
0.85
1.0
15.2
3.9
1.9
V
V
V
15
50
135
µV
µV
15
80
160
µV
µV
25
100
200
µV
µV
25
150
250
µV
µV
0.3
1
2.5
5
7.5
nA
nA
50
500
750
pA
pA
50
1000
1500
pA
pA
VCM
VOS
Op Amp Offset Voltage (Note 8)
LT1991AMS, VS = 5V, 0V
100
93
90
70
l
LT1991AMS, VS = ±15V
l
LT1991MS
l
LT1991DD
l
∆VOS/∆T
Op Amp Offset Voltage Drift (Note 6)
IB
Op Amp Input Bias Current (Note 11)
l
l
IOS
Op Amp Input Offset Current (Note 11)
LT1991A
l
LT1991
l
en
dB
dB
dB
dB
µV/°C
Op Amp Input Noise Voltage
0.01Hz to 1Hz
0.01Hz to 1Hz
0.1Hz to 10Hz
0.1Hz to 10Hz
0.35
0.07
0.25
0.05
µVP-P
µVRMS
µVP-P
µVRMS
Input Noise Voltage Density
G = 1; f = 1kHz
G = 9; f = 1kHz
180
46
nV/ √Hz
nV/ √Hz
1991fh
3
LT1991
電気的特性
l は Cグレード・デバイスで 0 C ∼ 70 C、Iグレード・デバイスで –40 C ∼ 85 C の動作温度範囲の規格値を意味する。
それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V；VCM = VREF = 電源の 1/2。
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
RIN
Input Impedance (Note 10)
P1 (M1 = Ground)
P3 (M3 = Ground)
P9 (M9 = Ground)
l
l
l
630
420
350
900
600
500
1170
780
650
kΩ
kΩ
kΩ
M1 (P1 = Ground)
M3 (P3 = Ground)
M9 (P9 = Ground)
l
l
l
315
105
35
450
150
50
585
195
65
kΩ
kΩ
kΩ
%
%
%
%
∆R
Resistor Matching (Note 9)
450k Resistors, LT1991A
Other Resistors, LT1991A
450k Resistors, LT1991
Other Resistors, LT1991
l
l
l
l
0.01
0.02
0.02
0.04
0.04
0.06
0.08
0.12
∆R/∆T
Resistor Temperature Coefficient (Note 6)
Resistor Matching
Absolute Value
l
l
0.3
–30
3
PSRR
Power Supply Rejection Ratio
VS = ±1.35V to ±18V (Note 8)
l
Minimum Supply Voltage
VOUT
ISC
Output Voltage Swing (to Either Rail)
Output Short-Circuit Current (Sourcing)
Output Short-Circuit Current (Sinking)
105
l
135
ppm/°C
ppm/°C
dB
2.4
2.7
V
40
55
65
110
mV
mV
mV
150
225
275
300
mV
mV
mV
No Load
VS = 5V, 0V
VS = 5V, 0V
VS = ±15V
l
l
1mA Load
VS = 5V, 0V
VS = 5V, 0V
VS = ±15V
l
l
Drive Output Positive;
Short Output to Ground
8
4
12
l
mA
mA
Drive Output Negative;
Short Output to VS or Midsupply
8
4
21
l
mA
mA
BW
–3dB Bandwidth
G=1
G=3
G=9
110
78
40
kHz
kHz
kHz
GBWP
Op Amp Gain Bandwidth Product
f = 10kHz
560
kHz
tr, tf
Rise Time, Fall Time
G = 1; 0.1V Step; 10% to 90%
G = 9; 0.1V Step; 10% to 90%
3
8
µs
µs
ts
Settling Time to 0.01%
G = 1; VS = 5V, 0V; 2V Step
G = 1; VS = 5V, 0V; –2V Step
G = 1; VS = ±15V, 10V Step
G = 1; VS = ±15V, –10V Step
42
48
114
74
µs
µs
µs
µs
SR
Slew Rate
VS = 5V, 0V; VOUT = 1V to 4V
VS = ±15V; VOUT = ±10V; VMEAS = ±5V
0.12
0.12
V/µs
V/µs
Is
Supply Current
VS = 5V, 0V
l
l
0.06
0.08
100
110
150
µA
µA
130
160
210
µA
µA
l
VS = ±15V
l
1991fh
4
LT1991
電気的特性
l は Hグレード・デバイスの –40 C ∼ 125 C の動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。
注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V；VCM = VREF = 電源の 1/2 。
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
∆G
Gain Error
VS = ±15V, VOUT = ±10V; RL = 10k
G=1
G = 3 or 9
l
l
TYP
MAX
UNITS
±0.08
±0.12
%
%
GNL
Gain Nonlinearity
VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k
l
1
10
ppm
∆G/∆T
Gain Drift vs Temperature (Note 6)
VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k
l
0.3
3
ppm/°C
CMRR
Common Mode Rejection Ratio,
Referred to Inputs (RTI)
VS = ±15V; VCM = ±15.2V
G=9
G=3
G=1
l
l
l
77
70
70
Input Voltage Range (Note 7)
P1/M1 Inputs
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–28
–0.5
0.75
27.6
5.1
2.35
V
V
V
P1/M1 Inputs, P9/M9 Connected to REF
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–60
–14
–1.5
60
16.8
7.3
V
V
V
P3/M3 Inputs
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–15.2
0.5
0.95
15.2
4.2
1.95
V
V
V
P9/M9 Inputs
VS = ±15V; VREF = 0V
VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V
VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V
l
l
l
–15.2
0.85
1.0
15.2
3.9
1.9
V
V
V
25
100
285
µV
µV
25
150
295
µV
µV
0.3
1
µV/°C
2.5
5
25
nA
nA
50
1000
4500
pA
pA
VCM
VOS
Op Amp Offset Voltage (Note 8)
LT1991MS
100
93
90
l
LT1991DD
l
∆VOS/∆T
Op Amp Offset Voltage Drift (Note 6)
IB
Op Amp Input Bias Current (Note 11)
l
l
IOS
Op Amp Input Offset Current (Note 11)
l
dB
dB
dB
Op Amp Input Noise Voltage
0.01Hz to 1Hz
0.01Hz to 1Hz
0.1Hz to 10Hz
0.1Hz to 10Hz
0.35
0.07
0.25
0.05
µVP-P
µVRMS
µVP-P
µVRMS
en
Input Noise Voltage Density
G = 1; f = 1kHz
G = 9; f = 1kHz
180
46
nV/ √Hz
nV/ √Hz
