AN-1040: RF功率校准提高无线发射机的性能 (Rev. 0) PDF

AN-1040
应用笔记
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RF功率校准提高无线发射机的性能
作者:Eamon Nash
简介
式耦合信号功率将导致发射路径中的功率损耗,该插入损
在设计无线发射机时,RF功率的测量和控制是一项关键考
耗通常为零点几分贝。
虑因素。高功率RF放大器(PA)极少在开环模式下工作,也
在无线基础设施应用中,最大发射功率的典型范围是30
就是说,送到天线口的功率并没有以某种方式进行监控。
dBm~50 dBm(1W~100W),对于测量发射功率的RF检波
但是,如发送功率大小、网络鲁棒性以及与其它无线网络
器而言,定向耦合器的信号仍然太强。因此,在耦合器和
共存的法规要求对发送功率进行严格控制。除了这些外部
RF检波器之间需要进行额外的信号衰减。
要求以外,精确的RF功率控制可以提高频谱性能,并且节
现代均方根和非均方根响应RF检波器的功率检测范围约为
省发射机功率放大器的成本和功耗。
30dB到100dB,并且输出相对温度和频率的变化是稳定
为了调节发送功率,可能需要在出厂时对功率放大器的输
的。在大部分应用中,检波器的输出通过模数转换器
出功率进行某种形式的校准。对于不同的复杂度和有效
(ADC)转化为数字量,使用非易失性存储器(EEPROM)中
性,校准算法的变化很大。本应用笔记介绍如何实现典型
存储的校准系数,从ADC获得的码被转换为发射功率的读
的RF功率控制方案,并且比较了多种工厂校准算法的效果
数。将此功率读数与设置点功率电平进行比较,如果在设
和效率。
置点功率和测得的功率之间存在差异,则应进行功率调
具有集成功率控制的典型无线发射机
节。这个功率调整可以在信号链上多个点中任何一个点上
如图1所示,这是一个典型的无线发射机框图,集成了发
完成。如调节基带数据的幅度,调节可变增益放大器(在IF
射功率测量和控制功能。通过采用定向耦合器,PA的一小
或RF端),或者改变PA的增益。这样,增益控制环路对其
部分信号被反馈到RF检波器。在该情况下,耦合器的位置
自身进行调节,并使发射功率保持在要求的范围内。需要
一般靠近天线,位于双工器和隔离器之后,因此在校准过
着重指出的是,VVA和PA的增益控制传递函数常常是非线
程中需考虑与这些器件相关的功率损耗。
性的,因此,由给定增益调节获得的实际增益变化是不确
定向耦合器的耦合系数的典型值为20 dB~30 dB,因此耦合
定的,所以需要一种控制环路,它能够提供关于所执行的
调节的反馈信息,以及对后续重复操作过程的指导信息。
器的反馈信号比送到天线口的信号低20 dB~30 dB。以该方
TO
RECEIVER
PIN
VGA/
VVA
HPA
DUPL
ATTN
DAC
MICROCONTROLLER
OR DSP
ADC
RF
POWER
METER
RF
DETECTOR
08385-001
EEPROM
POUT
图1. 集成发射功率控制的典型RF功率放大器。
集成的RF功率检波器能够提供关于正在发送的功率的当前水平的连续反馈信息。
外部RF功率计可以与RF功率检波器结合使用,以对发射机进行校准。
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目录
简介 ...................................................................................... 1
具有集成功率控制的典型无线发射机 .............................................. 1
RF检波器传递函数 ..........................................
