APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) ANS007 VON CHRISTOPHER RICHARDSON 1. Einleitung __________________________________________________ MagI³C-Stromversorgungsmodule von Würth Elektronik eiSos werden normalerweise als synchrone Abwärtswandler verwendet, die eine höhere Eingangsspannung mit hoher Effizienz und nur wenigen Störungen in eine niedrigere Ausgangsspannung umwandeln können. Der Inverswandler ist eine weitere Topologie, die mit Stromversorgungsmodulen der MagI³C-Familie realisiert werden kann. Hierzu sind nur wenige Anpassungen erforderlich. Diese Topologie wandelt eine positive Eingangsspannung V IN in eine negative Ausgangsspannung -VOUT um. Dabei kann der Absolutwert von -VOUT größer oder kleiner sein als der von VIN. Vin -Vout Max Vout < 0V Max Min Min 0V Abbildung 1: Der Eingangsspannungsbereich und der Absolutwert des Ausgangsspannungsbereichs können sich bei Verwendung eines Inverswandlers überlappen. In diesem Anwendungshinweis wird erläutert, wie die externen Bauteile für die Inverswandlertopologie ausgewählt werden und wie die Demobaugruppen für die Abwärtswandlertopologie auch für die Inverswandlung verwendet werden können. Abbildung 2 zeigt, wie eine Inverswandlertopologie aus einem synchronen Abwärtswandler hergeleitet werden kann, indem die Masse- und Ausgangsanschlüsse neu zugeordnet werden sowie die Verbindung des Eingangskondensators modifiziert wird. L1 VIN -+ CIN D 1-D L1 COUT + VOUT - VIN -+ CIN D 1-D COUT + VOUT - Abbildung 2: Synchroner Abwärtswandler (links) und synchroner Inverswandler (rechts) ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 1 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Abbildung 3 stellt in einem einfachen Schaltbild links ein MagI³C-Stromversorgungsmodul aus der VDRMBaureihe dar, das als synchroner Abwärtswandler fungiert; auf der rechten Seite sind die Änderungen dargestellt, die für die Implementierung eines Inverswandlers erforderlich sind. Für die Umsetzung der in den Abbildungen 2 und 3 gezeigten Schaltungen ist CIN1 nicht erforderlich. Der Kondensator ist im Blockschaltbild nicht gezeigt; seinen Nutzen werden wir in Abschnitt 4.7.1 erläutern. CIN2 VIN VIN RON VOUT RON CIN RFBT Module VOUT VIN EN FB RENT PGND RENB SS EP VIN Q1 RON VOUT Module RON COUT AGND EN CFF FB CIN1 RFBB CFF RFBT COUT AGND EN CSS PGND EP RFBB CSS SS -VOUT Abbildung 3: Synchroner Abwärtswandler (links) und Inverswandler (rechts) unter Verwendung von VDRM-Modulen 2. Spannungen und Ströme im s ynchronen Inversw andler ____________ Control VIN -+ D Sync -VOUT 1-D -VOUT -VOUT VIN -+ + VL - VIN -+ -VOUT -VOUT VIN -+ + VL - VIN -+ Abbildung 4: Inverswandler mit aktivem Steuerungs-MOSFET (rechts) und aktivem Synchronisierungs-MOSFET (links). Der Tastgrad D ist unten in Gleichung 2 definiert. Abbildung 4 zeigt die beiden Schaltzustände des synchronen Inverswandlers. Wenn der Steuer-MOSFET über die Spule mit der Spannung verbunden ist, ist VL gleich der Eingangsspannung VIN. Während dieses Zeitraums nimmt der Strom in der Spule zu. Zudem erhält der Ausgangskondensator die Ausgangsspannung aufrecht. Wenn der Steuerungs-MOSFET sich ab- und der Synchronisierungs-MOSFET sich einschaltet, kommutiert der Drosselstrom und durchfließt die Betriebserde, die Last und den Synchronisierungs-MOSFET. Hierbei wird eine negative Spannung durch den Lastwiderstand bezogen auf die Betriebserde erzeugt. Der Drosselstrom lädt auch den Ausgangskondensator auf. Die Spannung in der Drossel entspricht dabei -VOUT. