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Bipolare Halbleiter
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Produkte und Innovationen
Höchste Zuverlässigkeit und Effizienz bei einer Kerntechnologie sind immer nur eine
Momentaufnahme. Wir verstehen dieses Optimum als stetige Aufgabe. Bei IFBIP haben
wir mit unseren Technologien und den daraus entstandenen Produkten auf dieser Basis
übergreifende Standards in Leistungsklassen von ca. 10kW bis über 30MW pro Bauelement gesetzt. Dazu zählen unter anderem:
■
■
■
■
PowerBLOCK–Module in Druckkontakttechnologie mit Strömen bis zu 1100 Ampere
Dioden und Thyristoren mit einem Siliziumdurchmesser bis sechs Zoll und Sperr­
spannungen bis 9500 Volt
Lichtzündbare Thyristoren mit integrierten Schutzfunktionen
Freilaufdioden für höchste Anforderungen in schnellschaltenden Anwendungen,
wie z.B. mit IGBTs oder IGCTs
600A/9,5kV Thyristor Technologie
für Sanft-Anlasser und Stromversorgungen
Dieser 9,5kV Thyristor ist ausgelegt und entwickelt für die besonderen Anforderungen
in Sanft-Anlasser-Anwendungen so wie Stromversorgungen für Mittelspannungsnetze.
Bei diesen Anwendungen ist die Serienschaltung von mehreren Thyristoren erforderlich.
Sie wurden optimiert für eine möglichst gleichmäßige Spannungsaufteilung unter allen
Betriebszuständen.
Die Bauelemente sind für eine hohe Stoßstromfestigkeit ausgelegt. Um eine enge Streuung der dynamischen Parameter sicher zu stellen und damit kostenoptimierte Schaltungen (möglichst wenige Thyristoren in Serie erforderlich) entwickeln zu können, kommen
für diese Thyristoren ausschließlich neueste Herstellungs-Prozesse zum Einsatz.
Natürlich sind diese Thyristoren auch bestens geeignet für All-Zweck-NetzgleichrichterAnwendungen, wie zum Beispiel für Stromversorgungen und elektrische Antriebssteuerungen.
Inhaltsverzeichnis
1.Einleitung
1.1Diode
1.2Thyristor
2. Typen- und Polaritätsbezeichnung
2.1Bezeichnung der Anschlüsse
2.2Bauformen 2.2.1Allgemein
2.2.2Scheibenzellen
2.2.3PowerBLOCK-Modul
2.2.4 Schraubsockel- und Flachbodengehäuse
3. Elektrische Eigenschaften
3.1Vorwärtsrichtung
6
6
7
9
9
9
9
9
9
10
11
11
3.1.1 Vorwärts-Sperrstrom iD
3.1.2 Vorwärts-Sperrspannung vD
11
11
3.1.3 Kippspannung V(BO)
3.1.4 Nullkippspannung V(BO)0
3.1.5 Haltestrom IH
3.1.6 Einraststrom IL
3.1.7 Durchlassstrom iT, ITAV, ITRMS iF, IFA , IFRMS
3.1.8 Durchlassspannung vT, vF
3.1.9Durchlasskennlinie
3.1.10 Ersatzgerade mit VT(TO), VF(TO) und rT
3.1.11 Dauergrenzstrom ITAVM, IFAVM
3.1.12 Grenzeffektivstrom ITRMSM, IFRMSM
3.1.13 Überstrom IT(OV), IF(OV)
3.1.14 Grenzstrom IT(OV)M, IF(OV)M
3.1.15 Stoßstrom-Grenzwert ITSM, IFSM
3.1.16 Grenzlastintegral ∫i²dt
13
13
13
13
13
14
14
14
15
15
15
15
16
17
3.1.2.1 Periodische Vorwärts-Spitzensperrspannung VDRM
3.1.2.2 Vorwärts-Stoßspitzensperrspannung VDSM
3.1.2.3 Vorwärts-Gleichspannung VD (DC) 3.2Rückwärtsrichtung
3.2.1 Rückwärts-Sperrstrom iR
3.2.2 Rückwärts-Sperrspannung vR
3.2.2.1 Periodische Rückwärts-Spitzensperrspannung VRRM
3.2.2.2 Rückwärts-Stoßspitzensperrspannung VRSM
3.2.2.3 Rückwärts-Gleichsperrspannung VR (DC)
3.3Steuereigenschaften von Thyristoren
11
13
13
18
18
18
18
18
18
19
3.3.1 Positive Ansteuerung
19
3.3.1.1 Steuerstrom iG
3.3.1.2 Steuerspannung VG
3.3.1.3 Zündstrom IGT
19
19
19
1
3.3.1.4 Zündspannung VGT
3.3.1.5 Nicht zündender Steuerstrom IGD
3.3.1.6 Nicht zündende Steuerspannung VGD
3.3.1.7Steuercharakteristik
3.3.1.8Steuergenerator
3.3.1.9 Mindestdauer des Steuerimpulses tgmin
3.3.1.10 Höchstzulässige Spitzensteuerleistung
3.4Trägheits- und Schaltverhalten
24
3.4.1 Einschalten 24
3.4.1.1Diode
24
3.4.1.2Thyristor
25
3.4.1.1.1
3.4.1.1.2
3.4.1.2.1
3.4.1.2.2
3.4.1.2.3
3.4.1.2.4
Spitzenwert der Durchlassverzögerungsspannung VFRM
Durchlassverzögerungszeit tfr
Zündverzugszeit tgd
Kritische Stromsteilheit (di/dt)cr
Periodischer Einschaltstrom IT(RC)M
Kritische Spannungssteilheit (dv/dt)cr
3.4.2Ausschalten
3.4.2.1
3.4.2.2
3.4.2.3
3.4.2.4
Sperrverzögerungsladung Qr
Rückstromspitze IRM
Sperrverzögerungszeit trr
Freiwerdezeit tq
3.5Verlustleistungen
3.5.1
3.5.2
3.5.3
3.5.4
Gesamtverlustleistung Ptot
Sperrverlustleistung PD, PR
Durchlassverlustleistung PT, PF
Schaltverlustleistung PTT, PFT+PRQ
3.5.4.1 Einschaltverlustleistung PTT, PFT
3.5.4.2 Ausschaltverlustleistung PRQ
3.5.5 Steuerverlustleistung PG
25
25
26
26
27
27
27
27
29
30
30
33
33
33
33
34
34
35
35
3.6Isolationsprüfspannung VISOL 35
4. Thermische Eigenschaften
36
4.1Temperaturen
4.1.1
4.1.2
4.1.3
4.1.4
4.1.5
4.1.6
Sperrschichttemperatur Tvj, Tvj max
Gehäusetemperatur TC Kühlkörpertemperatur TH
Kühlmitteltemperatur TA
Betriebstemperaturbereich Tcop
Lagertemperaturbereich Tstg
4.2Wärmewiderstände
4.2.1
4.2.2
4.2.3
4.2.4
4.2.5
4.2.6
4.2.7
2
19
19
19
20
20
23
23
Innerer Wärmewiderstand RthJC
Übergangswärmewiderstand RthCH
Kühlkörperwärmewiderstand RthCA
Gesamtwärmewiderstand RthJA
Transienter innerer Wärmewiderstand ZthJC
Transienter Kühlkörperwärmewiderstand ZthCA
Transienter Gesamtwärmewiderstand ZthJA
36
36
36
37
37
37
37
37
37
37
38
38
38
38
39
4.3Kühlung
39
4.3.1 Natürliche Luftkühlung 4.3.2 Verstärkte Luftkühlung
4.3.3Wasserkühlung
4.3.4Ölkühlung
5. Mechanische Eigenschaften
39
39
39
39
40
5.1Anzugsdrehmoment
5.2Anpresskraft
5.3Kriechstrecke
5.4Feuchteklasse
5.5Schwingfestigkeit / Vibration
5.6UL-Zulassung
6.Einsatzhinweise
40
40
40
40
40
40
41
6.1Gehäusegrenzstrom
6.2Thermische Lastwechsel
6.3Parallelschaltung
6.4Reihenschaltung
6.5Pulsed Power
41
41
42
44
47
6.5.1 Anwendungen mit Gleichspannung
6.5.2 Stromsteilheit beim Einschalten 6.5.3Durchschwingen von Strom und Spannung durch Null
während des Einschaltvorganges.
6.5.4 Ausschalten mit hohem di/dt gegen negative Spannung
7.Schutz
7.1Überspannungsschutz
47
47
47
47
49
49
7.1.1 Einzelbeschaltung (RC-Beschaltung)
49
7.1.2 Eingangsbeschaltung für Stellerschaltungen
52
7.1.3 Eingangsbeschaltung netzgeführter Stromrichter
53
7.1.4Zusätzliche Schutzmöglichkeiten gegen energiereiche Überspannungen55
7.2Überstromschutz
7.2.1 Kurzzeitschutz mittels superflinker Halbleitersicherungen 7.2.1.1 Auswahl von Sicherungen 56
56
56
7.2.2Weitere Schutzkonzepte Kurzzeitschutz von
Hochleistungshalbleitern
59
7.2.2.1Gleichstromschnellschalter
7.2.2.2 Elektronischer Kurzschließer (Crowbar)
7.2.2.3 Netzseitiger Leistungsschalter
7.2.2.4 Sperren der Zündimpulse (Gittersperre)
59
59
59
59
7.2.3Langzeitschutz
7.2.4 Voll angepasster Schutz
59
59
3
7.3Dynamische Strombegrenzung durch Induktivitäten im
Hauptkreis
7.4Störimpulse im Steuerkreis reduzieren
8. Montage
8.1Scheibengehäuse
8.1.1
8.1.2
8.1.3
8.1.4
Montage von Scheibenzellen
Anordnung der Kühlkörper
Anschluss von Stromzuführungen
Anschluss der Steuerleitungen 8.2Schraubsockelgehäuse
8.2.1
8.2.2
8.2.3
8.2.4
Montage von Schraubsockelgehäusen
Anordnung der Kühlkörper
Anschluss von Stromzuführungen
Anschluss der Steuerleitungen
8.3Flachbodengehäuse
8.3.1
8.3.2
8.3.3
8.3.4
Montage von Flachbodengehäusen
Anordnung der Kühlkörper
Anschluss von Stromzuführungen
Anschluss der Steuerleitungen
8.4PowerBLOCK-Module
8.4.1
8.4.2
8.4.3
8.4.4
Montage der PowerBLOCK-Module
Anordnung der Kühlkörper
Anschluss von Stromzuführungen
Anschluss der Steuerleitungen
9. Wartung
10. Lagerung
11.Typenbezeichnung
12.Schaltungsarten
A1.Kurzzeichen
A2.Abbildungsverzeichnis
A3.Tabellenverzeichnis
A4.Nutzungsbedingungen
4
60
61
62
62
62
66
66
67
67
67
67
68
68
68
68
69
69
69
69
69
69
70
70
70
70
71
72
74
76
78
79
Vorwort
Leistungshalbleiter sind die zentralen Bauelemente der Stromrichtertechnik.
Durch die stetige Weiterentwicklung finden diese Bauelemente Einsatz in immer neuen
und aufwendigeren Applikationen.
Aufgrund der an uns herangetragene Anregungen und Fragen haben wir diese technische
Information als Nachschlagewerk erstellt.
Diese technische Information erläutert alle wesentlichen Fachbegriffe der bipolaren Leistungshalbleiter (Dioden und Thyristoren) und stellt so eine Arbeits- und Auslegungshilfe
sowie ein Nachschlagewerk für die Entwicklung und Projektierung von Stromrichterschaltungen mit bipolaren Bauelementen dar.
Sie richtet sich an den entsprechenden Personenkreis in Industrie, Forschung, Entwicklung und Ausbildung.
Allgemeine Informationen zu Stromrichtern, deren Schaltungen und Eigenarten sind den
einschlägigen Fachbüchern zu entnehmen.
Wir verweisen auch hier auf die entsprechenden Normen, die stets in Ihrer aktuellen
Fassung zu berücksichtigen sind.
Die aktuellen technischen Daten der Infineon Leistungshalbleiter können unter
www.Infineon.com abgerufen werden.
Diese technischen Informationen sollen zum besseren Verständnis der Begriffe und der
Anwendung von Datenblatt­angaben für bipolare Leistungshalbleiter beitragen.
Verwendete Definitionen und Kurzzeichen lehnen sich weitgehend an DIN / IEC / EN an.
Wir bitten zu beachten, dass keine Gewähr dafür übernommen wird, dass die hier beschriebenen Schaltungen, Geräte und Verfahren frei von Schutzrechten sind.
5
1. Einleitung
Diese technische Information soll detaillierte Definitionen zu den in den Datenblättern
gemachten Spezifikationen machen. Weiterhin soll der Anwender dabei unterstützt werden, die Angaben im Datenblatt korrekt für seine Applikation umzusetzen.
Die im Folgenden gemachten Angaben gelten allgemein für alle druckkontaktierten
Bauelemente (Scheibenzellen und PowerBLOCK-Module) von Infineon. Ausnahmen sind
besonders gekennzeichnet.
Die hier gemachten Angaben gelten in Anlehnung an die derzeit gültigen Normen und
Standards.
Technischer Erläuterungen
- Bilder
1.1 Diode
Eine Diode ist ein Bauelement mit je einer P- und N-leitenden Halbleiterzone.
Der PN-Übergang ist verantwortlich für die Grundeigenschaften dieses Halbleiters (siehe
Abbildung 1).
Diode
Anode A
+
A
P
N
-
Kathode K
Cathode K
K
Abbildung 1 Schematischer Aufbau einer Diode
Die Kennlinie einer Diode ist in Abbildung 2 dargestellt. Sie besteht aus zwei Ästen: der
Sperrkennlinie
und der-Durchlasskennlinie.
Technischer
Erläuterungen
Bilder
iF
Durchlaßkennlinie
High conduction characteristic
Abb./Fig.1 Schematischer Aufbau einer Diode
vR
vF
Rückwärts-Sperrkennlinie
Reverse blocking characteristic
Durchlassrichtung
Forward direction
Sperrrichtung
Reverse Direction
iR
Abbildung
2 Kennlinien
einer Diode
Abb./Fig.2
Kennlinien einer
Diode
6
Bei Anlegen einer Spannung in Sperrrichtung im Bereich bis zu mehreren kV fließen Sperrströme im mA-Bereich
über die Hauptanschlüsse Anode und Kathode.
Bei Anlegen einer Spannung in Durchlassrichtung fließen Ströme bis zu einigen kA über die Hauptanschlüsse Anode
und Kathode.
Technischer Erläuterungen - Bilder
1.2 Thyristor
Ein Thyristor ist ein Bauelement mit insgesamt vier abwechselnd aufeinander folgenden P- und N-leitenden Halbleiterzonen. Diese bilden somit drei PN-Übergänge (siehe Abbildung 3).
Thyristor
Anode A
+
P
N
P
N
Steueranschluß G
Gate G
-
A
G
Kathode K
Cathode K
K
Abbildung 3 Schematischer Aufbau eines Thyristors
Die Kennlinien eines konventionellen (rückwärts sperrenden) Thyristors sind in Abbildung 4 dargestellt. Sie bestehen aus drei Ästen: der Blockier- und der Durchlasskennlinie in Vorwärtsrichtung und der Sperrkennlinie in Rückwärtsrichtung.
Technischer Erläuterungen - Bilder
Abb./Fig.3 Schematischer Aufbau eines Thyristors
iT,iD
Durchlaßkennlinie
High conduction characteristic
Vorwärts-Sperrkennlinie
Forward blocking characteristic
IH
vR
V(BO)O
vD, vT
Rückwärts-Sperrkennlinie
Reverse blocking characteristic
Schaltrichtung
Forward direction
Sperrrichtung
Reverse Direction
iR
Abb./Fig.4
eines Thyristors
Abbildung
4 Kennlinien
Kennlinien
eines Thyristors
Wie aus den Kennlinien ersichtlich ist, sperrt der Thyristor zunächst in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung. Das Sperrvermögen ist im Allgemeinen in beiden Richtungen etwa gleich.
Bei Anlegen von Vorwärts - und Rückwärtsspannung im Bereich bis zu mehreren kV fließen nur kleine Sperrströme­
über die Hauptanschlüsse Anode und Kathode. Ein zusätzlicher Steuerstrom IG zwischen Steueranschluss und
7
Kathode bewirkt bei anliegender Vorwärtsspannung vD, dass der Thyristor zündet, d. h.
auf die Durchlasskennlinie einschaltet. Er kann jedoch über den Steueranschluss nicht
wieder ausgeschaltet werden. Erst wenn der Durchlassstrom durch Änderungen im Laststromkreis den Haltestrom IH unterschreitet, sperrt der Thyristor wieder
Bei Thyristoren wird zwischen 2 Konzepten unterschieden:
n Symmetrisch sperrende Thyristoren
(SCR → Silicon Controlled Rectifier)
Diese Thyristoren haben etwa gleiche Sperrfähigkeit in beiden Richtungen. Die einzelnen
Typen sind im Sperrvermögen, in der Stromtragfähigkeit, in der Freiwerdezeit und in der
Gate-Kathoden-Struktur verschieden.
nAsymmetrisch sperrende Thyristoren
(ASCR → Asymmetric Silicon Controlled Rectifier)
Diese Thyristoren weisen in Vorwärtsrichtung die volle Sperrfähigkeit und in Rückwärtsrichtung eine sehr niedrige Sperrfähigkeit auf. Der rückwärts sperrende PN-Übergang
wird hier durch eine Stoppschicht ersetzt, was eine deutliche Reduzierung der Siliziumdicke ermöglicht.
Vorteile gegenüber symmetrisch sperrenden Thyristoren sind eine kürzere Freiwerdezeit
bei gleicher Durchlassspannung oder eine niedrigere Durchlassspannung bei gleicher
Freiwerdezeit.
8
2. Typen- und Polaritätsbezeichnung
2.1 Bezeichnung der Anschlüsse
Technischer Erläuterungen - Bilder
Technischer Erläuterungen - Bilder
Diode as disc cell,
ND or DZ-PowerBLOCK-Module
Thyristor as disc cell or
TZ-PowerBLOCK-Module
Diode als
Scheibenzelle
Technischer
Technischer
Erläuterungen
Erläuterungen
- Bilder
- Bilder
Thyristor als Scheibenzelle
Thyristor
als Scheibenzelle
Thyristor
als TZ-Powerblockmodul
Thyristor als TZ-Powerblockmodul
DiodeDiode
als Scheibenzelle
als DZ-Powerblockmodul
Diode als DZ-Powerblockmodul
Anode
Anode
Kathode
cathode
Kathode
cathode
Anode
Diode als Diode
Scheibenzelle
als Scheibenzelle
Diode als Diode
DZ-Powerblockmodul
als DZ-Powerblockmodul
Anode
Anode
Kathode
cathode
Kathode
cathode
Anode
Dioden als DD-Powerblockmodul
Dioden als DD-Powerblockmodul
Diodes as DD-PowerBLOCK-Module
Kathode1
Anode1
Anode1
Kathode1
cathode1
Anode2
cathode1
Anode2
Kathode2
cathode2
Dioden alsDioden
DD-Powerblockmodul
als DD-Powerblockmodul
Anode1
Anode1
Kathode1
cathode1
Kathode1
cathode1
Anode2
Anode2
Kathode2
cathode2
Abb./Fig.5 Bezeichnungen der Anschlüsse
Abb./Fig.5 Bezeichnungen der Anschlüsse
Anode
Kathode
cathode
Kathode
cathode
Thyristor als
Thyristor
Scheibenzelle
als Scheibenzelle
Thyristor als
Thyristor
TZ-Powerblockmodul
als TZ-Powerblockmodul
Steueranschluss
Hilfskathode
gate
aux. cathode
Steueranschluss
Hilfskathode
Kathode
Kathode
gate
aux.
cathode cathode
cathode
Anode
Thyristor als TT-Powerblockmodul
Thyristor als TT-Powerblockmodul
Thyristors as
TT-PowerBLOCK-Module
Kathode2
Kathode1
Steueranschluss
Steueranschluss
Hilfskathode HilfskathodeKathode2
cathode2
Anode1
Anode1
Kathode1
cathode1
Anode2
cathode1
gate
aux.gate
cathodeKathode2
aux. cathodecathode2
cathode2
Anode2
Thyristor als
Thyristor
TT-Powerblockmodul
als TT-Powerblockmodul
Hilfskathode2
Steueranschluss 2
Hilfskathode1
Steueranschluss 1
aux. cathode2
gate 2 Kathode2
Hilfskathode2
aux.
cathode1
Steueranschluss 2Kathode2
gate 1
Hilfskathode1
Kathode1
Kathode1
Kathode2 Steueranschluss 1
cathode2 Anode1 gate 1
Anode1
aux.
cathode1 cathode1
cathode1
Anode2
aux. cathode2
gate 2 cathode2
cathode2
Anode2
Hilfskathode2
Hilfskathode2
Steueranschluss
Steueranschluss
2
2
Hilfskathode1
Hilfskathode1
Steueranschluss
Steueranschluss
1
1
aux.
cathode2
aux. cathode2
gate
2
aux.
cathode1
aux. cathode1 gate 2
gate 1
gate
1
Abb./Fig.5 Bezeichnungen
Abb./Fig.5 Bezeichnungen
der Anschlüsse
der Anschlüsse
Abbildung 5 Bezeichnung der Anschlüsse
2.2 Bauformen
2.2.1 Allgemein
Das Halbleiterelement ist in ein Gehäuse eingebaut und so vor schädlichen Einflüssen der äußeren Umgebung
geschützt.
Alle hier beschriebenen Halbleiter sind in Druckkontakttechnologie ausgeführt.
Die Druckkontakttechnologie zeichnet sich aus durch:
n sehr hohe Wechsellastfähigkeit
n sehr gute Überlastbarkeit
2.2.2 Scheibenzellen
Bei Scheibenzellen muss die Anpresskraft bei der Montage der Bauelemente von außen aufgebracht werden. Mit
doppelseitiger Kühlung wird die durch die Verluste entstehende Wärme optimal aus den Scheibenzellen abgeführt.
Sie werden daher bei Anwendungen mit höchsten Leistungen eingesetzt.
2.2.3 PowerBLOCK-Modul
Das PowerBLOCK-Modul ist ein Gehäusekonzept, welches bereits ausreichende Anpresskraft auf das Halbleiterelement sicherstellt. Zudem ist eine spezifizierte Isolation gegen die Bodenplatte vorhanden. Dadurch vereinfacht sich
der Einsatz der Module erheblich, so kann z.B. ein kompletter Stromrichter auf einem gemeinsamen Kühlkörper aufgebaut werden. Wegen einseitiger Kühlung und der Grenzen der Isolationsspannung sind die Einsatzmöglichkeiten
im höchsten Leistungsbereich begrenzt.
9
Scheibenzelle
Disc case
PowerBLOCK-Modul
PowerBLOCK-module
Schnitt durch eine Scheibenzelle
Cross-sectional view of a disc
Aufbau eines PowerBLOCK-Moduls
Assembly of a PowerBLOCK-module
Abbildung 6 Prinzipielle Bauformen von Druckkontaktbauelementen
2.2.4 Schraubsockel- und Flachbodengehäuse
Bei Schraubsockel- und Flachbodengehäusen ist das Halbleiterelement bereits korrekt
angepresst. Diese Gehäusebauarten sind veraltet und durch das leistungsfähigere
PowerBLOCK-Modul weitgehend abgelöst worden.
10
3. Elektrische Eigenschaften
Die elektrischen Eigenschaften von Dioden und Thyristoren sind temperaturabhängig und deshalb immer nur in
Verbindung mit Temperaturangaben gültig.
Alle in den Datenblättern genannten Werte beziehen sich, falls nicht anders angegeben, auf Netzfrequenz 40 bis
60 Hz.
Höchstzulässige Werte sind vom Hersteller angegebene absolute Grenzwerte, die grundsätzlich - auch für kurze
Zeit - nicht überschritten werden dürfen, da dies eine Beeinträchtigung der Funktionsfähigkeit, bzw. Zerstörung der
Bauelemente zur Folge haben kann.
