Application Note 林昆餘 AN010 – April 2014 如何消除返馳式轉換器於啟動期間 MOSFET 之過應力 How to Eliminate Over Stress of MOSFET during Start-up of Flyback Converter 摘要 二、 返馳式控制器設計－RICHTEK 專利內嵌軟啟動功能 本應用文件從三大方向探討「如何有效消除返馳式轉換器於啟 圖一為典型返馳式轉換器應用電路。以 RICHTEK RT7736－智 動期間 MOSFET 之過應力」 ：從 RICHTEK 專利內嵌軟啟動功 慧型抖頻應用返馳式轉換器之脈衝寬度調變控制器，作為說明 能之返馳式轉換控制器設計；再到系統回授穩定度與開關晶體 範例。參考 RT7736 Datasheet 之功能方塊圖，如圖二所示： 之應力關係；最後帶入被動式電壓箝位 RCD 緩衝電路分析及 當 VDD 電壓達到 RT7736 控制 IC 啟動門檻電壓(VTH_ON)，控 設計。本應用文件提供研發工程師於電源系統開發設計時，得 制 IC 即會開始運作，控制 IC開始運作會先啟動軟啟動功能(Soft 參考本應用文件於降低開關晶體 MOSFET 之應力，避免開關 Start, SS)。 晶體之損壞，以提高電路操作之可靠度。 控制 IC 內之震盪器(Oscillator)產生時脈頻率(Clock)來設定 S-R 一、 前言 拴鎖器(S-R Flip-Flop)之 S 端(Set)；透過回授電壓(VCOMP)或定 切換式電源供應器(Switching Power Supply)相對於線性式電 功率(Constant Power)之電流限制訊號(Current Limit，VCS_CL)， 源供應器(Linear Power Supply)具有體積小、重量輕、效率 回授電壓與電流限制訊號二者取電壓最低之訊號與流過電流偵 高……等優點，因而被廣泛應用。切換式電源拓樸之一「返馳 測 電 阻 (RCS) 之 電 壓 (VCS) 經 由 脈 波 寬 度 比 較 器 (PWM 式轉換器(Flyback Converter)」由於擁有初/次級隔離、電路架 Comparator)觸發 S-R 拴鎖器之 R 端(Reset)，決定此時閘極 構簡單、零件數少、成本低……等特色，被廣泛應用於 150W (GATE)之脈波寬度。 以下的電源系統。 開關元件 Power MOSFET 扮演著切換式電源轉換器重要角色， 「如何消除返馳式轉換器於啟動期間 MOSFET 之過應力」 ，乃 為本應用文件探討之重點。本文將從返馳式轉換控制器設計、 回授穩定度、緩衝電路設計，三大方向探討如何有效消除返馳 式轉換器於啟動期間 MOSFET 之過應力。 Vo+ Mains (90V to 265V) Vo- COMP VDD GATE RICHTEK GND CS RCS 圖一、典型返馳式轉換器應用電路 AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 1 Application Note 圖二、RT7736 功能方塊圖 控制 IC 透過閘極(GATE)腳位驅動返馳式轉換器開關晶體(Ex： 壓器圈數比；NP 為變壓器一次側圈數；NS 為變壓器二次側圈 MOSFET)，開關晶體導通(Turn ON 或 Close)時，輸入電壓完 數。 全跨在變壓器(耦合電感器)之上，電感電流成線性增加，電感 所儲存的能量也因而逐漸增加；同時由於功率二極體反偏，此 Clock Vin LP 時負載所需的能量完全由輸出電容提供。藉由回授控制信號， 當閘極驅動信號將開關晶體關閉(Turn OFF 或 Open)時，由於 電感的磁通必需連續，迫使功率二極體導通，此時電感的電壓 也會反相來重置其磁通。這時候，通過二極體的電感電流將呈 n·(Vo+VF) LP VCS VGATE 線性減少，除了提供給負載外，也提供給輸出電容充電，直到 圖三、返馳式轉換器及控制器動作示意圖 (CCM) 控制 IC 之時脈頻率觸發下一週期開始為止，週而復始。以連續 返馳式轉換器開始運作初期，輸出為零尚未建立。由公式(2)可 導通模式(Continuous-Conduction-Mode，CCM)為例，圖三為 知電流偵測電阻上之電壓下降斜率趨近於零。而控制 IC 於每個 返馳式轉換器及控制器動作示意圖： 週期皆至少有最小導通時間(TON_MIN)，致使電流偵測電阻上之 開關晶體導通時，電流偵測電阻上之電壓(VCS)爬升斜率(m R)： 電壓不斷上升，即開關晶體上之尖峰電流(Peak Current)持續增 mR Vin Lp (1) 和 開 關 晶 體 之 寄 生電 容 產 生 高 頻震 盪 ， 於 開 關晶 體 (Ex： 開關晶體關閉時，電流偵測電阻上之電壓(VCS)下降斜率(m F)： mF n n Vo VF LP NP NS 加。