..........................................5
对出厂校准的需求 .................................................. 3
校准后误差
RF检波器传递函数 ....................................................... 3
结论 ........................................................................................8
RF功率控制环路的现场操作 .............................................................6
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.......................................................................7
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应用笔记
对出厂校准的需求
率计,它能确保发射机的发射功率维持在确定的容差范围
在之前描述的典型无线发射机系统中,几乎没有任何元件
之内。
能够提供非常好的绝对增益精度特性。考虑发射功率误差
关于出厂校准程序将在“校准RF功率控制环路”部分介绍。
目标为±1dB的情况。器件的绝对增益,如PA、可变电压
首先,应该检查一下典型RF功率检波器的特性。系统的RF
衰减器(VVA)、RF增益模块、以及信号链路中的其它元
检波器的线性度和稳定性相对温度和频率的关系对校准程
件,会随器件的不同而变化,致使发射功率的误差远高于
序的复杂度和可实现的校准后精度有很大的影响。
±1 dB。此外,随着温度和频率的变化,信号链的增益也会
RF检波器传递函数
进一步变化,因此,有必要连续地监控发射功率。
图2所示的是对数响应RF检波器(对数放大器)的传递函数与
输出功率校准可被定义为将外部基准源的精度传递到被校
温度的关系(为便于说明问题图中进行了比例放大处理)。
准的系统中。在执行校准时,需要断开天线的连接,将其
在该对数放大器的线性工作范围内,可以使用简单的一阶
更换为外部测量基准源,如RF功率计,如图1所示。从而
方程对此对数放大器的传递函数建模。图中显示了三条曲
将精密外部功率计的精度传递到发射器的集成功率检波器
线:在+25°C、+85°C和−40°C时,输出电压与输入功率的
中。校准过程还需设定一个或多个功率电平,将获取的功
关系。在25°C时,检波器的输出电压范围大约从−60dBm
率计读数和RF检波器电压这些信息存储在非易失性存储器
输入功率的1.8V到0dBm的0.4V。传递函数曲线与上面的虚
(EEPROM)中。然后,断开功率计并重新连接天线,发射
线非常接近(被传递函数曲线所覆盖)。尽管该传递函数仅
器能够精确地调节自身的功率。当其它参数,如放大器的
在首尾端偏离该直线,但可以注意到,在-10dBm和-5 dBm
增益vs.温度、发射频率和期望的输出功率电平变化,经校
功率电平之间也呈现出非线性。
准的片内的RF检波器将用作具有绝对精度的内置功
DETECTOR OPERATING RANGE
2.2
VOUT AT –40°C
VOUT AT +25°C
VOUT AT +85°C
2.0
1.8
1.6
VOUT (V)
1.4
DETECTOR SLOPE = Y/X
X
1.2
Y
1.0
DETECTOR
NONLINEARITY
0.8
0.6
0.4
INTERCEPT
0
–65 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
PIN (dBm)
0
5
10 15 20
08385-002
0.2
图2. 具有温度漂移的对数响应RF功率检波器的传递函数(VOUT vs. PIN ),为方便说明这里进行了比例放大。
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通过快速的计算,该检波器的斜率约为–25mV/dB,也就
下,输出电压的变化约为100mV。通过之前对斜率(−25
是说,输入功率的1 dB的变化将导致输出电压的25 mV的
mV/dB)的计算,这相当于测量到的功率变化了±4 dB,这
变化。在动态范围的线性部分,斜率是恒定不变的,因
在大部分实际系统中是不可接受的。实际上,我们需要一
dBm附近可以观察到略微的非线性,但是
种传递函数随温度的漂移很小的检波器。这确保在室温下
