淺談數位相框電源模組之設計 1 前言 2 電路架構 沛亨半導體產品應用工程師 陳威銘 隨著生活水準的逐漸提昇，消費大眾對於生活品質的要求也愈來愈高，讓許多提高生活品質 與提供高度便利性的數位電子產品已漸漸地進入消費大眾的日常生活中。而近年來，隨的 TFT 液晶顯示器(LCD Display)模組與控制晶片…等的成熟發展，使得數位相框(Digital Photo Frame, DPF)於這些眾多的數位電子產品中快速崛起，成為相當熱銷的消費性電子商品。 目前，數位相框本身除了講求高畫質與大儲存容量外，其特殊功能(例如：影音播放功能、 電子書、無線傳輸…等)的設計與電量的消耗也為消費者選購時關心的重點。此外，美觀與輕薄 小巧的造型設計也是吸引消費者的重點之一。因此，如何設計體積小、效率高的數位相框電源模 組，使其能更為節能且外型能夠更為輕薄小巧，亦為產品設計上的重要課題。有鑑於此，本文將 說明如何來設計出一體積小、效率高的數位相框電源模組。 圖 1 數位相框系統方塊圖 圖 1 所示為一般的數位相框系統方塊圖，由圖中可發現，數位相框的輸入電源是由 5V 的電 源供應器所提供，而其系統本身的電源模組則主要包含了驅動液晶顯示器背光模組的升壓式轉換 器(Boost Converter)或充電泵浦式轉換器(Charge-Pump Converter)、提供液晶顯示器偏壓電源 的多組輸出轉換器 (Multi-Output Converter)、提供 I/O 與週邊元件電源的線性穩壓器 (Linear Regulator)或降壓式轉換器(Buck Converter)、提供記憶體(Memory)電源的的線性穩壓器或降壓 式轉換器及提供 DSP 晶片電源的線性穩壓器或降壓式轉換器。 而由圖 1 的電源模組中可發現，液晶顯示器背光模組的驅動部分，有升壓式轉換器與充電泵 浦式轉換器兩種電路架構可選用，一般充電幫泵式的電路架構主要是利用電容來達成能量的傳 遞，如圖 2(A)所示，因不需額外的儲能電感，使得電路本身具有體積小、成本低廉等優點，但 相對的其有轉換效率較低的缺點。反之，升壓式轉換器則需要使用儲能電感來達成能量的傳遞， 如圖 1(B)所示，因此整體的電路成本相對較高，但此種架構的轉換效率相對地較充電泵浦式的 架構來得高。而電源模組中降壓的電源部分，亦有線性穩壓器與降壓式轉換器兩種電路架構可選 擇，一般線性穩壓器的電路架構主要是透過串聯的輸出元件(series-pass element)來調節輸出電 壓，如圖 2(C)所示，因此不需額外的儲能元件，使得電路本身相當簡單，且具有體積小、成本 低廉等優勢，但相對的其有轉換效率低的缺點，當輸入電壓與輸出電壓的差值愈大時，其轉換效 率將會愈低。反之，降壓式轉換器則需要使用儲能電感來達成能量的傳遞，因此整體的電路成本 相對較高，但此種架構的轉換效率相對地較線性穩壓器的架構來得高許多。 DC Source Energy Pond Energy + Load Reservior (A) DC Source Energy Pond Energy + Load Reservior (B) DC Source Series-Pass Element + Energy + Load Reservior (C) 圖 2 能量傳遞方式 此外，若欲更進一步提昇電路的轉換效率，則對於切換式電源轉換器的部分則建議採用同步 整流架構。同步整流架構與基本的非同步整流架構最主要的不同點在於將原本轉換器電路中的二 極體改由一主動功率開關 S 取代之，如圖 3 所示；並改由兩個互補的觸發訊號，以某個切換頻 率、某個導通率(Duty Ratio)來控制兩個主動功率開關的導通與截止。而為了避免發生短路的現 象，兩個主動功率開關 S 、S 將不可同時導通，因此設計上會在兩觸發訊號之間加入一短暫的 怠遲時間(Dead Time)，在這段期間電感上的電流將會改由流經與主動功率開關 S 並聯的反向二 極體。