日本語参考資料
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回路ノート
CN-0205
使用したリファレンス・デバイス
テスト済み回路設計集“Circuits from the Lab™ ”は共
通の設計課題を対象とし、迅速で容易なシステム
統合のために製作されました。さらに詳しい情報
又は支援は http://www.analog.com/jp/CN0205 をご覧
ください。
AD9122
デュアル、1.2GSPS、16 ビット、
TxDAC® D/A コンバータ
ADL5375
ブロードバンド直交変調器
I/Q 変調器 ADL5375 とデュアル・チャンネル 1.2GSPS 高速 DAC
AD9122 間のインターフェース
評価および設計サポート環境
回路評価ボード
AD9122/ADL5375 評価ボード（AD9122-M5375-EBZ）
設計と統合ファイル
回路図、レイアウト・ファイル、部品表
回路の機能とその利点
この回路は、デュアル高速 TxDAC D/A コンバータ AD9122
と広帯域 I/Q 変調器 ADL5375-05 間のシンプルで応用の広い
インターフェース方法を提供します。DAC の出力と I/Q 変調
器 ADL5375-05 の入力は 0.5V のバイアス・レベルを共用して
いるので、アクティブやパッシブのレベル・シフト回路は不
要です。インターフェースは DC 結合されているので、DAC
によって I/Q 変調器のローカル発振器（LO）のリーク補償を
行うことができます。
AD9122 DAC の 1.2GSPS のサンプリング・レートと
ADL5375-05 変調器の I 入力と Q 入力の広い帯域幅により、ゼ
ロ IF（ZIF）アーキテクチャと複素 IF（CIF）アーキテクチャ
のどちらもサポートできます。ナイキスト・イメージのフィ
ルタ処理に加えて、ベースバンド・フィルタは DAC の差動と
同相の両方のスプリアスに対する優れた除去性能を提供しま
す。
回路説明
図 1 に示す回路と図 2 に示すボードでは、AD9122 TxDAC と
ADL5375-05 広帯域送信変調器を使用しています。インター
フェース回路での信号のバイアスとスケーリングは、それぞ
れ 4 本のグラウンド基準抵抗（RBIP、RBIN、RBQP、
RBQN）と 2 本のシャント抵抗（RSLI、RSLQ）によって制御
されます。
AD9122
ADL5375-05
67
21
IOUT1P
IBBP
RBIP
50Ω
66
LOW-PASS
FILTER
RBIN
50Ω
RSLI
100Ω
22
IBBN
IOUT1N
59
9
IOUT2N
QBBN
LOW-PASS
FILTER
RBQP
58 50Ω
RSLQ
100Ω
10
QBBP
IOUT2P
09740-001
RBQN
50Ω
図 1. AD9122 と ADL5375-05 間のインターフェース。50Ω 抵抗をグラウンドに接続し、
ADL5375-05 のベースバンド入力に対して 500mV の DC バイアスを発生（簡略回路図）
アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に関して、あるいは利用に
よって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利
の使用を明示的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標
は、各社の所有に属します。※日本語資料は REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。
Rev. 0
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本
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CN-0205
回路ノート
TOP VIEW
BOTTOM VIEW
ADL5375
MODULATOR
FILTER
AD9122
09740-002
DAC
図 2. 回路実装済み AD9122-M5375-EBZ 評価ボード
DAC のフルスケール出力電流（IFS）は 10mA～30mA に設定
可能です。公称値およびデフォルト値は 20mA です。この構
成では、DAC 出力は 4 本のグラウンド基準の 50Ω 抵抗（RB =