RIN
Input Impedance (Note 10)
P1 (M1 = Ground)
P3 (M3 = Ground)
P9 (M9 = Ground)
l
l
l
630
420
350
900
600
500
1170
780
650
kΩ
kΩ
kΩ
M1 (P1 = Ground)
M3 (P3 = Ground)
M9 (P9 = Ground)
l
l
l
315
105
35
450
150
50
585
195
65
kΩ
kΩ
kΩ
%
%
∆R
Resistor Matching (Note 9)
450k Resistors
Other Resistors
l
l
0.02
0.04
0.08
0.12
∆R/∆T
Resistor Temperature Coefficient (Note 6)
Resistor Matching
Absolute Value
l
l
0.3
–30
3
ppm/°C
ppm/°C
1991fh
5
LT1991
電気的特性
l は Hグレード・デバイスの –40 C ∼ 125 C の動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。
注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V；VCM = VREF = 電源の 1/2 。
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
PSRR
Power Supply Rejection Ratio
VS = ±1.35V to ±18V (Note 8)
Minimum Supply Voltage
VOUT
ISC
Output Voltage Swing (to Either Rail)
Output Short-Circuit Current (Sourcing)
Output Short-Circuit Current (Sinking)
l
MIN
TYP
105
135
l
MAX
UNITS
dB
2.4
2.7
V
40
55
75
120
mV
mV
mV
150
225
300
340
mV
mV
mV
No Load
VS = 5V, 0V
VS = 5V, 0V
VS = ±15V
l
l
1mA Load
VS = 5V, 0V
VS = 5V, 0V
VS = ±15V
l
l
Drive Output Positive;
Short Output to Ground
8
4
12
l
mA
mA
Drive Output Negative;
Short Output to VS or Midsupply
8
4
21
l
mA
mA
BW
–3dB Bandwidth
G=1
G=3
G=9
110
78
40
kHz
kHz
kHz
GBWP
Op Amp Gain Bandwidth Product
f = 10kHz
560
kHz
tr, tf
Rise Time, Fall Time
G = 1; 0.1V Step; 10% to 90%
G = 9; 0.1V Step; 10% to 90%
3
8
µs
µs
ts
Settling Time to 0.01%
G = 1; VS = 5V, 0V; 2V Step
G = 1; VS = 5V, 0V; –2V Step
G = 1; VS = ±15V, 10V Step
G = 1; VS = ±15V, –10V Step
42
48
114
74
µs
µs
µs
µs
SR
Slew Rate
VS = 5V, 0V; VOUT = 1V to 4V
VS = ±15V; VOUT = ±10V; VMEAS = ±5V
0.12
0.12
V/µs
V/µs
Is
Supply Current
VS = 5V, 0V
l
l
0.06
0.08
100
110
180
µA
µA
130
160
250
µA
µA
l
VS = ±15V
l
Note 1: 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可
能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響
を与える可能性がある。
Note 2: P3/M3とP9/M9の入力は電源レールの外に0.2Vより大きく外してはならない。P9/M9
（「アプリケーショ
が接地され、VS = ±15Vならば、P1/M1の入力は±60Vに耐えることができる
ン情報」
のセクションの
「高いCM 電圧の差動アンプ」
を参照）。
Note 3: 接合部温度を絶対最大定格以下に抑えるためにヒートシンクが必要な場合がある。
Note 4: LT1991CとLT1991Iは両方とも–40°C ～ 85°Cの温度範囲で動作することが保証されて
いる。LT1991Hは–40°C ～ 125°Cの温度範囲で動作することが保証されている。
Note 5: LT1991Cは、0°C ～ 70°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されており、
–40°C～85°Cの拡張温度範囲で性能仕様に適合するように設計され、特性が評価されており、
性能仕様に適合すると予想されるが、これらの温度ではテストされないし、QAサンプリングも
おこなわれない。LT1991Iは–40°C ～ 85°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証され
ている。LT1991Hは–40°C ～ 125°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。
Note 6: このパラメータに対しては全数テストは実施されない。
Note 7: 入力電圧範囲はVS = ±15VのCMRRテストで保証されている。その他の電圧の場合、
このパラメータは設計および ±15Vでのテストとの相関によって保証されている。多様な動作
条件での有効入力電圧範囲を求めるには
「アプリケーション情報」
のセクションを参照。
Note 8: オフセット電圧、オフセット電圧のドリフトおよび PSRRは内部オペアンプを基準にし
て定義されている。出力オフセットは次のように計算することができる。バランスのとれたソー
ス抵抗の場合、VOS,OUT = VOS • NOISEGAIN＋IOS • 450k＋IB • 450k • (1-RP/RN)となる。ここで、
RP とRN はそれぞれオペアンプの正と負の端子の全抵抗である。
Note 9: 反転入力に接続された抵抗に適用される。抵抗マッチングは直接にはテストされない
が、利得誤差テストで保証されている。
Note 10: 入力インピーダンスは、CMRRテストおよび利得誤差テストとの相関と直接測定との
組合せでテストされる。
Note 11: IB とIOS はVS = 5V、0Vでだけテストされる。
1991fh
6
LT1991
標準的性能特性　（差動アンプ構成）
出力電圧振幅と温度
SUPPLY CURRENT (µA)
TA = 25°C
125
TA = –40°C
100
75
50
60
2
4
VEE
–50
6 8 10 12 14 16 18 20
SUPPLY VOLTAGE (±V)
–25
0
25
50
75
100
TA = 85°C
–400
TA = 25°C
–500
–600
–700
–800
–900
1
2
3 4 5 6 7
LOAD CURRENT (mA)
8
9
10
5
0
–250
–0.03
4
5
6 7 8 9 10 11 12 13
GAIN (V/V)
1991 G07
125
–0.04
8
9
10
入力オフセット電圧と差動利得
VS = 5V, 0V
REPRESENTATIVE PARTS
50
0
–50
–100
–150
1
2
3
5
4
1991 G05
0.30
GAIN = 1
VS = ±15V
VOUT = ±10V
TA = 25°C
0.25
–0.01
–750
3
100
0
–0.02
2
50
0
75
25
TEMPERATURE (°C)
–25
0.01
–500
1
3 4 5 6 7
LOAD CURRENT (mA)
2
1
100
利得誤差と負荷電流
0.02
250
–1000
SOURCING
0.03
500
SINKING
15
0.04
VS = 5V, 0V
REPRESENTATIVE PARTS
150
20
1991 G04
出力オフセット電圧と差動利得
750
VS = 5V, 0V
0
–50
10
GAIN ERROR (%)
OUTPUT OFFSET VOLTAGE (µV)
1000
0
0
1991 G03
SLEW RATE (V/µs)
–1000
VEE
125
INPUT OFFSET VOLTAGE (µV)
OUTPUT SHORT-CIRCUIT CURRENT (mA)
OUTPUT VOLTAGE SWING (mV)
–300
TA = –40°C
400
出力短絡電流と温度
TA = –40°C
TA = 25°C
600
1991 G02
25
VS = 5V, 0V
–200
800
TEMPERATURE (°C)
出力電圧振幅と負荷電流
（出力は H ）
–100
TA = 85°C
1000
200
1991 G01
VCC
VS = 5V, 0V
1200
OUTPUT LOW
