Product Highlights Cost Effective Linear/RCC Replacement • 가장 저렴한 비용과 부품수, 정전압,정전류(CV/ CC) 솔루션 • 바이어스 권선 피드백으로 최적화 • 75%까지 경량화된 파워 서플라이로 선적비용 절감 • CV/CC 솔루션으로 바이어스된 1 차측은 2 차측 부 품을 10 에서 20 여개를 줄여 시스템 비용 절감 • 단락 회로와 오픈루프 고장보호용 오토 리스타트 를 완전히 통합 – 외부 부품 비용을 절감 • EMI 를 상당히 감소시키도록 최적화된 스위칭 특성 을 갖는 42 ㎑ 동작 • 저렴하고 작은 크기의 EE13 코아로 3W 출력 Much Higher Performance Over Linear/RCC • • • • • 유니버셜 입력범위로써 전세계에서 동작가능 전력손실을 70%까지 감소 – 케이스 크기 감소 2 차측 피드백이 없는 CC/CV 출력 특성 시스템 레벨 온도보호와 전류제한 보호 바이어스 커패시터 하나를 추가하여 단일 고장시 요구사항을 충족시킨다. • CC 범위에서 제어된 전류는 고유의 소프트 스타트 를 제공한다. • 포토 커플러 피드백으로 출력전압 정밀도 향상 Figure 1. (a) 일반적인 어플리케이션 – 최적화된 회로가 아님. (b) 출력 특성오차 포락선 EcoSmart – Extremely Energy Efficient • 무부하, 265VAC 에서 300mW 미만 소비 • Blue Angel, Energy Star, EC 요구사항 충족 • 전류 감지저항 불필요 – 효율 최대화 Applications • 3W 이하 어플리케이션에서 리니어 트랜스포머 대체 • 셀룰러 폰, 무선 전화기, PDA, 디지탈 카메라, MP 3/휴대용 오디오, 면도기등 충전기 • 홈 어플라이언스, 백색가전, 소비자 가전 • 정출력 전류 LED 조명 어플리케이션 • TV 스탠바이, 다른 보조 서플라이 Description LinkSwitch 는 리니어 트랜스포머/RCC 충전기와 아답 터를 대체하기 위해 같거나 낮은 시스템 가격으로 더 높 은 성능과 에너지 효율을 갖도록 특별히 디자인되었다. LNK520 은 LNK500 과 동등하지만 바이어스 권선 피드 Table 1. Note : 1. 밀폐된 아답터내에서 설계된 출력 파 워는 주위온도 50℃에서 측정되었다. 2. 출력 특성에서 확인된 Min(CV 전용 설계)와 Typ(CV/CC 충전기 설계) 파워점은 그림 1(b)를 참조하라. 3. 파워를 증가시키기 위해서는 더 높은 reflected 전압 트랜스포머 디자인을 사용하라 – Key Application Consideration 섹션을 참 조하라. 4. Part Odering Information 을 참조하라. 백의 사용에 대해 최적화되었고 EMI 를 감소시키 기 위한 스위칭 특성을 향상시킨다. 게다가 바이어스 와 출력권선이 자기적으로 잘 커플링되면, 출력전압 부하 레귤레이션은 향상될 수 있다. 75%까지의 효율과 300 mW 미만의 무부하 소비전력으로, LinkSwitch 솔루션 은 리니어 디자인에 비해 최종유저의 에너지를 절감하 여 1 년내에 파워 서플라이 비용에 대한 댓가를 충분히 얻을수 있다. LinkSwitch 는 700V 파워 MOSFET, PWM 컨트롤, 고전압 스타트-업, 전류 제한과 서멀 셧 다운 회 로를 하나의 IC 로 통합하였다. December 2004 Figure 2. 블럭 다이아그램 Pin Functional Description DRAIN(D) Pin: 파워 MOSFET 드레인 연결. 스타트-업에 필요한 내부 동작 전류 공급. 드레인 전류에 대한 내부 전류 제한 감 지포인트 CONTOL(C) Pin: 듀티 싸이클과 전류제한 컨트롤에 대한 에러 증폭기와 피드백 전류 입력 핀. 정상 동작중에 내부 바이어스 전 류를 공급하기 위한 내부 션트 레귤레이터 연결. 또한, 서플라이 바이패스와 오토 리스타트/보상 커패시터와 의 연결점으로서 사용된다. SOURCE(S) Pin: 고전압 파워 그라운드용 출력 MOSFET 소스 연결. 1 차측 컨트롤 회로 접지와 레퍼런스 포인트. 2 D 12/04 Figure 3. 핀배열 LinkSwitch functional Description 듀티 싸이클, 전류제한과 동작 주파수와 CONTROL 핀 과의 관계는 그림 4 에 있다. 