當開關晶體關閉瞬間，累加的尖峰電流、變壓器之漏電感 (2) MOSFET)之汲極(Drain)與源極(Source)間(VDS)感應極大之電 壓突尖(Voltage Spike)。返馳式轉換器啟動期間，於高輸入電 壓工作下，將可能衍生開關晶體過應力之問題，如圖四(a)。當 (3) 返馳式轉換器輸出短路之時，控制 IC 觸發自動重啟保護(Auto Recovery)時，於高輸入電壓工作下，將更惡化開關晶體應力之 其中 Vin 為跨於變壓器兩端之輸入電壓；LP 為變壓器一次側之 問題，如圖四(b)。 激磁電感；VO 為輸出電壓；VF 為功率二極體導通電壓；n 為變 AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 2 Application Note (a) 啟動期間 (b) 輸出短路 圖四、返馳式轉換器開關晶體之應力 RICHTEK 專利內嵌軟啟動功能，內建於「RT7736 智慧型抖 (Cycle Skipping)模式設計，於軟啟動期間，當電流偵測電阻上 頻應用返馳式轉換器之脈衝寬度調變控制器」上，得有效地抑 之電壓超過電流門檻電壓，控制 IC 會觸發跳週期模式，延長電 制啟動尖峰電流，提高電路操作可靠度，並可降低功率開關晶 感電壓反相重置磁通時間，以降低開關晶體上之尖峰電流，亦 體上的額定電壓及電流。專利內嵌軟啟動功能：於控制 IC 開始 使下一週期之閘極脈波寬度有效地建立，加速輸出電壓之建立。 運作時會先被啟動，透過階梯式的電流限制訊號，逐步將輸出 如圖五為 RICHTEK 專利內嵌軟啟動功能示意圖；圖六為 電 壓慢 慢建 立。同 時搭 配過電 流門 檻電 壓 (VCS_SKP)跳 週期 RICHTEK 專利軟啟動功能－跳週期(Cycle Skipping)模式。 圖五、RICHTEK 專利內嵌軟啟動功能示意圖 CLK VCS_SKP VCS_CL VCS VGATE TON_MI N (a) AN010 傳統軟啟動功能 © 2014 Richtek Technology Corporation 3 Application Note CLK VCS_SKP VCS_CL VCS VGATE TON_MIN (b) RICHTEK 專利軟啟動功能－跳週期(Cycle Skipping)模式 圖六、傳統軟啟動功能 vs. RICHTEK 專利軟啟動功能 透過實驗於相同返馳式轉換器電源系統，量測系統啟動期間， 期有一極大之電壓突尖，直到輸出慢慢建立起來之後，電感激 如圖七所示，返馳式轉換器於啟動期間－傳統軟啟動功能 vs. 磁磁通與電感電壓反相重置磁通相近，開關晶體之應力才逐漸 RICHTEK 專利軟啟動功能：可以發現傳統軟啟動功能於啟動初 降低，直到輸出電壓完全建立達到最大之應力。 (a) 傳統軟啟動功能 (b) RICHTEK 專利軟啟動功能 圖七、啟動期間開關晶體之應力－傳統軟啟動功能 vs. RICHTEK 專利軟啟動功能 AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 4 Application Note 透過實驗於相同返馳式轉換器電源系統，量測系統輸出短路時， 電壓工作下，更惡化開關晶體之應力。優化的 RICHTEK 專利 如圖八所示，返馳式轉換器輸出短路－傳統軟啟動功能 vs. 軟啟動功能外加控制 IC 輸出短路機制，得有效降低開關晶體之 RICHTEK 專利軟啟動功能：可以發現當返馳式轉換器輸出短路 應力，以避免開關晶體之損壞，提高電路操作之可靠度。 之時，控制 IC 觸發自動重啟保護(Auto Recovery)，於高輸入 (a) 傳統軟啟動功能 (b) RICHTEK 專利軟啟動功能 圖八、輸出短路時開關晶體之應力－傳統軟啟動功能 vs. RICHTEK 專利軟啟動功能 三、 返馳式轉換器－回授穩定度與開關晶體之應力關係 探討返馳式轉換器之回授穩定度，應先了解返馳轉換器固有的 返馳式轉換器之設計，變壓器之圈數比(n)與開關晶體之電壓應 右半平面零點問題。這個零點無法用傳統的極點補償。所以， 力直接相關。換句話說，決定了最大工作週期就決定了變壓器 回授補償其交越頻率(fc)必需遠低於這個零點位置。實務上，返 圈數比，同時也決定了與開關晶體之電壓應力。 馳式轉換器的交越頻率多半設計在 3kHz 以下。