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 2 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) 3. Beschränkungen bei Spannung, Strom und Tastgrad ______________ Die Auswahl des für Abwärtswandlertopologien passenden MagI³C-Stromversorgungsmoduls ist unkompliziert: Die Angaben zu Eingangs- und Ausgangsspannungsbereich sowie zum Ausgangsstrombereich im Datenblatt des jeweiligen Moduls zeigen die exakten Grenzwerte für die einzelnen Größen. Für den Inverswandler sind weitere Berechnungen erforderlich. Außerdem ist zu beachten, dass hierbei sowohl der maximale Eingangsspannungsbereich als auch der Ausgangsstrombereich niedriger sind als beim Abwärtswandler. 3.1. Eingangsspannungsbereich Eine nähere Untersuchung des Inversreglers in Abbildung 3 zeigt, dass die Bezugsspannung des Moduls nicht mehr die Betriebserde, sondern vielmehr die negative Ausgangsspannung ist. Die Gesamtspannung zwischen dem VIN- und dem AGND-Pin ist gleich der Eingangsspannung plus dem Absolutwert der Ausgangsspannung. Dies lässt sich erklären, indem man berücksichtigt, dass die Spannungen über C IN,2 und COUT sich addieren, wobei die Betriebserde die Mittelanzapfung darstellt. Tabelle 1 zeigt die maximale Eingangsnennspannung für die einzelnen Produkte der VDRM-Familie: Typ Abwärtswandler mit variabler Ausgangsspannung (VDRM) Bauform Best.-Nr. TO263-7EP 171 012 401 TO263-7EP WE- VIN [V] VOUT [V] IOUT [A] WPMDH1102401J 6–42 5–24 1 171 012 402 WPMDH1152401J 6–42 5–24 1,5 BQFN-39 171 020 302 WPMDB1200362Q 2,95–6 V 0,8–3,6 2 TO263-7EP 171 020 601 WPMDH1200601J 6–42 0,8–6 2 BQFN-41 171 021 501 WPMDU1251501N 7–50 2,5–15 2,5 TO263-7EP 171 032 401 WPMDH1302401J 6–42 5–24 3 BQFN-39 171 040 302 WPMDB1400362Q 2,95–6 V 0,8–3,6 4 TO263-7EP 171 050 601 WPMDM1500602J 6–36 0,8–6 5 BQFN-39 171 060 302 WPMDB1600362Q 2,95–6 V 0,8–3,6 6 Artikelnummer Tabelle 1: Eingangsspannungs-, Ausgangsspannungs- und Eingangsstrombereiche für die MagI³C VDRM-Stromversorgungsmodule Beispielsweise wäre das 171 032 401 (42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) bei einer Eingangsspannung von 24 V auf eine theoretische maximale Ausgangsspannung von -18 V begrenzt. In der Praxis sollte ein Puffer von mindestens 3 - 4 V für Überschwingen und Transienten einkalkuliert werden, was bei einer Eingangsspannung von 24 V eine empfohlene maximale Ausgangsspannung von 14 - 15 V zuließe. Der Inverswandlerbetrieb bietet gegenüber dem Abwärtsregler einen wesentlichen Vorteil: Wie der Name sagt, kann der Absolutwert der Ausgangsspannung höher oder niedriger sein als die Eingangsspannung. Solange die Mindestdauer der Einschalt- und der Ausschaltphase der Module berücksichtigt wird, lässt sich mit einer Eingangsspannung von nur 6 V ein Ausgangswert von -12 V erzielen. Zudem kann, sobald das Modul im Betrieb ist, die Eingangsspannung bis unter die normale Mindesteingangsspannung V IN von 6 V für den Abwärtsmodus abgesenkt werden – es muss lediglich die Summe von VIN + |-VOUT| mindestens 6 V betragen. Abbildung 5 zeigt die maximale Eingangsspannung als Funktion der Ausgangsspannung und die maximale Ausgangsspannung als Funktion der Eingangsspannung. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 3 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Maximum Output Voltage [ |V| ] Maximum Input Voltage [V] 40 WPMDHxxx2401JT 35 WPMDM1500602JT 30 WPMDH1200601JT 25 20 15 10 5 0 0.8 4 8 12 16 20 24 30 WPMDHxxx2401JT 25 WPMDM1500602JT WPMDH1200601JT 20 15 10 5 0 6 10 Output Voltage [ |V| ] 14 18 22 26 30 34 38 42 Input Voltage [V] Abbildung 5: Grafische Beziehungen zwischen maximaler Eingangs- und Ausgangsspannung 3.2. Maximaler Ausgangsstrom In der Inverswandlertopologie ist der maximal mögliche Ausgangsstrom vom Regler eine Funktion des Tastgrads. (Er kann auch als Funktion des Verhältnisses zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung betrachtet werden.) Das liegt daran, dass MagI³C-Stromversorgungsmodule den Drosselstrom erkennen und in der Inverswandlertopologie der Durchschnittswert des Drosselstroms nicht mit dem durchschnittlichen Ausgangsstrom identisch ist (siehe Gleichung 1). Des Weiteren erkennen MagI³C-Stromversorgungsmodule den Drosselstrom während der Einschaltphase des High-Side-MOSFETs, wenn der Strom seinen Spitzenwert erreicht. Die Überstrom-Schutzschaltung überwacht diesen Drosselspitzenstrom. Zur Berechnung des Spitzenstroms muss zunächst der Durchschnittsstrom bestimmt werden. Der Durchschnittstrom der Drossel ist eine Funktion des Tastgrads D, definiert durch: IL-AVG = D= IOUT 1-D |VOUT | VIN + |VOUT | (1) (2) Der Spannungsabfall in den Leistungs-MOSFETs und der internen Speicherdrossel können ignoriert werden, da sie bei den meisten Anwendungen im Vergleich zu -VO und VIN niedrig sind. Zum Berechnen des maximalen Ausgangsstroms für den Inverswandler benötigen wir die Ausgangspannung, die minimale Eingangsspannung, die Induktivität und die Schaltfrequenz. Zunächst berechnen wir den maximalen Tastgrad: DMAX = |VOUT | VIN,min + |VOUT | (3) Jedes MagI³C-Stromversorgungsmodul hat einen festen Grenzwert für den Überstromschutz. Der Übersicht halber sind diese Grenzwerte mit den internen Speicherdrosseln in Tabelle 2 angegeben. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 4 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Artikelnummer Mindeststromgrenzwert IOCP (A) Interne Induktivität L1 (µH) WPMDH1200601JT 2,3 10 WPMDM1500602JT 5,4 3,3 WPMDH1102401JT 1,5 15 WPMDH1152401JT 2,4 15 3,2 10 WPMDH1302401JT Tabelle 2: Mindestgrenzwerte für den Überstromschutz über den gesamten Temperaturbereich Der Spitze-Spitze-Drosselrippelstrom und der Spitzenstrom für Inversregler werden wie folgt berechnet: ∆iL = VIN,min · Dmax L1 · fSW IL-PK = IL-max + (4) ∆iL 2 (5) Abschließend lassen sich die Gleichungen so umstellen, dass man den maximal erreichbaren Ausgangsstrom für die in der Applikation geforderten Bedingungen errechnen kann: IOUT-max = (1 - Dmax ) · (IOCP - 3.3. VIN,min · Dmax ) 2 · L1 · fSW (6) Grenzw erte beim Tastgrad Der Tastgrad bei der VDRM-Produktfamilie der MagI³C-Stromversorgungsmodule wird nicht direkt durch die konstante Einschaltphasenregelung begrenzt, sondern der High-Side-Schalter muss in jedem Schaltzyklus für mindestens 260 ns aus- und für mindestens 150 ns eingeschaltet sein. Diese Grenzwerte führen zu effektiven Mindest- und Höchstwerten für den Tastgrad, die die Module für alle Topologien erzielen können; in allen Modulen werden diese Grenzwerte umso restriktiver, je stärker die Schaltfrequenz zunimmt. Grundsätzlich wird der Inverswandler wahrscheinlich eher als der Abwärtswandler die Grenzwerte für maximalen Tastgrad bzw. minimale Ausschaltzeit erreichen, denn der Inverswandler kann mit niedrigeren Eingangsspannungen betrieben werden als ein Abwärtsregler. 