그림 5 는 LinkSwitch 동작 을 아래에 설명하기 위해 사용된 일반적인 파워 서플라 이 회로도 아웃라인이다. Power Up 파워 업하는동안 VIN 이 처음 공급되기 때문에(그림 5), CONTROL 핀 커패시터 C1 은 내부적으로 DRAIN 핀과 SOURCE 핀에 연결된 고전압 스위칭 전류소스를 통 하여 충전된다(그림 2 참조). CONTROL 핀 전압이 SO URCE 핀과 약 5.6V 차이가 나면, 고전압 전류 소스가 오프되고, 내부 컨트롤 회로는 활성화되며, 고전압 내부 MOSFET 은 스위칭을 시작한다. 이 포인트 에서 C1 에 축적된 전하는 칩의 내부소비 전력을 공급하는데 사용 된다. Constant Current(CC) Operation 출력 전압과 트랜스포머 바이어스 권선사이에 걸리는 reflected 전압이 직선적으로 증가함에 따라, R1 을 통해 흐르는 피드백 CONTROL 전류 IC 는 증가한다. 그림 4 와 같이, 내부전류제한은 IC 를 증가시켜 IC 가 IDCT 와 같 아질때 ILIM 에 도달한다. 내부 전류제한 vs. IC 특성은 파 워 서플라이 출력전압이 상승해도 일정한 파워 서플라 이 출력전류를 공급하기 위해 디자인되었다. Constant Voltage(CV) Operation IC 가 일반적으로 2mA(그림 4)인 IDCS 를 초과하면, 최 대 듀티 싸이클은 감소한다. 파워 서플라이 입력 전압 에 의존하는 IC 값에서, 듀티싸이클 제어는 LinkSwitch 피크 전류를 내부 전류 제한값 이하로 제한한다. 이 포 인트에서, 파워 서플라이는 CC 에서 CV 동작으로 전환 한다. 일반적인 유니버셜 입력 디자인의 최소 입력 전압 에서, 이 변화는 대략적으로 30% 듀티 싸이클에서 발생 한다. 따라서 R1(그림 5)은 VOUT 이 최소 파워 서플라이 입력전압에서 의도된 값일 때, IC 값이 대략 IDCT 와 같은 값으로 이끌어 내기 위해 선택된다. R1 의 최종 선택은 회로 디자인의 나머지가 완료되었을때 한다. 듀티 싸이 클이 대략 4% 아래로 떨어질 때, 주파수는 감소하고, 감 소된 주파수는 가벼운 부하조건에서 에너지 소비를 감 소시킨다. Figure 4. CONTROL 특성 Auto-Restart Operation 출력회로의 쇼트 또는 오픈 루프와 같은 고장 상태가 CONTROL 핀으로의 외부 전류 흐름을 막을때, 커패 시터 C1 은 4.7V 까지 방전한다. 4.7V 에서, 오토 리스 타트는 활성화되고, 이는 MOSFET 을 오프시키고 컨 트롤 회로를 저전류 고장 보호모드로 만든다. 오토 리스 타트에서, LinkSwitch 는 고장상태가 제거되었을 때, 정 상적인 파워 서플라이 동작으로 복구될 수 있도록 주기 적으로 파워 서플라이를 리스타트한다. Figure 5. 파워 서플라이 회로 개요 D 12/04 3 Figure 6. 포토 커플러 피드백으로 정밀한 CV 레귤레이션을 제공하는 파워 서플라이 회로개요 위에 설명한 특성은 2 차측 전압 또는 전류 피드백 필요 없이 대략적인 CV/CC 파워 서플라이 출력을 공급한다. 출력 전압 레귤레이션은 C2 에 걸리는 전압이 reflected 출력 전압을 얼마나 잘 따라가는가에 영향을 받는다. 이 트랙킹은 트랜스포머 출력과 바이어스 권선간 커플링 의 영향을 받는다. 정밀한 커플링은 CV 레귤레이션을 향상시키고, 단지 낮은 값의 저항 R2 만 필요로 한다. 나 쁜 커플링은 CV 레귤레이션을 나쁘게 하고 바이어스 권선 전압 파형에서 누설 인덕턴스 스파이크를 필터하 기 위해 높은 값의 저항 R2 가 필요하게 된다. 표준 트랜 스포머 구조 기법이 사용된 이 회로는 리니어 트랜스포 머보다 훨씬 좋은 출력 부하 레귤레이션을 제공하고, 많은 저전력 어플리케 이션에서 이상적인 파워 서플라 이 솔루션을 만들게 한다. 더 정밀한 부하 레귤레이션이 필요하다면, LinkSwitch 에 의해 제공된 정출력 특성을 사용할지라도, 포토 커플러 구성을 사용할 수 있다. Optional Secondary Feedback 그림 6 은 출력 전압 레귤레이션을 향상시키기 위해 포토 커플러 피드백과 같이 LinkSwitch 를 사용한 일반 적인 파워 서플라이 회로의 아웃라인이다. 1 차측에서, 회로는 그림 5 와 단지 포토 커플러 U1 트랜지스터를 R1 에 병렬로 연결한 것만 다르다. 2 차측에서, 전압감지 회로부품 R4, VR1 과 U1 LED 를 추가하여 전압 피드백 신호를 공급한다. 향상된 출력 전압 오차와 케이블 전압강하 보상이 필요하면 더 정밀 한 레퍼런스를 필요로 하지만, 예제에서는 단일 제너 (VR1) 레퍼런스를 사용한다. R4 는 VR1 의 바이어스를 공급한다. 레귤레이션된 출력전압은 VR1 제너 전압과 U1 LED 의 순방향 전압강하의 합과 같다. R5 는 출력 리플때문에 일어나는 U1 LED 피크 전류를 제한하기 위한 선택적인 저저항이다. U1 전류와 VR1 의 저항 기 4 D 12/04 울기에 대한 제조업체의 사양은 R5 의 필요여부를 결정 하기 위해 검토되어져야 한다. 