對於一個離線 開關晶體最大之電壓應力(VDS_MAX)： 的返馳式轉換器而言，交越頻率設計在低壓輸入滿載時工作點 VDS_max Vin_max n Vo VF VSpike (4) 其中 Vin_max 為跨於變壓器兩端之最大輸入電壓；n 為變壓器圈 為 800Hz 到 3kHz 為最恰當 (以 65kHz 開關頻率而言)，相位 餘裕(Phase Margin，ψm)大於 45 度以上。詳細返馳式轉換器 回授設計請參考「離線返馳轉換器回授設計」應用文件。 數比；VO 為輸出電壓；VF 為功率二極體導通電壓；VSpike 為變 壓器漏電感造成的電壓突尖(於下節說明討論)。 從轉換器運行的原理上來看，工作週期意味著開關晶體與二極 體導通的比率。從有效的利用半導體觀點，各佔一半的工作週 期是利用率最高的，也就是說，將最大工作週期(Dmax)定在 0.5 左右，對開關晶體與二極體的利用率最高。所以一般設定在最 低輸入電壓下，工作週期為 0.5。再計算出變壓器圈數比(n)， 並藉由開關晶體與二極體電壓應力裕度，再調整 n 與 Dmax。 詳細返馳式轉換器及其變壓器圈數比之設計，請參考「定頻返 馳式轉換器設計指南」應用文件。本應用文件於此探討設計者 較易忽略思考之「返馳式轉換器－回授穩定度與開關晶體之應 力關係」 ，假設返馳式轉換器其變壓器圈數比已優化設計。 AN010 設計不同回授穩定度補償，透過實驗於相同返馳式轉換器電源 系統，量測開關晶體之應力與理論相佐證：回授補償「fc < 800 Hz &ψm < 45°」vs. 「fc > 800 Hz &ψm > 45°」 ，探討回授穩定 度與開關晶體之應力關係。圖九及圖十分別於低壓及高壓輸入 滿載時迴路增益之交越頻率與相位餘裕實驗量測曲線。再對應 圖十一返馳式轉換器於高壓輸入滿載時開關晶體之應力比較可 知：當交越頻率較低且相位餘裕不足時，暫態響應緩慢，致使 輸出電壓建立過程過衝(Overshoot)，對照理論公式(4)得證，過 衝的輸出電壓將使得開關晶體之應力增加。適當的交越頻率設 計及足夠的相位餘裕之回授穩定度補償，得有效降低返馳式轉 換器於啟動期間開關晶體之應力，以避免開關晶體之損壞。 © 2014 Richtek Technology Corporation 5 Application Note fc = 484 Hz fc = 1.53 kHz Loop Gain @ 90Vac / Full Load Loop Gain @ 90Vac / Full Load ψm = 53° ψm = 31° Phase Phase (a) fc< 800 Hz &ψm < 45° (b) fc> 800 Hz &ψm > 45° 圖九、低壓輸入滿載時迴路增益之交越頻率與相位餘裕 fc = 709 Hz fc = 1.96 kHz Loop Gain @ 265Vac / Full Load Loop Gain @ 265Vac / Full Load ψm = 46° ψm = 29° Phase Phase (a) fc< 800 Hz &ψm < 45° (b) fc > 800 Hz &ψm > 45° 圖十、高壓輸入滿載時迴路增益之交越頻率與相位餘裕 VDS VCOMP VDS VDS_max = 589V VCOMP VDS_max = 574V Vo Vo (a) fc< 800 Hz &ψ m< 45° (b) fc> 800 Hz &ψ m> 45° 圖十一、返馳式轉換器於高壓輸入滿載時開關晶體之應力 AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 6 Application Note 四、 被動式電壓箝位 RCD 緩衝電路分析及設計 變壓器之漏電感與開關晶體寄生之電容共振產生之高頻震盪疊 返馳式轉換器因變壓器之漏電感及開關晶體(Ex：MOSFET)寄 加於開關晶體之汲極與源極間(VDS)，此疊加電壓突尖 生之電容，如圖十二所示：返馳式轉換器及其元件等效電路模 (VDS_Peak)： 型。於開關晶體關閉(Turn OFF 或 Open)時，由於電感的磁通 必需連續，而變壓器之漏電感無法將儲存於漏電感之磁通轉換 至二次側，漏電感電流瞬間被截斷，於開關晶體之汲極(Drain) 與源極(Source)間(VDS)將有一極大之電壓突尖(Voltage Spike)， 變壓器之漏電感與開關晶體寄生之電容共振產生高頻震盪，如 圖十三所示：圖十三(a) 為返馳式轉換器工作於連續導通模式 (Continuous-Conduction-Mode，CCM)；圖十三(b) 為返馳式 轉 換 器 工 作 於 不 連 續 導 通 模 VDS_Spike iDS_Peak LLK Vin n Vo VF (5) CP COSS 其中 iDS_Peak 為變壓器一次側流經開關晶體峰值電流；LLK 為變 壓器一次側等效之漏電感；CP 為變壓器一次側等效之寄生電容； Vin 為跨於變壓器兩端之輸入電壓；n 為變壓器圈數比；VO 為輸 出電壓；VF 為功率二極體導通電壓。 