一般而言， MOSFETs 本身的內建反向二極體 (Body Diode)的順向導通電壓 (Forward Voltage)、導通速度等都不及市面上通用的蕭特基二極體 (Schottky Diode)，因此為了讓效率更 佳，可在主動功率開關 S 旁並聯一顆速度較快的蕭特基二極體，來改善電路的效率。 2 1 2 2 2 VIN S1 L VOUT S2 C 圖 3 同步整流降壓架構 由於數位相框的電源模組可採用之電路架構相當眾多，最終是要採用架構簡單、體積小的 電源轉換器或是價格較昂貴、體積可能較大但效率高的電源轉換器，則有賴產品設計者自行去衡 量取決。 3 設計實例 底下將以採用 5V 的電源供應器作為輸入電源的情況為例，說明如何來設計一數位相框的電 源模組。 3-1 應用電路 圖 4 為數位相框電源模組的應用電路，以沛亨半導體所推出的白光 LED 驅動 IC - AIC3643、 多組輸出轉換器 - AIC1882、USB Switch - AIC1516 與線性穩壓器 - AIC1747 & AIC1190 所構 成。其中 AIC3643 為一固定切換頻率、高效率、採用電流模式脈波寬度調變 (Current-Mode Pulse-Width-Modulation)控制方式的升壓式轉換器，其高達 1.2MHz 的切換頻率，將可適當地減 少外部應用電路的體積。此外，其具有 100mV 的低回授電壓，並有內建過電壓保護電路，因此 非常適合用來驅動 LCD 顯示器的白光 LED 背光模組。而 AIC1882 則為包含一組升壓式轉換器 及兩組充電幫浦式轉換器的多組輸出轉換器，其升壓式轉換器使用的控制方式亦為電流模式的脈 波寬度調變，因此藉由選用適當的週邊元件，可達到快速的動態響應特性，而其高達 1MHz 的 切換頻率，亦能適當地減少外部應用電路的體積。此外，其兩組充電泵浦式轉換器可用來產生 LCD 面板所需的正、負 Gate 電壓。由於 AIC1882 本身有內建正、負 Gate 電壓的穩壓回授控制 電路，因此正、負 Gate 電壓皆能被調節在所需的電壓準位。 U1 2 EN 3.3Vo AIC1190-33 VIN 1 4 VOUT EN 5 BP GND C1 2.2uF C2 2.2uF 3 C3 22nF L1 D1 SR24 6.8uH U3 1 AIC1747-25 2.5Vo VIN 2 GND U4 R3 4 BP 3 EN R1 91K 5 VOUT C6 1uF EN 100k C7 1uF C8 0.1nF 1 U2 1 EN AIC1190-18 VIN 1.8Vo 4 VOUT EN C10 0.1uF 5 BP 5 6 7 GND C14 2.2uF C15 2.2uF LX INTG 4 C11 0.1uF TGND FB 3 10 AIC1882 RDY 2 R4 2 +10Vmain C4 10uF 8 PGND IN SUPP GND DRVP REF SUPN FBP DRVN FBN SHDN 3 C17 22nF C5 3.3uF*3 R2 13K 16 15 14 13 C9 0.1uF 12 11 C12 0.1uF C13 0.1uF 10 9 C16 0.1uF SD D3 BAT54S R5 5Vi 10K U5 7 C24 6 4.7uF 5 CTLA 1 CTLA IN 2 FLGA GND FLGB OUTB CTLB C21 33uF C22 680pF R9 R10 50k 200k C19 0.1uF C23 0.22uF 3 4 CTLB OUTB C25 33uF L2 6.8uH D2 SS1040 U6 C27 2.2uF VIN SHDN +15Vpos C18 1uF OUTA AIC1516 OUTA R6 50k FLGB R8 10K 8 550k