파워 서플라이가 정전류 범위에서 동작할 때, 예를 들면 배터리 충전시 스타트 업에서, 출력 전압은 U1 과 VR1 으로 결정되는 전압 피드백 경계값 이하이고, 포토 커플 러는 완전히 오프된다. 이 범위에서, 회로는 그림 5 에서 C2 에 인가되는 전압을 참조하여 먼저 설명한 것과 똑 같이 동작하고, 출력 전압이 증가함에 따라 R1 에 흐르 는 전류는 증가하고, LinkSwitch 내부 전류제한은 비슷 한 CC 출력 특성을 공급하기 위해 조정된다. 출력이 U1 과 VR1 에 의해 설정된 전압 피드백 경계값 에 도달하면, 포토 커플러는 온된다. 파워 서플라이 출 력 전압이 더 이상 증가하면 U1 트랜지스터 전류가 증 가한다. LinkSwitch 에서 CONTROL 전류가 증가한 결 과는 그림 4 에 따라서 듀티 싸이클이 감소하고, 그에 따라 출력 전압 레귤레이션을 유지한다. 그림 7 은 출력 특성에 대한 포토 커플러의 영향이다. 사 선으로 둘러싸인 면적은 포토 커플러가 사용되지 않았 을 때 가장 악조건 파워 서플라이 DC 출력 전압과 전류 오차(unit-to-unit 와 입력 전압범위 이상)를 나타낸다. 고 유한 (포토 커플러가 없는) 출력 특성의 일반적인 예는 점선이다. 이는 U1, R4, R5 VR1 이 제거되었을 때 나타 날 수 있는 특성이다. 포토 커플러 피드백은 그림에서 실선으로 표시된 특성을 나타낸다. 그림 7 의 부하 변화 에 대한 화살표는 배터리 충전중에 일반적으로 나타나 는 출력 특성의 궤적이다. 두 개의 특성은 출력 전압이 상승할 때까지는 똑같지만 전압 피드백 경계값에 도달 되면 그림에서 보듯이 분리 된다. 이는 그림 7 에서 표시 한 고유한 CC 에서 CV 로 변환점에서 전압 피드백 경계 값이 출력전압 이상일 때 볼수 있는 특성이다. Figure 7. 포토 커플러가 파워 서플라이 출력특성에 미치는 영향 Figure 8. 포토 커플러 레귤레이션이 있는 출력특성(전압 피드백 경계값이 감소) 그림 8 은 전압 피드백 경계값이 고유 CC 에서 CV 변환 점에서의 전압보다 낮게 설정되어 있는 경우이다. 이 경 우, 출력 전압이 상승함에 따라, 2 차측 피드백 회로는 고유 CC 에서 CV 변환이 발생하기 전에 제어한다. 실제 배터리 충전기 어플리케이션에서, 이는 간단하게 출력 전압을 낮은 값으로 제한한다. 그러나 실험 벤치 테스 트에서는, 파워 서플라이 출력 특성을 낮은 출력 전류에 서 시작하여 점차 부하를 증가시켜 테스트하는 것이 종 종 더 편리하다. 이 경우, 포토 커플러 피드백은 그림 8 에서처럼 피크 출력 파워커브에 도달될때까지 출력 전 압을 조절한다. 이 조건하에서, 출력 전류는 피크 파워 포인트에 도달되고, 포토 커플러가 오프될 때까지 상승 시키기 위해 지속될 것이다. 포토 커플러가 오프되면, CONTROL 핀피드백 전류는 R1 에 의해 결정되고 출력 전류는 그림에서처럼 고유 CC 특성으로 돌아간다. 부하 변동의 이러한 형태는 일반적으로 배터리 충전기에서는 발생하지 않기 때문에, 실제 어플리케이션에서는 출력 전류는 결코 고유의 정전류값을 오버슈트하지 않는다. 몇 몇 어플리케이션에서는, 부하 변동 방향과 관계없는 약간의 출력 오버슈트를 피하기 위해서 필요할 수도 있 다. 이 목적을 이루기 위해, 최소 전압 피드백 경계값은 VO(MAX)에 설정되어야 한다. 이는 고유특성의 CC 에서 CV 로의 변환점에서 전압은 항상 전압 피드백 경계값 이하에서 발생할 것을 보장한다. 그러나, 고유 CV 특성 D 12/04 5 Figure 9. LNK520 을 사용한 고압측 구성 : (a) 회로 개요도 (b) 일반적인 출력특성 포락선 오차가 포토 커플러 피드백 회로의 오차가 추가되었기 때문에, 출력전압의 오차가 증가된다. 또한 LNK520 은 그림 9(a)와 같이 고압측 구성으로 사 용될 수 있다. 이 구성은 비슷한 CC/CV 파워 서플라이 특성이 있는 매우 적은 부품 수의 솔루션을 제공한다. 일반적인 출력 특성 곡선은 은 그림 9(b)이다. 이 구성은 출력 CC 오차가 크거나 규정되어 있지 않은 매우 저렴한 충전기와 아답터 어플리케이션에 이상적이 다. 일반적인 어플리케이션은 리니어 트랜스포머의 대 체가 요구되는 저렴한 충전기와 아답터를 포함한다. 고 전압 DC 입력이 있는 어플리케이션에서, 회로는 입력 정류용 다이오드, EMI 필터 쵸크와 입력 커패시터를 제 거하여 훨씬 간단해진다. 