式 (Discontinuous-Conduction-Mode，DCM)。 CD Vo+ NP LP Vin LLK + VDS - + VF - NS Vo- n=NP/NS Transformer iDS COSS MOSFET 圖十二、返馳式轉換器及其元件等效電路模型 Resonance Between LP & COSS VDS iDS Resonance Between LLK & COSS (a) 工作於連續導通模式 (CCM) VDS iDS Resonance Between LLK & COSS (b) 工作於不連續導通模式 (DCM) 圖十三、返馳式轉換器其元件寄生之漏電感與電容共振波形 AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 7 Application Note CD 元件寄生之電感及電容所產生之電壓突尖並伴隨之高頻震盪， NP 將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞。高頻震盪亦可能衍 VSn CSn + 生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題。適當的緩衝 電路(Snubber)得加以抑制此高頻震盪並對上述問題作有效之 DSn Vin 改善。 RSn iSn LLK + VDS - 感的磁通必需連續，變壓器的漏電感電流需要依原初始方向繼 Vo+ + VF - LP 本應用文件介紹目前廣泛應用於返馳式轉換器之被動式電壓箝 位 RCD 緩衝電路，如圖十四所示。在開關晶體關斷瞬間，電 NS Vo- n=NP/NS Transformer iDS COSS MOSFET 續流動，其電流將分成兩路：一路(iDS)在逐漸關斷的開關晶體 繼續流動；另一路(iSn)經由緩衝電路的二極體(DSn)向電容(CSn) 圖十四、附加被動式電壓箝位 RCD 緩衝電路之返馳式轉換器 充電。由於 CSn 上的電壓不能突然改變，因而降低了開關晶體 關斷電壓上升的速率，並把開關晶體的關斷功率損耗轉移到了 緩衝電路，如圖十五所示：工作於不連續導通模式被動式電壓 箝位 RCD 緩衝電路電壓/電流波形。 tSn VDS n·(Vo+VF) iDS iSn VDS VSn iDS_Peak iDS Vin (a) 緩衝電路電壓/電流波形 iSn (b)電壓/電流波形局部放大 圖十五、被動式電壓箝位 RCD 緩衝電路電壓/電流波形 (DCM) 開關晶體關斷瞬間，緩衝電路的二極體導通，變壓器的漏電感 iDS_Peak_DCM 電流上升斜率(mi_Sn)： mi_Sn VSn n Vo VF iSn t LLK (6) 2 Pin LP fs (8) 工作於連續導通模式(CCM)其開關晶體峰值電流 (iDS_Peak_CCM)： 其中 iSn 為緩衝電路流經二極體電流。 iDS_Peak_CCM 緩衝電路的二極體導通時間(tSn)： tSn Pin Vin_max n Vo VF Vin_max n Vo +VF Vin_max n Vo VF iDS_Peak LLK VSn n Vo VF (7) 返馳式轉換器峰值電流(iDS_Peak)依工作模式不同分為： + (9) 2 LP fs Vin_max n Vo VF 其中 Pin 為返馳式轉換器輸入功率。 工作於不連續導通模式(DCM)其開關晶體峰值電流 (iDS_Peak_DCM)： AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 8 Application Note 緩衝電路之功率損耗(PSn)： 返馳式轉換器開關晶體(Ex：MOSFET)之汲極(Drain)與源極 (Source)間(VDS)最大電壓一般發生於系統工作於最高輸入電壓 1 iDS_Peak t Sn VSn fs 2 VSn 1 2 LLK iDS_Peak fs 2 VSn n Vo VF PSn (10) 及滿載情況。