RBIP = RBIN = RBQP = RBQN）のそれぞれに 0mA～20mA を
流します。これにより、各出力ペア（無負荷）に 500mV の
DC バイアス・レベルと 2Vp-p のフルスケール振幅差動電圧が
生じます。この 2Vp-p の電圧振幅は 500mV のバイアス・レベ
ルに影響を与えることなく、シャント抵抗 RL（RL = RSLI =
RSLQ）によって調整することができます。I/Q 変調器の入力
に生じるピーク to ピークの差動振幅は次式で与えられます。
VSIGNAL = I FS ×
Rev. 0
この信号レベルを計算する際、ADL5375 の相対的に高い差動
入力インピーダンス（標準 60kΩ 以上）は無視できることに
注意してください。50Ω のバイアス設定用抵抗が使用された
際のピーク to ピーク電圧振幅と RL の関係を図 3 に示します。
ADL5375-05 と AD9122 はダイナミック・レンジとゲインが一
致しています。このため、デバイス間にアクティブ・ゲイン
は不要です。上記のように RL の値を調整することにより、
I/Q 変調器の駆動レベルを必要に応じて微調整することができ
ます。大部分のアプリケーションには、RL に 100Ω の値を推
奨します。この結果、1 V p-p のフルスケール信号レベルにな
ります（DAC 出力は 0dBFS）。
[2 × RB × RL ]
[2 × RB + RL ]
－2/9 －
CN-0205
回路ノート
2.0
0
36
MAGNITUDE
–10
30
–20
24
1.4
1.2
1.0
0.8
GROUP DELAY
–30
18
–40
12
–50
6
GROUP DELAY (ns)
1.6
MAGNITUDE (dB)
0.6
0.4
0.2
–60
100
1k
10k
RL (Ω)
09740-003
1
0
10
図 3. 50Ω のバイアス設定抵抗を使ったときの
ピーク to ピーク差動振幅と振幅制限抵抗（RL）
10
0
100
FREQUENCY (MHz)
図 5. 10MHz の 3 次ベッセル・フィルタを使った
DAC 変調器間インターフェースの周波数応答
ベースバンド・フィルタリング
複素 IF（CIF）アプリケーションのフィルタ処理
DAC に起因したナイキスト・イメージ（折り返しノイズ）、
スプリアス、広帯域ノイズを除去するため、AD9122 と
ADL5375 の間にフィルタを挿入する必要があります。フィル
タは DC バイアス設定抵抗と AC 振幅制限抵抗の間に設置し
ます。この構成では、DC バイアス設定抵抗（図 4 の RB）と
信号スケーリング抵抗（図 4 の RL ）により、フィルタ設計に
おける信号源抵抗と負荷抵抗が適切に設定されます。
ADL5375 のベースバンドの I 入力と Q 入力の周波数応答を図
6 に示します。このデバイスは広帯域で平坦な周波数応答
（−3dB ポイント = 750MHz）を備えているので、DAC からの
出力信号がデジタル的にアップ・コンバージョンされる複素
IF（CIF）のアプリケーションに最適です。CIF のアプリケー
ションでは、ローパス・ナイキスト・フィルタも必要としま
す。その主な理由は DAC 出力から変調器入力への DC バイア
ス・レベルを維持できるからです。
−3dB の周波数が 10MHz の 3 次ベッセル・ローパス・フィル
タを図 4 に示します。フィルタの入力インピーダンスと出力
インピーダンスが一致していることにより、フィルタ設計が
容易になりパスバンドの平坦度が良好になるため、広帯域幅
のフィルタ設計を可能にします。この例では、シャント抵抗
に 100Ω が選択され、1Vp-p の AC 差動振幅が得られます。こ
のフィルタの周波数応答を図 5 に示します。
ADL5375-05
LPI
771.1nH
67
21
OUT1_P
RBIP
50Ω
OUT1_N
RBIN
66 50Ω
53.62pF
C1I
350.1pF
C2I
RSLI
100Ω
22
LNI
771.1nH
LNQ
771.1nH
59
9
OUT2_N
RBQN
50Ω
OUT2_P
RBQP
58 50Ω
53.62pF
C1Q
350.1pF
C2Q
このフィルタの応答のシミュレーション結果を図 8 に、測定
結果を図 9 に示します。平坦度の測定結果は DC～250MHz で
±0.6dB、125MHz～250MHz で±0.4dB です。データは AD9122