이러한 형태의 일반적인 어플 리케이션은 가정용 가전과 산업용 설비보조 서플라이를 포함한다. 고압측 구성에서, CONTROL 핀은 C2 에 인가된 전압 에서 발생된 피드백 전류를 R1 을 통해 받는다. 처음으 로, 이 전압은 LNK520 스위칭 싸이클의 오프 타임동안 VOUT 이 1 차측에 반영되고 C2 에 인가되어 나타나기 때 문에 VOUT 에 비례한다. 따라서 출력 CV 레귤레이션은 C2 에 인가된 전압이 출력전압을 얼마나 잘 따라가느냐 에 따라 결정된다. 이 트랙킹은 에러를 발생시키는 트랜 스포머 누설 인덕턴스에 의해 영향받는다. R2 와 C2 에 의해 부분적으로 필터되는 이 에러는 출력 CV 레귤레이 션 특성에서 기울기를 야기시킨다. LNK520 은 피드백 전압을 트랙킹하는 바이어스 권선을 가지고 사용하는데 있어 최적화 되어있고, 일반적으로 출력 전압은 그림 9 (a)의 고압측 구성보다 더 좋다. 결과적으로, 고압측 구 성에서 증가된 누설 에러는 그림 9(b)의 출력 CC 특성 면적에 의해 표시된 것처럼 출력 전류를 증가시켜 출력 전압을 떨어뜨 린다. 고압측 구성에서, SOURCE 핀과 회로의 패턴은 스위칭 노드의 형태를 이룬다. EMI 성능을 최적화하는데 특별 6 D 12/04 한 주의를 기울여야 한다. LNK520 내부 MOSFET 스위 칭 특성은 특히 방사 스펙트럼(>30 ㎒)에서 EMI 를 매우 많이 감소시키도록 디자인되었다. 그러나, SOURCE 패 턴 면적은 최소화되어야 하고 EMI 필터는 SOURCE 노 드로부터 가능한 멀리 떨어져야 한다. 고전압 DC 입력 전압이 필요한 어플리케이션에서 시스템 레벨 EMI 필 터링은 일반적으로 파워 서플라이에서 멀리 떨어져 있 고 PCB 레이아웃은 덜 치명적이다. Applications Example 그림 10 의 회로는 저압측 구성에 LinkSwitch 를 사용한 유사한 정전압/정전류(CV/CC)의 일반적인 구성이다. 이 디자인은 5.5V 의 정상 피크 파워에서의 전압과 500 mA 의 전류로 2.75W 를 전달한다 (그림 11). 효율은 85 VAC~265VAC 의 입력범위에서 65% 이상이다. 브릿지 정류기 D1~D4 는 AC 입력을 정류한다. 정류된 AC 는 C1, C2 에 의해 평활되고 L1 과 같이 파이(π) 필 터로 디퍼런셜 모드 전도성 EMI 를 필터한다. 저항 RF1 은 1 차측 회로의 쇼트와 입력 서지로부터 회로를 보호 하기 위해 잘 녹고 불에 타지 않는 타입이고 부가적으로 디퍼런셜 EMI 필터링을 제공한다. 42 ㎑의 스위칭 주파 수는 Y-커패시터 없이 간단한 EMI 필터를 사용할 수 있 도록 하면서 국제적인 EMI 규격을 충족시킨다. 파워가 공급되면, 고전압 DC 는 LinkSwitch(U1)의 DRA IN 핀에 인가된다. 그리고 CONTROL 핀 커패시터 C5 는 내부적으로 DRAIN 과 SOURCE 핀에 연결된 스위 칭된 고전압 전류소스를 통하여 충전된다. CONTROL 핀이 SOURCE 핀과 약 5.6V 의 차이가 나면, 내부 전류 소스는 오프된다. 내부 컨트롤 회로는 활성화되고, 고전 압 MOSFET 은 IC 에 파워를 공급하기 위해 C5 의 에너 지를 사용하여 스위칭을 시작한다. Figure 10. LinkSwitch 를 사용한 2.75W 정전압/정전류(CV/CC) 충전기 Figure 11. 그림 10 회로에서 측정된 출력 특성 트랜스포머의 2 차측은 부하에 DC 출력을 공급하기 위 해 D7 과 C6 에 의해 정류되고 필터된다. LinkSwitch 는 1 차 측에서 정전압과 정전류 범위를 컨트롤하여 2 차측 을 간단화시킨다. 이는 1 차측 바이어스 전압을 모니터 링하여 실행된다. 다이오드 D5, C4, R1 과 R2 는 1 차측 클램프 네트워크 형태를 이룬다. 이는 누설 인덕턴스로 인한 피크 DRAI N 전압을 제한한다. 저항 R2 는 U1 이 온되었을 때 D5 를 통하는 역전류를 제한하여 느리고, 저렴한 정류 다이 오드를 사용할 수 있게 한다. 슬로우 다이오드의 선정은 D 12/04 7 방사 EMI 를 향상시키고, 특히 무부하에서 CV 레귤레 이션을 향상시킨다. CV 레귤레이션중에 출력은 턴비에 의해 증가된 1 차측 바이어스 전압과 같아진다. 바이어스 전압은 CONTRO L 핀 전압(약 5.7V), 바이어스 피드백 저항 R4 에 인가된 전압, D6B 의 순방향 전압의 합이다. 저항 R3 은 이 저 항에 인가되는 전압 강하가 작기 때문에 무시될 수 있다. CV 동작에서, R4 에 인가된 전압은 CONTROL 핀 전류 IDCT(2.15mA)에 R4 의 저항값을 곱한 것과 같다. 