因此，返馳式轉換器之被動式電壓箝位 RCD 緩 衝電路，以此條件作為緩衝電路之電容及電阻設計，而緩衝電 路之二極體一般選用快速二極體。圖十六所示為於相同返馳式 其中電容電壓(VSn)一般設計為 2~2.5 倍的 n(Vo+ VF)。 轉換器電源系統上，加入被動式電壓箝位 RCD 緩衝電路與沒 加緩衝電路，開關晶體之應力比較。優化的被動式電壓箝位 承公式(10)換算至電功率公式可知緩衝電路之電阻(RSn)： RSn RCD 緩衝電路設計可有效降低開關晶體之應力，以避免開關晶 體之損壞，提高電路操作之可靠度，同時改善高頻震盪衍生之 2 VSn VSn n Vo VF (11) 2 LLK iDS_Peak fs 電磁干擾問題。 緩衝電路之電容(CSn)電壓漣波(VSn)一般設計為 5~10%的電 容電壓(VSn)。伏秒平衡(Volt-Second Balance)之觀念，推導可 得緩衝電路之電容(CSn)設計： CSn VSn ΔVSn RSn fs (12) 130V VDS_W/O_ Snubber VDS_W/I_Snubber VDS_W/I_Snubber VCS_W/O_ Snubber VCS_W/I_Snubber VCS_W/O_ Snubber VCS_W/I_Snubber (a) VDS_W/O_ Snubber 開關晶體應力之比較 (b) 放大電壓波形 圖十六、附加 vs. 未加被動式電壓箝位 RCD 緩衝電路之開關晶體應力比較 AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 9 Application Note 五、 總結 開關元件 Power MOSFET 扮演著切換式電源轉換器重要角色。 「返馳式轉換器(Flyback Converter)」擁有初/次級隔離、電路 架構簡單、零件數少、成本低……等特色，被廣泛應用。返馳 式轉換器開關晶體(MOSFET)之最大應力不一定發生於滿載穩 態操作，而其一值得被探討的即為返馳式轉換器「啟動期間」 。 本應用文件從理論闡述及實驗佐證，全方位多角度探討「如何 有效消除返馳式轉換器於啟動期間 MOSFET 之過應力」 。從返 馳式轉換器系統的核心－返馳式轉換器控制器 IC軟啟動功能； 到系統層面－電源系統回授穩定度補償；最後提供應用電路－ 被動式電壓箝位 RCD 緩衝電路分析及設計。提供研發工程師 於返馳式轉換器電源系統開發設計時，得參考本應用文件於降 低開關晶體(MOSFET)之應力，避免開關晶體之損壞，以提高 電路操作之可靠度。 Richtek Technology Corporation st 14F, No. 8, Tai Yuen 1 Street, Chupei City Hsinchu, Taiwan, R.O.C. Tel: 886-3-5526789 Richtek products are sold by description only. Richtek reserves the right to change the circuitry and/or specifications without notice at any time. Customers should obtain the latest relevant information and data sheets before placing orders and should verify that such information is current and complete. Richtek cannot assume responsibility for use of any circuitry other than circuitry entirely embodied in a Richtek product. Information furnished by Richtek is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Richtek or its subsidiaries for its use; nor for any infringements of patents or other rights of third parties which may result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Richtek or its subsidiaries. AN010 © 2014 Richtek Technology Corporation 10