の反転同期機能をオンにして測定しました。この構成での、
図 7 に示す IF フィルタ有無の場合の同相周波数に対する 2 ×
FDAC の同相スプリアスの同相除去性能を図 10 に示します。
IBBP
IBBN
QBBN
RSLQ
100Ω
10
QBBP
LPQ
771.1nH
09740-004
AD9122
図 7 に示すフィルタ・トポロジーは、コーナー周波数が
300MHz の 5 次バターワース・フィルタで、推奨するフィル
タ・トポロジーです。純粋な差動フィルタは、DAC から差動
イメージ、スプリアス、およびノイズを除去することができ
ます。それぞれ片側を接地された 2 個のコンデンサ（図 7 の
C2 と C4）を使って同相電流の一部をグラウンドに迂回させ
ることで、純粋な差動フィルタを使った場合よりも高周波信
号の同相除去性能が良好になります。
図 4. 10MHz の 3 次ベッセル・フィルタを使った
DAC 変調器間インターフェース
Rev. 0
－3/9 －
09740-005
DIFFERENTIAL SWING (V p-p)
1.8
CN-0205
回路ノート
0
4.0
MAGNITUDE
3.5
0
–5
–2.0
–3.0
2.5
–10
2.0
–15
1.5
GROUP DELAY
GROUP DELAY (ns)
3.0
–1.0
MAGNITUDE (dB)
1.0
–4.0
–20
0.5
–5.0
0
–25
10M
1G
100M
BB FREQUENCY (Hz)
09740-006
1
–6.0
1M
10
100
09740-008
BASEBAND FREQUENCY RESPONSE (dB)
1.0
500
FREQUENCY (MHz)
図 8. 300MHz の 5 次バターワース・フィルタを使った
DAC 変調器間インターフェースの周波数応答の
シミュレーション結果
図 6. ADL5375-05 のベースバンド（BB）周波数応答
0
66
RBIN
50Ω
IOUT1N
L1PI
33nH
C1I
3.6pF
IBBP
C3I
6pF
RSLI
100Ω
22
L1NI
33nH
C2NI
22pF
IBBN
L2NI
33nH
C4NI
3pF
C2NQ
22pF
C4NQ
3pF
59
IOUT2N
RBQN
50Ω
RBQP
50Ω
58
IOUT2P
21
L2PI
33nH
9
L1NQ
33nH
C1Q
3.6pF
L2NQ
33nH
C3Q
6pF
–10
–20
–30
QBBN
RSLQ
100Ω
–40
0
100
200
10
L1PQ
33nH
C2PQ
22pF
QBBP
L2PQ
33nH
C4PQ
3pF
300
400
500
FREQUENCY (MHz)
図 9. 300MHz の 5 次バターワース・フィルタを使った DAC
変調器間インターフェースの周波数応答の測定結果
図 7. Fc =300MHz の 5 次バターワース・フィルタを使った
DAC 変調器間の推奨インターフェース・トポロジー
OUTPUT POWER OF COMMON MODE (dBm)
0
–10
–20
–30
–40
NO FILTER
–50
–60
–70
–80
–90
WITH FILTER
–100
–110
–120
300
400
500
600
700
800
900
1000
COMMON MODE FREQUENCY (MHz)
図 10. フィルタの有無による ADL5375-05 の RF 出力の
同相除去性能の測定結果
Rev. 0
09740-009
RBIP
50Ω
ADL5375-05
－4/9 －
09740-010
67
IOUT1P
C4PI
3pF
FILTER RESPONSE (dBm)
C2PI
22pF
09740-007
AD9122
CN-0205
09740-011
回路ノート
図 11. 変調器の出力電力を計算するためのスプレッドシート
AD9122
バイアス設定抵抗と信号スケーリング抵抗の他、ADL5375 の
出力の電力レベルは、DAC のデジタル・バックオフ・レベル
（dBFS）、信号のピークと平均の比、DAC のフルスケール電
流、ナイキスト・フィルタの挿入損失、I/Q 変調器の電圧ゲイ
ンの関数になります。図 11 に示すスプレッドシートを使って
この計算を行うことができます。
OUT1_P
OUT1_N
RSIP
1kΩ
OUT2_N
RBQN
45.3Ω