출력부하가 감소함에 따라, 출력과 바이어스 전압이 증 가하고 증가된 전류가 CONTROL 핀에 흐른다. CONT ROL 핀으로 흐르는 전류가 IDCS(~2mA)를 초과하면, 듀 티 싸이클은 출력의 레귤레이션을 유지하고 2.15mA 의 CONTROL 핀 전류에서 30%에 도달하도록 감소하기 시작한다. 가벼운 부하 또는 무부하 상태에서, 듀티 싸이클이 약 4%에 도달하면, 스위칭 주파수는 더 가벼운 부하와 무 부하 입력 파워를 공급하기 위해 44 ㎑에서 29 ㎑로 감 소된다. 출력 부하가 증가하면, 피크 파워지점(0.5×LP×I²LIM×f) 은 초과된다. 따라서 출력 전압과 1 차측 바이어스 전압 은 감소한다. 바이어스 전압에서 감소에 비례하여 내부 LinkSwitch 전류 제한(전류 제한 컨트롤)을 낮추는 CO NTROL 핀 전류의 감소를 초래한다. 정전류(CC) 동작은 1 차측 전류 제한을 감소시켜 2 차 측 출력 전류를 컨트롤한다. 전류 제한 감소 특성은 출 력 전압과 바이어스 전압이 감소할 때, 거의 일정한 출 력 전류를 유지하기 위해 최적화되어 있다. 부하가 훨씬 증가하고 CONTROL 핀 전류가 약 0.8mA 이하로 되면, CONTROL 핀 커패시터 C5 는 방전할 것 이고, LinkSwitch 는 오토 리스타트 동작에 진입할 것이 다. 전류 제한 컨트롤은 2 차측 전류 감지 부품(감지 저항, 트랜지스터, 포토 커플러와 관련 부품)을 필요없게한다. 2 차측 감지회로를 제거하면 효율을 상당히 향상시키고, 케이스 크기가 감소되고 그와 관련된 이익이 발생한다. Key Application Considerations Design Output Power Table 1(이전 페이지)은 다음 조건하에서 얻을 수 있는 최대 연속 출력 파워이다. 1. 최소 DC 입력 버스전압은 90V 또는 그 이상이다. 이는 유니버셜 입력에서는 W 당 3uF, 더블러 입력 단인 230VAC 또는 115VAC 입력에서는 W 당 1uF 의 필터 커패시터에 상응한다. 8 D 12/04 2. 디자인은 40V 에서 80V 범위에서 일반적인 1 차측 인덕턴스와 VOR 을 갖는 불연속 모드 플라이 백 컨버터이다. 3. 쇼트키 정류 다이오드가 있는 5V 2 차측 출력 4. 65%의 추정효율 5. 이 부분은 기능 정지온도 또는 100℃이하를 유지시 키도록 하는 충분한 구리 면적을 위해 솔더된 SOU RCE 핀이 실장된 보드이다. 6. 총 저항 2.2Ω의 출력 케이블 게다가 온도환경(밀봉, 통풍, 오픈 프레임 등)에서, 지정 된 어플리케이션에서 LinkSwitch 의 최대 출력파워 성 능은 트랜스포머 코아크기, 효율, 1 차측 인덕턴스 오차, 최소 규정 입력전압, 입력단 커패시턴스, 출력전압, 출 력 다이오드 순방향 전압강하 등에 좌우되고, Table 1 에서의 값과는 다를 수 있다. Transformer Design 대략적으로 CV/CC 출력을 공급하기 위해서, 트랜스포 머는 불연속로 디자인되어야 한다. 트랜스포머 에 저장된 모든 에너지는 MOFET 오프 타임동안에 2 차 측으로 전환된다. 불연속 모드에서 에너지 변환 은 라인 전압에 독립적이다. 정전류 동작 진입보다 우선인 피크 파워 지점은 트랜스 포머가 전달하는 최대 파워에 의해 정의된다. 전달되는 파워 P 는 P=0.5×LP×I²×f 로 표현된다. 여기서 LP 는 1 차측 인덕턴스, I²는 1 차측 피크 전류의 제곱, f 는 스위 칭 주파수이다. 분석을 간단하게 하기 위해, 데이타 시트 파라미터 테이 블은 I²f 의 계수로 서술한다. 이는 전류 제한 제곱과 피 드백 파라미터 IDCT 를 정상화하는 스위칭 주파수의 곱 이다. 이는 파워 서플라이에서 LinkSwitch 로 인한 피크 파워 지점의 변화를 설명하는 단일 term 을 제공한다. 1 차측 인덕턴스 오차가 피크 출력파워 지점(CC 특성의 시작)을 결정하는 식의 일부이기 때문에, 이 파라미터는 적절히 제어되어야 한다. ±24%의 정전류 오차를 추정 하기 때문에, 1 차측 인덕턴스 오차는 ±7.5% 또는 더 좋아야 한다. 이는 표준 저가형이고, 갭 크기가 보통 0.8 mm 또는 그 이상인 경우, 센터 갭기법을 사용하여 이룰 수 있다. 더 작은 갭인 경우도 가능하지만, 일반적이지 않고, 더 정밀한 페라이트 AL 오차가 필요하다. 필름 갭과 같은 다른 갭 기법은 피크 파워 지점 오차에 서 성능향상과 관련된 더 정밀한 오차(±7% 또는 그 이 상)를 가능 하게 한다. 이에 대해서는 트랜스포머 업체 와 상의하라. 코아 갭은 평탄해야 한다. 