(LEFT AXIS)
20
25
0
–40
–60
40
1400
–20
OUTPUT HIGH
(RIGHT AXIS)
OUTPUT VOLTAGE SWING (mV)
TA = 85°C
150
0
VCC
VS = 5V, 0V
NO LOAD
175
出力電圧振幅と負荷電流
（出力は L ）
OUTPUT VOLTAGE (mV)
200
電源電流と電源電圧
6 7 8 9 10 11 12 13
GAIN (V/V)
1991 G06
スルーレートと温度
GAIN = 1
VS = ±15V
VOUT = ±10V
0.20
0.15
SR– (FALLING EDGE)
SR+ (RISING EDGE)
0.10
0.05
REPRESENTATIVE UNITS
0
1
2
3
LOAD CURRENT (mA)
4
5
1991 G08
0
–50 –25
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
125
1991 G09
1991fh
7
LT1991
標準的性能特性　（差動アンプ構成）
帯域幅と利得
CMRRと周波数
VS = 5V, 0V
TA = 25°C
100
110
100
GAIN = 1
100
90
GAIN = 3
CMRR (dB)
40
1 2
3 4
70
60
50
5 6 7 8 9 10 11 12 13
GAIN SETTING (V/V)
30
20
20
10
10
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
VS = 5V, 0V
TA = 25°C
100
100
0.030
GAIN = 1
VS = ±15V
GAIN ERROR (%)
CMRR (dB)
GAIN = 1
60
40
0.1
0.01
10
100
1k
FREQUENCY (Hz)
10k
0
–50 –25
100k
GAIN (dB)
0
VS = 5V, 0V
TA = 25°C
100
0
GAIN = 3
GAIN
–45
–2
–90
–3
–4
–135
–6
1
10
100
FREQUENCY (kHz)
600
1991 G16
–8
0.5
–180
1
10
FREQUENCY (kHz)
100
125
1991 G15
VS = 5V, 0V
TA = 25°C 0
GAIN = 1
–7
–20
REPRESENTATIVE UNITS
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
0.01Hz ∼ 1Hz 電圧ノイズ
–5
–10
0
–50 –25
125
利得および位相と周波数
1 PHASE
–1
GAIN = 1
0.010
PHASE (deg)
10
2
GAIN (dB)
20
0.015
1991 G14
利得と周波数
GAIN = 9
0.020
REPRESENTATIVE UNITS
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
1991 G13
30
GAIN = 1
VS = ±15V
0.005
20
1
利得誤差と温度
0.025
80
GAIN = 3
1
100k
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
1991 G12
CMRRと温度
120
GAIN = 9
100
10
1991 G11
出力インピーダンスと周波数
10
0
1M
100k
1991 G10
1000
50
40
100
GAIN = 3
60
30
10
GAIN = 1
70
40
0
GAIN = 9
80
PSRR (dB)
–3dB BANDWIDTH (kHz)
60
VS = 5V, 0V
TA = 25°C
110
80
80
20
OUTPUT IMPEDANCE (Ω)
120
VS = 5V, 0V
TA = 25°C
GAIN = 9
90
0
PSRRと周波数
120
100
400
1991 G17
VS = ±15V
TA = 25°C
MEASURED IN G =13
REFERRED TO OP AMP INPUTS
OP AMP VOLTAGE NOISE (100nV/DIV)
120
0
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
TIME (s)
1991 G21
1991fh
8
LT1991
標準的性能特性
小信号過渡応答
小信号過渡応答
小信号過渡応答
GAIN = 9
GAIN = 3
GAIN = 1
50mV/DIV
50mV/DIV
50mV/DIV
5µs/DIV
1991 G18
1991 G19
5µs/DIV
5µs/DIV
1991 G20
ピン機能　（差動アンプ構成）
P1（ピン1）
：非反転の利得 1の入力。450kの内部抵抗をオペ
アンプの非反転入力に接続します。
OUT
（ピン6）
：出力。
VOUT = VREF + 1 • (VP1 – VM1) + 3 • (VP3
– VM3) + 9 • (VP9 – VM9)。
P3（ピン2）
：非反転の利得 3の入力。150kの内部抵抗をオペ
アンプの非反転入力に接続します。
VCC（ピン7）
：正電源。2.7V からVEE 電圧より36V 上までの範
囲が可能です。
P9（ピン3）
：非反転の利得 9の入力。50kの内部抵抗をオペア
ンプの非反転入力に接続します。
M9（ピン8）
：反転の利得 9の入力。50kの内部抵抗をオペア
ンプの反転入力に接続します。
VEE（ピン4）
：負電源。グランド
（単電源アプリケーション）
また
は負電圧（両電源アプリケーション）
にすることができます。
M3（ピン9）
：反転の利得 3の入力。150kの内部抵抗をオペア
ンプの反転入力に接続します。
REF（ピン5）
：リファレンス入力。入力間の差がゼロのときの出
力レベルを設定します。450kの内部抵抗をオペアンプの非反
転入力に接続します。
M1（ピン10）
：反転の利得 1の入力。450kの内部抵抗をオペ
アンプの反転入力に接続します。
露出パッド：PCBに半田付けします。
ブロック図
M1
M3
M9
VCC
10
9
8
7
OUT
6
50k
450k
150k
4pF
450k
INM
OUT
450k
INP
LT1991
150k
450k
50k
4pF
1
2
3
4
5
P1
P3
P9
VEE
REF
1991 BD
1991fh
9
LT1991
アプリケーション情報
はじめに
LT1991はユーザーが在庫しておく必要のある最後のオペア
ンプかもしれません。複数の精確に整合した抵抗を備えてい
ますので、外付け部品を追加せずにこのデバイスを多数の異
なった典型的な利得回路に簡単に構成することができます。こ
のデータシートのあちこちのページに示されている簡単な回
路はLT1991 がいかに使いやすいかを実証しています。反転と
非反転のシングルエンド・アンプだけでなく、差動アンプに構
成することができます。このような小型パッケージに抵抗とオペ
アンプが一緒に実装されていますので、多くの場合基板のス
ペースを節約することができ、プロービングしやすくなります。
オペアンプ
T1991 内部のオペアンプは標準オフセット電圧が 15μVで、入
力バイアス電流が 3nAの高精度デバイスです。入力オフセッ
ト電流がきわめて低いので、オペアンプの入力から見たソー
ス抵抗を整合させると最高の出力精度が得られます。オペア
ンプの入力はレール・トゥ・レールではありませんが、VCC の
1.2V以内まで、
およびVEE の1V以内までの広がりがあります。
ただし、多くの構成で、+ 入力までの実効減衰のため、デバイ
スの入力はレール・トゥ・レールで機能します。出力は真にレー
ル・トゥ・レールであり、両電源レールの40mV以内に達します。
オペアンプの利得帯域幅積は約 560kHzです。2 以上のノイズ
利得では、500pFまでの容量性負荷に対して安定しています。
2 未満のノイズ利得では、100pFまでの容量性負荷に対して
安定しています。
抵抗
LT1991 内部の抵抗は非常に良く整合したシリコンクロムを
ベースにした素子で、バリアメタルによって保護されています。
それらの絶対許容誤差は良くありませんが
（ 30%）、それらの
マッチングは0.04% 以内です。このため、デバイスは75dBの
CMRRと0.04% 以内の利得誤差を達成することができます。
抵抗値は50k、150k、および 2つの450kで、それぞれの入力
に接続されています。これらの抵抗は、450k 抵抗が 1ワット、
150k 抵抗が 0.3ワット、50k 抵抗が 0.5ワットに電力が制限さ
れています。ただし、実際には、入力ピンとREFピンに許され
る最大電圧によって電力消費はこれらの値より十分下に制限
されます。M1 入力とP1 入力に接続されている450kの抵抗は
サブストレートから絶縁されていますので、電源電圧より外側
にもってくることができます。P1、P3、P9などのピンの名称は
それらの相対アドミッタンスに基づいています。P9 入力のアド
ミッタンスはP1 入力のアドミッタンスの9 倍なので、P9 入力に
加えられた電圧はP1 入力に加えられた電圧の9 倍の効果が
あります。
帯域幅
LT1991の帯域幅は選択された利得（もっと正確には、選択
された利得から生じるノイズ利得）
に依存します。構成可能な