Charakteristische Werte sind Eingrenzungen von Datenstreuungen bei definierten Nebenbedingungen und können
der Wareneingangsprüfung zugrunde gelegt werden.
3.1 Vorwärtsrichtung
Bei Dioden
ist die Vorwärtsrichtung die Richtung zwischen den Hauptanschlüssen, in der die Diode den leitenden Zustand
bereits bei niedriger Spannung von einigen Volt erreicht (siehe Abbildung 1; Richtung Anode-Kathode).
Bei Thyristoren
ist die Vorwärtsrichtung die Richtung zwischen den Hauptanschlüssen, in der der Thyristor zwei stabile Betriebszustände – den blockierten und den leitenden Zustand – annehmen kann (siehe Abbildung 3; Richtung AnodeKathode).
Sollen Ströme und Spannungen in Vorwärtsrichtung ausdrücklich von solchen in Rückwärtsrichtung unterschieden
werden, so geschieht dies durch den Zusatz ,,vorwärts” oder ,,positiv”.
Die Kennlinie in Vorwärtsrichtung setzt sich beim Thyristor aus einem Abschnitt für den blockierten Zustand und
einem Abschnitt für den leitenden Zustand zusammen. (siehe Abbildung 4).
Die Vorwärts-Blockierkennlinie ist der Abschnitt der Kennlinie in Vorwärtsrichtung eines Thyristors, der die
Zuordnung der Augenblickswerte von Vorwärts-Sperrstrom und Vorwärts-Sperrspannung wiedergibt.
11
1
Technischer Erläuterungen - Bilder
0,9
vD
Technischer Erläuterungen - Bilder
ID,R (VDRM,RRM; Tvj) / ID,R (VDRM,RRM; Tvjmax) = 0,96 (Tvj max - Tvj)
0,8
ID,R (VDRM,RRM;Tvj) / ID,R (VDRM,RRM; Tvj max)
ID,R (VDRM,RRM;Tvj) / ID,R (VDRM,RRM; Tvj max)
Technischer Erläuterungen - Bilder
0,7
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
VDSM
VDRM
1
0,9
VDWM
ID,R (VDRM,RRM; Tvj) / ID,R (VDRM,RRM; Tvjmax) = 0,96 (Tvj max - Tvj)
0,8
0,7
0,6
0,5
t
0,4
0,3
0,2
VRWM
0,1
VRRM
0
0,5
0
0,5
0,55
0,55
0,6
0,6
0,65
0,65
0,7
0,75
Tvj / Tvj max
0,7
0,8
0,75
Tvj / Tvj max
0,85
0,9
0,8
0,95
0,85
0,9
Abbildung 7 Typische Abhängigkeit des auf
ID,R(VDRM,RRM; Tvj max) normierten Sperrstrom
Abb./Fig.7 Typische T - Abhängigkeit des auf I , (V
;T
) normierten Sperrstroms
iD,R(VDRM,RRM) von der auf Tvj max normierten Sperrschichttemperatur Tvj
DR
DRM, RRM
0,95
1
vR
Abb./Fig.8 Definition der Sperrspannungsbelastungen
Abb./Fig.7 Typische Tvj - Abhängigkeit des auf ID,R(VDRM, RRM ;Tvj max) normierten Sperrstroms
vj
VRSM
1
Abbildung 8 Definition der Sperrspannungs­
belastungen
vj max
3.1.1 Vorwärts-Sperrstrom iD
iD ist der Strom, der in Vorwärtsrichtung im blockierten Zustand des Thyristors über die
Hauptanschlüsse fließt. Er wird im Datenblatt für die Spannung VDRM und maximale
Sperrschichttemperatur Tvj max spezifiziert.
Dieser Strom ist von der Sperrschichttemperatur Tvj abhängig (siehe Abbildung 7).
3.1.2 Vorwärts-Sperrspannung vD
vD ist die im gesperrten Zustand des Thyristors an den Hauptanschlüssen in Vorwärtsrichtung anliegende Spannung (siehe Abbildung 8).
3.1.2.1 Periodische Vorwärts-Spitzensperrspannung VDRM
VDRM ist der höchstzulässige Wert von periodischen Spannungen im Vorwärts-Sperrzustand einschließlich aller periodischen Spitzenspannungen.
Bei DC Anwendungen ist eine Reduktion auf VD (DC) erforderlich. Siehe dazu Punkt
3.1.2.3.
Im Hinblick auf betriebsmäßige Überspannungen werden Thyristoren üblicherweise an
Anschlussspannungen betrieben, deren Scheitelwert sich durch Division der höchstzulässigen periodischen Spitzensperrspannung mit dem Sicherheitsfaktor 1,5 bis 2,5 ergibt:
ˆ
V
Anschluß
=
V
V
DWM,RWM
bzw.
DRM
V
RRM
1,5...2,5
Ein geringer Sicherheitsfaktor wird dort angewendet, wo die Überspannungen im Wesentlichen bekannt sind. Das sind in der Regel selbstgeführte Stromrichter mit großen
Energiespeichern. Für Stromrichter an Netzen mit unbekanntem Überspannungspegel
wird ein Spannungssicherheitsfaktor von 2,0 bis 2,5 bevorzugt.
12
Sind im Betrieb Überspannungen zu erwarten, die die höchstzulässige periodische Spitzensperrspannung
überschreiten, ist ein geeigneter Überspannungsschutz vorzusehen (siehe 7.1).
3.1.2.2 Vorwärts-Stoßspitzensperrspannung VDSM
VDSM ist der höchstzulässige nichtperiodische Spitzenwert einer kurzzeitigen Spannung in Vorwärtsrichtung des
Thyristors, der nicht überschritten werden darf.
3.1.2.3 Vorwärts-Gleichspannung VD (DC)
VD (DC) ist die im Vorwärts-Sperrzustand dauernd zulässige Gleichspannung. Für die hier beschriebenen Halbleiter
liegt der Wert für eine Ausfallwahrscheinlichkeit von etwa 100 fit (failure in time; 1fit = 1*10-9 Ausfälle/Stunde,
d.h. ein Fehler in 109 Betriebsstunden des Bauelements) bei etwa halber periodischer Spitzensperrspannung. Zu
erwartende Ausfallwahrscheinlichkeiten für variierende Gleichspannungen sind auf Anfrage erhältlich.
3.1.3 Kippspannung V(BO)
V(BO) ist der Wert der Vorwärts-Sperrspannung, bei dem der Thyristor bei gegebenem Steuerstrom vom gesperrten in
den leitenden Zustand übergeht.
Ausnahme: Für lichtzündbare Thyristoren (LTT’s) mit integrierter Break Over Diode (BOD) ist V(BO) die minimale
Spannung, bei der die Schutzzündung des Thyristors erfolgt.
3.1.4 Nullkippspannung V(BO)0
V(BO)0 ist die Kippspannung für Steuerstrom Null. Bei Zündung eines Thyristors durch Überschreiten der Nullkippspannung V(BO)0 besteht Zerstörungsgefahr.
Ausnahme: Lichtzündbare Thyristoren sind durch eine integrierte Break Over Diode (BOD) geschützt.
3.1.5 Haltestrom IH
IH ist der kleinste Wert des Durchlassstromes, bei dem der Thyristor noch im leitenden Zustand bleibt. IH sinkt bei
steigender Sperrschichttemperatur (siehe Abbildung 9).
Ausnahme: Lichtzündbare Thyristoren weisen einen erheblich niedrigeren Haltestrom auf, als vergleichbare
elektrisch zündbare Thyristoren.
3.1.6 Einraststrom IL
IL muss als Durchlassstrom fließen, damit der Thyristor eingeschaltet bleibt, wenn der Steuerstrom abgeklungen ist.
Er ist abhängig von der Steilheit, Höhe und Dauer des Steuerstroms sowie von der Sperrschichttemperatur (siehe
Abbildung 9).
Ausnahme: Lichtzündbare Thyristoren weisen einen erheblich niedrigeren Einraststrom auf, als vergleichbare
elektrisch zündbare Thyristoren.
3.1.7 Durchlassstrom iT, ITAV, ITRMS iF, IFA , IFRMS
Der Durchlassstrom ist der Strom, der im Durchlasszustand des Thyristors (iT, ITAV, ITRMS) oder der Diode (iF, IFAV, IFRMS)
über beide Hauptanschlüsse fließt. Man unterscheidet:
iT, iF
= Augenblickswert
ITAV, IFAV
= arithmetischer Mittelwert
ITRMS, IFRMS = Effektivwert (RMS → quadratischer Mittelwert)
13
Technischer Erläuterungen - Bilder
2
IH(Tvj) / IH(25°C), I L(Tvj) / IL(25°C)
1,8
IH
1,6
1,4
1,2
IL
1
IL
0,8
0,6
IH
0,4
0,2
0
-40
-20
0
20
40
60
80
100
120
140
Tvj [°C]
Abbildung 9 T ypische Abhängigkeit des auf Tvj=25°C normierten Einraststromes IL und Haltestromes lH von der
Sperrschichttemperatur Tvj
Abb./Fig.9 Typische Tvj - Abhängigkeit des auf 25°C normierten Einraststroms I und Haltestroms I
L
H
3.1.8 Durchlassspannung vT, vF
vT, vF ist die Spannung zwischen den Hauptanschlüssen bei definiertem Durchlassstrom.
Sie ist abhängig von der Sperrschichttemperatur. Die im Datenblatt angegebenen Werte
gelten für den vollständig durchgeschalteten Thyristor (vT) bzw. für die Diode (vF).
3.1.9 Durchlasskennlinie
Die Durchlasskennlinie ist die Zuordnung der Augenblickswerte von Durchlassstrom und
Durchlassspannung für die Diode oder den vollständig durchgeschalteten Thyristor bei
definierter Sperrschichttemperatur.
3.1.10 Ersatzgerade mit VT(TO), VF(TO) und rT
Die Ersatzgerade ist die Annäherung an die Durchlasskennlinie eines Thyristors (VT(TO), rT)
oder einer Diode (VF(TO), rT) zur Berechnung der Durchlassverlustleistung.
Dabei bedeuten:
VT(TO), VF(TO) = Schleusenspannung
rT = differentieller Widerstand oder Ersatzwiderstand
Der Wert zu VT(TO), VF(TO) ergibt sich aus dem Schnittpunkt der Ersatzgeraden mit der Spannungsachse, der von rT errechnet sich aus der Steigung der Ersatzgeraden. Abhängig von
der Kühlung kann es notwendig sein, die im Datenblatt angegebenen Ersatzgeraden der
Applikation anzupassen. In einigen Datenblättern wird daher eine zusätzliche Low-LevelAngabe für VT(TO), VF(TO) und rT gemacht.
Für hochsperrende Bauelemente (T…1N, T…3N, D…1N) werden Ersatzgeraden zusätzlich
als Annäherung an eine typische Durchlasskennlinie, die in etwa den 50% Wert der
Häufigkeitsverteilung beschreibt, angegeben. Für Applikationen, in denen viele gleiche
Bauelemente eingesetzt werden, können so mit der typischen Ersatzgerade die Durchlassverluste der Anlage berechnet werden.
14
4000
3500
3500
3000
3000
2500
2500
iT [A]
iT [A]
4000
2000
ΔiT
2000
1500
1500
1000
1000
500
500
ΔvT
ΔiT
rT = Δ
vT
0
0
0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
3,5
0
vT [V]
0,5
vT0
1
1,5
2
2,5
3
3,5
vT [V]
Abbildung 10 Beispiel einer Durchlasskennlinie und der dazugehörigen Ersatzgerade
3.1.11 Dauergrenzstrom ITAVM, IFAVM
ITAVM, IFAVM ist der arithmetische Mittelwert des höchsten dauernd zulässigen Durchlassstromes bei Einwegschaltung
nach DIN VDE 0558 Teil 1 mit ohmscher Belastung, bezogen auf eine definierte Gehäusetemperatur TC und Frequenz
40 bis 60 Hz.
In den technischen Daten der niedrig sperrenden Thyristoren bzw. Dioden ist ein Diagramm enthalten, das den
Zusammenhang zwischen Dauergrenzstrom und höchstzulässiger Gehäusetemperatur TC, für verschiedene
Stromflusswinkel darstellt.
In diesem Diagramm sind nur die Durchlassverluste berücksichtigt. Bei hochsperrenden Bauelementen >2200V
müssen zusätzlich Ausschaltverluste und mit Einschränkungen Sperr- und Einschaltverluste berücksichtigt werden.
Bei den Bauelementen mit sehr hohem Sperrvermögen (ca. >4kV) wird daher auf dieses Diagramm im Datenblatt verzichtet.
3.1.12 Grenzeffektivstrom ITRMSM, IFRMSM
ITRMSM, IFRMSM ist der höchste quadratische Mittelwert des Durchlassstromes, der unter Berücksichtigung der elektrischen
und thermischen Beanspruchung aller Einzelteile des Bauelementes zulässig ist. Er darf bei Flachboden-, Schraubsockelgehäusen und Modulen auch bei bester Kühlung des Thyristors (ITRMSM) oder der Diode (IFRMSM)nicht überschritten werden.
3.1.13 Überstrom IT(OV), IF(OV)
IT(OV), IF(OV) ist der höchstzulässige Wert des Durchlassstromes, mit dem der Thyristor (IT(OV)) oder die Diode (IF(OV)) bei
Kurzzeitbetrieb belastet werden darf, ohne dass die Steuerfähigkeit verloren geht. Im Diagramm für Überstrom bei
Kurzzeitbetrieb wird der Wert als Scheitelwert sinusförmiger Halbschwingungen von 50 Hz für verschiedene Vorbelastungen in Abhängigkeit von der Zeit t angegeben.
Diese Darstellung berücksichtigt keine erhöhten Sperr- und Ausschaltverluste, wie sie bei höher sperrenden
Bauelementen auftreten. Bei den Bauelementen mit sehr hohem Sperrvermögen (ca. >4kV) wird daher auf dieses
Diagramm im Datenblatt verzichtet.
3.1.14 Grenzstrom IT(OV)M, IF(OV)M
IT(OV)M, IF(OV)M ist der Wert des Durchlassstromes, bei dem Abschaltung erfolgen muss, damit der Thyristor (IT(OV)M) oder
die Diode (IF(OV)M) nicht zerstört wird. Die Angaben dienen zur Auslegung der Schutzeinrichtung. Bei Belastung mit
Grenzstrom kann ein Thyristor vorübergehend seine Sperrfähigkeit in Vorwärtsrichtung verlieren und vorübergehend
nicht mehr steuerfähig sein.
In der Grenzstromkennlinie wird der Grenzstrom als Scheitelwert sinusförmiger Halbschwingungen von 50 Hz in
Abhängigkeit von der Zeit t angegeben. Es werden zwei Fälle unterschieden: vorausgehender Leerlauf und
vorausgehender Betrieb mit Dauergrenzstrom.
15
Die Grenzstromkennlinien in den Einzeldatenblättern gelten für eine RückwärtsSperrspannung in Höhe von 80% der periodischen Rückwärts-Spitzensperrspannung.
In Fällen, wo die tatsächliche Rückwärtssperrspannung niedriger ist, ist ein höherer
Grenzstrom zulässig, der Abbildung 11 und Abbildung 12 für einen vorausgegangenen
Dauergrenzstrom ITAVM entnommen werden kann. Die Verhältnisse bei vorher unbelastetem Bauteil sind daraus nicht abzuleiten.
Diese Darstellung berücksichtigt keine erhöhten Sperr- und Ausschaltverluste, wie sie
bei höher sperrenden Bauelementen auftreten. Bei den Bauelementen mit sehr hohem
Sperrvermögen (ca. >4kV) wird daher auf dieses Diagramm im Datenblatt verzichtet. Die
Technischer
Erläuterungen
- Bilder
Schutzkonzepte
für diese
Bauelemente werden im Kapitel 7.2 behandelt.
1
0,9
0,8
IT(OV)M / ITSM
0,7
0,6
VRM =
0,5
0-50 V
0,4
0,33 VRRM
0,3
0,67 VRRM
0,2
0,1
0
0
20
40
60
80 100 120 140 160 180 200 220 240 260 280 300
t [ms]
Abbildung 11 T ypische Abhängigkeit des Grenzstromes IT(OV)M, IF(OV)M (im Verhältnis zum Stoßstrom ITSM bzw.
IFSM für 10 ms und Tvj max) von der Anzahl für eine Folge von Sinushalbschwingungen bei 50Hz.
Parameter: Rückwärtssperrspannung von
VRMt für mehrere 50Hz Halbwellen Paramter: V
Abb./Fig.10 Typische Abhängigkeit des auf I normierten Grenzstroms I
TSM
T(OV)M
RM
Abbildung 12 T ypische Abhängigkeit des Grenzstromes IT(OV)M, IF(OV)M (im Verhältnis zum Stoßstrom ITSM bzw.
IFSM für 10 ms und Tvj max) von der Zeit t für eine Folge von Sinushalbschwingungen bei 50Hz.
Parameter: Rückwärtssperrspannung VRM
16
3.1.15 Stoßstrom-Grenzwert ITSM, IFSM
ITSM, IFSM ist der höchstzulässige Scheitelwert eines einzelnen Stromimpulses in Form einer Sinushalbschwingung bei
50 Hz. Er wird für 25°C (entspricht Kurzschluss aus Leerlauf) oder beim Einschalten aus maximal zulässiger Sperrschichttemperatur (entspricht Kurzschluss nach Dauerbelastung mit höchstzulässigem Strom) angegeben. Bei Beanspruchung mit dem Stoßstromgrenzwert können Halbleiter ihre Sperrfähigkeit verlieren. Deshalb darf anschließend
keine negative Spannung am Bauelement anliegen. Sie kann im Störungsfall, nichtperiodisch wiederholt werden,
wenn die Sperrschichttemperatur auf Werte innerhalb des zulässigen Betriebstemperaturbereichs abgeklungen ist.
Beim Überschreiten des höchstzulässigen Wertes besteht Zerstörungsgefahr – näheres siehe Kapitel 7.2 Überstromschutz.
3.1.16 Grenzlastintegral ∫i²dt
∫i²dt ist das Zeitintegral über dem Quadrat des Stoßstromgrenzwertes.
Das Grenzlastintegral dient zur Bemessung des Kurzschlussschutzes (siehe 7.2).
Für Sinushalbschwingungen mit Zeiten kleiner 10 ms kann das Grenzlastintegral der Abbildung 13 entnommen
werden. Zur Spannungsbeanspruchung und Wiederholung gilt gleiches wie zum Stoßstrom-Grenzwert. Beim
Überschreiten des höchstzulässigen Wertes muss mit einer Zerstörung des Bauelements gerechnet werden. Zudem
ist insbesondere bei großflächigen Thyristoren darauf zu achten, dass die zulässige kritische Einschaltstromsteilheit
(di/dt)cr nicht überschritten wird.
3.2 Rückwärtsrichtung
Die Rückwärtsrichtung ist die Richtung zwischen den Hauptanschlüssen, in der
Technischer Erläuterungen - Bilder
1
0,9
∫i² dt ( tP ) / ∫i² dt (10ms)
0,8
a
Thyristoren / Thyristors
a: PB20, PB34, PB50
TO42, TO48, TSW, TFL
b: PB60
TO58
c: PB70
≥TO75
0,7
0,6
b
0,5
Dioden / Diodes
0,4
b: VDRM,RRM ≥ 1000V
c: VDRM,RRM < 1000V
High Power T…1N, T...3N, D…1N
c: für alle Typen, for all types
c
0,3
High Power D…1N, T…1N
c: für alle Typen, for all types
0,2
0,1
0
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
tP [ms]
Abb./Fig.12 Typische Abhängigkeit des auf i² dt (10ms) normierten Grenzlastintegrals i² dt von der Halbschwingungsdauer t
P
Abbildung 13 Typische Abhängigkeit des auf ∫i² dt (10ms) normierten Grenzlastintegrals
∫i² dt von der Halbschwingungsdauer tP
17
Thyristoren und Dioden einen stabilen hochohmigen Betriebszustand aufweisen
(Richtung Kathode-Anode).
Sollen Werte (Spannungen und Ströme) und Angaben in Rückwärtsrichtung von solchen
in Vorwärtsrichtung unterschieden werden, so geschieht dies durch den Zusatz ,,rückwärts” oder ,,negativ”.
Die Rückwärts-Sperrkennlinie eines Thyristors oder einer Diode gibt die Zuordnung der
Augenblickswerte von Sperrstrom und Sperrspannung wieder.
3.2.1 Rückwärts-Sperrstrom iR
iR ist der in Rückwärtsrichtung über die Hauptanschlüsse des Thyristors oder der Diode
fließende Strom. Der Rückwärts-Sperrstrom hängt von der Höhe der Sperrspannung und
der Sperrschichttemperatur Tvj ab (Abbildung 7).
3.2.2 Rückwärts-Sperrspannung vR
vR ist die in Rückwärtsrichtung an den Hauptanschlüssen des Thyristors oder der Diode
liegende Spannung.
3.2.2.1 Periodische Rückwärts-Spitzensperrspannung VRRM
VRRM ist der höchstzulässige Augenblickswert von periodischen Spannungen im
Rückwärts-Sperrzustand einschließlich aller periodischen Spitzenspannungen.
Bei DC Anwendungen ist eine Reduktion auf VR (DC) erforderlich.
Siehe dazu Punkt 3.2.2.3.
Bzgl. Anschlussspannung siehe Punkt 3.1.2.1.
3.2.2.2 Rückwärts-Stoßspitzensperrspannung VRSM
VRSM ist der höchstzulässige nichtperiodische Spitzenwert einer kurzzeitigen Spannung
in Rückwärtsrichtung, der auch bei kürzester Dauer nicht überschritten werden darf. Der
Wert beträgt hier:
für Sperrkonzepte < 800V:
VRSM = VRRM + 50V (bei Tvj = 25°C ... Tvj max)
für Sperrkonzepte ≥ 800V:
VRSM = VRRM + 100V (bei Tvj = 25°C ... Tvj max)
3.2.2.3 Rückwärts-Gleichsperrspannung VR (DC)
VR (DC) ist die im Rückwärts-Sperrzustand dauernd zulässige Gleichspannung, analog zu
Vorwärts – Gleichsperrspannung 3.1.2.3.
3.3 Steuereigenschaften von Thyristoren
3.3.1 Positive Ansteuerung
18
3.3.1.1 Steuerstrom iG
iG ist der über die Steuerstrecke (Anschlüsse G – HK) fließende Strom.
Thyristoren dürfen nur zum Einschalten während der positiven Sperrphase mit Zündimpulsen angesteuert werden.
Positive Steuersignale während der negativen Sperrphase führen wegen eines dadurch ausgelösten Transistoreffekts zu deutlich erhöhten Sperrverlusten, die die Funktionsfähigkeit beeinträchtigen und zur Zerstörung führen
können.
Ausnahme: Bei lichtgezündeten Thyristoren ist die Ansteuerung während der negativen Sperrphase zulässig.
3.3.1.2 Steuerspannung VG
VG ist die positive Spannung zwischen dem Steueranschluss (G) und der Kathode (K) oder Hilfskathode (HK).
3.3.1.3 Zündstrom IGT
IGT ist der Mindestwert des Steuerstromes zum Zünden eines Thyristors. Er hängt von der Spannung zwischen den
Hauptanschlüssen und der Sperrschichttemperatur ab. Beim angegebenen Wert des Zündstroms zünden alle
Thyristoren eines Typs. Der Zündstrom steigt mit sinkender Sperrschichttemperatur und wird daher bei 25°C
spezifiziert.
Der Steuergenerator muss den im Datenblatt spezifizierten Wert IGTmax sicher überschreiten (siehe auch 3.3.1.8).