我们仍可以使用下面的方程对该传递函数在25°C下的特性
执行的校准程序在温度变化时仍然有效,这样发射机就可
进行建模:
以在室温下进行出厂校准,避免了在高温和低温环境下反
此,尽管在-10
VOUT = Slope × (PIN − Intercept)
复执行成本高昂和耗时的校准程序。
其中的截距是直线延长线与x轴相交的点(见图2)。
如果发射机是频率捷变的,并且在指定频带内需要在多个
因此,可以使用这个简单的一阶方程对检波器的传递函数
频点发射信号,那么用户必须考虑检波器的频率相关特
建模。从校准的角度来看,由于允许在校准过程中通过利
性。理想情况是,RF检波器在指定频带内的响应应该比较
用和测量两个不同的功率电平来建立检波器的传递函数,
稳定。这样就可以在单个频率下(通常在中频)校准发射
因此这是极为有利的。
机,并且校准过的发射机在频率变化时变化很小,能够保
下面考虑该检波器随温度的变化特性。当输入功率为
-10dBm时,可以注意到,在环境温度为-40℃或+85℃条件
证精度。
表1列出了ADI公司不同的均方根和非均方根响应检波器的
检波范围和温度稳定度。
表1. 均方根和非均方根响应RF功率检波器
器件
AD8317
AD8318
AD8319
ADL5513
ADL5519
AD8361
ADL5501
AD8362
AD8363
AD8364
最大输入频率
(GHz)
10
8
10
4
10
2.5
6
3.8
6
2.7
动态范围(dB)
55
70
45
80
62
30
30
65
50
60
温度漂移(dB)
±0.5
±0.5
±0.5
±0.5
±0.5
±0.25
±0.1
±1.0
±0.5
±0.5
封装
2 mm × 3 mm、8引脚LFCSP封装
4 mm × 4 mm、16引脚LFCSP封装
2 mm × 3 mm、8引脚LFCSP封装
3 mm × 3 mm、16引脚LFCSP封装
5 mm × 5 mm、32引脚LFCSP封装
6引脚SOT-23、8引脚MSOP
2.1 mm × 2 mm、6引脚SC-70封装
6.4 mm × 5 mm、16引脚TSSOP封装
4 mm × 4 mm、16引脚LFCSP封装
5 mm × 5 mm、32引脚LFCSP封装
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注释
非均方根对数检波器
非均方根对数检波器
非均方根对数检波器
非均方根对数检波器
双非均方根对数检波器
线性V/V均方根检波器
线性V/V均方根检波器
均方根对数检波器
均方根对数检波器
双均方根对数检波器
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将RF功率设为最大功率(近似值)
测量来自RF对数检波器ADC的码(CODEHIGH)
使用RF功率计测量天线连接器处的功率(PWRHIGH) (单位 = dBm)
将RF功率设为最小功率(近似值)
测量来自RF对数检波器ADC的码(CODELOW)
使用RF功率计测量天线连接器处的功率(PWRLOW)
斜率= (CODEHIGH – CODELOW)/(PWRHIGH – PWRLOW)(单位 = 编码/dB)
将斜率和截距值存储到非易失性RAM中
08385-003
截距= PHIGH-(CODEHIGH/斜率)
图3. 用集成对数检波器校准发射机的简单两点式校准流程
校准RF功率控制环路
计测量天线连接器处的功率,并将其发送到发射机电路板
图3所示的是用于校准与图1类似的发射机的流程图。这个
上微控制器或数字信号处理器(DSP)。同时对RF检波器的
简单快捷的2点校准程序适用于仅需要大致设定功率电平
ADC采样,并将其读数提供给发射机的处理器。
的情况(但是必须进行精确测量)。要使这个校准有效,集
接下来,将发射机的输出功率减少到接近最小功率,并且
成的RF检波器相对温度和频率变化必须是稳定的,并且具
重复上述操作(测量天线连接器处的功率,并对RF检波器
有可以使用简单方程对其建模的可预测的响应。
ADC进行采样)。
必须确保发射机的工作功率范围与RF检波器的线性工作范
使用这四个读数(低和高功率电平、低和高ADC码),可以
围匹配。首先,拆掉天线并将功率计连接到天线连接器
计算出斜率和截距(参见图3),并且将计算结果存储在非易
上;然后,将输出功率电平设定为接近最大功率。由功率
失性存储器中。
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DETERMINE DESIRED OUTPUT POWER (PSET)