ADL5375-15 を駆動するためのレベル・シフト
58
OUT2_P
ADL5375-15 は 1500mV の DC バイアス・レベルを必要としま
す。バイアス・レベルの違い以外は ADL5375-05 と ADL537515 は同一です。AD9122 で ADL5375-15 を駆動するには、パ
ッシブまたはアクティブのレベル・シフト回路を使用する必
要があります。図 12 に示すパッシブ・レベル・シフト回路ネ
ットワークでは、4 本の直列抵抗と 4 本のプルアップ抵抗を
使って ADL5375-15 の入力に 1500mV のバイアス・レベルを
生成します。このパッシブ・レベル・シフト回路ネットワー
クでは信号レベルに約 2dB の損失が生じます。
22
RBQP
45.3Ω
9
RLQN
3480Ω
RSQP
1kΩ
RLQP
3480Ω
IBBP
5V
RLIN
3480Ω
RSQN
1kΩ
59
このスプレッドシートは URL（www.analog.com/CN0205PowerCalculator）からダウンロードできます。
IBBN
QBBN
5V
10
QBBP
図 12. AD9122 TxDAC で ADL5375-15 をバイアスするための
パッシブ・レベル・シフト回路ネットワーク
前述のように、AD9122 と ADL5375-15 の間にフィルタを設置
する必要があります。この LC フィルタは、DAC の終端抵抗
（図 13 の R1）と AC 振幅制限抵抗（図 13 の R4）の間の任意
の場所に配置することができます。ただし、図 13 の回路では
R2 による損失が小さいことと変調器の駆動レベルが大きいこ
とで、レベル・シフト回路の設計に柔軟性が得られます。ま
た、この回路によって信号源と負荷のインピーダンスが一致
します。フィルタを使った推奨パッシブ・レベル・シフト回
路網を図 13 に示します。
アクティブ・レベル・シフト回路には ADA4938 のようなデュ
アル差動アンプを使用することができます。この場合、
VOCM ピンに 1500mV を印加することによって出力 DC バイ
アス・レベルが設定されます。ただし、この方法ではインタ
ーフェースの帯域幅がオペアンプによって制限されます。
Rev. 0
RBIN
45.3Ω
21
RLIP
3480Ω
RBIP
45.3Ω
66
ADL5375-15
RSIN
1kΩ
67
－5/9 －
09740-012
AD9122 と ADL5375 の出力電力の計算
CN-0205
回路ノート
REQUIRED DC LEVEL
B = 1.5V
R2
B
R1
R3
AD9122
LC FILTER
R1
IOUT_N
A
ADL5375-15
R4
V1
R3
B
R2
図 13. LC フィルタを使った推奨パッシブ・レベル・
シフト回路網
フィルタの差動信号源インピーダンスと負荷インピーダンス
はそれぞれ
2 × (R1 + R2)
A 点と B 点の DC バイアス・レベルと AC 振幅レベル（図
13）、R2 による減衰、フィルタの信号源インピーダンスと負
荷インピーダンスを計算するのに、下記のスプレッドシート
を使用することができます。このスプレッドシートは URL
（www.analog.com/CN0205-LevelShifter）からダウンロードで
きます。
2 × {R3||(R4/2)} です。
DAC から見たシングルエンドのインピーダンスは
R1||{R2+R3||(R4/2)} です。
R4 は DAC の AC 負荷として機能します。DAC 出力の差動
AC 振幅は
ADIsimRF ツールを使って DAC と変調器の電力レベルを計算
することもできます。このツールは
www.analog.com/ADIsimRF からダウンロードできます。
2 × IFS × R1||{R2+R3||(R4/2)} です。
また、変調器入力の差動 AC 振幅は
レイアウトに関する推奨事項
2 × {R3||(R4/2)}÷{R2+(R3||(R4/2)} に
DAC 変調器間のインターフェースのレイアウトには特に注意
してください。いくつかの推奨事項があります。これらの推
奨事項に従った上面のレイアウトを図 15 に示します。
DAC 出力の差動 AC 振幅を乗じた値です。
DAC
MOD
FILTER
34.0
R2 (Ω)
218
•
全ての I/Q 差動信号のパターン長を一致させます。
R3(Ω)
760
•
R4 (Ω)
750