Ausnahme: Für lichtzündbare Thyristoren wird die minimale Lichtleistung PL, die zum Zünden aller Thyristoren eines
Typs führt, angegeben.
3.3.1.4 Zündspannung VGT
VGT ist die Spannung, die beim Zündstrom IGT zwischen Steuer- und Kathodenanschluss auftritt. Sie hängt von der
Spannung zwischen den Hauptanschlüssen und der Sperrschichttemperatur ab. Beim angegebenen Wert der oberen
Zündspannung zünden alle Thyristoren eines Typs. Die Zündspannung sinkt mit ansteigender Sperrschichttemperatur und wird daher bei 25°C spezifiziert. VGT wird gemessen während ein spezifizierter Laststrom fließt.
3.3.1.5 Nicht zündender Steuerstrom IGD
IGD ist der Wert des Steuerstroms, bei dem der Thyristor noch nicht zündet. Er hängt von der Spannung zwischen den
Hauptanschlüssen und der Sperrschichttemperatur ab. Beim angegebenen Höchstwert zündet kein Thyristor des
jeweiligen Typs. Der nicht zündende Steuerstrom sinkt mit ansteigender Sperrschichttemperatur und wird daher bei
Tvj max spezifiziert.
3.3.1.6 Nicht zündende Steuerspannung VGD
VGD ist der Wert der Steuerspannung, bei dem der Thyristor noch nicht zündet.
Er hängt von der Spannung zwischen den Hauptanschlüssen und der Sperrschichttemperatur ab. Beim angegebenen Höchstwert zündet kein Thyristor des jeweiligen Typs. Die nicht zündende Steuerspannung sinkt mit ansteigender Sperrschichttemperatur und wird daher bei Tvj max spezifiziert.
3.3.1.7 Steuercharakteristik
Sie zeigt die Streubereichsgrenzen der Eingangskennlinien eines Thyristortyps. Im
Streubereich der Eingangskennlinien sind die temperaturabhängigen Zündbereiche,
19
Technischer Erläuterungen - Bilder
100
10
c
vG [V]
b
1
0,1
10
100
Tvj =
-40 °C
Tvj =
+25°C
Tvj =
+125°C
a
iG [mA]
1000
10000
Abbildung 14 Beispiel einer Steuercharakteristik vG = f (iG) mit Zündbereichen für VD = 12 V
und die Kurven der maximal zulässigen Steuerverlustleistung PGM eingetragen (a – 20W /
Abb./Fig.13 Steuercharakteristik
vG = /
f (i1ms,
VD = 12 V
10ms, b – 40W
c – 60W /für
0,5ms).
G) mit Zündbereichen
3.3.1.8 Steuergenerator
Im normalen Anwendungsfall sollte sich die Bemessung des Steuergenerators an
Steuerdaten orientieren, die zur kritischen Stromsteilheit, zum Zündverzug und zum
Einraststrom angegeben sind (siehe Abbildung 15). Die in 3.3.1.3 und 3.3.1.4 angegebenen Mindestansteuerwerte gelten nur für Anwendungen mit geringen Anforderungen an
die kritische Stromsteilheit und den Zündverzug. In der Praxis stellt die 4- bis 5-fache
Übersteuerung des im Datenblatt spezifizierten IGT einen sicheren Betrieb, auch bei
hohen Anforderungen an Stromsteilheit und Zündverzug sicher.
Dabei verwendete Begriffe bedeuten:
diG/dt = Steilheit des Steuerstroms
iGM = Höhe des Steuerstroms
tG = Dauer des Steuerimpulses
VL = Leerlaufspannung des Steuergenerators
Mit zunehmenden Werten der Anstiegssteilheit des Durchlassstromes diT/dt sowie des
periodischen Einschaltstromes IT(RC)M aus der Beschaltung macht sich eine Rückwirkung
des Hauptstromkreises auf den Steuerstrom iG bemerkbar (siehe 3.4.1.2 und Abbildung
21).
Beim Einschalten des Thyristors wird zunächst nur eine kleine Fläche um den Gatebereich leitend, was zu hoher Durchlassstromdichte und überhöhter Spannung führt.
Aufgrund der inneren Kopplung tritt diese Spannung auch an den Steueranschlüssen
20
Technischer Erläuterungen - Bilder
A
RG 2
CG
iG
+
vC
=
–
vG
RG 1
Steuerelektronik
control circuit
G
HK
RGK
K
Abb./Fig.14
eines Steuergenerators
für Thyristoren
Abbildung
15Prinzipschaltbild
Prinzipschaltung
eines Steuergenerators
für Thyristoren
auf, weshalb es zum vorübergehenden Absinken des Zündstroms kommt. Um eine mögliche Beschädigung des Thyristors zu vermeiden, sollte iG den Wert des oberen Zündstroms IGT nicht unterschreiten. Gegebenenfalls lässt sich
ein zu tiefes Absinken des Zündimpulses durch eine höhere Leerlaufspannung des Steuergenerators Vc verhindern.
Bei Parallel- und Reihenschaltung von Thyristoren sind hohe, steile und synchrone Steuerimpulse erforderlich, um
gleichmäßiges Einschalten zu erreichen. Siehe auch Streuung der Zündverzugswerte (3.4.1.2.1).
Ausnahme: Zur Ansteuerung von lichtzündbaren Thyristoren sind Laserdioden, die Licht mit Wellenlängen im
Bereich 900 bis 1000nm ausstrahlen, notwendig. Es sind Mindestwerte der Lichtleistung PL angegeben, die in
Verbindung mit der angegebenen Einschaltspannung zum sicheren Zünden der Thyristoren führen. Die Lichtleistung
wird am Ausgang des Lichtwellenleiters spezifiziert. Im Hinblick auf gleichmäßiges Einschalten wird auch hier die
Übersteuerung, vor allem bei Parallelschaltungen und Reihenschaltungen bei hoher di/dt Beanspruchung empfohlen.
Infineon empfiehlt den Einsatz von, in entsprechenden Stecker justierten, Laserdioden SPL PL90 (siehe Abbildung
16) und bietet diese zusammen mit geeigneten Lichtwellenleitern als Zubehör an.
Die Laserdioden SPL PL 90 entsprechen folgenden Laserklassen:
Ist die Laserdiode richtig an den Lichtwellenleiter angeschlossen entspricht das Ansteuersystem Laserklasse 1. Eine
Gefährdung ist ausgeschlossen.
Abbildung 16 LTT mit Lichtwellenleiter
21
Wird die Laserdiode offen betrieben, oder ist der Lichtwellenleiter
gebrochen, entspricht sie Laser Klasse 3b nach IEC 60825 – 1. Für
diesen Fall besteht Gefährdung durch unsichtbare Strahlung. Eine
direkte oder indirekte Bestrahlung der Augen oder der Haut muss
vermieden werden.
Zur Ansteuerung der lichtgezündeten Thyristoren empfehlen wir
einen Strompuls für
die Laserdiode SPL PL90 wie in Abbildung 18. Da die Laserdiode
SPL PL90 nicht für Daueransteuerung geeignet ist empfehlen wir
Technischer Erläuterungen - Bilder
250
200
PL [mW]
150
100
50
0
500
600
700
800
900
1000
ILaserdiode [mA]
1100
1200
1300
1400
Abbildung 17 Laserdiode SPL PL 90 typ. Abhängigkeit der Lichtleistung vom Steuerstrom
Abb./Fig.16 Laserdiode SPL PL 90 typ. Abhängigkeit der Lichtleistung vom Steuerstrom
die Ansteuerung der Laserdiode mit einer Frequenz von ca 6kHz unter Verwendung des
Pulses in Abbildung 18.
3.3.1.9 Mindestdauer des Steuerimpulses tgmin
22
Abbildung 18 Empfohlener Strompuls für Laserdiode SPL PL 90
Der Steuerimpuls muss mindestens solange anliegen bis der Einraststrom des Thyristors (3.1.6) überschritten ist,
weil der Thyristor sonst wieder in den Blockierzustand zurück fällt. Der Zündstrom des Thyristors darf auch am Ende
des Zündimpulses nicht unterschritten werden.
In Applikationen mit niedrigem Stromanstieg oder geringen Lastströmen wird deshalb oftmals eine Ansteuerung mit
Mehrfachimpulsen (z.B. mit einer Wiederholfrequenz von 6kHz) vorgesehen.
Bei lichtzündbaren Thyristoren ist darauf zu achten, dass sich bei einer Ansteuerung mit Mehrfachimpulsen die
Laserdiode nicht unzulässig stark erwärmt. Die Lichtleistung einer stromgeregelten Laserdiode sinkt mit steigender
Temperatur.
3.3.1.10 Höchstzulässige Spitzensteuerleistung
Bei Anwendungen mit hoher Stromsteilheit kann iGT noch stärker als in 3.3.1.8 beschrieben übersteuert werden.
Dazu sollte der Steuerstrom für tGM ≈ 10-20µs auf den 8-10 fachen Wert von IGT erhöht werden und danach für eine
ausreichende Zeit tG mit reduzierter Amplitude weiter fließen. Die Leerlaufspannung des Steuerkreises sollte dabei
mindestens 30V betragen um den hohen Steuerstrom rückwirkungsfrei sicherzustellen.
3.4 Trägheits- und Schaltverhalten
23
Technischer Erläuterungen - Bilder
iG
IGM ≈ 8-10 IGT
≤
IGM
0.5-1µs
IG ≈ 2-4 IGT
tGM
t
100µs < tG< tP
Abbildung 19 Sichere Übersteuerung des Zündstroms
Infolge des Trägheitsverhaltens der Ladungsträger stellen sich bei Änderung des
Betriebszustandes von Leistungshalbleitern stationäre Werte von Strom und Spannung
nicht unmittelbar ein. Bei Thyristoren werden zusätzlich mittels Ansteuerung nur kleine
Abb./Fig.17 Zeitlicher Verlauf des empfohlenen Gateimpulses
Flächen um die Gatestruktur leitend. Die daraus resultierenden Schaltverluste müssen
in Form von Wärme aus dem Halbleiter abgeführt werden.
3.4.1 Einschalten
3.4.1.1 Diode
Beim Übergang vom stromlosen oder gesperrten in den leitenden Zustand werden an
der Diode durch das Trägheitsverhalten der Ladungsträger Spannungsspitzen erzeugt.
(siehe Abbildung 20).
3.4.1.1.1 Spitzenwert der Durchlassverzögerungsspannung VFRM
Technischer Erläuterungen - Bilder
VFRM
VF, iF
90%
IFM
50%
diF/dt
vF
0,1 vF
tfr
Abb./Fig.18
Schematische
Darstellung des Einschaltvorgangs
voneines
Dioden Einschaltvorgangs von Dioden
Abbildung
20 Schematische
Darstellung
24
t
VFRM ist der Höchstwert der Spannung, die während der Durchlassverzögerungszeit auftritt (siehe Abbildung 20). Sie
nimmt mit steigender Sperrschichttemperatur und Stromsteilheit zu.
Für den Netzbetrieb (50 / 60 Hz) mit seinen moderaten Stromsteilheiten ist VFRM vernachlässigbar. In selbstgeführten Stromrichtern mit schnellen Schaltern (IGBT’s, GCT’s und IGCT’s mit di/dt>>1000A/us) kann sie aber Werte bis
zu einigen 100V erreichen. Obwohl die Durchlassverzögerungsspannung nur einige Mikrosekunden ansteht und
deshalb keinen nennenswerten Beitrag zur Verlustbilanz der Dioden liefert, muss ihre Rückwirkung auf die
schaltenden Halbleiter bei der Dimensionierung von Stromrichtern berücksichtigt werden.
In den Daten der für diese Anwendungen optimierten Dioden sind deshalb auch Diagramme enthalten, die die Höhe
der Durchlassverzögerungsspannung als Funktion der Stromsteilheit angeben.
3.4.1.1.2 Durchlassverzögerungszeit tfr
tfr ist gemäß DIN IEC 60747-2 die Zeit bis die Diode vollständig leitend ist und sich die statische Durchlassspannung vF
einstellt, wenn von Null sprungförmig auf einen definierten Durchlasszustand umgeschaltet wird (siehe Abbildung 20).
3.4.1.2 Thyristor
Der Einschaltvorgang wird bei Vorwärts-Sperrspannung vD durch einen Steuerstrom mit der Steilheit diG/dt und Höhe
iGM, eingeleitet, bei lichtzündbaren Thyristoren durch einen ebenso spezifizierten Steuerimpuls auf die Laserdiode.
Während der Zündverzugszeit tgd sinkt die Blockierspannung am Thyristor auf 90% ab (siehe Abbildung 21).
Da zunächst nur eine kleine Fläche um die Gatestruktur leitend wird, ist die Anfangsstromdichte und damit die
kritische Stromsteilheit (di/dt)cr ein Maß für die Belastbarkeit des Thyristors beim Einschalten.
3.4.1.2.1 Zündverzugszeit tgd
Technischer Erläuterungen - Bilder
Hauptstromkreis
iT vT
main circuit
diT /dt
100%
90%
50%
10%
vCC
C
R
i T, vT
A
K
G iG
Steuergenerator
gate trigger
generator
vT
10%
90%
L
ITM
50%
iG
iT
t
tgd
diG /dt
a
b
IGM
Steuerstromkreis
gate circuit
t
Abbildung 21 Schematische Darstellung des Einschaltvorgangs von Thyristoren
Abb./Fig.19 Schematische
Darstellung
des Einschaltvorgangs
von Thyristoren
a - Steuerstrom
bei abgeschaltetem
Hauptstromkreis
b - Steuerstrom bei steil ansteigendem Durchlassstrom (siehe auch 3.3.1.8)
25
tgd [µs]
1000
100
10
a
b
1
0,1
10
100
iGM=iGT
iGM=4-5* iGT
1000
i GM [mA] 10000
Abbildung 22 Typische Abhängigkeit der Zündverzugszeit tgd und dem maximalen Steuerstrom iGM
a) maximal Wert
b) typischer Wert
tgd ist die Differenz zwischen dem Zeitpunkt, ab dem der Steuerstrom 10%-Wert seines
Maximalwerts IGM erreicht und dem Zeitpunkt, ab dem die Anoden-Kathoden-Spannung
90% von der angelegten Vorwärts-Sperrspannung vD unterschreitet. (siehe Abbildung 21)
Sie sinkt mit zunehmendem Steuerstrom (bei LTT Lichtleistung) deutlich (siehe Abbildung 22). Bei Hochleistungsthyristoren hängt das tgd zusätzlich von vD ab.
Der im Datenblatt angegebene Wert ist nach DIN IEC 60747 – 6 definiert, er gilt für Tvj =
25°C und definierten Steuerimpuls.
3.4.1.2.2 Kritische Stromsteilheit (di/dt)cr
Nach dem Spannungszusammenbruch durch Zünden des Thyristors beginnt eine kleine
Fläche der Kathode um die Gatestruktur den Durchlassstrom zu führen. Diese stromführende Fläche breitet sich, abhängig von der Stromdichte anschließend mit einer
Geschwindigkeit von typ. 0,1mm/µs aus. Die Stromtragfähigkeit des Systems ist daher
anfangs begrenzt. Eine Gefährdung oder Zerstörung des Thyristors ist ausgeschlossen,
wenn der Wert der im Datenblatt ausgewiesenen kritischen Stromsteilheit nicht überschritten wird. Bei S-Thyristoren und großflächigen Thyristoren ist das Gate verzweigt
(Fingerstruktur). Dadurch weisen diese Typen ein höheres (di/dt)cr auf.
Die kritische Stromsteilheit (di/dt)cr bezieht sich gemäß DIN IEC 60747 – 6 auf die
Beanspruchung mit Durchlassstrom im Verlauf einer gedämpften Sinus-Halbschwingung.
Sie ist als Steigung einer Geraden durch die Punkte 10% und 50% des ansteigenden
Durchlassstroms definiert (siehe Abbildung 21, Abbildung 47) und gilt für folgende
weitere Nebenbedingungen:
Sperrschichttemperatur Tvj = Tvj max
Vorwärts-Sperrspannung vD = 0,67 VDRM,
Spitzenwert des Stromes iTM = 2 ITAVM
Wiederholfrequenz f0 = 50 Hz
26
Der Steuerimpuls ist in den Einzel-Datenblättern definiert (vgl. 3.3.1.8).
Ausnahme: Lichtgezündete Thyristoren werden mit einer Vorwärts-Sperrspannung von vD = VDRM getestet.
3.4.1.2.3 Periodischer Einschaltstrom IT(RC)M
IT(RC)M ist der höchstzulässige Spitzenwert des Durchlassstromes unmittelbar nach dem Einschalten mit undefinierter Stromsteilheit. In der Regel wird dieser Einschaltstrom durch die Entladung der RC-Beschaltung verursacht. Der
höchstzulässige periodische Einschaltstrom gilt auch für nachfolgenden steilen Stromanstieg bis zur kritischen
Stromsteilheit (di/dt)cr.
Für Bauelemente von Infineon gelten folgende Werte
IT(RC)M = 100A
Ausnahme: Bauelemente mit der Typenbezeichnung T…1N oder T…3N
IT(RC)M = 150 A
Für Anwendungen über 60 Hz müssen die Werte, sowohl der kritischen Stromsteilheit (di/dt)cr als auch des periodischen Einschaltstroms IT(RC)M, reduziert werden. Nähere Angaben zu konkreten Nebenbedingungen auf Anfrage.
3.4.1.2.4 Kritische Spannungssteilheit (dv/dt)cr
(dv/dt)cr ist der Höchstwert für die Anstiegssteilheit einer angelegten Spannung in Vorwärtsrichtung, die annähernd
linear von 0% auf 67% VDRM verläuft und bei der ein Thyristor noch nicht in den leitenden Zustand schaltet. Für einen
exponentiellen Spannungsanstieg ist sie eine Gerade die die Exponentialfunktion von 0% ausgehend bei 63% des
Maximalwertes schneidet.
Sie gilt für den offenen Steuerkreis und höchstzulässige Sperrschichttemperatur. Bei Überschreiten von (dv/dt)cr
besteht Zerstörungsgefahr.
Ausnahme: In lichtzündbaren Thyristoren ist neben dem Überspannungsschutz (BOD) auch ein dv/dt Schutz integriert. Dieser bewirkt, dass die Thyristoren bei zu hohem dv/dt sicher über die gesamte Gatestruktur zünden.
3.4.2 Ausschalten
Das Ausschalten wird in der Regel durch Anlegen einer Rückwärtsspannung eingeleitet. Dabei unterbricht der
Hauptstrom des Thyristors oder der Diode nicht im Nulldurchgang, sondern fließt kurzzeitig – bis die Ladungsträger
aus der Sperrschicht ausgeräumt sind - in Sperrrichtung als Rückstrom weiter.
Der Softnessfaktor FRRS beschreibt das Verhältnis der Stromsteilheiten während des Abschaltvorgangs.
3.4.2.1 Sperrverzögerungsladung Qr
Qr ist die gesamte aus dem Halbleiter nach dem Umschalten von Durchlass- in Rückwärtssperrrichtung abfließende
Ladung. Sie nimmt mit steigender Sperrschichttemperatur, sowie Höhe und Abklingsteilheit des Durchlassstroms
zu. Die angegebenen Werte gelten, wenn nicht anders spezifiziert, für vR = 0,5 VRRM und vRM = 0,8 VRRM und werden
von 95% des jeweiligen Thyristortyps oder Diodentyps nicht überschritten. Dabei ist zumeist eine entsprechend
angepasste RC-Beschaltung spezifiziert.
Für Bauelemente mit der Typenbezeichung T…1N, T…3N und D…1N ist der im Datenblatt angegebene Wert ein
maximaler Wert, der in der Serienprüfung 100% getestet wird.
Die Sperrverzögerungsladung Qr ist im Wesentlichen von der Sperrschichttemperatur Tvj und von der Steilheit des
abklingenden Stromes abhängig (siehe Abbildung 24 und Abbildung 25).
27
Technischer Erläuterungen - Bilder
i,v
tp
FRRS
-di
di r
dt
dt
tint
ITM , IFM
trr
vT , v F
-di/dt
Qr
t
0,25 IRM
dir/dt
IRM
vR
vRM
0,9 IRM
Technischer
Erläuterungen
- Bilder des Ausschaltvorgangs von Thyristoren und Dioden
Abbildung
23 Schematische
Darstellung
1,1
Abb./Fig.20 Schematische Darstellung des Ausschaltvorgangs von Thyristoren und Dioden
Qr (Tvj) / Qr (Tvj max)
1,0
0,9
0,8
0,7
0,6
-80
-60
-40
-20
Tvj = Tvj -Tvj max [°C]
0
20
Abbildung 24 Typische Tvj-Abhängigkeit der auf Qr(Tvj max) normierten Sperrverzögerungsladung Qr
Q r (di/dt) / Q r (di/dt=10A/µs)
Abb./Fig.21
1,2Typische Tvj-Abhängigkeit der auf Qr(Tvj max) normierten Sperrverzögerungsladung Qr
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
di/dt [A/µs]
Abbildung 25 Typische di/dt-Abhängigkeit der auf Qr(di/dt=10A/µs) normierten Sperrverzögerungsladung Qr
28
3.4.2.2 Rückstromspitze IRM
IRM ist der Maximalwert des Sperrverzögerungsstromes. Es gelten die für Qr angegebenen Abhängigkeiten und
Betriebsbedingungen. Sofern IRM nicht in Diagrammen angegeben ist, kann dessen Wert näherungsweise wie folgt
bestimmt werden:
IRMtIrrRM≈
-di/dt
2
⋅-di/dt
Q r ⋅ Q⋅ Q
r r
1...1,3
I 1...1,3
RM
Für Bauelemente mit der Typenbezeichung T…1N, T…3N und D…1N ist der im Datenblatt angegebene Wert ein
Maximalwert, der in der Serienprüfung 100% getestet wird.
Die Rückstromspitze IRM ist im wesentlichen von der Sperrschichttemperatur Tvj und von der Steilheit des abklingenden
Stromes abhängig (siehe Abbildung 26 und Abbildung 27).
Technischer Erläuterungen - Bilder
1,1
IRM (Tvj) / IRM (Tvj max)
1,0
0,9
0,8
0,7
0,6
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
Tvj = Tvj - Tvj max [°C]
-10
0
10
20
Abbildung 26 Typische Tvj-Abhängigkeit der auf IRM (Tvj max) normierten Rückstromspitze IRM
IRM (di/dt) / IRM (di/dt=10A/µs)
Abb./Fig.22
Typische Tvj-Abhängigkeit der auf IRM (Tvj max) normierten Rückstromspitze IRM
1,2
1
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
di/dt [A/µs]
Abbildung 27 Typische di/dt-Abhängigkeit der auf IRM (di/dt=10/µs) normierten Rückstromspitze IRM
29
3.4.2.3 Sperrverzögerungszeit trr
trr ist die Zeit zwischen dem Nulldurchgang des Stroms und dem Zeitpunkt, zu dem eine
Gerade durch 90% und 25% des abklingenden Rückstroms die Nulllinie schneidet
(siehe Abbildung 23). Falls trr nicht angegeben ist, kann dessen Wert näherungsweise
nach folgender Formel berechnet werden:
trr ≈
2⋅Qr
IRM
3.4.2.4 Freiwerdezeit tq
tq ist der Zeitabstand zwischen dem Stromnulldurchgang des zur Rückwärtsrichtung
kommutierenden Stroms und der Wiederkehr der Vorwärts-Sperrspannung bei dem der
Thyristor ohne Steuerimpuls noch nicht wieder einschaltet.
Die tatsächlich in der Anwendung realisierte Pausenzeit bis zur Wiederkehr der VorwärtsSperrspannung wird als Schonzeit bezeichnet. Sie muss immer größer als die Freiwerdezeit eingestellt sein.
Die Freiwerdezeit ist hauptsächlich abhängig von der Abklingsteilheit des Durchlassstroms, der Anstiegssteilheit der Vorwärts-Sperrspannung und der Sperrschichttemperatur (siehe Abbildung 29 - Abbildung 31) .