FLGA R7 SW C26 1uF*3 LED1 LED2 LED3 LED4 LED5 LED6 LED7 LED8 LED9 LED10 LED11 LED12 SHDN OVP GND FB AIC3643 LED13 LED14 LED15 LED16 LED17 LED18 RFB1 RFB2 RFB3 RFB4 RFB5 RFB6 5 5 5 5 5 5 圖 4 應用電路 D4 BAT54S C20 1uF -5Vneg 週邊元件值選擇 I 升壓電感（L ） 升壓電感的感值大小與轉換器的操作頻率高低將會影響到電感電流的漣波大小。 3-2 AIC3643 2 ∆IL 2 = VIN D 3643 fOSC _ 3643 ⋅ L 2 (1) 其中 f 與 D 分別為 AIC3643 升壓式轉換器的操作頻率和功率開關的導通率。在此設計 中，設定 f =1.2MHz、ΔI =400mA、V =11V，則升壓電感 L 的大小可由下式決定 之 OSC_3643 3643 OSC_3643 L2 ≥ L2 VIN OUT_LED D3643 ≈ 5.7µH fOSC _ 3643 ⋅ ∆IL 2 2 (2) 選擇升壓電感 L 為 6.8µH。 此外，為避免電感鐵芯的飽和，所選用的電感的飽和電流必須大於轉換電路的最大電感電 流峰值。假設最大輸出電流 I 為 120mA、電路的轉換效率η為 0.8，則電感電流的峰值 可由下式決定之 2 OUT_LED(MAX) IL 2 _ PEAK = IIN _ 3643 (max ) + = VIN 2 × fOSC _ 3643 ⋅ L 2 IOUT _ LED(MAX ) ⋅ VOUT _ LED η ⋅ VIN + D3643 VIN 2 × fOSC _ 3643 VIN 1 − ≈ 497mA ⋅ L2 VOUT _ LED (3) 輸出電容 (C ) 為降低功率切換開關的快速切換所產生的輸出電壓漣波和雜訊，建議採用具有低等效串聯 電阻（Equivalent Series Resistance, ESR）的陶瓷電容來作為 AIC3643 升壓式轉換器的輸出電 容。在此設計中，輸出電容 C 選用三個 1µF/16V 的陶瓷電容並聯。 III 回授電阻(R ~R ) 設定每一串 LED 的順向電流 I 為 20mA，則回授電阻 R ~R 可由(4)決定之 II. 27 6 FB1 FB6 LED RFB1 ~ RFB6 = VFB _ 3643 ILED = FB1 100mV = 5Ω 20mA FB6 (4) 週邊元件值選擇 3-3-1 升壓式轉換器的部分 I. 升壓電感 (L ) 升壓電感的感值大小與轉換器的操作頻率高低將會影響到電感電流的漣波大小。 3-3 AIC1882 1 ∆IL1 = VIN fOSC _ 1882 ⋅ L1 D1882 (5) 其中 f 與 D 分別為 AIC1882 中升壓式轉換器的操作頻率和功率開關的導通率。在此設 計中，設定 f =1MHz、ΔI =400mA、V =10V，則升壓電感的大小可由下式決定之 OSC_1882 1882 OSC_1882 L1 ≥ VIN fOSC _ 1882 ⋅ ∆IL1 L1 D1882 ≈ 6.3µH main (6) 選擇升壓電感 L 為 6.8µH。 此外，為避免電感鐵芯的飽和，所選用的電感的飽和電流必須大於轉換電路的最大電感電 流峰值。假設最大輸出電流 I 由下式決定之 main(MAX) IL1 _ PEAK = IIN _ 1882 (max ) + = II. 