フィルタの終端抵抗を変調器入力にできるだけ近づ
けて設置します。
IFS (MA)
20
•
DAC 出力の 50Ω 抵抗を DAC にできるだけ近づけて
設置します。
•
信号損失を低減するため、フィルタ回路ネットワー
ク全体のパターン幅を広くします。
•
DAC 出力の全てのパターン、フィルタ回路ネットワ
ーク、変調器出力のパターン、LO 入力のパターン
の周囲にビアを設置します。
•
信号の不要な結合を防止するため、LO 出力と変調
器出力は異なる層に配線するか互いに 90°の角度で
配線します。
V1 (V)
5.00
DAC R
(SINGLE)
31.70
DAC
COMMON VOLTAGE (V)
0.50
DAC SWING (V p_p)
(SINGLE)
0.63
MODULATOR
COMMON VOLTAGE (V)
1.50
MOD INPUT SWING
(V p_p)
0.34
(SINGLE)
LOSS BY R2 (DB)
–5.43
INPUT IMPEDANCE (Ω)
504
OUTPUT IMPEDANCE (Ω)
502
09740-014
SETUP
R1 (Ω)
図 14. レベル・シフト回路のスプレッドシート
Rev. 0
09740-015
A
09740-013
IOUT_P
リターン電流経路を短くするため、LC フィルタは DAC の近
くに配置する必要があります。5V バイアス電源（V1）は変
調器と共用するため、変調器の近くに配置する必要がありま
す。R1、R2、R3、R4 がそれぞれ 34Ω、218Ω、760Ω、750Ω
の場合、AD9122 DAC の出力の 500mV DC バイアスは
ADL5375-15 の 1500mV DC バイアスに相当します。実際には、
図 13 の A 点を 500mV にする必要はありませんが、500mV に
することで DAC 出力のコンプライアンス電圧を超えることな
く、AC 振幅レベルに柔軟性が与えられます。DAC の負荷は
31.7Ω です。フィルタの入力インピーダンスは 504Ω、出力イ
ンピーダンスは 502Ω です。R2 による減衰（DAC 出力と変調
器入力の間の R2 による電圧降下）は、R2 と R3||(R4/2) の組
み合わせによって設定され、この値は約 5.4dB になります。
図 15. レイアウトの一般的な推奨事項
－6/9 －
CN-0205
回路ノート
0mA TO 20mA
IOUT1
50Ω
IOUT1
DPG
DATA
PATTERN
GENERATOR
FDATA
BB
FILTER
50Ω
100Ω
20mA TO 0mA
J6
AD9122
0mA TO 20mA
IOUT2
50Ω
IOUT2
DPG
USB DOWNLOADER
SOFTWARE
SPECTRUM
ANALYZER
ADL5375-05
BB
FILTER
50Ω
100Ω
20mA TO 0mA
J9
J1
AD9122-M5375-EBZ
SIGNAL
GENERATOR
FOR LO
LO
USB
FDAC
AD9122
SOFTWARE
SIGNAL
GENERATOR
FOR FDAC
POWER SUPPLY
09740-016
PC
5V
図 16. テスト・セットアップの機能ブロック図
適切なレイアウトの詳細については、設計サポート・パッケ
ージ（www.analog.com/CN0205-DesignSupport）の AD9122M5375-EBZ レイアウト・ファイルを参照してください。
セットアップとテスト
バリエーション回路
この回路ノートで説明したインターフェースは、20mA のフ
ルスケール電流に設定される TxDAC D/A コンバータ
（AD9779A、AD9788、AD9125、AD9148）と 0.5V のベース
バンド DC バイアス・レベルを必要とする I/Q 変調器のファ
ミリー（ADL5370、ADL5371/ADL5372、ADL5373、ADL5374、
ADL5385、ADL5386 など）の間に使用することができます。
1.
セットアップと測定システムを図 16 に示すように接
続します。
2.
電源を+5V に設定します。
3.
FDAC の信号発生器は 5dBm で 368.64MHz に、LO の信
号発生器は 0dBm で 2140MHz に設定します。
4.
電源と信号発生器をオンします。スペクトル・アナラ
イザを 2 × FDAC MHz（1MHz スパン）に設定します。
5.