Zur Ermittlung von tq muss die Dauer tP des Durchlassstromes so groß gewählt werden,
dass der Thyristor zum Zeitpunkt der Kommutierung vollständig durchgeschaltet ist
(siehe Abbildung 28). Die in den Datenblättern angegebenen Werte gelten für folgende
Bedingungen:
Sperrschichttemperatur Tvj = Tvj max
DurchlassstromhöheiTM ≥ ITAVM
Abklingsteilheit des Durchlassstromes Rückwärts-Sperrspannung Anstiegssteilheit der Vorwärts-Sperrspannung Vorwärts-Sperrspannung -diT/dt = 10 A/µs
VRM = 100 V
dvD/dt = 20 V/µs
VDM = 0,67 VDRM
Ausnahme: Schnelle Thyristoren wurden mit einer Stromsteilheit –di/dt=20A/µs abkommutiert. Das dvD/dt kann dabei variieren und wird durch den 5. Kennbuchstaben der
Typenbezeichnung angegeben (Siehe Punkt 2.3)
Für Netz-Thyristoren werden üblicherweise typische Werte der Freiwerdezeit angegeben,
weil sie hauptsächlich in fremdgeführten Stromrichtern eingesetzt werden. In diesen
Anwendungen liegt die Schonzeit im Allgemeinen deutlich höher als die Freiwerdezeit
der Thyristoren.
Wird die Schonzeit kleiner als die Freiwerdezeit, schaltet der Thyristor bei ansteigender
Vorwärts-Sperrspannung, ohne Anliegen eines Steuerimpulses, erneut ein, es besteht
Zerstörungsgefahr (ggf. tq-Grenzwerte anfragen).
30
Wird ein Thyristor mit einer Inversdiode (z.B. Freilaufdiode) betrieben, sind wegen der sehr geringen Abkommutierungsspannung höhere Freiwerdezeiten zu berücksichtigen (typ. 30% höher). Zusätzlich sollte bei dieser Art der
Anwendung die Induktivität des Freilaufkreises minimiert werden, da sonst die Freiwerdezeit noch erheblich höhere
Werte annehmen kann.
Technischer Erläuterungen - Bilder
iT
50%
ITM
-diT/dt
tP
t
iR
dvD/dt
vD
63%
tq
VDM
vT
VRM
vR
t
vR
Abb./Fig.23 Schematische Darstellung vom Ausschalten und Freiwerden eines Thyristors
Abbildung 28 Schematische Darstellung zum Ausschaltverhalten eines Thyristors
Technischer Erläuterungen - Bilder
1,2
1,1
tq (Tvj) / tq (Tvj max)
1
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
Tvj = Tvj - Tvj max [°C]
-10
0
10
20
Abbildung 29 Typische Abhängigkeit der auf Tvj max normierten Freiwerdezeit tq von der Sperrschichttemperatur Tvj
Abb./Fig.24 Typische Tvj-Abhängigkeit der auf tq(Tvj max) normierten Freiwerdezeit tq
31
Technischer Erläuterungen - Bilder
tq(-diT/dt)
/ tq(-di
T/dt=10A/
tq(-di
/ t q(-di T/dts)
T/dt)
norm)
1,3
1,2
-diT/dtnorm:
N-Thyristor: 10A/µs
S-Thyristor: 20A/µs
1,1
1,2
1,0
1,1
0,9
1,0
0,8
0,9
0,7
0
1
2
0
3
5
4
5
6
-diT/dt / -diT/dtnorm
10
-diT/dt [A/ s]
7
8
15
9
10
20
Abb./Fig.25 Typische
diT/dt-Abhängigkeit
der auf tq(diT/dtnorm) normierten
tq
Abbildung
30 T ypische
diT/dt-Abhängigkeit
der aufFreiwerdezeit
t (-di /dt=10A/µs)
normierten Freiwerdezeit tq von der
TechnischerAbkommutierungssteilheit
Erläuterungen
- Bilder –di/dt q T
1,8
tq (dvD/dt) / tq (dvD/dt=20V/µs)
1,7
1,6
1,5
1,4
1,3
1,2
1,1
1
0,9
0
100
200
dvD/dt [V/µs]
300
400
500
Abbildung 31 T ypische Abhängigkeit der auf dvD/dt = 20V/µs normierten Freiwerdezeit tq von der Spannungssteilheit dvD/dt
Abb./Fig.26 Typische duD/dt-Abhängigkeit der auf tq(duD/dt = 20V/µs) normierten Freiwerdezeit tq
32
3.5 Verlustleistungen
Man unterscheidet bei Thyristor und Diode Sperr-, Durchlass-, Ein- und Ausschaltverlustleistung. Beim Thyristor
treten zudem Steuerverluste auf. Bei vorgegebenen Kühlverhältnissen ist deren Summe für die Strombelastbarkeit
maßgebend.
Für den Netzbetrieb bis 60Hz mit seinen moderaten dynamischen Belastungen kann die Dimensionierung
ausschließlich mit Durchlassverlusten durchgeführt werden, weil die Summe der sonstigen Verluste demgegenüber
vernachlässigbar sind.
Für hochsperrende (> 2200V) oder großflächige Halbleiter mit einem Element-Ø ≥ 80mm sollten aber auch bei
Netzbetrieb die Ausschaltverluste mit betrachtet werden.
3.5.1 Gesamtverlustleistung Ptot
Ptot ist der Mittelwert der Summe der Einzelverlustleistungen.
3.5.2 Sperrverlustleistung PD, PR
PD, PR ist die, durch Sperrstrom und Sperrspannung erzeugte, Verlustleistung in Vorwärts- (PD) und in Rückwärts­
richtung (PR).
3.5.3 Durchlassverlustleistung PT, PF
PT, PF ist die in Wärme umgesetzte elektrische Leistung, wenn nur der leitende Zustand in Vorwärtsrichtung
betrachtet wird. Der Mittelwert der Durchlassverlustleistung PTAV bzw. PFAV wird mit den Werten der Ersatzgeraden
nach folgender Formel berechnet:
PTAV PFAV = VT(TO) • ITAV + rT • I²TRMS= VT(TO) • ITAV + rT • I²TAV • F² (für Thyristoren)
= VF(TO) • IFAV + rT • I²FRMS= VF(TO) • IFAV + rT • I²FAV • F² (für Dioden)
Formfaktoren entnehmen Sie der Tabelle 1
Diagramme in den Datenblättern zeigen den Zusammenhang zwischen Mittelwert der Durchlassverlustleistung und
Durchlassstrom für verschiedene Kurvenformen des Stromes.
Statt der Berechnung der Durchlassverluste mittels vT0,vF0 und rT kann alternativ die Durchlassspannung mittels
einer genaueren Annäherung über folgende Beziehung berechnet werden:
v T = A + B ⋅ i T + C ⋅ Ln( i T + 1) + D ⋅
iT
Die Faktoren A, B, C und D sind in den Datenblättern angegeben.
Ausnahme: PowerBLOCK-Module weisen keine spezifizierten ABCD-Koeffizienten auf.
33
Stromform
Current waveform
Scheitelfaktor
peak factor
0°
î
I AV
Formfaktor
form factor
IRMS
I AV
Formfaktor²
form factor²
î
IRMS
M=
sinus 180° el
2
π = 3,14
π / 2 = 1,57
2,47
sinus 120° el
2,23
4,18
1,875
3,52
sinus 90° el
2,83
6,29
2,22
4,93
sinus 60° el
3,88
10,9
2,77
7,66
sinus 30° el
5,88
23,42
3,98
15,8
DC
1
1
1
1
rect 180° el
2 = 1,41
2
2 = 1,41
2
rect 120° el
3 = 1,73
3
3 = 1,73
3
rect 90° el
4 =2
4
4 =2
4
rect 60° el
6 = 2,45
6
6 = 2,45
6
rect 30° el
12 = 3,46
S=
0°
Mittelfaktor
average factor
F2
180°
0
0
F=
180°
12
12 = 3,46
12
Tabelle 1 Formfaktoren für Phasenanschnittbedingungen
3.5.4 Schaltverlustleistung PTT, PFT+PRQ
PTT, PFT+PRQ sind die in Wärme umgesetzte elektrische Leistungen beim Einschalten (PTT
bei Thyristoren, PFT bei Dioden) und Ausschalten (PRQ). Mit zunehmender Durchlassstromsteilheit beim Ein- und Ausschalten sowie mit steigender Wiederholfrequenz wächst die
mittlere Schaltverlustleistung. Bis zu mittelgroßen Thyristoren und Dioden mit einem
Sperrvermögen bis 2200V ist in Anwendungen bei Netzfrequenz bis 60 Hz die Schaltverlustleistung gegenüber der Durchlassverlustleistung meist vernachlässigbar.
Für hochsperrende > 2200V oder großflächige Halbleiter mit einem Element-Ø ≥ 80mm sollten aber auch bei Netzbetrieb die Ausschaltverluste mit betrachtet werden (ggf. Anfrage).
Die Einschaltverlustleitung von Dioden ist aber auch hier in der Regel vernachlässigbar.
3.5.4.1 Einschaltverlustleistung PTT, PFT
PTT, PFT ist der die Durchlassverlustleistung PT (bei Thyristoren) bzw. PF (bei Dioden)
übersteigende Verlustleistungsanteil beim Einschalten. Sie wird einerseits durch das
Trägheitsverhalten und andererseits durch die zeitlich verzögerte Ausbreitung der stromführenden Fläche verursacht.
Um möglichst großflächig einzuschalten sind viele Thyristoren mit innerer Zündverstärkung ausgestattet. Diese besteht aus einem oder mehreren amplifying gates (=
Hilfsthyristoren). Bei großflächigen Thyristoren ist zudem das amplifying gate verzweigt
(Fingerstruktur). Dadurch wird zum Zündzeitpunkt eine größere Fläche leitend und die
Einschaltverluste werden reduziert.
34
Die Summe der zur Berücksichtigung von Erwärmung wichtigen Einschalt- und Durchlassverlustleistung PTT, PFT + PT,
PF kann aus dem zeitlichen Verlauf von Durchlassstrom und Durchlassspannung während und nach dem Einschalten
wie folgt ermittelt werden.
1
PTT +PT =
tT
tT
1
tT
tT
PFT +PF =
(für Thyristoren)
∫ i (t) ⋅ v (t)dt
T
T
0
∫ iF (t) ⋅ vF (t)dt
(für Dioden)
0
In der Praxis werden die Einschaltverluste üblicherweise vernachlässigt.
3.5.4.2 Ausschaltverlustleistung PRQ
Ausschaltverluste entstehen als Folge des Trägheitsverhaltens. Sie sind vom Verlauf des Sperrverzögerungsstroms
sowie von der Höhe und Steilheit der Rückwärts-Sperrspannung abhängig und lassen sich deshalb durch die
Beschaltung beeinflussen (siehe Abbildung 23).
Für die festzulegende Zeitspanne tint einer Integration errechnet sich die Ausschaltverlustleistung wie folgt:
PRQ =
1
tint
tint
∫ i (t) ⋅ v (t)dt
R
R
0
Näherungsweise kann die Ausschaltverlustleistung wie folgt berechnet werden:
PRQ = ERQ * f ≈ Qr * vR * 0,4 * f für Durchlassgrenzkennlinie
PRQ = ERQ * f ≈ Qr * vR * 0,5 * f für typische Durchlasskennlinie
ERQ = Ausschaltverlustenergie
f = Frequenz
Qr = maximale Sperrverzögerungsladung
vR = treibende Spannung nach der Kommutierung
3.5.5 Steuerverlustleistung PG
PG ist die aufgrund des Steuerstromes zwischen Steueranschluss und Kathode in Wärme umgesetzte elektrische
Leistung. Man unterscheidet Spitzensteuerverlustleistung PGM (Produkt der Spitzenwerte von Steuerstrom und
-Spannung) und mittlere Steuerverlustleistung PGAV (arithmetischer Mittelwert der Steuerverlustleistung bezogen auf
die Periodendauer).
3.6 Isolationsprüfspannung VISOL
Die Isolationsprüfspannung VISOL ist der Effektivwert einer sinusförmigen Spannung zwischen der Bodenplatte
und den Anschlusslaschen eines Thyristor- bzw. Diodenmoduls. Für DC-Anforderungen entspricht VISOL DC dem
Scheitelwert des spezifizierten Effektivwerts (d.h. √2 * VISOL). Die stromführenden Anschlüsse werden bei der
Prüfung miteinander verbunden und gegen die Bodenplatte mit VISOL beaufschlagt.
35
4. Thermische Eigenschaften
Die im Halbleiter in Wärme umgesetzte elektrische Verlustleistung muss zum Erhalten
des thermischen Gleichgewichts abgeführt werden. Dafür stehen Kühlkörper mit
definierten Kühleigenschaften zur Verfügung. Zur Beschreibung dieser Funktion
Technischer
Erläuterungen - Bilder
werden in Analogie zur Elektrotechnik thermische Ersatzschaltbilder nach Abbildung 32
herangezogen.
a
b
Ptot
Ptot
Tvj
Tvj
RthjC
RthjC[A]
TC
QW
TC
RthCH
TH
QW
RthCA
RthCH[A]
RthCA[A]
RthHA
TH
RthHA[A]
TA
Tvj
RthjC
RthjC[K]
TC
TC
RthCH
RthCH[K]
TH
RthCA[K]
RthHA[K]
TA
TH
RthCA
RthHA
TA
Abbildung 32 Thermisches Ersatzschaltbild für Dioden und Thyristoren
Rth JC = statischer Wärmewiderstand Sperrschicht – Gehäuse
Rth CH = statischer Übergangs-Wärmewiderstand Gehäuse – Kühlkörper
Rth HA = statischer Kühlkörperwärmewiderstand
Abb./Fig.27 Thermisches Ersatzschaltbild für Dioden und Thyristoren
a - einseitige Kühlung
b - beidseitige Kühlung
4.1 Temperaturen
4.1.1 Sperrschichttemperatur Tvj, Tvj max
Die Sperrschichttemperatur ist die wichtigste Bezugsgröße für alle wesentlichen
elektrischen Eigenschaften. Sie stellt einen räumlichen Mittelwert innerhalb des
Halbleitersystems dar und wird daher genauer auch Ersatzsperrschichttemperatur
oder virtuelle Sperrschichttemperatur genannt.
Die Einhaltung der höchstzulässigen Sperrschichttemperatur Tvj max ist für die Funktion
und die Zuverlässigkeit des Bauelementes bedeutend. Das Überschreiten dieses
Grenzwertes kann die Eigenschaften des Halbleiters irreversibel verändern und ihn
zerstören.
4.1.2 Gehäusetemperatur TC
TC ist die höchste Temperatur an der Kontaktfläche des Thyristor- oder Diodengehäuses
einer Scheibenzelle, oder der Bodenplatte eines PowerBLOCK-Moduls.
36
4.1.3 Kühlkörpertemperatur TH
TH ist die Temperatur des Kühlkörpers, die sich auf Grund des Wärmeflusses vom Halbleiter zum Kühlmedium,
zwischen der Kontaktfläche des Kühlers und dem Kühlmedium, einstellt.
Die von Infineon angebotenen Kühler wurden mit montierten Bauelementen ausgemessen und spezifiziert. Die
angegebenen Kühlerdaten beinhalten somit bereits den Übergangswärmewiderstand RthCH zwischen Bauelement
und Kühler. Dieser muss daher bei der Kalkulation nicht mehr berücksichtig werden.
4.1.4 Kühlmitteltemperatur TA
TA ist die Temperatur des Kühlmittels vor Eintritt in den Kühlkörper. Bei Luftkühlung wird diese auf der einströmenden Seite des Kühlers definiert. Bei Flüssigkühlung wird diese am Eingang des Kühlers definiert.
4.1.5 Betriebstemperaturbereich Tcop
Tcop ist der Gehäusetemperaturbereich, in dem Leistungshalbleiter betrieben werden dürfen.
4.1.6 Lagertemperaturbereich Tstg
Tstg ist der Temperaturbereich, in dem Leistungshalbleiter ohne elektrische Beanspruchung gelagert werden dürfen.
Unabhängig von der zeitlich unbegrenzten höchstzulässigen Sperrschichttemperatur beträgt die höchstzulässige
Lagertemperatur für Epoxyscheibenzellen und für PowerBLOCK-Module Tstg = 150°C mit zeitlicher Begrenzung auf ­672 h
gemäß DIN IEC 60747-1.
4.2 Wärmewiderstände
4.2.1 Innerer Wärmewiderstand RthJC
RthJC ist das Verhältnis der Differenz aus Sperrschichttemperatur Tvj und Gehäusetemperatur TC zur Gesamt­
verlustleistung Ptot :
R thJC =
Tvj - TC
Ptot
Er hängt vom inneren Aufbau sowie von Form und Frequenz des Durchlassstroms ab.
Der Wärmewiderstand für eine beidseitige Kühlung ist gegenüber der einseitigen Kühlung geringer aufgrund
der Parallelschaltung der Einzelwärmewiderstände (siehe Abbildung 32).
Der Wärmewiderstand ist bauartbedingt. Er wird daher nicht 100% stückgeprüft, sondern im Rahmen der
Typen­prüfung abgesichert.
4.2.2 Übergangswärmewiderstand RthCH
RthCH ist das Verhältnis der Temperaturdifferenz zwischen den Kontaktflächen von Bauelement und
Kühlkörper TC – TH zur Gesamtverlustleistung Ptot:
R thCH =
TC - TH
Ptot
Die angegebenen Werte gelten nur bei sachgerechter Montage (siehe 8.).
37
4.2.3 Kühlkörperwärmewiderstand RthCA
RthCA ist das Verhältnis der Differenz aus Gehäusetemperatur TC und Kühlmitteltemperatur TA zur Gesamt­verlustleistung Ptot:
R thCA =
TC - TA
Ptot
4.2.4 Gesamtwärmewiderstand RthJA
RthJA ist das Verhältnis der Differenz aus Ersatzsperrschichttemperatur Tvj und Kühlmitteltemperatur TA zur Gesamtverlustleistung Ptot:
R thJA =
Tvj - TA
Ptot
= R thJC +R thCA
4.2.5 Transienter innerer Wärmewiderstand ZthJC
ZthJC gibt den Verlauf des Bauelementwärmewiderstands über die Zeit wieder. In den
Datenblättern wird ZthJC für Konstantstrom (DC) und zum Teil auch für Pulsströme
angegeben. Außerdem sind die Teilwärmewiderstände Rthn und Zeitkonstanten τn als
analytische Funktion tabellarisch zusammengestellt.
nmax
Z(th)JC = ∑ R thn(1 -e
-t tn
)
n=1
4.2.6 Transienter Kühlkörperwärmewiderstand ZthCA
ZthCA gibt den Verlauf des Kühlerkörperwärmewiderstands über die Zeit wieder. In Einzelblättern wird ZthCA angegeben. Außerdem sind die Werte RthCAn und n der analytischen
Funktion tabellarisch zusammengestellt. Für Kühlkörper gibt es keinen allgemein definierten transienten Wärmewiderstand. Dieser hängt einerseits von der Kontaktfläche des
Übergangs zwischen Leistungshalbleiter und Kühlkörper ab. Anderseits haben die
Kühlart (natürlich/verstärkt) und der Durchfluss des Kühlmediums einen starken
Einfluss. Bei natürlicher Kühlung und Ölkühlung wird der Durchfluss des Kühlmediums
durch die Konvektion der Luft bzw. des Öls verursacht. Da die Verlustleistung die
Konvektion bestimmt, wird bei natürlicher Kühlung und Ölkühlung die jeweilige
Verlustleistung spezifiziert. Die richtige Ausrichtung und Position des Kühlers ist dabei
zu beachten.
Bei verstärkter Kühlung und Wasserkühlung wird die Durchflussgeschwindigkeit des
Kühlmediums spezifiziert.
Kurzzeitige Temperaturschwankungen durch Impulsströme sind weitgehend unabhängig
von diesen Parametern. Sie werden durch die große Wärmekapazität des Kühlkörpers
nivelliert.
38
Die von Infineon angebotenen Kühler wurden mit montierten Bauelementen ausgemessen und spezifiziert. Die
angegebenen Kühlerdaten beinhalten bereits den Übergangswärmewiderstand RthCH zwischen Bauelement und
Kühler. Dieser muss daher nicht berücksichtig werden.
4.2.7 Transienter Gesamtwärmewiderstand ZthJA
ZthJA gibt den Verlauf des Gesamtwärmewiderstands über die Zeit wieder. Zur Berechnung der Sperrschichttemperatur bei Kurzzeitbelastungen ist vom transienten Gesamtwärmewiderstand auszugehen. ZthJA ist die Summe aus:
ZthJA = ZthJC + ZthCA
4.3 Kühlung
4.3.1 Natürliche Luftkühlung
Bei natürlicher Luftkühlung (Luftselbstkühlung) wird die Verlustleistung durch natürliche Konvektion der Luft
abgeführt. Standardmäßig wird die Strombelastbarkeit der Leistungshalbleiter bei einer Umgebungstemperatur
TA = 45°C definiert.
4.3.2 Verstärkte Luftkühlung
Bei verstärkter Luftkühlung wird die Kühlluft mittels Lüfter durch die Kühlrippen des Kühlkörpers gesaugt oder
gedrückt. Standardmäßig wird die Strombelastbarkeit der Leistungshalbleiter bei einer Umgebungstemperatur
TA = 35°C definiert.
4.3.3 Wasserkühlung
Bei Wasserkühlung wird die Verlustwärme durch Wasser abgeführt. Standardmäßig wird die Strombelastbarkeit
der Leistungshalbleiter bei einer Wasservorlauftemperatur TA = 25°C definiert.
4.3.4 Ölkühlung
Bei Ölkühlung wird die Verlustwärme durch Öl abgeführt. Standardmäßig wird die Strombelastbarkeit der
Leistungshalbleiter bei einer Ölvorlauftemperatur TA = 70°C definiert.
39
5. Mechanische Eigenschaften
5.1 Anzugsdrehmoment
Infineon empfiehlt die für PowerBLOCK-Module und Schraubsockelgehäuse die im Datenblatt angegebenen Anzugs­drehmomente bei der Montage einzuhalten, da sonst die
einwandfreie Funktion im angegebenen Datenrahmen nicht gewährleistet ist. (vgl. 8.2)
5.2 Anpresskraft
Bei Bauelementen mit Flachboden- oder Scheibengehäuse ist die im Datenblatt
angegebene Anpresskraft zum einwandfreien elektrischen und thermischen
Kontaktieren erforderlich. Sie muss weitgehend homogen über die Kontaktflächen
aufgebracht werden (vgl. 8).
Der Anpresskraftbereich für Bauelemente im Scheibengehäuse ist den jeweiligen
Datenblättern zu entnehmen. Er muss exakt eingehalten werden, Abweichungen
können den Datenrahmen verändern und bedürfen gesonderter Vereinbarung. Es wird
eine Anpresskraft empfohlen, die etwa in der Mitte des ausgewiesenen Bereichs liegt.
5.3 Kriechstrecke
Die Kriechstrecke zwischen Anode und Kathode bzw. Anode und Steueranschluss ist
nach DIN VDE 0110 definiert.
5.4 Feuchteklasse
Die Angaben hierzu entsprechen DIN IEC 60721-3 (3K3).
5.5 Schwingfestigkeit / Vibration
Die Angabe gilt in Anlehnung an DIN IEC 60068, Teil 2-6.
Sie wird im Datenblatt als Mehrfaches der Erdbeschleunigung (1g = 9,81m/s²)
angegeben.
5.6 UL-Zulassung
PowerBLOCK-Module entsprechen in der Regel der Norm für elektrisch isolierte
Halbleiterbauelemente von Underwriters Laboratories Inc.
Die zugehörige File-No. ist in den entsprechenden Datenblättern unter dem Punkt
Mechanische Eigenschaften angegeben.