最低利得 1では、–3dB 帯域幅は450kHzに制限されており、
280kHzに約 2dBのピークがあります。構成可能な最高利得
では、帯域幅は32kHzに制限されます。
入力ノイズ
LT1991の入力ノイズは内部抵抗のジョンソン・ノイズ
（ 4kTR)
によって支配されます。4つの抵抗をすべて＋入力に並列に
接続すると32.1kΩの抵抗になり、電圧ノイズは23nV/ Hzで
す。– 入力の同等の回路網は別の23nV/ Hzを生じ、それらの
RMS 和は合計 33nV/ Hzの入力を基準にしたノイズフロアに
なります。出力ノイズは構成とノイズ利得に依存します。
入力抵抗
LT1991の入力抵抗は構成によって変化しますが、一旦構成
が決まるとそれを見るだけで明らかです。オペアンプの– 入力
に接続された抵抗は仮想グランドを見込むので、それらは単
純に並列になります。オペアンプの周囲のどの帰還抵抗も入
力抵抗には寄与しません。オペアンプの＋入力に接続された
抵抗は高インピーダンスを見込むので、それらは、それらがど
のように接続されるかに依存して、またそれらのいくつかが接
地されるかどうかに依存して並列または直列になります。オペ
アンプの＋入力自体は非常に高いGΩのインピーダンスを示
します。典型的な非反転オペアンプ構成では、LT1991は
（非
反転の場合通常そうであるように）
オペアンプの高い入力イン
ピーダンスを示します。
同相入力電圧範囲
LT1991の有効な同相入力範囲は以下の3つの要因によって
制限されます。
1. ピンの最大許容電圧
2. 内部オペアンプの入力電圧範囲
3. 有効な出力電圧
1991fh
10
LT1991
アプリケーション情報
P3、M3、P9、
およびM9の各入力の最大許容電圧には正電源、
負電源、さらにダイオードの電圧降下が含まれます。これらの
ピンは電源レールの外側 0.2Vを超してドライブしないでくだ
さい。これは、これらのピンがダイオードを介して内部のパッ
ケージング後の製造時トリミング回路に接続されており、さら
にサブストレート・ダイオードを介してVEE に接続されているか
らです。これらのピンを通って10mAを超す電流が流れること
を許すと、LT1991 が誤ってトリミングされたり、損傷を受ける
危険性があります。P1 入力とM1 入力にはクランプ・ダイオード
もサブストレート・ダイオードもトリミング回路もないので、大き
く電源レールの外側にもってくることができます。P1ピンとM1
ピンの最大許容電圧は 60Vです。
内部オペアンプの入力電圧範囲はVCC の1.2V 以内まで、お
よび VEE の1V 以内までの広がりがあります。オペアンプの同
相入力電圧はオペアンプの＋入力の電圧で決まり、これは
P1、P3、P9および REFの各ピンの電圧で決まります
（「入力電
圧範囲の計算」
のセクションを参照してください）。これが当て
はまるのは、オペアンプが有効に動作していて、フィードバッ
クによって両入力が同じ電圧に維持されている場合なので、3
番目の要件に導かれます。
回路が有効に動作するには、
オペアンプの出力がクリップされ
てはいけません。出力がクリップされるのは、入力信号が出力
を電源電圧の40mV 以内に強制しようとする場合です。これ
が発生するのは、通常、信号レベルが大きすぎるためですが、
入力差がゼロでも起きることがありますので、同相問題の一
例として含めておく必要があります。図 1について検討します。
ここに示されているのは、利得が 13の差動アンプとして単電
源で構成されたLT1991で、出力REFはグランドに接続され
ています。これはすぐれた回路ですが、出力が 0VOUT を発生
しようとしてグランドでクリップされるため、どんな同相電圧で
もVDM = 0Vはサポートしません。これは単に＋4mVより下は
有効な入力差動範囲に入らないことを宣言するか、REFピン
を40mVより上に引き上げるか、あるいは負電源を与えること
により解決することができます。
入力電圧範囲の計算
同相範囲計算のために入力を短絡した差動アンプの一般的
場 合のLT1991を図 2に示します。RFとRG の値はP 入 力と
REFピンがどのように接続されるかによって支配されます。重
ね合わせにより、次のように書くことができます。
VINT = VEXT • (RF/(RF + RG)) + VREF • (RG/(RF + RG))
VEXT について解くと次のようになります。
VEXT = VINT • (1 + RG/RF) – VREF • RG/RF
ただし、有効なVINT 電圧はVCC-1.2V ∼ VEE ＋1Vに制限さ
れますので、以下のようになります。
MAX VEXT = (VCC – 1.2) • (1 + RG/RF) – VREF • RG/RF
および
MIN VEXT = (VEE + 1) • (1 + RG/RF) – VREF • RG/RF
RF
5V
8
50k
450k
VEXT
4pF
–
9
150k
10
450k
VDM
0V+
VCM
2.5V
1
450k
2
150k
3
50k
–
VINT
RG
+
VEE
RF
–
6
VOUT = 13 • VDM
+
4pF
450k
REF 5
LT1991
4
VCC
RG
7
1991 F01
図 1. 単電源では差動アンプは 0Vを出力できない。
負電源を与えるか、ピン5を上げるか、または 4mV
の VDM を与える
VREF
1991 F02
図 2．CM 入力電圧範囲の計算
これら2つの電圧は、他のリミットが既に超えられていなけれ
ば
（上の1と3）、同相入力範囲の上限と下限を表します。ほと
んどの場合、反転入力のM1 ∼ M9はこれら2つの限界値より
先にもっていくことができます。そうしてもオペアンプの入力同
相電圧は変化しないからです。この追加範囲の限界を計算す
るには、図 3を参照してください。VMORE = 0のときオペアンプ
の出力が VREF であることに注意してください。最大 VEXT（同
1991fh
11
LT1991
アプリケーション情報
相範囲の上限）
からVMORE が正になるにつれ、オペアンプの
出力はVREF からVMORE • RF/RG の大きさだけさらに負にな
るので、次のようになります。
VOUT = VREF – VMORE • RF/RG
したがって、次のようになります。
VMORE = (VREF – VOUT) • RG/RF
VOUT が達することができる負の限界値はVEE ＋0.04Vです
から、次のようになります。
最大 VMORE = (VREF – VEE – 0.04V) • RG/RF
（プラスになる）
精確に5.5の利得に構成したLT1991を下の方に示します。非
反転オペアンプ構成の利点のひとつは入力インピーダンスが
非常に高いことです。LT1991にはこの利点が維持されていま
す。LT1991に備わっている帰還抵抗の数は限られていますの
で、利得構成の数も限られています。このようなHi-Z 入力の
非反転利得構成の完全なリストを表 1に示します。これらの多
くは回路図として図 5にも示されています。内部オペアンプの
入力から見たソース・インピーダンスが整合するように、P 側
の抵抗入力も接続されていることに注意してください。最上の
精度を得るため、利得とノイズ利得が等しいことにも注意して
ください。
RF
この関数が VREF = 0でVEE = 0のとき負になる
（したがって問
題となる）状況は、図 1ですでに扱われています。この式の長
所は、図 1で示唆されている3つの解決法（VREF を上げる、
VEE を下げる、または負のVMORE を与える）
をすべて与えると
ころに実証されています。
RG
–
VOUT
VIN
同様に、同相範囲の下限から、負入力をさらにマイナスにする
と、出力電圧が上昇し、VCC – 0.04Vによって制限されます。
+
VOUT = GAIN • VIN
GAIN = 1 + RF/RG
CLASSICAL NONINVERTING OP AMP CONFIGURATION.
YOU PROVIDE THE RESISTORS.
最小 VMORE = (VREF – VCC + 0.04V) • RG/RF
（マイナスになる）
8
50k
9
150k
–
10
450k
+
1
450k
2
150k
3
50k
RF
VMORE
VEXT
MAX OR MIN
VCC
RG
VINT
RG
VEE
RF
VREF
450k
4pF
–
6
VOUT
+
4pF
1991 F03
図 3．反転入力の追加電圧範囲の計算
LT1991
VIN
再度、ここで計算される追加入力範囲は、他の残りの制限（こ
のピンの最大許容電圧）
が破られない場合だけ有効です。
典型的な非反転アンプ：高い入力インピーダンス
おそらく最も一般的なオペアンプの構成法は非反転アンプで
す。この回路の教科書風の回路図を図 4の上の方に示します。
450k
5
CLASSICAL NONINVERTING OP AMP CONFIGURATION
IMPLEMENTED WITH LT1991. RF = 225k, RG = 50k, GAIN = 5.5.
GAIN IS ACHIEVED BY GROUNDING, FLOATING OR FEEDING BACK
THE AVAILABLE RESISTORS TO ARRIVE AT DESIRED RF AND RG.
WE PROVIDE YOU WITH <0.1% RESISTORS.