특히 작은 갭에서 울퉁불퉁한 코아 갭은 1 차측 인덕턴스에서 자속 밀도의 변화를 야 기시키고(부분 포화), 정전류 범위을 비선형적이게 한 다. 균일한 갭을 확인하기 위해서, DC 소스에서 서플라 이로 공급하는 동안에 1 차측 전류 파형의 모양을 검사 하는 것을 권장한다. 기울기는 di/dt=V/L 로 정의되고, MOSFET 온 타임 내내 일정하게 유지되어야 한다. 전 류 증가의 기울기에서 약간의 변화는 균일하지 않은 갭 을 나타낸다. LCR 브릿지를 사용하여 만든 측정기를 단독으로 믿어 서는 안된다. 일반적으로 이러한 장비들은 단지 수 밀리 암페어의 전류로 측정하기 때문이다. 이는 코아에서 균 일하지 않은 갭을 보여주는 높은 자속밀도를 발생시키 기에 불충분하다. 센터 갭을 사용하는 일반적인 EE16 또는 EE13 코아에 서, 0.08mm 갭은 표준 고용량 제품에서 10%의 1 차측 인덕턴스 오차를 유지되도록 한다. 이는 EE13 코아가 무부하 소비전력이 300mW 미만인 2.75W 까지 디자인 에 사용될 수 있게 한다. 바깥쪽에 필름 갭을 사용하면 3W 까지 디자인에서 인덕턴스 오차를 ±7% 또는 그 이 상으로 감소시킬 수 있다. 더 큰 EE16 을 사용하면 3W 출력에서 센터 갭을 할 수 있다. EE13 코아 크기는 공간 이 제한된 디자인에 매력적이거나 EE16 에 비해 가격 잇점이 있다. 피크 파워 지점에서부터 출력 부하가 감소함에 따라 트 랙킹 에러가 부하 터미널과 비교하기 때문에 출력 전압 은 상승할 것이다. 이러한 에러의 원인은, 주원인인 누 설 인덕턴스를 포함하여 케이블 전압 강하, 출력 다이 오드 순방향 전압 강하이다. 부하가 감소하면, 1 차측 동 작 피크 전류는 감소하고 더불어 클램프 커패시터의 피 크 충전을 감소 시키는 누설 인덕턴스 에너지를 감소시 킨다. 일반적으로 출력 전류가 2mA 보다 적은, 매우 적은 또 는 무부하에서, 출력 전압은 2 차측의 누설 인덕턴스 피 크 충전때문에 상승한다. 이 전압 상승은 무부하 소비전 력을 거의 변화시키지 않는 작은 더미 부하로 감소시킬 수 있다. 출력 전압 부하 변동은 포토 커플러와 2 차측 레퍼런스를 추가하여 전체 부하 범위에 대해 향상 시킬 수 있다(그림 6). 2 차측 레퍼런스는 오로지 올바른 정전 류 특성을 유지하는 정상 피크 파워지점에서 전압이상 의 피드백을 공급하기 위해서 디자인 되었다. Component Selection 그림 10 의 회로는 LinkSwitch 서플라이에 필요한 중요 부품의 아웃라인이다. Clamp Diode – D5 다이오드 D5 는 정격전압이 600V 또는 그 이상인 울트 라-패스트(trr<50ns), 패스트(trr<250ns) 또는 표준 리커 버리 다이오드를 쓸 수 있다. 표준 리커버리 다이오드는 CV 특성을 향상시키기 때문에 권장되지만, 정확한 역 회복 시간을 보장하기 위해 glass-passivated 형태 (1N 400xGP)이어야 한다. 트랜스포머 턴비는 40V 에서 80V 의 VOR(턴 비에 2 차 측에 의해 1 차측으로 유기되는 reflected 출력 전압)을 공급하도록 선택되어야 한다. 높은 VOR 은 LinkSwitch 의 출력 파워성능을 증가시키지만 또한 무부하 소비전 력도 증가시킨다. 이것은 더 높은 값도 무부하 소비전력 이 관련없는 디자인에 사용할 수 있게 한다. 그러나 충 전기 어플리케이션에 사용될때 출력 특성의 상한값에 서 디바이스의 온도상승이 수용 가능한지 주의해야 한 다. 모든 경우에서, 불연속 모드 동작은 유지되어야 하고 파워 서플라이 출력 특성의 CC 범위에서의 선 형성은 바이어스 전압의 영향을 받는다. 이것이 어플리 케이션에서 중요한 측면이라면, 출력 특성은 디자인을 마무리하기 전에 확인되어야 한다. R1 의 값은 고압측에서 DRAIN BVDSS 정격에 적당한 마진이 있는 가장 높은 값으로 선택하여야 한다. 일반적 으로, C4 의 값은 최소화되어야 하고 R1 값은 최대화되 어야 한다. Output Characteristic Variation CONTROL Pin Capacitor – C5 디바이스 오차와 외부회로는 LinkSwitch 파워 서플라이 출력 특성의 전체적인 오차를 좌우한다. LNK520, 2.75 W 디자인에 대한 추정 피크 파워지점의 오차는대량 생 산에서 전체 변화에 대해 전압 한계는 ±10%, 전류 한 계는 ±24%이다. 이는 디바이스와 트랜스포머 오차 (± 7.5% 추정), 라인 변동을 포함한다. 더 낮은 파워 디자 인은 더 나쁜 정전류 선형성을 가질 수 있다. Clamp Capacitor – C4 커패시터 C4 는 500V, 100pF 에서 1000pF 범위내의 커 패시터이어야 한다. 