40
6. Einsatzhinweise
6.1 Gehäusegrenzstrom
Der Gehäusegrenzstrom ist der Maximalwert eines Stromimpulses in Rückwärtsrichtung, bei dem weder eine
mechanische Zerstörung des Gehäuses noch der Austritt zündfähigen Plasmas erfolgt.
Die in den Daten genannten Stoßstromgrenzwerte ITSM, IFSM und Grenzlastintegrale ∫i²dt geben die elektrische
Grenzbeanspruchung in Vorwärtsrichtung an. Sie dienen zur Auslegung des Kurzschlussschutzes. Definitionsgemäß
werden die Thyristoren oder Dioden durch diese Belastung noch nicht zerstört. Thyristoren müssen grundsätzlich
mit ausreichendem Steuerstrom gezündet werden.
Ist der in Vorwärtsrichtung fließende Kurzschlussstrom höher als die angegebenen Grenzwerte, so treten zunächst
elektrische Zerstörungen auf. Mechanisch werden die Gehäuse der Bauelemente erst bei wesentlich höheren
Beanspruchungen zerstört, weil sich an der Stromführung die gesamte aktive Fläche des Halbleiters beteiligt.
Wird ein Thyristor oder eine Diode in Rückwärtsrichtung defekt, so fließt ein Kurzschlussstrom in Rückwärtsrichtung.
Dabei beteiligt sich der noch unzerstörte Kathodenbereich nicht an der Stromführung. Um die Zerstörungsstelle
schmilzt ein schmaler Rand auf und im Inneren des Gehäuses entsteht ein Lichtbogen. Das geschmolzene Material
verdampft zu heißem Plasma, das je nach Intensität zur Zerstörung des Gehäuses führen kann. In der Regel entsteht
ein Loch am Flansch des Gehäuses, aus dem heißes Plasma austritt. Bei Hochleistungsanlagen, in denen starke
Magnetfelder auftreten, kann es dadurch zum Kurzschluss und zur Zerstörung der Anlage kommen.
In Rückwärtsrichtung durchgeführte zerstörende Messungen an Thyristoren und Dioden zeigen einen großen
Streubereich des Gehäusegrenzstroms, je nach Lage der Zerstörungsstelle auf dem Siliziumelement. Infineon legt
die Zerstörungsstelle immer in Randnähe, da so die kritischsten Gehäusegrenzströme auftreten. Von Einfluss ist
auch die von den im Kurzschlusskreis liegenden Induktivitäten abhängige Anstiegssteilheit des Kurzschlussstroms.
Infineon spezifiziert den Gehäusegrenzstrom für eine 50Hz-Sinushalbwelle.
Bei Dioden und Thyristoren kann der Gehäusegrenzstrom kleiner als der Stoßstromgrenzwert ITSM bzw. IFSM sein. In
diesem Fall ist bei Scheibenzellen in den Datenblättern zusätzlich der Gehäusegrenzstrom als Scheitelwert einer
Sinushalbschwingung von 50 Hz angegeben. Der daraus abgeleitete I²t-Wert kann auf den Scheitelwert einer
Sinushalbschwingung von 60Hz umgerechnet werden.
Umrechnungen dieses Gehäusegrenzstromes auf andere Stromverläufe, wie sie z.B. beim Abschalten von
Kurzschlussströmen durch Sicherungen auftreten, sind selbst unter der Annahme eines entsprechenden StromZeit-Integrals nicht oder nur bedingt richtig.
Um Schäden zu vermeiden, muss der Anwender geeignete Schutzmaßnahmen vorsehen, speziell in Hochleistungsanlagen.
6.2 Thermische Lastwechsel
Bei thermischen Lastwechseln kommt es in Halbleitersystemen als Folge unterschiedlicher Wärmeausdehnungskoeffizienten der Materialien zu mechanischen Spannungen oder gleitenden Verschiebungen. Die Lastwechselbeständigkeit von Bauelementen ist deshalb von der Höhe sowie der zeitlichen Abfolge der Temperaturänderungen
im Bauelement und von der Anzahl der Zyklen abhängig. Rasche Temperaturänderungen geringer Höhe, wie sie
üblicherweise bei Dauerbetrieb mit Wiederholfrequenz f0 ≥ 40Hz auftreten, beeinträchtigen die Lastwechselbeständigkeit nicht. Nur bei Betrieb mit starker Laständerung oder niedriger Wiederholfrequenz ist im Hinblick auf eine
ausreichende Lebensdauer bei thermischen Lastwechseln auf die Höhe der raschen Temperaturänderung ΔTvj im
Bauelement zu achten.
41
6.3 Parallelschaltung
Beim Parallelschalten von Thyristoren oder Dioden ist in den zugehörigen Zweigen
eine möglichst gleichmäßige Verteilung des Laststroms anzustreben. Ursachen für
Abweichungen von der idealen Stromaufteilung sind:
n U
nterschiedliche Bahnwiderstände in den parallelen Zweigen. Sie werden durch
die Streuung der Durchlasskennlinien der Thyristoren und durch den konstruktiven
Aufbau der Parallelschaltung verursacht (siehe Abbildung 34).
Dynamische Einflüsse, wie:
Streuung des Zündverzugs
n Unterschiede im dynamischen Durchlassverhalten
n z
usätzlich induzierte Spannungen, bedingt durch den konstruktiven Aufbau der
Schaltung.
n
Ergänzend ist zu beachten, dass sich über den zuerst zündenden Thyristor alle RCGlieder der jeweils parallelen Beschaltungen der benachbarten Zweige entladen.
Gleichmäßige Stromaufteilung in den parallelen Zweigen lässt sich durch folgende
Maßnahmen erreichen:
Technischer Erläuterungen - Bilder
n E
insatz von Thyristoren oder Dioden mit etwa gleichen Durchlassspannungen. Auf
Anfrage ist die Lieferung solcher Bauelemente in Gruppen mit gleicher vT- bzw.
vF-Klasse möglich.
Die Kennzeichnung der vT- bzw. der vF-Klasse erfolgt auf der Keramikscheibenzelle.
Hierfür wird ein „V“ gefolgt von einer 4 stelligen Zahl aufgedruckt. „V“ steht als Kürzel
für die Durchlassspannung. Die 4 stellige Zahl kennzeichnet die maximale Durchlassspannung der entsprechenden vT-/vF-Klasse und die Klassenbreite (Siehe Abbildung 33).
V1435
143x10mV = 1,43V
5x10mV = 50mV
Max vT der Klasse
Max vT of class
Klassenbreite
class width
1,38V < vT <= 1,43V
Abbildung 33 Beispiel für vT/vF-Klassen Definition
n W
eitgehend gleiche Bahnwiderstände. Zusätzliche Reihenwiderstände in den
n
Einzelzweigen der parallel geschalteten Thyristoren oder Dioden, z.B. Sicherungen,
verbessern die Symmetrie.
E
insatz von Vorschaltdrosseln zur gleichmäßigen Stromübernahme der Thyristoren
nGeringe Streuung der Zündverzugswerte. Zur Minimierung ist die Ansteuerung der
42
Thyristoren mit synchronen, steilen und hohen Steuerstromimpulsen erforderlich:
iGM ≥ 4...10 IGT
diG/dt ≥ iGM/(0,5-1µs)
Nach dem Zünden des ersten Thyristors sinkt die Anoden-Kathoden-Spannung an den parallelen Bauelementen
auf den Wert von dessen Durchlassspannung. Folglich nimmt der spannungsabhängige Zündverzug der etwas
später einschaltenden Thyristoren zu und der Einschaltbeginn dieser Thyristoren verzögert sich entsprechend.
Das ist insbesondere bei lichtgezündeten Thyristoren zu beachten, da diese eine höhere Anoden-KathodenSpannung benötigen, um sicher einzuschalten.
Für Hochleistungsthyristoren (T…1N) wird im Datenblatt ein Zündimpuls zur Zündverzugszeit empfohlen.
Mit diesem kann die Streuung der Zündverzugszeiten tgd unter den angegebenen Nebenbedingungen auf Werte
Δtgd < 0,5 µs reduziert werden. In Verbindung mit der Beschaltung reicht das in der Regel für sicheres Zünden der
Thyristoren aus, was zusätzliche Selektionen erübrigt.
Für die Parallelschaltung lichtzündbarer Thyristoren (T…3N) empfiehlt Infineon den Einsatz von Laserdioden SPL
PL90 mit geeignetem Lichtwellenleiter und Steuerimpuls für die Laserdiode von 1,3 A für 2 µs und folgend 0,8 A
für 8µs (siehe Abbildung 18)
n D
ie oben beschriebenen Steuerstromimpulse stellen zudem sicher, dass die Unterschiede im dynamischen
Durchlassverhalten minimiert werden.
n I nsbesondere bei großen und hochsperrenden Thyristoren besteht die Gefahr, dass einige von diesen nach
erfolgtem Zünden wegen zu geringer Durchlassstromdichte wieder in den Vorwärts-Sperrzustand zurückkehren.
Hier lässt sich bei erneutem Laststromanstieg die Überlastung der stromführenden Thyristoren durch Nachzünden vermeiden.
Im Allgemeinen strebt man eine Stromfehlaufteilung ≤ 10% an.
Technischer Erläuterungen - Bilder
IF, I T
I1
I2
Vparallel
vF, vT
Abbildung 34 Stromfehlverteilung infolge unterschiedlicher Durchlassspannungen bei Parallelschaltung
Abb./Fig.28 Stromfehlverteilung infolge unterschiedlicher Durchlassspannungen bei Parallelschaltung
43
6.4 Reihenschaltung
Bei Reihenschaltung von Thyristoren oder Dioden ist die weitgehend gleichmäßige
Aufteilung der anliegenden Sperrspannung anzustreben. Ursachen für Abweichungen
von der idealen Spannungsaufteilung sind:
n U
nterschiedliche Sperrströme
Ohne Beschaltungsmaßnahmen kann im statischen Sperrzustand in beiden
Richtungen eine ungünstige Spannungsaufteilung auftreten, da sich diese an den
einzelnen Thyristoren oder Dioden entsprechend dem einheitlichen Sperrstrom in
der Reihenschaltung einstellt (siehe Abbildung 35).
n S
treuung des Zündverzugs
Beim Einschalten werden die zuletzt zündenden Thyristoren mit höherer Sperrspannung beansprucht.
n S
treuung der Sperrverzögerungsladung
Unterschiede in der Sperrverzögerungsladung Qr haben unterschiedliche Sperrverzögerungszeiten trr und Rückstromspitzen IRM zur Folge, d.h. die Thyristoren, oder
Dioden übernehmen zu verschiedenen Zeiten Sperrspannung (siehe Abbildung 36).
Die Streuung der Sperrverzögerungsladung ΔQr zweier in Reihe geschalteter
Thyristoren oder Dioden führt zur Spannungsabweichung ΔV ≈ ΔQr/C, wobei C
der Kondensator der jeweils parallelen Beschaltungen ist (siehe Punkt 7.1).
iD , iR
Technischer Erläuterungen - Bilder
Iseries
V1
V2
vD, vR
Abbildung 35 Spannungsfehlverteilung infolge unterschiedlicher Sperrströme bei Reihenschaltung
Abb./Fig.29 Spannungsfehlverteilung infolge unterschiedlicher Sperrströme bei Reihenschaltung
44
i,v
iT , i F
vT , v F
t
iR
Qr
vR
V= Qr/C
Abbildung 36 Spannungsfehlaufteilung infolge unterschiedlichen Ausschaltverhaltens
hlaufteilung infolge unterschiedlichen Ausschaltverhaltens
Gleichmäßige Sperrspannung an in Reihe geschalteten Thyristoren und Dioden lässt sich durch folgende
Maßnahmen erzielen:
n Statische Spannungsaufteilung während der Sperrphase
Dafür reicht die RC-Beschaltung oftmals aus. Bei länger anstehender Gleichsperrspannung ist ein zusätzlicher
Symmetriewiderstand parallel zu jedem Thyristor oder jeder Diode notwendig. Er sollte etwa den drei bis
fünffachen Sperrstrom des eingesetzten Leistungshalbleiters bei Betriebstemperatur führen, um eine statische
Spannungssymmetrisierung von außen zu erzwingen. Liegt die Betriebstemperatur unterhalb der maximal
zulässigen Sperrschichttemperatur für Dauerbetrieb, so sinkt der Sperrstrom pro 10°C auf ca. 66% des
Ausgangswertes.
So gilt z.B. für Thyristoren mit höchstzulässiger Sperrschichttemperatur
Tvj max = 125°C:
0,66 ID bzw. 0,66 IR bei Tvj = 115°C
0,44 ID bzw. 0,44 IR bei Tvj = 105”C, usw.
n D
ynamische Spannungsaufteilung beim Einschalten
Zum Reduzieren der Streuung der Zündverzugswerte ist grundsätzlich die Ansteuerung der elektrisch zündbaren
Thyristoren mit synchronen sowie steilen und hohen Steuerimpulsen erforderlich:
iGM ≥ 4...10 IGT
diG/dt ≥ iGM/(0,5-1µs)
Derart kräftige Steuerimpulse reduzieren die Streuung des Zündverzugs auf Werte Δtgd < 1 µs. Außerdem muss
45
dafür gesorgt werden, dass bis zum Einschalten der zuletzt zündenden Thyristoren
an diesen die Sperrspannung nur langsam zunimmt. Dafür genügt vielfach die RCBeschaltung. Falls aber die mit diesen RC-Gliedern zusammenwirkende Induktivität
des Kreises nicht zur Reduzierung der Sperrspannungszunahme ausreicht, sind
zusätzliche sättigbare Induktivitäten vorzusehen.
Für Hochleistungsthyristoren (T…1N) wird im Datenblatt ein Zündimpuls zur
Zündverzugszeit empfohlen, mit diesem, oder besseren Impulsen kann die Streuung
der Zündverzugszeiten unter den angegebenen Nebenbedingungen auf Werte
Δtgd < 0,5 µs reduziert werden.
Für Reihenschaltung lichtzündbarer Thyristoren (T…3N) die mit hoher Stromsteilheit
beansprucht werden, empfiehlt Infineon den Einsatz von Laserdioden SPL PL90 mit
geeignetem Lichtwellenleiter und Steuerimpuls 1,3 A für 2 µs und folgend 0,8 A für
8µs.
n D
ynamische Spannungsaufteilung beim Ausschalten Beim Ausschalten kann die
Fehlaufteilung der Sperrspannung sowohl durch ausreichende Dimensionierung der
parallelen Beschaltungen als auch durch geringe Streuung der Sperrverzögerungsladung ΔQr der in Reihe geschalteten Thyristoren günstig beeinflusst werden. Auf
Anfrage ist die Lieferung von Thyristoren oder Dioden in Gruppen mit gleicher
Qr-Klasse möglich.
6.5 Pulsed Power
Pulsed Power Applikationen sind im Allgemeinen Anwendungen mit großem PulsPausen-Verhältnis.
Generell muss bei der Dimensionierung von für Pulsed Power optimierten Halbleitern auf
folgendes geachtet werden:
6.5.1 Anwendungen mit Gleichspannung
Oftmals werden bei Pulsed Power Applikationen die Leistungshalbleiter mit einer
hohen Gleichspannung belastet. Dabei sind die Einschränkungen bzgl. reduzierter
Spannungsbelastbarkeit zu beachten (siehe 3.1.2.3 und 3.2.2.3).
6.5.2 Stromsteilheit beim Einschalten
Bedingt durch die endliche Ausbreitung der gezündeten Fläche (~ 0,1 mm/µs) beim
Einschalten eines Thyristors konzentriert sich der Laststrom zunächst auf eine kleine
Fläche. Übersteigt die Stromdichte kritische Werte, so muss mit der Zerstörung des
Bauelements gerechnet werden. Daher nimmt die Stoßstromamplitude bei kürzeren
Pulszeiten stark ab (siehe Abbildung 37).
46
Technischer Erläuterungen - Bilder
ITSM(tP) / ITSM(10ms)
10
ITSM-Limit
di/dt-Limit
Safe
Operation
Area
1
0,1
0,01
tp [ms]
0,1
1
10
Abbildung 37 Prinzipielle Darstellung der Safe Operation Area (SOA) eines für Pulsed Power optimierten Thyristors für einzelne sinusförmige Strompulse
Abb./Fig.31 Prinzipielle Darstellung der Safe Operating Area (SOA) eines Thyristors für einzelne Strompulse.
6.5.3 Durchschwingen von Strom und Spannung durch Null während des Einschaltvorganges.
Bei anliegender positiver Spannung kann ein Thyristor mittels Zündimpuls eingeschaltet werden. Nach der Zündverzugszeit von bis zu einigen µs bricht die Spannung steil zusammen, der Laststrom steigt an und die Ausbreitung der
eingeschalteten Fläche beginnt. Kommt es während dieses Vorgangs zum Umschwingen von Spannung und Strom
zu negativen Werten, erfolgt eine Einschnürung der eingeschalteten Fläche. Die Energie wird auf eine kleine Fläche
konzentriert und kann den Halbleiter, unabhängig davon ob er mit Licht oder elektrisch gezündet wurde, zerstören.
Solche Betriebszustände sind durch Verwendung geeigneter Freilaufkreise zu vermeiden.
6.5.4 Ausschalten mit hohem di/dt gegen negative Spannung
Diese Betriebszustände sollten nach Möglichkeit vermieden werden, weil sie sehr hohen Beschaltungsaufwand verursachen, falls sie überhaupt beherrschbar sind. Die Spannungsspitzen entstehen durch den Abriss des Rückstroms
und durch die Induktivitäten im Kreis und müssen auf für die Halbleiter zulässige Werte begrenzt werden.
Abbildung 38 und Abbildung 39 zeigen für Pulsed Power Applikationen einsetzbare Schaltungen und die dadurch
Technischer
ErläuterungenBeanspruchungen
- Bilder
verursachten
der Halbleiter. In der Schaltung gemäß Abbildung 39 werden die Thyristoren stärker
belastet (siehe Abbildung 40 – Var.2). In der Schaltung gemäß Abbildung 38 wird das Ausschalten gegen Spannung
jedoch vermieden (siehe Abbildung 40 –Var.1).
Thyristorschalter
thyristor switch
C
Freilaufdioden
free wheeling diodes
L
R
Kreisinduktivität
circuit inductance
Kreiswiderstand
circuit resistance
Last
load
Abbildung 38 Thyristorschalter mit Freilaufkreis am Kondensator
Abb./Fig.32 Thyristorschalter mit Freilaufkreis am Kondensator
47
Technischer Erläuterungen - Bilder
Thyristorschalter
thyristor switch
C
Freilaufdioden
free wheeling diodes
L
R
Kreisinduktivität
circuit inductance
Kreiswiderstand
circuit resistance
Last
load
Technischer Erläuterungen - Bilder
Abbildung 39 Thyristorschalter mit Freilaufkreis an der Last
Abb./Fig.33 Thyristorschalter mit Freilaufkreis an der Last
iT, vT
iT, vT
Var 1: Freilaufdiode am Kondensator
iT Var 2
iT Var
2
iT Var 1iT Var 1
vTvVar
2 2
T Var
vT Var v
1 T Var 1
t
VRM >> 100V
VRM >> 100V
Abbildung 40 Strom- und Spannungsverlauf am Thyristor
Abb./Fig.34 Stromverlauf durch den Thyristor in der Schaltung gemäß xx xx
48
Var 1: Freilaufdiode
am wheeling
Kondensator diode at capacitor
free
free wheeling diode at capacitor
Var 2: Freilaufdiode
an Last
Var 2: Freilaufdiode
an Last
free
wheeling
free wheeling
diode
at load diode at load
t
7. Schutz
Thyristoren und Dioden müssen gegen zu hohe Ströme und Spannungen sowie gegen Störimpulse im Steuerkreis
zuverlässig geschützt werden.
7.1 Überspannungsschutz
Überspannungen innerhalb einer Anlage haben im Wesentlichen folgende Ursachen:
n Innere Überspannungen durch das Trägheitsverhalten der Leistungshalbleiter.
Äußere Überspannungen durch Schaltvorgänge im Netz und
atmosphärische Einflüsse wie:
- Schalten von Transformatoren ohne Last
- Schalten induktiver Verbraucher
- Abschalten von Sicherungen
- Blitzeinschläge
n
Da Thyristoren und Dioden durch Überspannungen im Mikrosekunden-Bereich zerstört werden können, erfordert
deren Überspannungsschutz besondere Sorgfalt. Bei der Bemessung geeigneter Beschaltungen ist das Sperrvermögen (VDRM, VRRM) sowie die kritische Spannungssteilheit (dv/dt)cr zu beachten.
7.1.1 Einzelbeschaltung (RC-Beschaltung)
Beim Ausschalten unterbricht der Hauptstrom des Thyristors oder der Diode nicht im Nulldurchgang, sondern er
fließt kurzzeitig - als Folge des Trägheitsverhaltens - in Rückwärtsrichtung als Sperrverzögerungsstrom weiter
(Abbildung 23). Nach Erreichen der Rückstromspitze verursacht der mehr oder weniger steil abklingende Sperrverzögerungsstrom an den Induktivitäten des Hauptstromkreises eine Spannungsspitze, die sich der treibenden
Spannung überlagert und somit den Halbleiter gefährden kann.
Diese Überspannung lässt sich durch Einzelbeschaltung des Halbleiters mit einem RC-Reihenglied wirksam
reduzieren. Zur Bemessung dieser Beschaltung ist es erforderlich, die wichtigsten Einflussgrößen zu kennen,
wie z.B. Höhe iTM bzw. iFM und Abklingsteilheit -diT/dt bzw. –diF/dt des Durchlassstroms, Rückstromspitze IRM,
Rückwärts-Sperrspannung vRM, periodische Rückwärts-Spitzensperrspannung VRRM der Halbleiter, sowie bei
Thyristoren die kritische Spannungssteilheit (dv/dt)cr. In netzgeführten Stromrichtern können zur RC-Beschaltung
von Thyristoren und Dioden bei normalen Betriebsverhältnissen RC-Reihenglieder nach Tabelle 2 unter folgenden
Voraussetzungen eingesetzt werden:
nKurzschlussspannung des Stromrichtertransformators uK ≥ 4%. Bei direktem Netzanschluss ist die Schutzdrossel
entsprechend auszulegen.
nSicherheitsfaktor zwischen der periodischen Spitzensperrspannung und dem Scheitelwert der Anschluss­
spannung ≥ 2,2.
49
Durchlassstrom ITAV, IFAV
nominal voltage VN
Anschlusspannung VN
≤230V
≤400V
≤500V
≤690V
on-state current ITAV, IFAV
≤ 50 A ≤ 100 A ≤ 200 A ≤ 500 A ≤ 1000 A ≤ 2000 A
C [µF] 0,22
0,33
0,68
1,5
3,3
6,8
R [Ω]
47
33
22
12
6,8
6,8
P[W]
≥5
≥ 10
≥ 15
≥ 30
≥ 70
≥ 150
C [µF] 0,12
0,22
0,47
1,0
2,2
4,7
R [Ω]
82
56
33
22
15
12
P[W]
≥7
≥ 15
≥ 30
≥ 70
≥ 125
≥ 300
C [µF] 0,10
0,18
0,39
0,82
1,8
3,3
R [Ω]
120
68
39
27
18
15
P[W]
≥ 10
≥ 25
≥ 50
≥ 100
≥ 200
≥ 400
C [µF]
0,27
0,56
1,0
1,8
R [Ω]
47
33
22
22
P[W]
≥ 70
≥ 125
≥ 250
≥ 500
Tabelle 2 RC-Reihenglieder zur Einzelbeschaltung bei Netzanwendungen
Vor allem bei hoher Abklingsteilheit des Durchlassstroms oder bei geringem Sicherheitsfaktor hinsichtlich des Sperrvermögens sollten die vorangehend empfohlenen
RC-Reihenglieder auf Eignung überprüft werden. Oftmals sind dann hierfür Kondensatoren mit größerer Kapazität sowie entsprechend angepasste Widerstände erforderlich.