為 200mA、電路的轉換效率η為 0.8，則電感電流的峰值可 VIN D1882 2 × fOSC _ 1882 ⋅ L1 Imain(MAX ) ⋅ Vmian η ⋅ VIN + VIN 2 × fOSC _ 1882 V 1 − IN ≈ 684mA ⋅ L1 Vmain (7) 輸出電容 (C ) 假設最大漣波電壓ΔV 為 30mV，則最小輸出電容可由(8)決定之 6 main C6 ≥ Imain (MAX ) D1882 ≈ 3.4µF fOSC _ 1882 ⋅ ∆Vmain (8) 此外，輸出電壓的漣波大小亦受到輸出電容本身 ESR 大小的影響。 ∆Vmian = ∆ID1 ⋅ ESR (9) 在此設計中，輸出電容 C 選用三個 3.3µF/16V 的陶瓷電容並聯。 III. 分壓電阻 (R 與 R ) 在待機時間，分壓電阻將會持續的消耗能量，因此選用較大的分壓電阻，將可適度的縮減轉 換電路的待機電流。在此設計中，選擇 R 為 13kΩ，則 R 可由下式決定之 6 1 2 2 V R1 = R 2 × mian − 1 = 91kΩ 1.25 1 (10) 回授補償的積分電容 (C ) 為避免由於系統的不穩定造成輸出電壓的漣波過大與電路的轉換效率過低，AIC1882 需一 額外的補償網路來補償其回授迴路。一般的 Type II 補償網路，會有一個 R 來設定回授迴路 的增益以提昇電路的動態響應。當 R 決定後，則會串聯一個 C 來設定回授迴路的零點來 維持電路的穩定性，最後再並聯一個 C 來消除由輸出電容與其本身的 ESR 所造成的零點， 而當使用陶瓷電容來作為輸出電容時，由於陶瓷電容本身的 ESR 很小，因此 C 將可不需要。 在 AIC1882 的設計中，因為 R 已經內建在 IC 內部了，且輸出使用陶瓷電容，因此 C 在 實際的回授網路中並不需要，所以外部只需要選掛一個回授補償的積分電容 C =680pF 即可使 迴路達到穩定。 3-3-2 充電泵浦式轉換器的部分 I. 輸出電容 (C & C ) 假設充電泵浦式轉換器的最大輸出電流 I =I =30mA 且最大輸出漣波電壓Δ V =Δ V =50mV，則充電泵浦式轉換器的最小輸出電容可由以下公式來計算得到: IV. 23 comp comp comp comp1 comp1 comp comp1 23 19 21 POS NEG POS NEG C19 ≥ C 21 ≥ IPOS 2 × fOSC _ CHG × ∆VPOS INEG 2 × fOSC _ CHG × ∆VNEG = 0.6µF (11) = 0.6µF (12) 其中 f 為 AIC1882 中充電泵浦式轉換器的操作頻率，其值為 AIC1882 中升壓式轉換器操 作頻率的一半。在此設計中，輸出電容選用 1µF/16V 的陶瓷電容。 OSC_CHG 飛馳電容 (C & C ) 飛馳電容是用來做為充電泵浦式轉換器能量傳遞的媒介，一般而言，飛馳電容的容值和輸出 電容的容值的比利大約為 1:10。在低輸出電流的應用情形下，0.1µF 飛馳電容將可滿足大部分的 使用情況。在此設計中，飛馳電容選用 0.1µF/16V 的陶瓷電容。 III. 分壓電阻 (R ,R ,R 與 R ) 選擇 R 和 R 為 50kΩ，則 R 和 R 可分別由(13)和(14)決定之 II. 16 5 6 19 6 9 10 9 5 V R 5 = R 6 POS − 1 = 550kΩ V REF R10 = R 9 VNEG VREF = 200kΩ 10 (13) (14) 其中 V 為正充電泵浦式轉換器的輸出電壓，V 為負充電泵浦式轉換器的輸出電壓，而 V 則為 AIC1882 的參考電壓值。 至此，整個轉換器的週邊元件值已大致完全計算出來，提供給電路設計者參考。基本上為求 整體體積能達到較小化，電感與電容的選用以符合電壓電流的規格即可，元件的體積則可以盡可 能的小。 4 結論 其實要設計一個數位相框的電源模組並不困難，只要能夠了解輸入電源規格以及系統所需要 的電壓、電流與轉換效率…等電氣規格，再選用合適的電路架構、電源 與電路週邊元件，應 該都可以完成一個符合自己所需的電源模組。 POS NEG REF IC