SET OUTPUT POWER-BASED ON BEST FIRST GUESS
ENSURING THAT (POUT < PSET)
MEASURE CODE FROM RF LOG DETECTOR ADC (CODEOUT)
CALCULATE TRANSMITTED POWER
POUT = INTERCEPT + CODEOUT/SLOPE
IS ABS |PSET – POUT|
≤0.5dB
YES
NO
INCREMENT VGA GAIN
BY APPROXIMATELY 0.5dB
POUT > PSET
IS POUT > PSET
OR IS POUT < PSET
DECREMENT VGA GAIN
BY APPROXIMATELY 0.5dB
08385-004
POUT < PSET
图4. 校准后发射机的运行流程
RF功率控制环路的现场操作
当功率电平处于该容差内,则在必要时持续对其进行监测
如图4所示,这是一个在校准之后精确设定发射机功率的
和调节。例如,如果信号链中的元件的增益随温度漂移,
流程图。在这个例子中,目标是使发射功率误差小于或等
当测得功率超出±0.5dB的设置范围,控制环路就会起作
于±0.5dB。首先,根据最佳初始估值来设定输出功率电
用。
平,接下来对检波器的ADC采样,从存储器中读取预先设
这个算法还有其它变化。例如,如果期望输出功率尽可能
定的斜率和截距信息,计算发射输出功率电平。
低但仍然离设置点小于0.5dB,这时就必须采取不同的方
如果输出功率不在PSET的±0.5dB的范围内,则使用可变电
法。在这种情况下,第一个功率设置低于期望的功率电平
压衰减器(VVA)使输出功率增加或减少约0.5dB。在这里使
(并在容差范围外)。然后,环路测量功率,但设置增量更
用“近似值”,是因为VVA的传递函数可能是非线性的。然
小,例如+0.1dB。这样,输出功率总是小于设置功率并逐
后,再重新测量发射功率,并且逐渐增加功率,直到误差
渐接近设置功率。一旦输出功率进入−0.5dB范围内,功率
小于±0.5 dB。
停止增加。这确保实际功率电平总低于设置功率电平,同
时在容差范围内。
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2.0
1.8
1.5
1.8
1.5
1.6
1.0
1.6
1.0
1.4
0.5
1.4
0.5
1.2
0
1.0
–0.5
0.8
–1.0
ERROR AT –40°C
ERROR AT +25°C
ERROR AT +85°C
1.0
–0.5
0.8
–1.0
0.6
–1.5
0.6
–1.5
–2.0
0.4
–2.0
PIN2
PIN (dBm)
0
5
PIN1
VOUT1
INTERCEPT
0.2
–65 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
2.2
VOUT AT –40°C
VOUT AT +25°C
VOUT AT +85°C
–2.5
PIN1
图7. 校准点紧靠在一起的两点校准提高了狭窄范围上的精度
2.5
ERROR AT –40°C
ERROR AT +25°C
ERROR AT +85°C
5
PIN (dBm)
PIN2
图5. 校准点在检波器的
线性工作范围内的两点校准提供了良好的整体性能
0
08385-007
0.2
–65 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
VOUT2
2.5
2.2
VOUT AT –40°C
VOUT AT +25°C
VOUT AT +85°C
ERROR AT –40°C
ERROR AT +25°C
ERROR AT +85°C
2.0
1.5
1.8
1.5
1.6
1.0
1.6
1.0
1.4
0.5
1.4
0.5
1.2
0
1.2
0
1.0
–0.5
1.0
–0.5
0.8
–1.0
0.8
–1.0
0.6
–1.5
0.6
–1.5
–2.0
0.4
–2.0
–2.5
0.2
–65 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
0.2
–65 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
0
5
PIN (dBm)
VOUT (V)
08385-006
58dB DYNAMIC RANGE
0.4
ERROR (dB)
2.0
1.8
2.0
ERROR (dB)
0
0.4
VOUT (V)
2.0
2.0
0
PIN (dBm)