Der optimale Ersatzwiderstand für den günstigsten aperiodisch gedämpften Überspannungsverlauf ergibt sich wie folgt:
C’ =
Qr
R' = (1,5...2) ⋅
VR * 2
L'
C'
Dabei sind R’ und C’ Ersatzgrößen der RC-Reihenglieder und L‘ ist
die Ersatzgröße der Induktivität im Stromrichter.
Schaltung
R'
C'
L'
M1
R
C
LS+LG
M2
R
C
2 LS
B2
1
/2 R
C
LS
M6
1
/2 R
2C
2 LS
B6
3
/5 R
5
/3 C
2 LS
Tabelle 3 Ersatzgrößen zu Stromrichterschaltungen
R, C = Werte der RC-Beschaltung
LS = Streuinduktivität des Stromrichtertransformators (eine Phase)
LG = Induktivität der Glättungsdrossel
50
Bei Thyristoren ist ergänzend zu beachten, dass der Widerstand der RC-Beschaltung den Wert
R'
VDWM
IT(RC)M
haben muss, damit der Thyristor beim Einschalten nicht mit zu hohem Entladestrom aus der Beschaltung
beansprucht wird (vgl. 3.4.1.2.3).
Die Verlustleistung des Widerstands berechnet sich nach der Formel
PR=k*VR2*C*f k = 2*10-6 bei ungesteuerten Gleichrichtern
k = 4*10-6 in gesteuerten Ein- und Zweipulsschaltungen und in
Wechstromstellern
k = 6*10-6 in gesteuerten Drei- und Sechspulsschaltungen und in Drehstromstellern
Dabei ist zu beachten, dass die Werte mit folgenden Einheiten in der Formel benutzt werden
PR [W]
VR [V]
C [µF]
f [Hz]
Im Bedarfsfall können Modifikationen der Beschaltung nach Abbildung 41 zur Anwendung kommen, die eine ReduzieTechnischer Erläuterungen - Bilder
rung der Überspannung und zugleich eine geringere Beanspruchung des Thyristors beim Einschalten ermöglichen.
a
b
c
Do
R
R
C
C
Ro
Co
Do
Re
R
C
Ro
Re
Co
Abbildung 41 Beispiele für erweiterte RC-Beschaltungen für Thyristoren
Abb./Fig.35 Erweiterte TSE-Beschaltung
a – mit bipolarem Überspannungsbegrenzer
b – mit RCD-Kombination zur Dämpfung des Einschaltstroms
c – mit RCD-Kombination zur Dämpfung von dv/dt und Sperrspannung in Vorwärtsrichtung
Hinweis: Do = schnelle Diode besonders hinsichtlich Einschalten
51
Die RC-Beschaltung kann im Gleichrichterbetrieb bei vorhandener Transformatorbeschaltung (vgl. 7.1.3) zumeist entfallen, sofern Thyristoren mit einer kritischen Spannungssteilheit (dv/dt)cr ≥ 500 V/µs eingesetzt werden.
Technischer Erläuterungen - Bilder
7.1.2 Eingangsbeschaltung für Stellerschaltungen
In Wechsel- und Drehstromstellern werden Thyristoren in Antiparallelschaltung sowohl
für Anschnittsteuerung als auch für Vollwellenbetrieb, z.B. in Softstartern eingesetzt.
Die Anordnung der Beschaltung zeigt Abbildung 42.
RB
CB
L
N
Abbildung 42 Eingangsbeschaltung für Wechselstromumrichter
Die in Tabelle 2 empfohlenen Werte für RC-Reihenglieder gelten auch hier zur
Beschaltung der Thyristoren bei normalen Betriebsverhältnissen sowie unter folgenden
Voraussetzungen:
Abb./Fig.36 Eingangsschutzbeschaltung für Wechselrichter
n Induktiver Phasenwinkel zwischen Netzspannung und Strom ≤ 30°el (cos φ ≥ 0,866).
Dadurch ist gewährleistet, dass der Anstoß einer eventuellen Schwingung, bedingt
durch die Reihenschaltung von Beschaltungskondensatoren und Induktivitäten,
unterdrückt wird.
n S
icherheitsfaktor zwischen der periodischen Spitzensperrspannung der Thyristoren
und dem Scheitelwert der Anschlussspannung ≥ 2,2.
n
Kritische Spannungssteilheit der Thyristoren (dv/dt)cr ≥ 500 V/µs.
Hinweis: Der in der Tabelle 2 angegebene Durchlassstrom ITAV ist hier mit hinreichender
Genauigkeit als arithmetischer Mittelwert eines Thyristors in Einwegschaltung zu
bewerten. Zur Bestimmung des Laststromes lässt sich daraus der Effektivwert ITRMS
der einzelnen Thyristoren in Antiparallelschaltung und des Effektivwertes IRMS der
Gesamtschaltung nach folgenden Gleichungen ermitteln:
52
IRMS
ITRMS
IAV
ITAV
ITRMS =
ITAV ⋅ π
IRMS =
2
ITAV ⋅ π
2
Abbildung 43 Berechnung der Ströme in einer Stellerschaltung
Für Hochleistungshalbleiter und lichtzündbare Thyristoren, die in Großanlagen
eingesetzt werden, ist es üblich, die Beschaltung entsprechend der Kreisparameter und des eingesetzten
Halbleitertyps zu optimieren. Dabei kann die Betrachtung der Spannungssteilheit entfallen, weil die kritische
Spannungssteilheit dieser Thyristoren deutlich über den o.a. Kriterien liegt.
Pauschale Beschaltungsempfehlungen sind deshalb nicht sinnvoll.
7.1.3 Eingangsbeschaltung netzgeführter Stromrichter
Energiereiche Überspannungen aus dem Netz oder durch Schalten von Stromrichtertransformatoren, bzw.
entsprechender Schutzdrosseln generierte energiereiche Überspannungen werden zweckmäßigerweise durch
Summenbeschaltungen gedämpft. Bei Stromrichtern mit Thyristoren oder Dioden werden sie auf der Wechselstromseite angeordnet und bestehen aus Hilfsgleichrichtern mit Dioden und Schutzkondensatoren mit Entladewiderständen. Diese Entladewiderstände sind notwendig, weil die Diodenbrücke die Entladung der Beschaltungskapazität
verhindert. Sie müssen demnach so ausgelegt sein, dass diese Kapazität innerhalb einer Periode entladen wird
Technischer Erläuterungen - Bilder
(siehe Abbildung 44 und Tabelle 4 ).
~
~
R1
+
–
~
C1
~
~
R1
R1
R1
R2
+
C1
R2
–
Abb./Fig.37 Summenschutzbeschaltung
auf der Wechselstromseite
eines Gleichrichters
Abbildung 44 Summenbeschaltung
auf der Wechselstromseite
eines gesteuerten
Gleichrichters
53
stack output current IDC
supply voltage VN
Satzausgangsstrom IDC
circuit B6C
Anschlussspannung VN
Schaltung B6C
= 500V
= 200A
= 1000A
= 2500A
R1 [Ω]
6,8
3,9
1,8
1
C1 [µF]
6,8
10
22
33
R2 [Ω]
15
12
4,7
3,3
P2 [W]
32
40
104
150
Satzausgangsstrom IDC
Schaltung B6C
stack current IDC
supply voltage VN
Anschlussspannung VN
circuit B6C
= 690V
= 200A
= 750A
= 1500A
= 3000A
= 4000A
R1 [Ω]
22
8,2
3,9
2,7
1,8
C1 [µF]
2,2
4,7
10
15
22
R2 [Ω]
47
22
12
6,8
4,7
P2 [W]
20
43
78
140
201
Satzausgangsstrom IDC
Schaltung B6C
stack current IDC
supply voltage VN
circuit B6C
Anschlussspannung VN
= 5000A
= 1000V
= 500A
= 1000A
= 2000A
= 3000A
R1 [Ω]
18
8,2
5,6
3,9
C1 [µF]
2,2
4,7
6,8
10
R2 [Ω]
47
22
15
12
P2 [W]
42
90
133
166
Tabelle 4 Komponenten für Summenbeschaltung auf der Wechselstromseite einer gesteuerten Drehstrombrücke
Die zusätzliche Einzelbeschaltung aller Thyristoren und Dioden sowohl im Stromrichter
als auch im Hilfsgleichrichter ist in der Regel nicht notwendig, weil die Summenbeschaltung zugleich auch als RCBeschaltung arbeitet. Ausgenommen sind hier einige Doppelstromrichterschaltungen
wie z.B. zwei antiparallel geschaltete Drehstrombrücken. Bei der Bemessung der
Summenbeschaltung ist zu berücksichtigen:
n Vorwiderstand R1
soll das Auftreten eventueller Schwingungen beim Schalten des Stromrichtertransformators verhindern. Zugleich begrenzt er den vom Schutzkondensator verursachten
Ladestromstoß durch die Dioden des Hilfsgleichrichters beim Einschalten und bei
Überspannungsbeanspruchung.
n S
chutzkondensator C1
muss die beim Abschalten des Stromrichtertransformators oder einer entsprechenden Schutzdrossel freiwerdende Energie - abzüglich der im Lichtbogen des Schalters
auftretenden Verluste - aufnehmen können, ohne dass die Spannung die höchstzulässige periodische Spitzensperrspannung der zu schützenden Thyristoren oder
54
Dioden übersteigt.
n E
ntladewiderstand R2
ist nach praktischen Erfahrungen ausreichend bemessen, wenn die zum Abbau aufeinander folgender
Überspannungsenergien maßgebende Entladezeitkonstante τ = R2˙ C1 = 80 ms beträgt.
n H
ilfsgleichrichter-Dioden
Bei ihrer Auswahl ist neben der erforderlichen Sperrfähigkeit auch der zulässige Stoßstrom im Verhältnis zum
Ladestromstoß des Schutzkondensators zu beachten. Wegen der als Folge von Überspannung nur kurzzeitig und
zumeist in größeren Abständen auftretenden Strombeanspruchung der Dioden ist auch deren Verlustleistung
gering. Folglich kann in der Regel auf Kühlkörper verzichtet werden.
7.1.4 Zusätzliche Schutzmöglichkeiten gegen energiereiche Überspannungen
RLC – Filter
bestehend aus der Streuinduktivität des Stromrichtertransformators, oder der Induktivität der Kommutierungdrosseln und im Sternpunkt geerdeten RC Gliedern. Es ist insgesamt zur Dämpfung von transienten Überspannungen mit
kurzer Halbwertdauer bei geringem Energieinhalt geeignet, weil mit Rücksicht auf den Entladestrom der Kondensatoren die Widerstände nicht zu klein gewählt werden dürfen. Außerdem ist, wegen der auftretenden Verluste, die
Höhe der Kapazitäten begrenzt (siehe Abbildung 45).
Funkenstreckenableiter
können eingesetzt werden, wenn aus dem Netz sehr energiereiche Überspannungen zu erwarten sind. Auf Grund
ihres Trägheitsverhaltens nach Erreichen der Ansprechspannung sind in der Regel zusätzliche Schutzeinrichtungen
gegen Überspannungen notwendig (siehe Abbildung 45).
Gleichstromseitige Beschaltung
Von der Lastseite kommende Überspannungen können mittels gleichstromseitiger Beschaltung gedämpft werden
(siehe Abbildung 45).
Statt mittels RC Gliedern können auch spannungsabhängige Widerstände wie Metalloxidvaristoren eingesetzt
werden. Dabei ist einerseits zu beachten, dass Varistoren generell nicht geeignet sind periodische Überspannungen
zu begrenzen, da sie sonst thermisch instabil werden und einer starken Alterung unterliegen. Andererseits ist zu
55
Technischer Erläuterungen - Bilder
L1
L2
L3
Funkenstrecke
spark gap
L
MO-Varistor
RLC-Filter
DC-seitiger Filter
DC side filter
Abbildung 45 Zusätzliche Schutzmöglichkeiten gegen energiereiche Überspannungen
Abb./Fig.38 Zusätzliche Schutzmöglichkeiten gegen energiereiche Überspannungen
beachten, dass der Schutz gegen energiereiche Überspannungen (meist Funkenstreckenableiter) nicht durch falsch koordinierte Varistorableiter unterlaufen wird.
7.2 Überstromschutz
Thyristoren und Dioden sind mit hohen Dauerströmen belastbar, können aber durch
Überströme zerstört werden und erfordern daher angepasste Schutzmaßnahmen. Die
Auswahl geeigneter Schutzeinrichtungen richtet sich nach der Art des Überstromes.
Grundsätzlich werden Kurzzeitschutz und Langzeitschutz unterschieden.
7.2.1 Kurzzeitschutz mittels superflinker Halbleitersicherungen
Der Kurzzeitschutz begrenzt den durch Kurzschluss hervorgerufenen Überstrom auf
einen für die Thyristoren oder Dioden ungefährlichen Wert im Zeitbereich bis zu einer
Sinushalbschwingung und wird durch spezielle Halbleitersicherungen mit superflinker
Abschaltcharakteristik erreicht. Diese nutzen beim Abschalten im ungünstigsten Fall
das im Datenblatt für den jeweiligen Typ angegebene Grenzlastintegral aus.
Die Halbleiter verlieren bei Beanspruchung mit dem Grenzlastintegral ihre Sperr- und
Blockierfähigkeit ganz oder teilweise bis die Sperrschichttemperatur in den zulässigen
Bereich für Dauerbetrieb abgesunken ist. Sie darf deshalb frühestens nach einigen
Sekunden wiederholt werden und sollte nur gelegentlich mit begrenzter Pulszahl
während der gesamten Betriebsdauer des Stromrichters auftreten. (vgl. 3.1.16).
7.2.1.1 Auswahl von Sicherungen
56
Die Sicherungen können wahlweise im Strang oder Zweig angeordnet werden. Dabei ermöglicht die Zweigsicherung
den sichersten Kurzzeitschutz und erlaubt die höchste Strombelastbarkeit der Thyristoren oder Dioden. Der Aufbau
mit Strangsicherungen
reduziert den Aufwand, aber bei eventuellem Rückspeisen von Energie aus einer Last mit Gegenspannung
muss eine zusätzliche Sicherung im Ausgang des Stromrichters eingesetzt werden, da ein von der Last in den
Zwischenkreis rückgespeister Kurzschlussstrom von den Strangsicherungen nicht erfasst wird.
Das Parallelschalten von zwei Sicherungen ist bei einigen Thyristoren oder Dioden mit hoher Strombelastbarkeit
erforderlich.
Bei der Auswahl der Sicherung ist folgendes zu beachten:
n
Sicherungsnennspannung
Sie muss höher als die den Kurzschlussstrom treibende Spannung gewählt werden.
n S
pannung, die den Kurzschlussstrom treibt:
Sie ist zumeist gleich der Anschlussspannung; nur bei Wechselrichterbetrieb erreicht sie den 1,8fachen Wert der
Anschlussspannung.
VRMS =
VKRMS
N
* Fs
n W
iederkehrende Spannung VRMS
Sie ergibt sich aus der den Kurzschlussstrom treibenden Spannung VKRMS, dividiert durch die Anzahl N der im
Kurzschlusskreis in Reihe liegenden Sicherungen, multipliziert mit dem Sicherheitsfaktor Fs = 1,3. Es gilt somit:
z.B. bei B2 und B6-Schaltungen VRMS = ½ *1,3*VKRMS = 0,65*VKRMS
n L
ichtbogenspannung
n
Während des Löschvorganges verursacht die Sicherung eine, von der Bauart des Sicherungseinsatzes und der
wiederkehrenden Spannung abhängige, Lichtbogenspannung (Schaltspannung). Diese Spannungsspitzen dürfen
die Stoßspitzenspannung der Halbleiter nicht übersteigen um sperrende Bauelemente im Kreis nicht zu gefährden.
S
icherungsnennstrom:
Er bezieht sich in der Regel auf sinusförmigen Wechselstrom und liegt bei abweichender Stromform über oder
unterhalb des angegebenen Wertes. Der Nennstrom der Sicherung sollte mit gewissem Abstand höher als der
zu erwartende Strang- bzw. Zweigstrom gewählt werden.
n Ausschalt-∫ i²t-Wert
Er ist die Summe aus Schmelz- und Löschintegral und muss unterhalb des Grenzlastintegrals des Thyristors
liegen.
57
iT,F
Schmelzintegral
melting integral
Löschintegral
arc integral
t
tP ≈ 3-5 ms
Abbildung 46 Abschaltcharakteristik superflinker Sicherungen
Schaltung
circuit
+
π
Ud
M1
Id
I2
U1
I1
Zweigstrom
arm current
RMS
2
Id ( AV ) = 1,57 Id ( AV )
4
Id ( AV ) = 0,79 Id ( AV )
4
Id( AV ) = 0,79 Id( AV )
Strangstrom
phase current
RMS
+
Ud
Id
I1
+
I2
π
Ud
U2
U1
B2
π
U2
M2
Abb./Fig.39 Abschaltcharakteristik superflinker Sicherungen
Id
I2
U1
I1
π
2 2
Id ( AV ) = 1,11 Id ( AV )
U2
U1
I1 sqrt(2)
I2
M6
1
+
3
Id( AV ) = 0,58 Id( AV )
Ud
Id
U2
U1
Id
I2
1
Ud
U v2
B6
+
3
Id( AV ) = 0,58 Id( AV )
-
ITRMS
ITAV
1
U2
U1
I1
W1C, W3C
2
Id ( AV ) = 0,71 IPhase ( R M S )
idealisierte Betrachtung für Widerstandslast und Vollaussteuerung
ideal view for resistive load and full conduction
Tabelle 5 Ermittlung von Zweig- und Strangströmen
58
2
3
Id ( AV ) = 0,82 Id( AV )
Während des Anstieges des Kurzschlussstromes schmilzt zunächst der Sicherungseinsatz. Der dadurch entstehende
Lichtbogen wird anschließend durch das ihn umgebende Füllmittel, in der Regel Quarzsand, gelöscht. Die Sicherungen schalten innerhalb 3 bis 5 ms (siehe Abbildung 46)
Der Effektivwert von Zweig- oder Strangstrom kann aus dem Ausgangsstrom verschiedener Stromrichterschaltungen
mit den Formeln von Tabelle 5 ermittelt werden.
Diese Faktoren gelten für Widerstandslast und Vollaussteuerung
7.2.2 W
eitere Schutzkonzepte Kurzzeitschutz von
Hochleistungshalbleitern
7.2.2.1 Gleichstromschnellschalter
mit elektrodynamischer Auslösung schalten bei Kurzschlüssen innerhalb weniger Millisekunden ab. Wegen der
hohen Kosten werden sie aber nur selten eingesetzt.
7.2.2.2 Elektronischer Kurzschließer (Crowbar)
werden im Wesentlichen in U-Umrichtern mit abschaltbaren Halbleitern (IGBT, GTO, IGCT) angewendet.
Übersteigt die Zwischenkreisspannung einen definierten Schutzlevel, wird der Crowbar gezündet und entlädt die
Zwischenkreiskapazität. Der umschwingende Stoßstrom wird dabei entweder über eine spezielle Umschwingdiode,
oder über die Freilaufdioden in den Wechselrichterzweigen geführt
7.2.2.3 Netzseitiger Leistungsschalter
Die Halbleiter müssen den Kurzschlussstrom solange führen bis der Leistungsschalter das Netz wegschaltet. Bei
Großanlagen geschieht das nach 3 bis 5 Halbwellen.
7.2.2.4 Sperren der Zündimpulse (Gittersperre)
Sie unterdrückt bei Überschreiten eines definierten Auslösewertes die Zündimpulse für Thyristoren. Diese werden
dann mit einer Stromhalbwelle mit nachfolgender negativer und positiver Sperrspannung beansprucht. Das setzt
voraus, dass noch ausreichende Sperr– und Blockierfähigkeit der Halbleiter vorhanden ist.
7.2.3 Langzeitschutz
Er lässt sich durch geeignete thermische und magnetische Überstromauslöser oder auch durch Sicherungen
erreichen. Die Auslösekennlinien entsprechender Schutzeinrichtungen sollen hierbei unterhalb des Überstroms bei
Kurzzeitbetrieb liegen. Die Sperrfähigkeit der Thyristoren oder Dioden bleibt somit voll erhalten. Der Langzeitschutz
kann bei Thyristoren daher z.B. auch durch Sperren der Zündimpulse (Gittersperre) vorgenommen werden. Wenn die
volle Sperrfähigkeit nicht erforderlich ist, kann die Auslösekennlinie auf die Grenzstromkennlinie nach Abschnitt
3.1.14 eingestellt werden.
7.2.4 Voll angepasster Schutz
Er besteht aus Langzeit- und Kurzzeitschutz und wird praktisch nur durch eine Kombination mehrerer
Schutz­einrichtungen erreicht.
59
7.3 D
ynamische Strombegrenzung durch Induktivitäten im
Hauptkreis
Bei geringer Induktivität im Hauptkreis kann beim Einschalten eines Thyristors eine zu
hohe Stromsteilheit auftreten. Um Zerstörungen zu vermeiden, ist das Einfügen zusätzlicher Induktivitäten LZ notwendig, die eine Reduzierung der Einschaltstromsteilheit
bewirken (siehe Abbildung 47). Diese Maßnahme reduziert zugleich die Einschaltverlustleistung.
Im Fall linearer Induktivitäten wird während des Stromanstiegs die Stromdichte in der
sich ausbreitenden gezündeten Siliziumfläche reduziert.
Bei sättigbaren Induktivitäten tritt die hohe Stromsteilheit erst nach der Stufenzeit tSt
(siehe Abbildung 47) auf, wenn schon eine größere Fläche der Siliziumscheibe an der
Stromführung beteiligt ist. Der Stufenstrom iTSt (siehe Abbildung 47) sollte am Anfang der
Stufenzeit etwa dem periodischen Einschaltstrom IT(RC)M (siehe 3.4.1.2.3) entsprechen.
Falls der Stufenstrom kleiner ist, so kann er durch einen parallel zur Induktivität
geschalteten Widerstand Rp erhöht werden. Liegt zum Zeitpunkt 0 eine Spannung V0
an, ergibt sich der Strom iRSt wie folgt:
iRSt =
V0
Rp
Technischer Erläuterungen - Bilder
ITM
iT
L
R
a
Lz
diT/dtcrit
b
vC
a: ohne zusätzlicher Induktivität
without additional inductance
c
C
iT, vT
A
K
G
Steuergenerator
gate trigger
generator
b: mit linearer Induktivität Lz
with linear inductance Lz
c: mit sättigbarer Induktivität Lz
with saturable inductance Lz
iSt ≤ iT(RC)M
tSt
t
Abbildung 47 S
chematischer Verlauf des Einschaltstroms von Thyristoren mit verschiedenen Vorinduktivitäten
a: maximal zulässiger Bereich
Abb./Fig.40 Schutzbeschaltung zur Begrenzung der Einschaltstromsteilheit
b: unzulässiger Betrieb ohne Begrenzung der Stromanstiegsgeschwindigkeit
c: zulässiger Betrieb mit linearer Reiheninduktivität im Hauptkreis
d: zulässiger Betrieb mit sättigbarer Reiheninduktivität (Stufendrossel) im Hauptkreis
60
7.4 Störimpulse im Steuerkreis reduzieren
In Stromrichtern treten steile Strom- und Spannungsänderungen im Hauptstromkreis auf. Dabei besteht die Gefahr,
dass am Steueranschluss von Thyristoren - als Folge induktiver oder kapazitiver Einstreuungen auf Steuerleitungen
und Steuerelektronik - Störimpulse erzeugt werden. Somit können die Thyristoren ungewollt einschalten und eine
Betriebsstörung der Anlage verursachen.
Technischer Erläuterungen - Bilder
Übliche Maßnahmen zur Reduzierung der Einstreuung und Vermeidung der Störimpulse sind Verdrillen und ggf.