저가 세라믹 디스크를 권장한다. 이 부품의 오차는 출력 특성에 미미한 영향을 주기 때문에 표준 ±5%, ±10%, ±20% 오차 어느 것이든 가능하다. 330pF 은 R1 으로 반복하여 얻은 좋은 초기값이다. Clamp Resistor – R1 커패시터 C1 은 스타트-업하는 동안 LinkSwitch 에 전력 을 공급하기 위해 사용되고, 오토 리스타트 주파수를 설 정한다. 배터리 부하를 가지고 있는 디자인에서, 이 부 품은 0.22 ㎌의 값을 가져야 하며, 저항부하에 대해서는 1 ㎌이어야 한다. 이는 스타트-업하는동안 출력전압이 레귤레이션에 도달하는 충분한 시간임을 보장한다. 정 격 전압이 10V 또는 그 이상인 어떤 커패시터 타입도 사 용가능하다. D 12/04 9 Bias Capacitor – C3 커패시터 C3 은 1uF, 50V 전해 커패시터 타입이어야 한 다. 정격 전압은 바이어스 권선에 인가된 20V 부터 30V 까지 유지한다. 더 낮은 값은 불충분한 레귤레이션을 유 발한다. Quick Design Checklist 어떠한 파워 서플라이 디자인에서, 모든 LinkSwitch 디 자인은 가장 악조건에서 부품 사양을 초과하지 않는다 는 것을 확인한 것에 대해 증명되어야 한다. 다음에 오 는 실행 가능한 테스트의 최소 설정을 강력히 권장한다. Flyback Resistor – R4 R1 의 값은 서플라이의 피크 출력파워 지점에서 약 2.15mA 피드백 전류를 CONTROL 핀으로 공급하기 위 해 선택한다. 실제 값은 디자인하는동안 선택하는, 일반 적으로 20V 에서 35V 범위인, 바이어스 전압에 의해 좌 우된다. 더 높은 바이어스 전압값은 무부하 소비전력을 증가시킬 것이다. 1%, 0.25W 의 어떤 저항도 적합하다. Output Diode – D7 PN 패스트, PN 울트라-패스트 또는 쇼트키 다이오드들 은 서플라이의 효율 목표에 따라서 사용될 수 있다. 쇼 트키 다이오드는 PN 다이오드보다 높은 효율을 제공한 다. 이 다이오드의 정격전압은 출력 전압에 턴비를 통해 변환된 입력 전압의 합을 견딜수 있도록 충분해야 한다 (일반적으로 50V 의 VOR 은 50V 의 다이오드 PIV 가 필 요하다). 슬로우 리커버리 다이오드는 권장하지 않는다 (1N400x 타입). Output Capacitor – C6 커패시터 C6 은 자체 전압과 리플전류 사양을 초과하지 않도록 선택하여야 한다. 낮은 등가 직렬저항(ESR)인 커패시터의 선택은 출력리플의 피크-피크를 감소시키 고, 전체적인 서플라이 동작효율을 향상시킬 것이다. LinkSwitch Layout Considerations Primary Side Connections SOURCE 와 연결된 구리 면적은 LinkSwitch 디바이스 의 온도 상승을 최소화시키기 위해 최대화되어야 한다. CONTROL 핀 커패시터 C5 는 SOURCE 와 CONTROL 핀에 가능한 가깝게 위치되어야 한다. 1 차측의 스위칭 노드에서부터 2 차측과 AC 입력까지 의 EMI 커플링을 최소화하기 위해, LinkSwitch 는 트랜 스포머의 2 차측과 AC 입력에서 떨어진 곳에 위치되어 야 한다. 스위칭 DRAIN 노드에 연결된 모든 PCB 패턴의 길이와 구리 면적은 EMI 방사를 제한하기 위해 최소값을 유지 하여야 한다. 1. 최대 드레인 전압 – 최대 입력전압과 피크 출력 파 워에서 VDS 가 675V 를 초과하지 않음을 검증하라. 2. 최대 드레인 전류 – 최대 주위온도, 최대 입력전압 과 피크 출력파워에서, 스타트-업시 드레인 전류 파 형이 트랜스포머의 포화 또는 leading edge 전류 스 파이크를 초과하는 어떤 징후가 있는지 검증하라. LinkSwitch 는 온-싸이클의 조기종료를 방지하기 위 해 200ns 의 최소 leading edge 공백시간을 가지고 있다. Leading edge 전류 스파이크 결과가 200ns 공백 주기의 끝부분에서 전류 제한값이하임을 검증 하라. 3. 온도 체크 – 피크 출력파워, 최소 입력전압과 최대 주위온도에서, 온도규정이 LinkSwitch, 트랜스포머, 출력 다이오드와 출력 커패시터를 초과하지 않는지 를 검증하라. 충분한 온도마진은 데이타시트에 명 기된 LinkSwitch 의 RDS(ON)의 부품간 변화를 허용 한다. 로우라인, 피크파워에서, 100℃의 최대 Link Switch SOURCE 핀 온도는 이러한 변화를 허용할 수 있도록 권장된다. 4. 