1991 F04
図 4．典型的な非反転オペアンプとして構成したLT1991
1991fh
12
LT1991
アプリケーション情報
表 1．簡単な非反転利得用の Mピンの構成方法。P 入力は
次ページの例で示されているようにドライブされる
M9, M3, M1 Connection
Gain
M9
M3
M1
1
Output
Output
Output
1.077
Output
Output
Ground
1.1
Output
Float
Ground
1.25
Float
Output
Ground
1.273
Output
Ground
Output
1.3
Output
Ground
Float
1.4
Output
Ground
Ground
2
Float
Float
Ground
2.5
Float
Ground
Output
2.8
Ground
Output
Output
3.25
Ground
Output
Float
3.5
Ground
Output
Ground
4
Float
Ground
Float
5
Float
Ground
Ground
5.5
Ground
Float
Output
7
Ground
Ground
Output
10
Ground
Float
Float
11
Ground
Float
Ground
13
Ground
Ground
Float
14
Ground
Ground
Ground
1991fh
13
LT1991
アプリケーション情報
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
VIN
4
VS–
7
VCC
LT1991
VEE
VOUT
VIN
4
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
4
VS–
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
4
VIN
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
VIN
4
VS–
6
VOUT
4
VS+
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
LT1991
OUT
REF
5
6
GAIN = 5.5
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
VEE
OUT
REF
5
VS–
VIN
GAIN = 5
VS+
VEE
8
M9
9
M3
10
M1
VIN
GAIN = 4
LT1991
GAIN = 3.25
VS–
VIN
7
VCC
VS–
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
GAIN = 2
VS+
1
P1
2
P3
3
P9
6
VS–
GAIN = 1
8
M9
9
M3
10
M1
OUT
REF
5
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
4
VS–
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
VIN
GAIN = 7
GAIN = 10
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN
1
P1
2
P3
3
P9
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
4
VS–
GAIN = 13
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
LT1991
GAIN = 11
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
VIN
GAIN = 14
1991 F05
図 5．LT1991を使って実装された典型的非反転利得の例。
高い入力インピーダンスが維持されている
1991fh
14
LT1991
アプリケーション情報
P 入力の抵抗を使った減衰
減衰は実際のところ差動アンプの構成で生じますが、ピーク
信号レベルを下げるために、またはシングルエンドのシステム
であっても入力同相範囲を改善するために利用されます。信
号の前処理で減衰が必要になる場合、LT1991の抵抗を直ち
に利用することができます。4 個の高精度抵抗により、多数の
減衰レベルを与えることができます。これらのレベルは設計の
参考として表 2にまとめられています。
VIN
VIN
OKAY UP
TO ±60V
RA
VINT
RG
1
VINT = A • VIN
A = RG/(RA + RG)
VINT
450k
2
150k
3
50k
+
4pF
450k
LT1991
5
CLASSICAL ATTENUATOR
LT1991 ATTENUATING TO THE +INPUT BY
DRIVING AND GROUNDING AND FLOATING
INPUTS RA = 450k, RG = 50k, SO A = 0.1.
1991 F06
図 6．LT1991 はオペアンプの＋入力を簡単に減衰させることが
できる。P1 入力は電源のかなり外側にもっていくことができる。
減衰と非反転利得は独立して設定可能なので、それらを組み
合わせることができます。このため、図７にプロットされている
ように、0.077 から14のあいだで約 340の異なった利得が高
い分解能で与えられます。これは表で示すにはあまりにも大き
な数ですが、設計者は表 1と表 2の利得と減衰のベクトル積
をとることにより、実現可能な利得を計算し、最も良く適合す
る値を求めることができます。利得の平均分解能は1.5%で、
ワーストケースで7%です。
100
GAIN
10
表 2．多様な減衰のための Pピンの構成方法。太字で示さ
れているものは入力ドライブが電源を超しても動作する
P9, P3, P1, REF Connection
A
P9
P3
P1
REF
0.0714
Ground
Ground
Drive
Ground
0.0769
Ground
Ground
Drive
Float
0.0909
Ground
Float
Drive
Ground
0.1
Ground
Float
Drive
Float
0.143
Ground
Ground
Drive
Drive
0.182
Ground
Float
Drive
Drive
0.2
Float
Ground
Drive
Ground
0.214
Ground
Drive
Ground
Ground
0.231
Ground
Drive
Float
Ground
0.25
Float
Ground
Drive
Float
0.286
Ground
Drive
Drive
Ground
0.308
Ground
Drive
Drive
Float
0.357
Ground
Drive
Drive
Drive
0.4
Float
Ground
Drive
Drive
0.5
Float
Float
Drive
Ground
0.6
Float
Drive
Ground
Ground
0.643
Drive
Ground
Ground
Ground
0.692
Drive
Ground
Float
Ground
0.714
Drive
Ground
Drive
Ground
0.75
Float
Drive
Float
Ground
0.769
Drive
Ground
Drive
Float
0.786
Drive
Ground
Drive
Drive
0.8
Float
Drive
Drive
Ground
0.818
Drive
Float
Ground
Ground
0.857
Drive
Drive
Ground
Ground
0.9
Drive
Float
Float
Ground
0.909
Drive
Float
Drive
Ground
0.923
Drive
Drive
Float
Ground
0.929
Drive
Drive
Drive
Ground
1
Drive
Drive
Drive
Drive
1
0.1
0.01
0
50
100
150 200
COUNT
250
300
350
1991 F07
図 7．LT1991を使い、減衰と非反転利得を組み合わせて
実現できる346を超す別個の利得設定
1991fh
15
LT1991
アプリケーション情報
反転構成
図 8に示されている反転アンプは別の典型的なオペアンプ構
成です。この回路は実際には、VINとGND が入れ替わってい
ること以外は、図 4の非反転アンプと同じです。利用できる利
得のリストが表 3に示してあり、その中のいくつかの回路が図
9に示してあります。反転アンプの場合通常そうであるように、
ノイズ利得は1+| 利得 |です。ここでも、最適 DC 性能を得るに
は、オペアンプの入力から見たソース・インピーダンスを整合
させます。
RF
RG
VIN
–
VOUT
+
VOUT = GAIN • VIN
GAIN = – RF/RG
CLASSICAL INVERTING OP AMP CONFIGURATION.
YOU PROVIDE THE RESISTORS.
VIN
(DRIVE)
8
50k
9
150k
10
450k
1
450k
2
150k
3
50k
表 3．簡単な反転利得用の Mピン構成法
M9, M3, M1 Connection
Gain
M9
M3
M1
–0.077
Output
Output
Drive
–0.1
Output
Float
Drive
–0.25
Float
Output
Drive
–0.273
Output
Drive
Output
–0.3
Output
Drive
Float
–0.4
Output
Drive
Drive
–1
Float
Float
Drive
–1.5
Float
Drive
Output
–1.8
Drive
Output
Output
–2.25
Drive
Output
Float
–2.5
Drive
Output
Drive
–3
Float
Drive
Float
–4
Float
Drive
Drive
–4.5
Drive
Float
Output
–6
Drive
Drive
Output
–9
Drive
Float
Float
–10
Drive
Float
Drive
450k
–12
Drive
Drive
Float
4pF
–13
Drive
Drive
Drive
–
6
VOUT
+
4pF
450k
LT1991
5
CLASSICAL INVERTING OP AMP CONFIGURATION IMPLEMENTED
WITH LT1991. RF = 225k, RG = 50k, GAIN = –4.5.
GAIN IS ACHIEVED BY GROUNDING, FLOATING OR FEEDING BACK
THE AVAILABLE RESISTORS TO ARRIVE AT DESIRED RF AND RG.
WE PROVIDE YOU WITH <0.1% RESISTORS.