Verkürzen der Steuerleitungen, sowie verbesserte Abschirmung, auch von Zündübertrager und ggf. Steuerelektronik.
Ergänzend kann eine Beschaltung der Steuerstrecke erfolgen (siehe Abbildung 48).
A
+
vL
=
–
DX
< 300mm G
Steuerelektronik
control circuit
RX
CX
HK
K
Abb./Fig.41 Prinzipielle Schutzbeschaltung der Steuerstrecke
Abbildung 48 Beispiel zur Beschaltung der Steuerstrecke von Thyristoren
Für Standard Netz-Thyristoren wird hierzu empfohlen:
nCx = 10...47 nF
nRx entsprechend
τX = RxCx = 10.. .20 µs
nDx schnelle Diode
Der Entladewiderstand Rx darf nicht fehlen, weil sich sonst einige Daten der Thyristoren verschlechtern können, z.B.
die kritische Spannungssteilheit (dv/dt)cr. Falls die Beschaltung den Verlauf des Steuerstroms nachteilig beeinflusst,
so ist dies bei der Bemessung des Steuergenerators zu berücksichtigen (vgl. 3.3.1.8).
61
8. Montage
Die sachgerechte und sorgfältige Montage von Halbleitern ist eine wesentliche
Voraussetzung für zuverlässigen und störungsfreien Betrieb, weil damit sowohl der
thermische als auch der elektrische Kontakt hergestellt wird.
8.1 Scheibengehäuse
8.1.1 Montage von Scheibenzellen
Infineon bietet eine Vielzahl von Kühlkörpern und Sätze an. Diese sind in ihrem Design
auf die Halbleiterbauelemente von Infineon abgestimmt. Für viele dieser Kühler sind
detaillierte thermische Daten auf Anfrage verfügbar.
Da einige Scheibenzellenkühler aufwändig zu spannen sind, wird empfohlen, die
Bauelemente und den Kühlkörper in diesem Fall als vollständigen Satz von Infineon zu
beziehen.
Mit dem Einbau der Bauelemente in Kühlkörper oder der Kontaktierung mit Spannkappen wird sowohl der thermische als auch der elektrische Kontakt hergestellt.
Nachstehende Angaben sollten daher unbedingt beachtet werden:
n Die Kontaktflächen von Scheibenzellen und Kühlkörpern sowie die Isolation dürfen
nicht beschädigt werden und müssen frei von Ablagerungen sein.
n I m Kontaktbereich von Scheibenzellen und Kühlkörpern sollte die Ebenheit und die
Rautiefe Rz des Kühlkörpers 10µm nicht überschreiten.
n D
ie Kontaktflächen sollten vor der Montage mit einer geeigneten elektrisch leitenden
Wärmeleitpaste (z.B. Klüber Wolfracoat C) ca. 50µm – 100µm, je nach Beschaffenheit
der Kontaktflächen des Kühlers, versehen werden. Ist zwischen Scheibenzelle und
Kühlkörper eine Anschlusslasche angeordnet, dann sollte diese ebenfalls behandelt
werden.
Typische Anordnungen sind in Abbildung 49 und Abbildung 50 skizziert.
62
Technischer
Technischer
Erläuterungen
Erläuterungen
- Bilder- Bilder
Technischer Erläuterungen - Bilder
Abbildung 49 Typische Spannvorrichtungen für Scheibenzellen
Abb./Fig.42 Typische
Abb./Fig.42
Spannvorrichtungen
Typische Spannvorrichtungen
für Scheibenzellen
für Scheibenzellen
Abbildung 50 Typischer Aufbau mit Spannvorrichtung V176 für Scheibenzellen
n D
ie ausreichende Steifigkeit der zu verspannenden Teile ist sicherzustellen, damit bei den erforderlichen
Anpresskräften die Kühlkörper-Kontaktflächen nicht verbogen werden und eine homogene Druckverteilung
erreicht wird (siehe Abbildung 49 und Abbildung 50). Die Durchbiegung darf den Wert von 0,3µm pro mm
Kontaktflächen-Ø D im gespannten Zustand nicht überschreiten. ( Beispiel : Kontaktfläche Ø 80 x 0,3µm/mm =
24µm max. Durchbiegung)
n M
ax. 0,5% der Oberfläche jeder Kontaktfläche darf eine Vertiefung größer als die spezifizierte Rauigkeit
aufweisen. Die Nickelschicht der Scheibenzelle darf jedoch nicht beschädigt sein.
n D
imensionierungsvorschlag (siehe rechte Seite der Abbildung 49 und Abbildung 50): Die Höhe des
Druckverteilstückes ist mit h = 0,4D auszulegen. Die Krafteinleitung ist mit dem Ø d =0,4D vorzunehmen.
Für das Druckverteilstück empfehlen wir die Verwendung von Stahl (z.B. X20Cr14 konform zu EN10099).
63
n S
ollte nicht anderweitig zentriert werden, ist bei der Montage der Bauelemente
darauf zu achten, dass Zentrierbohrungen und Spannstifte in den Kühlkörperhälften
vorgesehen sind.
Außerdem ist zu beachten, dass die Kontaktfläche des Halbleiters vollständig
kontaktiert ist, das heißt, dass die Auflagefläche des Kühlers/Stromschiene
mindestens dem Kontaktdurchmesser des Halbleiters entsprechen muss.
n B
ei der Auswahl der Spannstifte ist auf den korrekten Durchmesser und vor allem
auf die korrekte Länge zu achten. Da die Kontakte der Halbleiter aus sehr duktilem
(leicht verformbarem) Kupfer gefertigt sind, können sich zu lange Spannstifte bis
zum Halbleiter durchdrücken und ihn beschädigen.
n B
ei der Montage und auch Demontage müssen die Schrauben abwechselnd über
Kreuz mit kleinem Winkel festgezogen oder gelöst werden um eine Beschädigung
der Scheibenzelle zu vermeiden.
n B
ei einseitiger Kühlung von Scheibenzellen muss die Montage mit geeigneten Spann-
vorrichtungen, wie z.B. des Typs V50, V61 und V72) erfolgen. Dabei ist darauf zu achten, dass die Befestigungsschrauben in mehreren Schritten wechselseitig angezogen
werden. Bei den angeführten Typen stellt sich die erforderliche Anpresskraft dann
ein, wenn die Spannvorrichtung auf der Befestigungsfläche aufliegt.
n B
ei Verwendung von Spannvorrichtungen mit stromführenden Mittelbolzen, z.B.
V50M, V61M und V72M, sind die für deren Gewinde vorgesehenen max. Anzugsdrehmomente zu beachten.
Abbildung 51 zeigt die typische Abhängigkeit des Wärmewiderstandes RthJC von
Scheibenzellen von der Anpresskraft.
1,5
1,4
RthJC nominal = RthJC(Fmin)
RthJC / RthJC nominal
1,3
1,2
1,1
1,0
0,9
0,8
0,25
0,50
0,75
1,00
F / Fmin
Abbildung 51 Typische Abhängigkeit des RthJC von der Anpresskraft F
64
1,25
1,50
n W
ie dargestellt bewirkt eine zu niedrige Anpresskraft die Erhöhung des Wärmewiderstandes, was zur
Reduzierung der Strombelastbarkeit der Halbleiter führt. Außerdem erhöht sich die Durchlassspannung,
und auch das Stoßstromverhalten kann sich nachteilig verändern.
Eine starke Reduktion der Anpresskraft kann zudem eine Verschlechterung der thermischen Wechsellastfähigkeit
zur Folge haben.
n E
ine zu hohe Anpresskraft kann zur Alterung und Beschädigung der inneren Kontakte (Metallisierung) von
Scheibenzellen führen, was die thermische Wechsellastfähigkeit erheblich reduzieren kann.
Besteht die Absicht, Scheibenbauelemente deutlich über der in den Datenblättern angegebenen Obergrenze
der Anpresskraft zu drücken, empfiehlt sich die Rückfrage bei Infineon.
n D
ie Spannkraft sollte deshalb so gewählt werden, dass dieses im oberen Drittel des angegeben Kraftbereichs
liegt. Hierdurch soll sichergestellt werden das auch bei minimalen Dehnungs- und Stauchungsprozessen bei den
eingesetzten Materialien die minimale Kraft nicht unterschritten wird
n F
ür Spannungsprüfungen müssen Scheibenbauelemente mit mindestens 10% des minimalen Nenndrucks oder 1
kN kontaktiert werden (der jeweils niedrigere Wert ist ausreichend), damit ein sicherer Kontakt zwischen Element
und Kontaktstücken der Kapsel hergestellt wird.
n F
ür Prüfungen mit Lastströmen ist mindestens die minimale Anpresskraft einzustellen, da die Datenblattangaben
nur für den spezifizierten Anpresskraftbereich gelten.
n
Korrekte Messungen im nicht gedrückten Zustand sind grundsätzlich nicht möglich.
n B
ei den Medium Power Keramik Gehäusen mit Multi-use Gate, empfehlen wird für den Gate-Anschluss die
Verwendung des Flachsteckers
65
8.1.2 Anordnung der Kühlkörper
Der Einbau von Scheibenzellen in Kühlkörpern für verstärkte Luftkühlung (F) und
Wasserkühlung (W) kann in beliebiger Lage erfolgen, sofern die Kühlmittelmengen
eingehalten werden.
Bei Luftselbstkühlung (S) sind die Kühlkörper so anzuordnen, dass die Kühlrippen
senkrecht stehen, damit die Kühlluft ungehindert durchströmen kann.
Die Kühlkörper sind mit ausreichendem Abstand vom Boden oder anderen Geräten zu
montieren.
Werden mehrere Kühlkörper übereinander angebracht, so ist vor allem bei Luftselbstkühlung auf genügend großen Zwischenraum zu achten, damit gegenseitige Erwärmung
vermieden wird. Gegebenenfalls muss für die oberhalb liegenden Kühlkörper eine
erhöhte Kühlmitteltemperatur berücksichtigt werden.
Werden mehrere Bauelemente in einem Satz verbaut, sind folgende Punkte zu beachten:
n
Bei Reihenschaltung mehrerer Bauelemente kann ein Vielfaches der Sperrspannung
des einzelnen Bauelements erreicht werden. Das ist bei der Auslegung der Isolation
des Spannverbands unbedingt zu berücksichtigen.
n B
ei der Parallelschaltung von mehreren Bauelementen nebeneinander ist ein
Spannen der Bauteile zwischen zwei durchgehenden Kühlerhälften unzulässig. Die
Höhentoleranzen der Bauelemente verhindern dabei eine homogene Krafteinleitung.
Vielmehr sollte eine Kühlerhälfte mechanisch unterbrochen sein, damit die Spannsysteme voneinander unabhängig mechanisch arbeiten können.
n W
erden getrennte Stromlaschen in einem Stack verbunden, ist darauf zu achten, dass
bei der Montage keine unzulässigen Kräfte auf das Spannsystem ausgeübt werden.
n W
erden Scheibenzellen mit Kühlkörpern von anderen Geräten oder Bauteilen wie z.B.
Sicherungen oder Transformatoren aufgeheizt, so ist ihre Belastung entsprechend zu
reduzieren.
n
Die Kühlkörper stehen unter Spannung und sind deshalb isoliert zu montieren.
8.1.3 Anschluss von Stromzuführungen
Hier ist zu beachten, dass:
n keine zusätzlichen Zug- u. Druckkräfte auf die Scheibenzellen wirken.
n
auftretende mechanische Schwingungen keinen Erd- oder Kurzschluss verursachen.
n d
as zusätzliche Aufheizen der Scheibenzellen über stromführende Teile, speziell
auch durch direkt vorgeschaltete Sicherungen, konstruktiv vermieden wird.
66
8.1.4 Anschluss der Steuerleitungen
Hier ist darauf zu achten, dass:
n
Verbiegen oder Anbrechen der Steueranschlüsse durch unsachgemäße Montage ausgeschlossen ist.
n
Kontaktsicherheit der Steckverbindung bestehen muss.
n d
ie Steuerleitungen EMV-gerecht verlegt werden und eventuelle Gate-Schutzbeschaltungen in ausreichender
Nähe der Halbleiter installiert werden.
n d
ie Isolationskoordination zwischen Steuer- und Lastkreis korrekt durchgeführt wird. Das gilt insbesondere für
durch Zündübertrager galvanisch getrennte Ansteuerung.
8.2 Schraubsockelgehäuse
8.2.1 Montage von Schraubsockelgehäusen
Bauelemente mit Schraubsockelgehäuse werden mit einem Drehmomentschlüssel eingeschraubt, der radial
zum Gehäuse stehen muss, damit die Keramikisolation nicht beschädigt wird. Das in den Einzeldatenblättern
angegebene Anzugsdrehmoment muss mit einer Toleranz von +10%/-20% eingehalten werden.
Bei beschädigten Gewinden oder nicht ausreichend tiefen Gewindebohrungen kann das Anzugsdrehmoment
erreicht werden, ohne dass sich die Kontaktflächen berühren. Der Wärmeübergang erfolgt dann nur über das
Gewinde, was zur thermischen Überlastung des Bauelementes führen kann.
Nachstehende Angaben müssen dabei unbedingt beachtet werden:
n D
ie Kontaktflächen von Schraubsockelgehäusen und Kühlkörpern sowie die Isolation dürfen nicht beschädigt
werden und müssen frei von Ablagerungen sein.
n I m Kontaktbereich von Schraubsockelgehäusen und Kühlkörpern sollte die Abweichung von der Ebenheit 10µm,
sowie die Rautiefe Rz des Kühlkörpers 10µm bei Schraubsockelgehäusen nicht überschreiten.
n D
ie Kontaktflächen sollten vor der Montage mit einer geeigneten elektrisch leitenden Wärmeleitpaste (z.B.
Klüber Wolfracoat C), ca. 50-100µm dick, versehen werden. Ist zwischen Schraubsockelgehäuse und Kühlkörper
eine Anschlusslasche angeordnet, dann sollte diese ebenfalls behandelt werden.
8.2.2 Anordnung der Kühlkörper
Der Einbau von Bauelementen mit Schraubsockelgehäusen mit Kühlkörpern für verstärkte Luftkühlung (F) kann in
beliebiger Lage erfolgen, sofern die erforderlichen Kühlmittelmengen eingehalten werden.
Bei Luftselbstkühlung (S) sind die Kühlkörper so anzuordnen, dass die Kühlrippen senkrecht stehen, damit die
Kühlluft ungehindert durchströmen kann.
67
Die Kühlkörper sind mit ausreichendem Abstand vom Boden oder anderen Geräten zu
montieren.
Werden mehrere Kühlkörper übereinander angebracht, so ist vor allem bei Luftselbstkühlung auf genügend großen Zwischenraum zu achten, damit gegenseitige Erwärmung
vermieden wird. Gegebenenfalls muss für die oberhalb liegenden Kühlkörper eine
erhöhte Kühlmitteltemperatur berücksichtigt werden.
Werden die Bauelemente mit Kühlkörpern von anderen Geräten oder Bauteilen, wie z.B.
Transformatoren aufgeheizt, so ist ihre Belastung entsprechend zu reduzieren.
Die Kühlkörper stehen elektrisch unter Spannung und sind deshalb isoliert zu montieren.
8.2.3 Anschluss von Stromzuführungen
Hier ist zu beachten, dass:
n
keine zusätzlichen Zug- u. Druckkräfte auf die Bauelemente wirken.
n
bei Auftreten mechanischer Schwingungen kein Erd- oder Kurzschluss verursacht wird.
n d
as zusätzliche Aufheizen der Halbleiter über stromführende Teile, speziell auch
durch direkt vorgeschaltete Sicherungen, konstruktiv vermieden wird.
n d
ie Abbiegehöhen der flexiblen Stromzuführungen (von Schraubsockel- oder
Flach­bodengehäusen) nicht unterschritten werden.
8.2.4 Anschluss der Steuerleitungen
Siehe hierzu Punkt 8.1.4
8.3 Flachbodengehäuse
8.3.1 Montage von Flachbodengehäusen
Die notwendige Anpresskraft wird über die mitgelieferte Spannplatte aufgebracht. Bei
Verwendung von Kupfer- oder Aluminium-Kühlkörpern soll die Länge der 4 Schrauben
so bemessen sein, dass die Einschraubtiefe mind. 50% größer als der Schraubendurchmesser ist. Die einwandfreie Anpresskraft wird dann erreicht, wenn die Befestigungsschrauben in mehreren Schritten wechselweise so weit angezogen werden, bis die
Spannplatte parallel zur Auflagefläche liegt.
Nachstehende Angaben sollten dabei unbedingt beachtet werden:
n Die Kontaktflächen von Flachbodengehäusen und Kühlkörpern sowie die Isolation
dürfen nicht beschädigt werden und müssen frei von Ablagerungen sein.
68
n I m Kontaktbereich von Flachbodengehäusen und Kühlkörpern sollte die Abweichung von der Ebenheit 10µm,
sowie die Rauhtiefe Rz des Kühlkörpers 10µm bei Flachbodengehäusen nicht überschreiten.
n D
ie Kontaktflächen sollten vor der Montage mit einer geeigneten elektrisch leitenden Wärmeleitpaste (z.B.
Klüber Wolfracoat C), ca. 50-100µm dick, versehen werden. Ist zwischen Flachbodengehäuse und Kühlkörper
eine Anschlusslasche angeordnet, dann sollte diese ebenfalls behandelt werden.
8.3.2 Anordnung der Kühlkörper
siehe dazu Punkt 8.2.2
8.3.3 Anschluss von Stromzuführungen
siehe dazu 8.2.3
8.3.4 Anschluss der Steuerleitungen
siehe hierzu Punkt 8.1.4
8.4 PowerBLOCK-Module
8.4.1 Montage der PowerBLOCK-Module
Die Kontaktflächen des Moduls und des Kühlkörpers müssen frei von Beschädigungen und Verunreinigungen sein.
Die Kontaktfläche des Kühlkörpers darf eine Ebenheit und eine Rautiefe Rz von 10µm nicht überschreiten. Die
Bodenplatte des Moduls sollte vor der Montage mit einer geeigneten Wärmeleitpaste (z.B. DOW CORNING DC340)
ca. 50µm – 100µm, je nach Beschaffenheit der Kontaktflächen des Kühlers versehen werden.
Max. 0,5% der Oberfläche der Kontaktfläche darf eine Vertiefung größer als die spezifizierte Rauigkeit aufweisen.
Die Nickelschicht des Modulgehäusebodens darf jedoch nicht beschädigt sein.
Alle Befestigungsschrauben sind gleichmäßig mit dem vorgeschriebenen Drehmoment anzuziehen.
8.4.2 Anordnung der Kühlkörper
Der Einbau von PowerBLOCK-Modulen mit Kühlkörpern für verstärkte Luftkühlung (F) und Wasserkühlung (W) kann
in beliebiger Lage erfolgen, sofern die erforderlichen Kühlmittelmengen eingehalten werden.
Bei Luftselbstkühlung (S) sind die Kühlkörper so anzuordnen, dass die Kühlrippen senkrecht stehen, damit die
Kühlluft ungehindert durchströmen kann.
Die Kühlkörper sind mit ausreichendem Abstand vom Boden oder anderen Geräten zu montieren.
Werden mehrere Kühlkörper übereinander angebracht, so ist vor allem bei Luftselbstkühlung auf genügend großen
Zwischenraum zu achten, damit gegenseitige Erwärmung vermieden wird. Gegebenenfalls muss für die oberhalb
liegenden Kühlkörper eine erhöhte Kühlmitteltemperatur berücksichtigt werden.
Bei Reihenschaltung mehrerer Module auf einem gemeinsamen Kühlkörper ist die ausgewiesene Isolationsspannung in der Regel nicht mehr ausreichend. Dieser Aufbau wird von Infineon nicht empfohlen.
Werden Module mit Kühlkörpern von anderen Geräten oder Bauteilen, wie z.B. Transformatoren aufgeheizt, so ist
ihre Belastung entsprechend zu reduzieren.
69
Die Anzahl der Module pro Kühler ist vom Anwender so zu wählen, dass eine gegenseitige Beeinflussung vermieden, bzw. kalkulatorisch berücksichtigt wird.
8.4.3 Anschluss von Stromzuführungen
Hier ist zu beachten, dass:
n
keine zusätzlichen Zug- u. Druckkräfte auf die Anschlüsse der Module wirken.
n
bei Auftreten mechanischer Schwingungen kein Erd- oder Kurzschluss verursacht wird.
n d
as zusätzliche Aufheizen der Module über stromführende Teile, speziell auch durch
direkt vorgeschaltete Sicherungen, konstruktiv vermieden wird.
8.4.4 Anschluss der Steuerleitungen
Siehe hierzu Punkt 8.1.4
9. Wartung
Thyristoren und Dioden sind als ruhende elektrische Bauteile nahezu wartungsfrei.
Ihre Isolationsstrecken sind jedoch nicht gegen Spritz- und Tropfwasser sowie gegen
Verschmutzung geschützt. Um die Isolierfähigkeit und die Wärmeabfuhr nicht zu
beeinträchtigen, sind die Bauelemente und insbesondere ihre Isolierstrecken sowie
die Kühlkörper regelmäßig zu reinigen.
10. Lagerung
Nach Erhalt der Lieferung können Scheibenzellen und Powerblock- Module, in der
Originalverpackung, über einen Zeitraum von mindestens 2 Jahren unter geeigneten
Bedingungen gelagert werden. Die klimatischen Bedingungen sollten hierzu der IEC
60721-3-1 Klasse 1K2 entsprechen.