중앙 출력 특성 – 로우라인과 하이라인 중간값에 서 일반적인 1 차측 인덕턴스를 가진 트랜스포머를 이용하여, 피크 파워지점이 정확한 출력전압에서 의도된 정상 출력전류의 4%내에서 발생함을 검증 하라. 피크 파워지점이 발생하지 않으면, 디자인은 전체 오차 한계가 충족하는 것을 보장하기 위해 개 량(LP 를 증가시켜) 되어야 한다. Selecting Between LNK500 and LNK520 LNK500 과 LNK520 은 LinkSwitch 디바이스의 회로 위 치가 다르다. LNK500 은 고압측 동작용으로 디자인되 었고, LNK520 은 저압측 동작용으로 디자인되었다. 그 러나 LNK520 어떤 어플리케이션에서는 고압측 구성에 사용될 수 있다. 그림 9 와 부연설명을 참조하라. Table 2 는 디바이스를 사용하기 위해 선정하는데 필요한 고 려사항을 요약한 것이다. Design Tools Y-capacitor Y-커패시터가 필요하면, Y-커패시터는 트랜스포머 2 차 측 출력 그라운드 핀과 1 차측 대용량 커패시터의 (+) 단 자에 가깝게 연결되어야 한다. 이런 위치는 Y-커패시터 의 EMI 효과를 최대화하고, 컴몬 모드 서지 테스트에서 의 문제발생을 막는다. 10 D 12/04 디자인에 대한 최신 정보는 Power Integrations 웹 싸이트에서 찾을 수 있다. : www.powerint.com Figure 12. LNK520 을 사용한 LinkSwitch 용 PCB 권장 레이아웃 D 12/04 11 Table 2. LNK500 과 LNK520 비교 Figure 13. 방사 EMI 에서 약 5dBuV 차이를 보여주는 LNK520 과 LNK500 비교 12 D 12/04 D 12/04 13 14 D 12/04 NOTE: A. 음의 값을 가진 사양에서, 음의 온도계수는 온도가 증가함에 따라 크기가 증가하는 것이고, 양의 온도계수는 온 도가 증가함에 따라 크기가 감소하는 것이다. B. IC 는 90mA/us 의 di/dt 에서 최대 전류제한을 얻기 위해 점진적으로 증가된다. 더 많은 IC 증가는 듀티 싸이클 컨 트롤을 통해 싸이클을 종료시킨다 C. 이 파라미터는 파워 서플라이 출력전류를 서로 관련짓는 IDCT 로 정상화되지 않는다(IDCT(정상)/IDCT 에 의해 증 가한다). D. 브레이크 다운전압은 DRAIN 핀 전압이 최소 BVDSS 를 초과하지 않게 직선적으로 증가되는 것으로 최소 BVDSS 사양에 대해 확인되어야 한다. E. DRAIN 전압이 36V 이하에서 LinkSwitch 의 스타트-업과 동작이 가능하다. 그러나 CONTROL 핀 충전 전류는 감소하여 스타트-업 시간, 오토 리스타트 주파수, 오토 리스타트 듀티 싸이클에 영향을 미친다. 저전압 동작 특 성에서 CONTROL 핀 충전전류(IC) vs. DRAIN 전압(그림 13)의 특성 그래프를 참조하라. D 12/04 15 Figure 14. LinkSwitch 일반적인 테스트 회로 Figure 15. 듀티 싸이클 측정 Typical Performance Characteristics Figure 16. IC vs. DRAIN 전압 16 D 12/04 Figure 17. CONTROL 핀 I-V 특성 Typical Performance Characteristics(Cont.) Figure 18. 듀티 싸이클 vs. CONTROL 핀 전류 Figure 19. 절연 파괴전압 vs. 온도 Figure 20. 스위칭 주파수 vs. 온도 Figure 21. 전류제한 vs. 온도 Figure 22. I²f 계수 vs. 온도 Figure 23. IDCT vs. 온도 D 12/04 17 Typical Performance Characteristics(Cont.) Figure 24. PWM 게인 vs. 온도 18 D 12/04 Figure 25. 출력 특성(DRAIN 전류 vs. DRAIN 전압) D 12/04 19 For the latest updates, visit our website: www.powerint.com Power Integrations may make changes to its products at any time. Power Integrations has no liability arising from your use of any information, device or circuit described herein nor does it convey any license under its patent rights or the rights of others. 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