1991 F08
図 8．典型的な反転オペアンプとして構成したLT1991。
この回路は VIN とグランドが入れ替わっている以外は
非反転アンプと全く同じであることに注意
1991fh
16
LT1991
アプリケーション情報
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VIN
VOUT
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
4
VS–
LT1991
VEE
1
P1
2
P3
3
P9
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VIN
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
4
VIN
7
VCC
LT1991
VEE
VIN
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
4
VS–
VIN
VIN
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
4
1
P1
2
P3
3
P9
LT1991
VEE
OUT
REF
5
4
6
VOUT
VS+
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS+
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
VS+
7
VCC
VOUT
4
8
M9
9
M3
10
M1
GAIN = –9
8
M9
9
M3
10
M1
6
GAIN = –4.5
VS–
GAIN = –6
OUT
REF
5
VS–
VS+
VEE
VEE
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
4
8
M9
9
M3
10
M1
LT1991
GAIN = –2.25
GAIN = –4
VS+
7
VCC
VS–
VS–
GAIN = –3
1
P1
2
P3
3
P9
1
P1
2
P3
3
P9
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VS–
VIN
VOUT
GAIN = –1
7
VCC
8
M9
9
M3
10
M1
6
4
VS+
VIN
OUT
REF
5
VS–
GAIN = –0.25
8
M9
9
M3
10
M1
VIN
7
VCC
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN
GAIN = –10
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
VS–
GAIN = –12
GAIN = –13
1991 F09
図 9．LT1991を使って高精度反転利得を得るのは簡単。
入力インピーダンスは 45kΩ（利得 = –13）∼ 450kΩ（利得 = –1）
で変化
1991fh
17
LT1991
アプリケーション情報
差動アンプ
RF
LT1991 内部の抵抗により、差動アンプも簡単に構成すること
ができます。4 抵抗の基本的差動アンプとLT1991を図 10に
示します。3の差動利得が示されていますが、点線で示されて
いる追加接続の効果に注意してください。450kの抵抗を並列
に接続することにより、利得は1/2に減少します。もちろん、多
くの抵抗がありますので、多くの利得が可能です。差動利得と
それらの実装方法を表 4に示します。反転アンプの場合と同
様、ノイズ利得は信号利得より1だけ大きいことに注意してく
ださい。
VIN–
VIN+
VIN+
VIN–
Output
GND (REF)
0.077
P1
M1
M3, M9
P3, P9
0.1
P1
M1
M9
P9
0.25
P1
M1
M3
P3
0.273
P3
M3
M1, M9
P1, P9
0.3
P3
M3
M9
P9
0.4
P1, P3
M1, M3
M9
P9
1
P1
M1
1.5
P3
M3
M1
P1
1.8
P9
M9
M1, M3
P1, P3
2.25
P9
M9
M3
P3
2.5
P1, P9
M1, M9
M3
P3
3
P3
M3
4
P1, P3
M1, M3
4.5
P9
M9
M1
P1
6
P3, P9
M3, M9
M1
P1
9
P9
M9
10
P1, P9
M1, M9
12
P3, P9
M3, M9
13
P1, P3, P9
M1, M3, M9
RG
–
VOUT
+
RF
VOUT = GAIN • (VIN+ – VIN–)
GAIN = RF/RG
CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER USING THE LT1991
表 4．差動利得を与えるLT1991 の接続方法
Gain
RG
8 M9 50k
VIN–
VIN+
4pF
9 M3 150k
10 M1 450k
PARALLEL
TO CHANGE
RF, RG
450k
1 P1
450k
2 P3
150k
3 P9
50k
–
6
VOUT
+
4pF
450k
5
LT1991
CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER IMPLEMENTED
WITH LT1991. RF = 450k, RG = 150k, GAIN = 3.
ADDING THE DASHED CONNECTIONS CONNECTS THE
TWO 450k RESISTORS IN PARALLEL, SO RF IS REDUCED
TO 225k. GAIN BECOMES 225k/150k = 1.5.
1991 F10
図 10．LT1991を使った差動アンプ。利得は単純に正しい抵抗また
は抵抗の組合せを接続することによって設定される。3 の利得が
示されているが、点線を追加すると利得は 1.5 になる。ノイズ利
得は最適になる
1991fh
18
LT1991
アプリケーション情報
VIN
VIN
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
–
1
P1
2
P3
3
P9
+
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
–
VIN
VOUT
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
+
VIN
4
VS–
LT1991
VEE
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VIN–
8
M9
9
M3
10
M1
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
VOUT
4
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
4
–
VIN
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
VIN+
4
VS–
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN–
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
6
VOUT
VIN+
4
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
LT1991
VEE
OUT
REF
5
VIN–
4
VS–
GAIN = 12
6
VS+
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
VS+
7
VCC
VOUT
GAIN = 4.5
GAIN = 9
8
M9
9
M3
10
M1
6
4
8
M9
9
M3
10
M1
VS–
GAIN = 6
VEE
OUT
REF
5
VS–
VS+
VEE
LT1991
GAIN = 2.25
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
7
VCC
VS–
GAIN = 4
VS+
VEE
VOUT
VS–
GAIN = 3
8
M9
9
M3
10
M1
6
GAIN = 1
VS–
VIN–
OUT
REF
5
4
VS+
VIN–
VIN
7
VCC
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VS–
GAIN = 0.25
8
M9
9
M3
10
M1
–
VOUT
VIN+
GAIN = 10
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
GAIN = 13
1991 F11
図 11．ピンのストラッピングだけで多数の差動利得を実現できる
1991fh
19
LT1991
アプリケーション情報
8 M9 50k
VIN–
VIN+
RG
RG
4pF
9 M3 150k
VIN–
RF
450k
10 M1 450k
CROSSCOUPLING
–
VOUT
+
VIN+
VOUT = GAIN • (VIN+ – VIN–)
GAIN = RF/RG
RF
1 P1
450k
2 P3
150k
3 P9
50k
–
6
VOUT
+
4pF
450k
5
LT1991
CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER IMPLEMENTED
WITH LT1991. RF = 450k, RG = 150k, GAIN = 3.
GAIN CAN BE ADJUSTED BY "CROSS COUPLING." MAKING THE
DASHED CONNECTIONS REDUCE THE GAIN FROM 3 T0 2.
WHEN CROSS COUPLING, SEE WHAT IS CONNECTED TO THE
VIN+ VOLTAGE. CONNECTING P3 AND M1 GIVES +3 –1 = 2.
CONNECTIONS TO VIN– ARE SYMMETRIC: M3 AND P1.
CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER
1991 F12
図 12．差動利得を選択する別の方法は
「交差接続」
である。この追加の方法により
LT1991 は 1 ∼ 13 のすべての整数の利得を与えることになる。
差動アンプ：交差接続を使った追加の整数利得
VS+
図 12には、基本的差動アンプと、差動利得が 3のLT1991 が
示されています。ただし、点線で示してある追加接続の効果に
注意してください。これは
「交差接続」
と呼ばれ、差動利得を
3 から2に減らす効果があります。この方法を使うと、下の表 5
に示されているように、追加の整数の利得を実現することがで
きますので、1 ∼ 13のすべての整数の利得が LT1991を使って
実現されます。VIN ＋の接続を見て計算式を書くことができま
す。VIN– の接続は単にその反対であること
（PをMで置き換え、
MをPで置き換える）
に注意してください。様々な場合のノイズ
利得、帯域幅、および入力インピーダンスの仕様も
（これらは
直ちに明らかではないので）表にまとめてあります。回路図は
図 13に与えられています。
表 5．交差接続を使った接続方法。計算式は VIN ＋の列を
見て書くことができる
VIN+
VIN–
P3, M1
M3, P1
Gain
2
5
6*
7
8
11
M9, P3
3–1
9–3
P9, P1, M3 M9, M1, P3 9 + 1 – 3
P9, M1
M9, P1
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
LT1991
VEE
9–1
P9, P3, M1 M9, M3, P1 9 + 3 – 1
5
70
281
141
14
32
97
49
13
35
122
49
14
32
121
44
11
38
248
50
14
32
242
37
*6の利得は前に示した実装の方が良いが、完全を期すためここにも含めてある。
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
4
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
7
VCC
VS–
7
VCC
LT1991
VEE
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
VOUT
GAIN = 5
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
6
4
GAIN = 2
VIN–
OUT
REF
5
VS–
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
4
VS–
VIN+
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
GAIN = 7
VIN–
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
7
VCC
Noise –3dB BW RIN+
RIN–
kHz
Typ kΩ Typ kΩ
Equation Gain
P9, M3, M1 M9, P3, P1 9 – 3 – 1
P9, M3
VIN–
8
M9
9
M3
10
M1
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
GAIN = 8
VS+
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
VS–
GAIN = 11
1991 F13
図 13．交差接続を使った整数利得
の差動アンプ
1991fh
20
LT1991
アプリケーション情報
高い CM 電圧の差動アンプ
このクラスの差動アンプの検討が残っています。基本回路を
図 14の上の方に示します。この回路の実効入力電圧範囲は、
抵抗 RT がオペアンプの入力から見た同相電圧を減衰するの
で広がります。LT1991の場合、RGとして最も利用しやすい抵
抗はM1とP1の450kΩ抵抗です。
これらには電源へのダイオー
ド・クランプが備わっていないので、電源の外側までもってくる
ことができるからです。前と同様、オペアンプの入力CM が制
限要因で、オペアンプの+ 入力
（VINT）
の電圧によって設定さ
れます。重ね合わせにより、次のように書くことができます。
表 6．LT1991 に差動利得を与える高 V CM の接続方法
Noise
Gain
Max, Min VEXT
(Substitute VCC – 1.2,
VEE + 1 for VLIM)
2
2 • VLIM - VREF
5
5 • VLIM – VREF – 3 • VTERM
Gain
VIN+
VIN–
1
P1
M1
1
P1
M1
P3, M3
1
P1
M1
P9, M9
11
11 • VLIM – VREF – 9 • VTERM
1
P1
M1
P3||P9
M3||M9
14
14 • VLIM – VREF – 12 • VTERM
RT
RF
VINT = VEXT • (RF||RT)/(RG + RF||RT) + VREF • (RG||RT)/
(RF + RG||RT) + VTERM • (RF||RG)/(RT + RF||RG)
VEXT について解くと次のようになります。
VEXT = (1 + RG/(RF||RT)) • (VINT – VREF • (RG||RT)/
VIN–
VOUT
+
RT
RT
VOUT = GAIN • (VIN+ – VIN–)
VEE GAIN = RF/RG
RF
VREF
VTERM
HIGH CM VOLTAGE DIFFERENCE AMPLIFIER
INPUT CM TO OP AMP IS ATTENUATED BY
RESISTORS RT CONNECTED TO VTERM.