70
11. Typenbezeichnung
Scheibenbauelemente
T930N 36 T O F
T
Symmetrisch sperrender Thyristor
D
Diode
930Dauergrenzstrom (A)
0
Medium Power Keramikgehäuse
1
High Power Keramikgehäuse
3Lichtgezündeter Thyristor im
Keramikgehäuse (LTT→ Light
Triggered Thyristor)
Anwendung
NNetzdiode, Netzthyristor
NHPulsed Power Diode mit Soft Recovery,
LTT mit hohem Einschalt-di/dt
KNetzdiode mit Kathode an
Gehäuse (Schraubsockel- und
Flachbodengehäuse)
S
schnelle Diode
SH
schnelle Dioden soft recovery – GCT,
IGCT und IGBT Freilaufdioden
USchnelle Diode mit Kathode an
Gehäuse (nur Schraubsockel- und
Flachbodengehäuse)
A
Avalanchediode
BAvalanchediode mit Kathode an
Gehäuse (nur Schraubsockel- und
Flachbodengehäuse)
Sperrspannung:
36periodische Vorwärts- und RückwärtsSpitzensperrspannung in 100V
36 = 3600V
Bauart:
BSchraubsockelgehäuse (metrisch)
mit Seilanschluss
CSchraubsockelgehäuse (metrisch)
mit Lötöse
E
Flachbodengehäuse mit Seilanschluss
T
Scheibenzelle
Freiwerdezeit:
Okeine garantierte Freiwerdezeit
(siehe Datenblatt)
kritische Spannungssteilheit:
C500V/µs
F
1000V/µs
G
1500V/µs
H
2000V/µs
Sondervariante:
B01...n
Konstruktionsvariante
S01...n
elektrische Sonderspezifikation
PowerBLOCK Module
TT 162 N 16 K O F -K
TT mit 2 Thyristoren
DD mit 2 Dioden
ND, DZ, TZ mit 1 Thyristor oder 1 Diode
TD, DT mit 1 Thyristor und 1 Diode
162 Dauergrenzstrom (A)
Anwendung:
N Netzdiode, Netzthyristor
S schnelle Diode
Sperrspannung:
16periodische Vorwärts- und
Rück­wärts-Spitzensperrspannung
in 100V
16 = 1600V
Bauart:
APowerblockmodul mit Advanced
Medium Power Technology
K Powerblockmodul
Freiwerdezeit:
O keine garantierten Freiwerdezeiten
(siehe Datenblatt)
kritische Spannungssteilheit:
F1000 V/µs
Anschlussvariante:
-K Ausführung mit gem. Kathode
-A Ausführung mit gem. Anode
Sondervariante:
B1...nKonstruktionsvariante
S1...n elektrische Sonderspezifikation
71
12. Schaltungsarten
idealisierte Betrachtung mit induktiver Glättung
Spannungsverlauf
Ideeller
Wechselspannungs
gehalt der
Gleichspannung
WU,
%
Frequenz
der überlagerten
WechselSpannung
SchenkelSpannung
SchenkelStrom
Hz
U2RMS
I2RMS
121
50
2,22 *
Udi
1,57 *
Id
48
100
1,11 *
Udi
0,707 *
Id
48
100
1,11 *
Udi
Id
18
150
0,855 *
Udi
0,58 *
Id
4,2
300
0,74 *
Udi
0,408 *
Id
4,2
300
0,855 *
Udi
0,289 *
Id
4,2
300
0,427 *
Udi
0,82 *
Id
2
I1
Id
I2
1,8
+
1,6
1,4
1,2
Ud
U1
1
Ii0
0,8
0,6
0,4
0,2
-
0
0
50
100
150
200
250
300
350
250
300
350
300
350
250
300
350
250
300
350
300
350
300
350
300
350
360° el
2
I1
Id
I2
1,8
+
1,6
1,4
1,2
Ud
1
0,8
0,6
U2
Iin0
0,4
0,2
-
0
0
50
100
150
200
360° el
Id
+
2
1,8
1,6
1,4
I1
I2
1,2
1
0,8
0,6
0,4
0,2
Ud
Ii0
U2
ZweipulsMittelpunktschaltung
M2
M2C
ZweipulsBrückenschaltung
B2
B2C
Wirkschaltplan
U1
EinpulsMittelpunktschaltung
M1
M1C
Zeigerbild der
Ventilseitigen
Wechselspannung
Schaltgruppe
des
StromrichterTransformators
Nach VDE 0558
U1
Schaltungsart
nach
DIN 41761
0
0
50
100
150
200
250
360° el
-
2
U2
1,8
U1
I1 sqrt(3)
DreipulsMittelpunktschaltung
M3
M3C
1,6
I2
1,4
1,2
1
Id
0,8
+
0,6
0,4
Ud
0,2
0
0
50
100
150
200
360° el
-
I2
U2
SechspulsMittelpunktschaltung
M6
M6C
U1
I1 sqrt(2)
z.B. Dyn 5
2
1,8
1,6
1,4
1,2
1
Id
0,8
+
0,6
0,4
0,2
0
0
50
100
150
200
Ud
360° el
z.B. Dyn 5
U2
U1
I2
I1
2
1,8
1,6
1,4
1,2
1
Id
0,8
+
0,6
0,4
0,2
z.B. Yyn0, yn6
0
0
50
100
150
200
250
Ud
360° el
Id
SechspulsBrückenSchaltung
B6
B6C
+
U1
2
U2
Doppel
DreipulsMittelpunktschaltung
M3.2
M3.2C
1,8
1,6
I2
1,4
1,2
1
Uv2
Ud
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
50
100
150
200
250
360° el
-
z.B. Yy0
1
0,8
0,6
ITRMS
ITAV
0,4
0,2
I1
0
0
-0,2
U2
-0,4
U1
Wechselwegschaltung
W1C
W3C
-0,6
-0,8
-1
72
α
50
100
150
200
250
Schenkelstrom
TrafoTypenleistung
PTR =
I1RMS
M1
M2
B2
M3
M6
1,21*
U2
* Id
U1
U2
* Id
U1
U2
* Id
U1
0,47*
U2
* Id
U1
0,577*
U2
* Id
U1
M3.2
0,408*
U2
* Id
U1
B6
W1C
W3C
0,82*
U2
* Id
U1
P2
P1
PTR
P1 + P2
2
Zweigstrom
RMS
IpRMS
3,49*Pdi
2,69*Pdi
3,1*Pdi
1,57*Id
1,57*Pdi
1,11*Pdi
1,34*Pdi
0,707*Id
1,11*Pdi
1,11*Pdi
1,11*Pdi
0,707*Id
1,48*Pdi
1,21*Pdi
1,35*Pdi
0,58*Id
1,81*Pdi
1,28*Pdi
1,55*Pdi
0,408*Id
1,48*Pdi
1,05*Pdi
1,26*Pdi
0,289*Id
1,05*Pdi
1,05*Pdi
1,05*Pdi
0,58*Id
Ideelle
ScheitelSperrSpannung
Arithm.
Ipar
Id
Uim
StromFlußWinkel
BemessungsGleichspannung
(VDE 0588 /
IEC60146-1-1)
ө
Ud
U2RMS* 2
180°el
2
* U 2RMS
π
0,45*U2RMS
0,5*Id
2*U2RMS* 2
180°el
2 2
* U2RMS
π
0,9*U2RMS
0,5*Id
U2eff* 2
180°el
2 2
* U2RMS
π
0,9*U2RMS
0,33*Id
1,73*U2RMS*
120°el
2
3 3
2*π
* U2RMS
1,17*U2RMS
0,17*Id
2*U2RMS* 2
60°el
3 2
* U2RMS
π
1,35*U2RMS
0,17*Id
2*U2RMS* 2
120°el
3 3
2*π
* U2RMS
1,17*U2RMS
0,33*Id
1,73*U2RMS*
120°el
2
3 2
* U v 2RMS
π
1,35*Uv2RMS
I1RMS
*0,707
I1RMS
*0,45
U1RMS* 2
180°el
73
A1. Kurzzeichen
C
Cnull
E
Etot
f
f0
F
G
iD
iG
IA
IGD
iGM
IGT
IH
IL
iR
IRM
IRMS
IRMS(case)
iT/iF
ITAV/IFAV
ITAVM/IFAVM
ITINT/IFINT
ITM/IFM
IT(OV)/IF(0V)
IT(OV)M/IF(OV)M
IT(RC)M
ITRM/IFRM
ITRMSM/IFRMSM
ITSM/IFSM
∫i²dt
diG/dt
diT/dt
(diT/dt)cr
L
M
P
PD
PG
PR
PRQ
PRSM
PT/PF
PTAV/PFAV
PTT/PFT
PRQ
Ptot
Qr
R
rT
RthCA
RthCH
RthJA
RthJC
t
74
Kapazität
Nullkapazität
Verlustenergie
Gesamtverlust-Energie
Frequenz
Wiederholungsfrequenz
Anpresskraft
Gewicht
Vorwärts-Sperrstrom
Steuerstrom
Ausgangsstrom
nicht zündender Steuerstrom
Spitzensteuerstrom
Zündstrom
Haltestrom
Einraststrom
Rückwärts-Sperrstrom
Rückstromspitze
Strom-Effektivwert
Gehäusegrenzstrom
Durchlassstrom Thyristor/ Diode (Augenblickswert)
Durchlassstrom Thyristor/ Diode (Mittelwert)
Dauergrenzstrom Thyristor/ Diode (Mittelwert)
Höchstzulässiger Durchlassstrom bei Aussetzbetrieb
Durchlassstrom Thyristor/ Diode (Spitzenwert)
höchstzulässiger Überstrom bei Kurzzeitbetrieb
Grenzstrom
höchstzulässiger periodischer Einschaltstrom (aus RC)
höchstzulässiger periodischer Spitzenstrom
höchstzulässiger effektiver Durchlassstrom
Stoßstrom-Grenzwert
Grenzlastintegral
Steilheit des Steuerstroms
Steilheit des Durchlassstroms
kritische Stromsteilheit
Induktivität
Anzugsdrehmoment
Verlustleistung
Sperrverlustleistung (Vorwärtsrichtung)
Steuerverlustleistung
Sperrverlustleistung (Rückwärtsrichtung)
Ausschaltverlustleistung
Stoßsperrverlustleistung
Durchlassverlustleistung Thyristor/ Diode
Durchlassverlustleistung Thyristor/ Diode (Mittelwert)
Einschaltverlustleistung Thyristor/ Diode
Ausschaltverlustleistung
Gesamtverlustleistung
Sperrverzögerungsladung
Widerstand
Ersatzwiderstand
Wärmewiderstand Gehäuse-Kühlmittel
Wärmewiderstand Gehäuse-Kühlkörper
Gesamtwärmewiderstand
innerer Wärmewiderstand
Zeit
capacitance
zero capacitance
energy
total energy
frequency
repetition frequency
clamping force
weight
forward off-state current
gate current
RMS on-state current
gate non-trigger current
peak gate current
gate trigger current
holding current
latching current
reverse current
peak reverse recovery current
RMS current
peak case non-rupture current
on-state current thyristor/diode (instantaneous value)
on-state current thyristor/diode (average value)
maximum average on-state current thyristor/diode
maximum permissible on-state current in intermittent duty
on-state current thyristor/diode (peak value)
maximum permissible on-state current in short-time duty
maximum permissible overload on-state current
maximum permissible turn-on current (from snubber)
maximum permissible repetitive peak on-state current
maximum permissible RMS on-state current
maximum rated on-state surge current
maximum rated value ∫i²dt
rate of rise of gate current
rate of rise of on-state current
critical rate of rise of on-state current
inductance
tightening torque
power losses
forward off-state power losses
gate power losses
reverse power losses
turn-off power losses
surge non-repetitive reverse power losses
on-state power losses thyristor/diode
on-state power losses thyristor/diode (average value)
turn-on power losses thyristor/diode
turn-off power losses
total power losses
recovered charge
resistance
slope resistance
thermal resistance, case to coolant
thermal resistance, case to heat sink
thermal resistance, junction to coolant
thermal resistance, junction to case
time
T
TA
TC
tG
tgd
tfr
TH
tp
tq
trr
Tstg
Tvj
tvj max
Top
tW
VA
V(B0)
V(B0)0
VD
VDM
VD (DC)
VDRM
VDSM
VG
VGD
VGT
VFRM
VISOL
VL
VR
VRM
VR (DC)
VRM
VRRM
VRSM
VT/VF
V(T0)
dvD/dt
(dv/dt)cr
VL
VW
W
Wtot
Z(th)CA
Z(th)JA
Z(th)JC
θ
Periodendauer
Kühlmitteltemperatur
Gehäusetemperatur
Steuerimpulsdauer
Zündverzug
Durchlassverzögerungszeit
Kühlkörpertemperatur
Strompulsdauer (Sinusform)
Freiwerdezeit
Sperrverzugszeit
Lagertemperatur
Sperrschichttemperatur
höchstzulässige Sperrschichttemperatur
Betriebstemperatur
Stromflusszeit (Trapezform)
Ausgangsspannung
Kippspannung
Nullkippspannung
Vorwärts-Sperrspannung (Augenblickswert)
Vorwärts-Sperrspannung (Spitzenwert)
Vorwärts-Gleichsperrspannung
höchstzulässige periodische VorwärtsSpitzensperrspannung
höchstzulässige VorwärtsStoßspitzensperrspannung
Steuerspannung
nicht zündende Steuerspannung
Zündspannung
Durchlassverzögerungsspannung
Isolations-Prüfspannung
Steuergenerator-Leerlaufspannung
Rückwärts-Sperrspannung (Augenblickswert)
Rückwärts-Sperrspannung (Spitzenwert)
Rückwärts-Gleichsperrspannung
Rückwärts-Sperrspannung (Spitzenwert)
Höchstzulässige periodische Rückwärts-Sperrspannung
höchstzulässige Rückwärts-Stoßspitzensperrspannung
Durchlassspannung Thyristor/Diode (Augenblickswert)
Schleusenspannung
Steilheit der Vorwärts-Spannung
kritische Spannungssteilheit
Luftmenge
Wassermenge
Verlust-Energie
Gesamtenergie
Transienter äußerer Wärmewiderstand
Transienter Gesamtwärmewiderstand
Transienter innerer Wärmewiderstand
Stromflusswinkel
period
coolant temperature
case temperature
trigger pulse duration
gate controlled delay time
forward recovery time
heatsink temperature
current pulse duration (sinusoidal)
circuit commutated turn-off time
reverse recovery time
storage temperature
junction temperature
maximum permissible junction temperature
operating temperature
current pulse duration (trapezoidal)
output voltage
forward breakover voltage
forward breakover voltage, gate open
forward off-state voltage (instantaneous value)
forward off-state voltage (peak value)
forward DC off-state voltage
maximum permissible repetitive peak
forward off-state voltage
maximum permissible non-repetitive peak
forward off-state voltage
gate voltage
gate non trigger voltage
gate trigger voltage
forward recovery voltage
insulation test voltage
no-load voltage of trigger pulse generator
reverse voltage (instantaneous value)
reverse voltage (peak value)
reverse DC voltage
reverse voltage (peak value)
maximum permissible repetitive peak reverse voltage
maximum permissible non-repetitive peak reverse voltage
on-state voltage thyristor/diode (instantaneous value)
threshold voltage
rate of rise of forward off-state voltage
critical rate of rise of off-state voltage
air quantity
water quantity
energy
total energy
transient thermal impedance, case to coolant
transient thermal impedance, junction to coolant
transient thermal impedance, junction to case
current conduction angle
75
A2. Abbildungsverzeichnis
Abbildung 1 Schematischer Aufbau einer Diode
6
Abbildung 2 Kennlinien einer Diode
6
Abbildung 3 Schematischer Aufbau eines Thyristors
7
Abbildung 4 Kennlinien eines Thyristors
7
Abbildung 5 Bezeichnung der Anschlüsse
9
Abbildung 6 Prinzipielle Bauformen von Druckkontaktbauelementen
10
Abbildung 7 Typische Abhängigkeit des auf ID,R(VDRM,RRM; Tvj max) normierten Sperrstrom iD,R(VDRM,RRM) von der auf
Tvj max normierten Sperrschichttemperatur Tvj
12
Abbildung 8 Definition der Sperrspannungsbelastungen
12
Abbildung 9 Typische Abhängigkeit des auf Tvj=25°C normierten Einraststromes IL und Haltestromes lH von der Sperrschichttemperatur Tvj
14
Abbildung 10 Beispiel einer Durchlasskennlinie und der dazugehörigen Ersatzgerade
15
Abbildung 11 Typische Abhängigkeit des Grenzstromes IT(OV)M, IF(OV)M (im Verhältnis zum Stoßstrom ITSM bzw. IFSM für 10 ms und Tvj max)
von der Anzahl für eine Folge von Sinushalbschwingungen bei 50Hz. Parameter: Rückwärtssperrspannung VRM
16
Abbildung 12 Typische Abhängigkeit des Grenzstromes IT(OV)M, IF(OV)M (im Verhältnis zum Stoßstrom ITSM bzw. IFSM für 10 ms und Tvj max)
von der Zeit t für eine Folge von Sinushalbschwingungen bei 50Hz. Parameter: Rückwärtssperrspannung VRM
17
Abbildung 13 Typische Abhängigkeit des auf ∫i² dt (10ms) normierten Grenzlastintegrals ∫i² dt von der Halbschwingungsdauer tP
17
Abbildung 14 Beispiel einer Steuercharakteristik vG = f (iG) mit Zündbereichen für VD = 12 V
20
Abbildung 15 Prinzipschaltung eines Steuergenerators für Thyristoren
21
Abbildung 16 LTT mit Lichtwellenleiter
21
Abbildung 17 Laserdiode SPL PL 90 typ. Abhängigkeit der Lichtleistung vom Steuerstrom
22
Abbildung 18 Empfohlener Strompuls für Laserdiode SPL PL 90 23
Abbildung 19 Sichere Übersteuerung des Zündstroms
24
Abbildung 20 Schematische Darstellung eines Einschaltvorgangs von Dioden
24
Abbildung 21 Schematische Darstellung des Einschaltvorgangs von Thyristoren
25
Abbildung 22 Typische Abhängigkeit der Zündverzugszeit tgd und dem maximalen Steuerstrom iGM26
Abbildung 23 Schematische Darstellung des Ausschaltvorgangs von Thyristoren und Dioden
28
Abbildung 24 Typische Tvj-Abhängigkeit der auf Qr(Tvj max) normierten Sperrverzögerungsladung Qr
28
Abbildung 25 Typische di/dt-Abhängigkeit der auf Qr(di/dt=10A/µs) normierten Sperrverzögerungsladung Qr
28
Abbildung 26 Typische Tvj-Abhängigkeit der auf IRM (Tvj max) normierten Rückstromspitze IRM
29
Abbildung 27 Typische di/dt-Abhängigkeit der auf IRM (di/dt=10/µs) normierten Rückstromspitze IRM
29
Abbildung 28 Schematische Darstellung zum Ausschaltverhalten eines Thyristors
31
Abbildung 29 Typische Abhängigkeit der auf Tvj max normierten Freiwerdezeit tq von der Sperrschichttemperatur Tvj
31
Abbildung 30 Typische Abhängigkeit der -diT/dtnorm normierten Freiwerdezeit tq von der Abkommutierungs­steilheit -diT/dt32
Abbildung 31 Typische Abhängigkeit der auf dvD/dt = 20V/µs normierten Freiwerdezeit tq von der Spannungssteilheit dvD/dt32
76
Abbildung 32 Thermisches Ersatzschaltbild für Dioden und Thyristoren
36
Abbildung 33 Beispiel für vT/vF-Klassen Definition
42
Abbildung 34 Stromfehlverteilung infolge unterschiedlicher Durchlassspannungen bei Parallelschaltung
43
Abbildung 35 Spannungsfehlverteilung infolge unterschiedlicher Sperrströme bei Reihenschaltung
44
Abbildung 36 Spannungsfehlaufteilung infolge unterschiedlichen Ausschaltverhaltens
45
Abbildung 37 Prinzipielle Darstellung der Safe Operation Area (SOA) eines für Pulsed Power optimierten Thyristors
für einzelne sinusförmige Strompulse
46
Abbildung 38 Thyristorschalter mit Freilaufkreis am Kondensator
47
Abbildung 39 Thyristorschalter mit Freilaufkreis an der Last
48
Abbildung 40 Strom- und Spannungsverlauf am Thyristor
48
Abbildung 41 Beispiele für erweiterte RC-Beschaltungen für Thyristoren
51
Abbildung 42 Eingangsbeschaltung für Wechselstromumrichter
52
Abbildung 43 Berechnung der Ströme in einer Stellerschaltung
53
Abbildung 44 Summenbeschaltung auf der Wechselstromseite eines gesteuerten Gleichrichters
53
Abbildung 45 Zusätzliche Schutzmöglichkeiten gegen energiereiche Überspannungen
56
Abbildung 46 Abschaltcharakteristik superflinker Sicherungen
58
Abbildung 47 Schematischer Verlauf des Einschaltstroms von Thyristoren mit verschiedenen Vorinduktivitäten
60
Abbildung 48 Beispiel zur Beschaltung der Steuerstrecke von Thyristoren
61
Abbildung 49 Typische Spannvorrichtungen für Scheibenzellen
63
Abbildung 50 Typischer Aufbau mit Spannvorrichtung V176 für Scheibenzellen
63
Abbildung 51 Typische Abhängigkeit des RthJC von der Anpresskraft F
65
77
A3. Tabellenverzeichnis
78
Tabelle 1 Formfaktoren für Phasenanschnittbedingungen
34
Tabelle 2 RC-Reihenglieder zur Einzelbeschaltung bei Netzanwendungen
50
Tabelle 3 Ersatzgrößen zu Stromrichterschaltungen
50
Tabelle 4 Komponenten für Summenbeschaltung auf der Wechselstromseite einer
gesteuerten Drehstrombrücke
54
Tabelle 5 Ermittlung von Zweig- und Strangströmen
58
A4. Nutzungsbedingungen
Die in dieser technischen Information enthaltenen Daten sind ausschließlich für technisch geschultes F
achpersonal bestimmt. Die Beurteilung der Geeignetheit der Produkte für die von Ihnen anvisierte Anwendung
sowie die Beurteilung der Vollständigkeit der bereitgestellten Produktdaten für diese Anwendung obliegt Ihnen
bzw. Ihren technischen Abteilungen.
Garantien jeglicher Art werden für das Produkt und dessen Eigenschaften keinesfalls übernommen.
Sollten Sie von uns Produktinformationen benötigen, die über den Inhalt dieser Technischen Information
hinausgehen und insbesondere eine spezifische Verwendung und den Einsatz der Produkte betreffen, setzen
Sie sich bitte mit dem für Sie zuständigen Vertriebsbüro in Verbindung (siehe www.Infneon.com, Vertrieb&Kontakt).
Für Interessenten halten wir Produkt Datenblätter und Application Notes bereit.
Aufgrund der technischen Anforderungen könnten unsere Produkte gesundheits-gefährdende Substanzen
enthalten. Bei Rückfragen zu den in diesem Produkt jeweils enthaltenen Substanzen setzen Sie sich bitte
ebenfalls mit dem für Sie zuständigen Vertriebsbüro in Verbindung.
Sollten Sie beabsichtigen, die Produkte in Anwendungen der Luftfahrt, in gesundheits- oder lebensgefährdenden
oder lebenserhaltenden Anwendungsbereichen einzusetzen, bitten wir um Mitteilung.
Wir weisen darauf hin, dass wir für diese Fälle
n
die gemeinsame Durchführung eines Risiko- und Qualitätsassessments;
n
den Abschluss von speziellen Qualitätssicherungsvereinbarungen;
ndie gemeinsame Einführung von Maßnahmen zu einer laufenden Produktbeobachtung dringend empfehlen
und gegebenenfalls die Belieferung von der Umsetzung solcher Maßnahmen abhängig machen.
Soweit erforderlich, bitten wir Sie, entsprechende Hinweise an Ihre Kunden zu geben.
Inhaltliche Änderungen dieser technischen Information bleiben vorbehalten.
79
Notes
80
Produkte und Innovationen
Höchste Zuverlässigkeit und Effizienz bei einer Kerntechnologie sind immer nur eine
Momentaufnahme. Wir verstehen dieses Optimum als stetige Aufgabe. Bei IFBIP haben
wir mit unseren Technologien und den daraus entstandenen Produkten auf dieser Basis
übergreifende Standards in Leistungsklassen von ca. 10kW bis über 30MW pro Bauelement gesetzt. Dazu zählen unter anderem:
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PowerBLOCK–Module in Druckkontakttechnologie mit Strömen bis zu 1100 Ampere
Dioden und Thyristoren mit einem Siliziumdurchmesser bis sechs Zoll und Sperr­
spannungen bis 9500 Volt
Lichtzündbare Thyristoren mit integrierten Schutzfunktionen
Freilaufdioden für höchste Anforderungen in schnellschaltenden Anwendungen,
wie z.B. mit IGBTs oder IGCTs
600A/9,5kV Thyristor Technologie
für Sanft-Anlasser und Stromversorgungen
Dieser 9,5kV Thyristor ist ausgelegt und entwickelt für die besonderen Anforderungen
in Sanft-Anlasser-Anwendungen so wie Stromversorgungen für Mittelspannungsnetze.
Bei diesen Anwendungen ist die Serienschaltung von mehreren Thyristoren erforderlich.
Sie wurden optimiert für eine möglichst gleichmäßige Spannungsaufteilung unter allen
Betriebszuständen.
Die Bauelemente sind für eine hohe Stoßstromfestigkeit ausgelegt. Um eine enge Streuung der dynamischen Parameter sicher zu stellen und damit kostenoptimierte Schaltungen (möglichst wenige Thyristoren in Serie erforderlich) entwickeln zu können, kommen
für diese Thyristoren ausschließlich neueste Herstellungs-Prozesse zum Einsatz.
Natürlich sind diese Thyristoren auch bestens geeignet für All-Zweck-NetzgleichrichterAnwendungen, wie zum Beispiel für Stromversorgungen und elektrische Antriebssteuerungen.
AN2012-01
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Infineon offers its toll-free 0800/4001 service hotline as one central number,
available 24/7 in English, Mandarin and German.
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000 800 4402 951 (English)
nUSA .............................
1-866 951 9519 (English/German)
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