図 17 に示す AD9122/AD9125 SPI 制御ソフトウェアを
USB を介して AD9122 にセットアップし、実行します。
www.analog.com-CN0205-DesignSupport の AD9122 評
価ボードのクイック・スタート・ガイドを参照してく
ださい。
このインターフェースは、DAC の終端抵抗を適切に選択する
ことによってバイアス・レベルをある程度調整することで、
低電流変調器 AD8345/AD8349 に適用することもできます。
回路の評価とテスト
同相テストの詳細を以下のセクションで説明します（結果は
図 10 参照）。テスト・セットアップには柔軟性があり、この
回路ノートに示されている以外の測定を行うこともできます。
必要な装置（相当品で置き換え可）
• DPG：ADI デジタル・パターン発生器
6.
• クロック信号発生器：Agilent E4437B
• LO 信号発生器：Agilent 8665B
•
Interpolation（図 17 の“1”）：1×
•
Fine Modulation（図 17 の“2”）：ON
•
Data Rate（図 17 の“3”）： FDAC 周波数と同
一
•
NCO Frequency（図 17 の“4”）：173.32 MHz
DPG をセットアップします（AD9122 評価ボードのク
イック・スタート・ガイドを参照）。
•
DCO Frequency（図 18 の“1”）が FDAC 周
波数に近くなるようにします。
•
Sample Rate（図 18 の“2”）を FDAC 周波数
と同一に、Desired Frequency を 1MHz に設
定します。
• スペクトル・アナライザ：Agilent E4440A
• 電源：Agilent E3631A
Rev. 0
－7/9 －
CN-0205
•
“3”と“4”を図 18 に示すように設定します。
8.
•
図 18 の“1”のボタンをクリックすることに
より、I ベクトルと Q ベクトルをダウンロ
ードします。
信号発生器の FDAC の周波数を変更し、（5）で説明し
た“Data Rate”と（6）で説明した“Sample Rate”を変更
します。
9.
2 × FDAC の同相ノイズ・レベルを測定します（更新）。
2 × FDAC の同相ノイズ・レベルを測定します。
10. （8）と（9）を繰り返します。
09740-017
7.
回路ノート
09740-018
図 17. データ・クロックと NCO 制御に対する SPI 制御のユーザー・インターフェースのセットアップ
図 18. DPG ダウンローダ・ソフトウェアを使った DPG のセットアップ
Rev. 0
－8/9 －
CN-0205
回路ノート
さらに詳しい資料
データシートと評価ボード
CN0205 Design Support Package：
www.analog.com/CN0205-DesignSupport
AD9122 データシート
MT-016 Tutorial：Basic DAC Architectures III: Segmented DACs.
Analog Devices.
AD9122 評価ボード
MT-017 Tutorial：Oversampling Interpolating DACs, Analog
Devices.
AD9122-M 5375-EBZ 評価ボード
MT-031 Tutorial：Grounding Data Converters and Solving the
Mystery of 'AGND' and 'DGND'. Analog Devices.
改訂履歴
MT-101 Tutorial：Decoupling Techniques, Analog Devices.
8/11—Revision 0: 初版
ADL5375 データシート
ADL5375-05 評価ボード
CN-0021 Circuit Note：I/Q モジュレータ ADL5375 と、デュア
ル・チャンネル、1GSPS 高速 D/A コンバータ AD9779A と
のインターフェース回路
CN-0134 Circuit Note：ブロードバンド、低誤差のベクトル・
マグニチュード（EVM）ダイレクト・コンバージョン・
トランスミッタ
CN-0144 Circuit Note：1/2 にデバイドされた LO を用いた、ブ
ロードバンド、低誤差のベクトル・マグニチュード
（EVM）ダイレクト・コンバージョン・トランスミッタ
AN-1039 Application Note：Correcting Imperfections in IQ
Modulators to Improve RF Signal Fidelity, Analog Devices.
AN-1100 Application Note：Wireless Tranmitter I/Q Balance and
Sideband Suppression, Analog Devices.
AN-0996：The Advantages of Using a Quadrature Digital
Upconverter (QDUC) in Point-to-Point Microwave Transmit
Systems, Analog Devices.
ADIsimPLL Design Tool
ADIsimRF Design Tool
AD9122 Evaluation Board Quick Start Guide
Analog Devices Data Pattern Generator (DPG)
「Circuits from the Lab／実用回路集」はアナログ・デバイセズ社製品専用に作られており、アナログ・デバイセズ社またはそのライセンスの供与者の知的所有物です。お客さまは
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よび登録商標は各社の所有に属します。
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