7
12V
8 M9 50k
MAX VEXT = 11 • (VCC – 1.2V) – VREF – 9 • VTERM
= 11 • (10.8V) – 2.5 – 9 • 12 = 8.3V
450k
4pF
9 M3 150k
および
10 M1 450k
MIN VEXT = 11 • (VEE + 1V) – VREF – 9 • VTERM
= 11 • (1V) – 2.5 – 9 • 12 = –99.5V
ただし、これはP1ピンとM1ピンの絶対最大定格の60Vを超
しますので、–60V が実際の負の同相リミットになります。高い
CMの回路例を異なった電源に関して図 15、図 16、図 17に示
します。
–
RG
VIN+
(= VEXT)
(RF + RG||RT) – VTERM • (RF||RG)/(RT + RF||RG))
LT1991の抵抗値を使ってこの式を簡単に整理すると、表 6に
与えられている式が得られます。前と同様、VCC–1.2とVEE ＋1
をVLIM に代入すると、それぞれ同相電圧の有効な上限と下
限が得られます。右側の図 14に示されている回路の計算例を
以下に示します。P9とM9は終端されていますので、表 6の3
番目の行から次の式が得られます。
VCC
RG
VIN+
VIN–
INPUT CM RANGE
= –60V TO 8.3V
1 P1
450k
2 P3
150k
3 P9
50k
–
6
VOUT
+
4pF
450k
REF 5
LT1991
2.5V
4
HIGH NEGATIVE CM VOLTAGE DIFFERENCE AMPLIFIER
IMPLEMENTED WITH LT1991.
RF = 450k, RG = 450k, RT 50k, GAIN = 1
VTERM = VCC = 12V, VREF = 2.5V, VEE = GROUND.
1991 F14
図 14．CM 入力範囲の拡張
1991fh
21
LT1991
アプリケーション情報
3V
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
3V
7
VCC
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
LT1991
VEE
4
VIN–
VIN+
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VCM = 0.8V TO 2.35V
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
LT1991
VEE
4
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VIN–
VOUT
4
VIN–
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
LT1991
VEE
4
VEE
4
3V
7
VCC
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
OUT
REF
5
6
VOUT
3V
VCM = –1V TO 0.6V
VDM <–40mV
3V
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
LT1991
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
VCM = 2V TO 3.6V
VDM > 40mV
3V
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
3V
8
M9
9
M3
10
M1
3V
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
LT1991
VEE
4
1.25V
VCM = 3.8V TO 7.75V
VCM = 0V TO 4V
3V
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
LT1991
VEE
4
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
VIN–
VIN+
3V
3V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VCM = –5V TO –1.25V
7
VCC
LT1991
VEE
4
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
3V
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
LT1991
VEE
4
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
1.25V
VCM = –1.5V TO 7.2V
VIN–
VIN+
3V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VCM = 9.8V TO 18.55V
7
VCC
LT1991
VEE
4
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
VIN–
VIN+
3V
3V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VCM = –17.2V TO –8.45V
7
VCC
LT1991
VEE
4
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
VIN–
VIN+
3V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
4
6
VOUT
OUT
REF
5
1.25V
1.25V
VCM = –2.25V TO 8.95V
VCM = 12.75V TO 23.95V
VCM = –23.2V TO –12V
1991 F15
図 15．VS = 3V、0V、利得 = 1での LT1991 の様々な構成の同相範囲
1991fh
22
LT1991
アプリケーション情報
5V
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
5V
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
2.5V
VEE
4
6
VOUT
VIN–
VIN+
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VCM = –0.5V TO 5.1V
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
2.5V
VEE
4
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VIN–
VOUT
4
6
VOUT
VIN–
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
VEE
4
VEE
4
5V
7
VCC
LT1991
6
OUT
REF
5
VOUT
3V
VCM = –3V TO 2.6V
VDM <–40mV
5V
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
LT1991
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
VCM = 2V TO 7.6V
VDM > 40mV
5V
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
5V
8
M9
9
M3
10
M1
OUT
REF
5
2.5V
6
VOUT
5V
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
2.5V
VEE
4
6
VOUT
2.5V
VCM = 2.5V TO 16.5V
VCM = –5V TO 9V
5V
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
LT1991
VEE
4
OUT
REF
5
2.5V
6
VOUT
VIN–
VIN+
5V
5V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VCM = –12.5V TO 1.5V
7
VCC
LT1991
VEE
4
OUT
REF
5
2.5V
6
VOUT
VIN–
5V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
LT1991
VEE
4
OUT
REF
5
2.5V
6
VOUT
2.5V
VCM = –14V TO 16.8V
VIN–
5V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
VCM = 8.5V TO 39.3V
7
VCC
LT1991
VEE
4
OUT
REF
5
2.5V
6
VOUT
VIN–
VIN+
5V
5V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VCM = –36.5V TO –5.7V
7
VCC
LT1991
VEE
4
OUT
REF
5
2.5V
6
VOUT
VIN–
VIN+
5V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
4
OUT
REF
5
2.5V
6
VOUT
2.5V
VCM = –18.5V TO 20.7V
VCM = 11.5V TO 50.7V
VCM = –48.5V TO –9.3V
1991 F16
図 16．VS = 5V、0V、利得 = 1での LT1991 の様々な構成の同相範囲
1991fh
23
LT1991
アプリケーション情報
5V
VIN–
VIN+
8
M9
9
M3
10
M1
5V
7
VCC
LT1991
1
P1
2
P3
3
P9
OUT
REF
5
VEE
6
VOUT
VIN–
8
M9
9
M3
10
M1
4
–5V
VIN–
VIN+
5V
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
VEE
6
VOUT
VIN–
–5V
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
VEE
6
VOUT
VIN–
4
–5V
–5V
VIN–
VIN+
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
VEE
OUT
REF
5
VCM = –56V TO 53.2V
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
6
VOUT