图6. 移动校准点到不太线性的工作范围扩展了
工作范围,但其代价是降低了精度
5
ERROR (dB)
VOUT1
2.5
VOUT AT –40°C
VOUT AT +25°C
VOUT AT +85°C
1.2
08385-005
VOUT (V)
VOUT2
VOUT (V)
2.2
2.0
ERROR AT –40°C
ERROR AT +25°C
ERROR AT +85°C
ERROR (dB)
2.5
VOUT AT –40°C
VOUT AT +25°C
VOUT AT +85°C
2.0
–2.5
08385-008
2.2
图8.多点校准扩展了检波器范围并能提高线性度,
但需要更复杂的校准过程
校准后误差
在许多应用中,当PA在最大功率下发射信号时最好具有较
图5到图8是同一RF检波器在不同的校准点以及不同数目的
高的精度。这一点在许多层面上都具有意义。首先,提出
校准点所获得的数据。图5所示的是ADI公司的AD8318检
了在全功率或额定功率下具有较高精度的要求。然而,从
波器在2.2GHz下的传递函数,AD8318是一款宽动态范围
系统设计的角度来看,也有利于提高额定功率下的精度。
的RF对数检波器,频率高达8GHz。在这个例子中,使用
考虑设计用于发送45 dBm(约30 W)功率的发射机,如果我
了2点校准程序(在-12 dBm和-52 dBm处)对检波器执行校
们知道校准程序至多能够提供±2 dB的精度,那么PA电路
准。当校准完成时,可以绘制测量残差的曲线。应当注
(功率晶体管和散热器)必须被设计为安全地发射高达47
意,该误差是非零的,即使是在当初校准的室温下也是如
dBm或50 W的功率。显而易见,这造成了成本和体积的浪
此。这是因为对数放大器并非完美地符合理想的VOUT vs. PIN
费。而如果可以设计校准后精度为±0.5 dB的系统,这样PA
方程(V OUT =斜率*(P IN -截距),即使是在线性区域内。但
仅需要安全地发送45.5 dBm或约36 W的功率,不会过大地
是,−12 dBm和−52 dBm校准点处的误差等于零。
增大体积。
图5还包括在−40°C和+85°C下的输出电压的误差曲线。这
通过改变执行校准的位置,在某些情况下可以很大程度地
些误差曲线是使用25°C斜率和截距校准系数计算而得的。
改变可实现的精度。图7是用不同校准点获得的与图5同样
除非实现基于温度的校准程序,否则必须使用略有残留温
的测量数据。应当注意,图7中,在−10dBm到−30dBm的
度漂移的25°C校准系数。
范围内精度是非常高的 (大约±0.25 dB)。
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然而,精度会在远离校准点的更低的功率电平处下降。
图8表明了功率检波器在其动态范围的低端和高端表现的
在图6中,为了以牺牲线性度为代价来增加动态范围而移
有意思的差异。虽然多点校准扩展了动态范围的高点,但
动校准点。这里的校准点是-4dBm和-60dBm。这些点位于
是这个扩展不是很有意义,因为它增加了温度漂移。注意
器件的线性范围的末端。同样地,可观察到校准点处25°C
图中室温、热和冷曲线在−10dBm上发生分离的现象。这
的误差是0 dB,并且AD8318能保持小于±1dB误差的范围扩
个结果在低功率电平更有意义。同样,多点校准有助于扩
展到25°C时60dB和整个温度范围的58 dB。该方法的缺点在
展低端动态范围。然而,在这种情况下,室温、热和冷曲
于增加了总测量误差,特别增加了检波器范围的顶端处的
线紧密重叠,甚至即使在非线性时也是如此。因此,当这
误差。
种非线性通过多点校准被消除之后,这种校准在温度变化
图8所示的是使用更复杂的多点算法获得的校准后误差。
在该情况下,将多个输出功率电平(在该实例中间距为6
dB)施加到发射机,并且在每个功率电平下测量检波器的
输出电压。用这些测量结果将传递函数拆分为多个部分,
每部分具有自身的斜率和截距。该算法往往可以极大地减
小由于检波器非线性引起的误差,使温度漂移成为主要的
误差源。该方法的缺点在于,校准程序所需时间较长,并
下表现稳定。这帮助AD8318的传递函数扩展到−65 dBm。
结论
在需要精确RF功率发射的应用中,通常需要某种形式的系
统校准。现代基于IC的RF功率检波器具有线性响应,并且
随温度和频率的变化是稳定的。这可以极大的简化系统校
准程序,能够提供±0.5 dB或更优的系统精度。校准点的位
置和数目对校准后精度有极大的影响。
且需要使用较多的存储器存储多个斜率和截距校准系数。
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