VIN–
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
–5V
VOUT
–5V
5V
7
VCC
LT1991
OUT
REF
5
VEE
6
VOUT
4
–5V
5V
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
VIN–
5V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
4
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
–5V
VCM = –60V TO –3.2V
5V
5V
7
VCC
LT1991
VEE
6
VCM = –35V TO 4V
5V
8
M9
9
M3
10
M1
4
–5V
VIN–
VCM = 1V TO 60V
5V
LT1991
VOUT
–5V
VCM = –44V TO 41.8V
8
M9
9
M3
10
M1
6
4
1
P1
2
P3
3
P9
4
8
M9
9
M3
10
M1
–5V
VIN+
VEE
5V
OUT
REF
5
OUT
REF
5
–5V
VCM = –13V TO 2.6V
VDM <–40mV
7
VCC
8
M9
9
M3
10
M1
7
VCC
LT1991
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
VCM = –5V TO 34V
5V
OUT
REF
5
VIN–
VOUT
5V
VEE
–5V
LT1991
6
–5V
LT1991
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
VCM = –20V TO 19V
VIN–
4
8
M9
9
M3
10
M1
4
8
M9
9
M3
10
M1
VEE
OUT
REF
5
–5V
VCM = –3V TO 12.6V
VDM > 40mV
VCM = –8V TO 7.6V
8
M9
9
M3
10
M1
LT1991
1
P1
2
P3
3
P9
VIN+
7
VCC
5V
8
M9
9
M3
10
M1
OUT
REF
5
6
VOUT
VIN–
VIN+
4
–5V
VCM = 4V TO 60V
5V
8
M9
9
M3
10
M1
1
P1
2
P3
3
P9
7
VCC
LT1991
VEE
OUT
REF
5
6
VOUT
4
–5V
VCM = –60V TO –6.8V
1991 F17
図 17．VS = 5V、利得 = 1での LT1991 の様々な構成の同相範囲
1991fh
24
LT1991
標準的応用例
AV = 10 のマイクロパワー計装アンプ
VM
10
+
9
8
7
VOUT
6
1/2 LT6011
–
4pF
–
VP
+
+
LT1991
1/2 LT6011
–
4pF
1
2
3
4
5
1991 TA02
パッケージ
最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。
DD Package
10ピン
・プラスチックDFN
（3mm
3mm）
10-Lead
Plastic DFN (3mm
× 3mm)
(Reference LTC
LTC DWG
DWG ## 05-08-1699
05-08-1699 Rev
Rev C)
C)
(Reference
R = 0.125
TYP
6
0.40 ± 0.10
10
0.70 ±0.05
3.55 ±0.05
1.65 ±0.05
2.15 ±0.05 (2 SIDES)
0.25 ± 0.05
パッケージの
外形
ピン 1 の
トップ・マーキング
（NOTE 6 を参照）
0.200 REF
0.50
BSC
2.38 ±0.05
(2 SIDES)
3.00 ±0.10 1.65 ± 0.10
(4 SIDES) (2 SIDES)
0.75 ±0.05
0.00 – 0.05
ピン 1 のノッチ
R＝0.20 または
0.35 45 の面取り
5
1
(DD) DFN REV C 0310
0.25 ± 0.05
0.50 BSC
2.38 ±0.10
(2 SIDES)
底面図—露出パッド
推奨する半田パッドのピッチと寸法
NOTE:
1. 図は JEDEC パッケージ外形 MO-229 のバリエーション
（WEED-2）
になる予定
バリエーションの指定の現状については LTC の Web サイトのデータシートを参照
2. 図は実寸とは異なる
3. すべての寸法はミリメートル
4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない
モールドのバリは
（もしあれば）各サイドで 0.15mm を超えないこと
5. 露出パッドは半田メッキとする
6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない
1991fh
25
LT1991
パッケージ
最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。
パッケージ
MSMS
Package
10ピン・Plastic
プラスチックMSOP
10-Lead
MSOP
(Reference
# 05-08-1661
(Reference
LTC LTC
DWGDWG
# 05-08-1661
Rev Rev
E) E)
0.889 ±0.127
(.035 ±.005)
5.23
(.206)
MIN
0.305 ±0.038
(.0120 ±.0015)
TYP
3.20 – 3.45
(.126 – .136)
3.00 ±0.102
(.118 ±.004)
(NOTE 3)
0.50
(.0197)
BSC
10 9 8 7 6
推奨半田パッド・レイアウト
0.254
(.010)
3.00 ±0.102
(.118 ±.004)
(NOTE 4)
4.90 ±0.152
(.193 ±.006)
DETAIL “A”
0.497 ±0.076
(.0196 ±.003)
REF
0° – 6° TYP
ゲージ・プレーン
1 2 3 4 5
0.53 ±0.152
(.021 ±.006)
DETAIL “A”
0.18
(.007)
シーティング・
プレーン
0.86
(.034)
REF
1.10
(.043)
MAX
0.17 – 0.27
(.007 – .011)
TYP
0.50
(.0197)
BSC
0.1016 ±0.0508
(.004 ±.002)
MSOP (MS) 0307 REV E
NOTE:
1. 寸法はミリメートル（インチ）
/
2. 図は実寸とは異なる
3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、
またはゲートのバリを含まない。
モールドのバリ、突出部、
またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm
（0.006"）
を超えないこと
4. 寸法には、
リード間のバリまたは突出部を含まない。
リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm
（0.006"）
を超えないこと
5. リードの平坦度（成形後のリードの底面）
は最大0.102mm
（0.004"）
であること
1991fh
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LT1991
改訂履歴　（改訂履歴は Rev H から開始）
REV
日付
H
5/12
概要
発注情報の表のCグレード製品の規定温度範囲を訂正
図 17のVCM = –20V ～ 19VとVCM = –5V ～ 34V の構成を訂正
関連製品の表を更新
ページ番号
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1991fh
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は
一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は
あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
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LT1991
標準的応用例
双方向電流源
VIN+
VS+
8
M9
9
M3
10
M1
VIN–
R2*
10k
1
P1
2
P3
3
P9
単電源の AC 結合されたアンプ
7
8
M9
9
M3
10
M1
1µF
6
LT1991
R1
10k
5
VCC
1
P1
2
P3
3
P9
0.1µF
VIN
4
ILOAD =
VS–
VIN+ – VIN–
10kΩ
1
P1
2
P3
3
P9
VOUT
5
4
アナログ・レベル・アダプタ
5V
8
M9
9
M3
10
M1
5V
VIN
= 14V to 53V
6
LT1991
1991 TA03
超安定高精度減衰器
7
6
LT1991
7
GAIN = 12
BW = 7Hz TO 32kHz
*SHORT R2 FOR LOWEST OUTPUT
OFFSET CURRENT. INCLUDE R2 FOR
HIGHEST OUTPUT IMPEDANCE.
8
M9
9
M3
10
M1
VS = 2.7V TO 36V
REF
5
VOUT = VIN
13
1
P1
2
P3
3
P9
± 10VIN
4
LT1790 –2.5
5V
4
2
1µF
7
6
LT1991
REF
5
0-4VOUT
4
–5V
6
1991 TA04
1
関連製品
製品番号
説明
注釈
LT1990
高電圧、利得を選択可能な差電圧アンプ
同相電圧： 250V、マイクロパワー、ピンで選択可能な利得 = 1、10
LT1996
利得を選択可能な高精度差電圧アンプ
マイクロパワー、ピンで選択可能な利得 = 最大 118
LT1995
高速、利得を選択可能な差電圧アンプ
30MHz、1000V/µs、ピンで選択可能な利得 = –7 ∼ 8
LT6010/LT6011/
LT6012
シングル/デュアル/クワッド、135µA 14nV/ Hz
レール・トゥ・レール出力の高精度オペアンプ
LT1991 差動アンプで使用されているのと同様のオペアンプ性能
LT6013/LT6014
シングル/デュアル、145µA 8nV/ Hz
レール・トゥ・レール出力の高精度オペアンプ
LT1991タイプのオペアンプの低ノイズでAV ≥ 5のバージョン
LTC6910-X
利得をプログラム可能なアンプ
3つの利得構成、レール・トゥ・レールの入力と出力
LT1999
高電圧の双方向電流検出アンプ
CMRR > 80dB（100kHz）
LT5400
整合したクワッド抵抗ネットワーク
0.01%の整合、CMRR > 86dB
1991fh
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