1.2 Maximum Duty Cycle [%] Minimum Duty Cycle [%] 16 14 12 10 8 6 4 2 0 0 200 400 600 800 Switching Frequency [kHz] 1000 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0.0 0 200 400 600 800 1000 Switching Frequency [kHz] Abbildung 5: Tastgradgrenzwerte bezogen auf Schaltfrequenzen zwischen 100 kHz und 1 MHz. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 5 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) 4. Konstruktionsleitfaden _______________________________________ In diesem Abschnitt werden Konstruktion und Auswahl der erforderlichen Bauteile für einen Inverswandler beschrieben, der den folgenden Spezifikationen entspricht: Eingangsspannung: VIN = 10 - 28 VDC Ausgangsspannung: VOUT = -12,0 VDC, IO-MAX = 1,0 A Geschätzte Leistungseffizienz η = 90 % Dieser Wandler kann mit 12 oder 24 V Gleichspannung, 12 V gleichgerichteter Wechselspannung oder 12 Vbzw. 24 V-Batterien betrieben werden. Die Ausgangsspannung in Höhe von -12 V könnte zur Versorgung von Verstärkern, Sensoren oder anderen Analogfunktionen verwendet werden, die eine negative Spannung erfordern. CIN2 VIN = 10 V to 28 V 10 μF VIN RENT CD CIN1 11,8 kΩ Module RON 187 kΩ VOUT RON RFBT CFF 20 kΩ 22 nF FB CO1 CO2 10 μF 10 μF AGND 47 μF 10 μF EN PGND RENB EP 11,8 kΩ SS RFBB 1,43 kΩ CSS -VO = -12 V Max 1,0 A 4,7 nF Abbildung 6: Schaltbild für das Konstruktionsbeispiel 4.1. Ausw ahl des geeigneten Stromversorgungsmoduls Bei diesem Prozess werden Schritte häufiger wiederholt werden müssen. Zunächst einmal beträgt die zwischen VIN- und VOUT-Pin maximal anliegende Spannung 28 V + 12 V = 40 V. Das bedeutet, dass das 5 A MagI³C-VDRM mit einem Grenzwert von 36 V bereits ausgeschlossen werden kann. Danach können wir den durchschnittlichen Drosselstrom mithilfe der Gleichungen 1 und 3 berechnen. Denken Sie daran, dass der höchste Strom auftritt, wenn die Eingangsspannung den niedrigsten Wert hat: Dmax = |VOUT | 12 V = = 0.55 VIN,min + |VOUT | 10 V + 12 V IL-AVG = IOUT 1.0 A = = 2.45 A (1 - Dmax ) · η (1 - 0.55) · 0.9 Wenn der Durchschnittsstrom über 2,0 A liegt, können wir diejenigen Bauteile, die nur 1,0, 1,5 und 2,0 A liefern, ebenfalls aus der Auswahl entfernen. Es bleibt als nur die Version WPMDH1302401JT für 3,0 A. Und dieses Bauteil werden wir auch verwenden. 4.2. Ausw ahl der Schaltfrequenz Hierbei handelt es sich um eine grundlegende Entscheidung, die Auswirkungen auf die Effizienz und die Verlustleistung im Modul hat. Da die Speicherdrossel intern ist, spielt der Kompromiss zwischen Platzbedarf/Größe und Effizienz keine so große Rolle wie bei gängigen Schaltreglern. Infolgedessen sind die wesentlichen Auswahlkriterien Leistungseffizienz/Verlustleistung, die Größe von Eingangs- und Ausgangskondensatoren, der Spitzenrippelstrom (damit der Überstromschutz nicht anspricht) und das Vorhandensein beliebiger empfindlicher Frequenzbänder. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 6 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Aufgrund der erforderlichen Mindestlänge der Einschaltphase von 150 ns wird die maximal mögliche Schaltfrequenz wie folgt berechnet: fSW,max = VOUT 12 V = = 2.9 MHz 150 ns · VIN,max 150 ns · 28 V (7) Der Wert 2,9 MHz liegt deutlich außerhalb des für das 3 A MagI³C-VDRM Modul empfohlenen Maximalbereichs von 200 - 800 kHz – und somit natürlich deutlich jenseits der praktikablen Schaltfrequenz für ein MagI³CStromversorgungsmodul, das eine Ausgangsleistung von 12 W liefert. (Ausführliche Informationen zur Abhängigkeit der Verlustleistung von der Frequenz finden Sie im Abschnitt „Verlustleistung“.) 500 kHz sind eine wesentlich vernünftigere Option, und für diese entscheiden wir uns auch. 4.3. Prüfen von Spitzenstrom und Überstromschutz Wie im Abschnitt „Maximaler Ausgangsstrom“ erwähnt, beeinflussen das Verhältnis von Eingangs- zur Ausgangsspannung und die Schaltfrequenz den maximalen Ausgangsstrom. Nachdem wir uns für das 3,0 A Modul entschieden und die Schaltfrequenz festgelegt haben, können wir mithilfe von Gleichung 6 sicherstellen, dass der Überstromschutz nicht anspricht: IOUT-max = (1 - Dmax ) · (IOCP - VIN,min · Dmax 10 V · 0.55 ) =(1 - 0.55)· (3.2 A ) = 1.2 A 2 · L1 · fSW 2 · 10 µH · 500 kHz Auf der Grundlage dieser Auswertung ist das 3 A MagI³C-VDRM Modul eine ausgezeichnete Wahl. 4.4. Ausw ahl des Einschaltphasenw iderstands R O N Die VDRM-Produktfamilie der MagI³C-Stromversorgungsmodule verwendet eine Regelschleife für die Einschaltphase. Zudem wird die Schaltfrequenz durch Auswahl eines Widerstands programmiert, mit dem bestimmt wird, wie lange der High-Side-MOSFET im jeweiligen Zyklus verbleibt. Die Einschaltdauer verhält sich umgekehrt proportional zur Eingangsspannung und führt so zu einer über den Eingangsspannungsbereich konstanten Schaltfrequenz. Aus diesem Grund sind die Auswahlgleichungen für Abwärts- und Inversregler identisch: RON = VOUT -10 1.13 · 10 · fSW = 12 V 1.13 · 10-10 · 500 kHz = 185 kΩ (8) Der nächstgelegene E96-Wert ist 187 kΩ, und sobald der tatsächliche RON-Wert ausgewählt ist, sollte die maximale Einschaltdauer mithilfe der nächsten Gleichungsfolge ausgewertet werden. tON,max = 4.5. 1.13 · 10-10 · RON 1.13 · 10-10 · 187 kΩ = = 1.11 µs VIN,min + |VOUT | 10 V + 12 V (9) Berechnen der internen Drosselströme Der durchschnittliche Drosselstrom ist bereits bekannt: Nach Gleichung 1 beläuft er sich auf 2,45 A. Wenn die maximale Einschaltdauer und die Induktivität gegeben sind, können der Spitze-Spitze-Rippelstrom und der Drosselspitzenstrom berechnet werden: ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 7 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) ΔiL = VIN,min · tON,max 10 V · 1.11 µs = = 1.1 A P-P L1 10 µH IL-PK = IL-AVG + 4.6. ΔiL 1.1 A = 2.45 A + = 2.99 A 2 2 (10) (11) Ausw ahl der Ausgangskondensatoren Zunächst muss ein wünschenswerter Maximalwert für die Spitze-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit definiert werden. Sofern die Toleranz der Last für die Welligkeit nicht bekannt ist, kann von typischen Werten in einer Größenordnung von 1–2 % der Ausgangsspannung ausgegangen werden. In unserem Fall ist das 1 % von 12 V, somit 120 mV. CO,min = IO,max · tON,max 1.0 A · 1.11 µs = = 9.2 µF ΔvO-max 120 mV ESRmax = ΔVO-max 120 mV = = 40 mΩ IL-PK 2.99 A (12) (13) Anders als der glatte Ausgangsstrom eines Abwärtswandlers mit seinem niedrigen Effektivwert ist der Ausgangsstrom eines Inverswandlers pulsierend und hat einen hohen Effektivwert – ähnlich wie bei einem Aufwärts- oder Sperrwandler. Es ist aus diesem Grund sehr wichtig, den Effektivstrom zu berechnen, der an dem oder den Ausgangskondensatoren anliegt: ICOUT,RMS = IOUT,max ·√ VOUT 12 V = 1.0 A ·√ = 1.1 A VIN,min 10 V (14) Grundsätzlich ist es bei Kapazitätswerten von unter ca. 20 µF möglich, ohne großen Aufwand Keramikkondensatoren zu verwenden. Des Weiteren bewältigen Keramikvielschicht-Chipkondensatoren (MLCCs) sehr hohe Effektivstromwerte, was sie zu perfekten Ausgangskondensatoren für Inverswandler macht. AluminiumPolymer SMD Kondensatoren wären auch hervorragend geeignet. Berücksichtigt man den Kapazitätsverlust von MLCCs beim Betrieb an Gleichspannung, dann können zwei Kondensatoren der Bauform 1210/ 25 V/10 µF mit X7R-Dieelektrikum jeweils 7 µF bieten, wenn eine Ausgangsspannung von 12 V daran angelegt wird. Die typische ESR solcher Kondensatoren liegt bei ca. 2 - 3 mΩ, also deutlich unterhalb des berechneten Maximums, weswegen die Welligkeit der Ausgangsspannung wesentlich niedriger sein wird als der angestrebte Wert von 120 mVP-P. 4.7. Ausw ahl der Eingangskondensato ren Wie bei den Ausgangskondensatoren besteht auch hier der erste Schritt in der Definition einer maximalen Spitze-Spitze-Welligkeit der Eingangsspannung. Dieser Wert hängt in hohem Maße von der Positionierung und der Anbindung des Inversreglers innerhalb der Anwendung ab: Ist er über einen Kabelbaum mit der Eingangsstromversorgung verbunden oder handelt es sich um eine Anwendung, bei der durch Verordnungen wie EN55025 strenge Grenzwerte für leitungsgebundene EMI festgelegt sind, dann ist der Wert für ΔVIN-MAX exakt definiert. In solchen Fällen wird zur Erfüllung der EMI-Anforderungen häufig ein zusätzliches L-C- oder Ferrit- ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 8 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) C-Filter benötigt. (Hinweis: Ausführliche Informationen zur Filterkonstruktion finden Sie im Werk „Trilogie der induktiven Bauelemente“, das über Würth Elektronik bezogen werden kann.) Fehlen festgelegte Grenzwerte, dann ist ein typischer Zielwert 1 % der minimalen Eingangsspannung. In diesem Fall wären dies 1 % von 10 V, also 100 mV. Die Eingangskapazität lässt sich dann wie folgt berechnen: CIN,min = IOUT,max · tON,max 1.1 A · 1.11 µs = = 11.1 µF ΔVIN-MAX 100 mV ESRMAX = ΔVIN-MAX 100 mV = = 33 mΩ IL-PK 2.99 A (15) (16) Inverswandler ziehen ebenso wie Abwärts- und Sperrregler pulsierende Eingangsströme mit hohen Effektivwerten, weswegen auch hier die Berechnung des Effektivstroms des Eingangskondensators wichtig ist: IIN,AVG = IOUT,max · VOUT 1 A · 12 V = = 1.33 A VIN,min · η 10 V · 0.9 ICIN,RMS = IIN,AVG ·√ ANS007, 2015-10-20, ChrR Dmax 0.55 = 1.33 A ·√ = 1.47 A 1 - Dmax 1 - 0.55 (17) (18) Seite 9 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Zwei Positionen für die Eingangskondensatoren CIN1 + (VIN+VOUT) CONTROL VIN -+ CIN2 + VIN - SYNC + VL - IL -VOUT COUT VOUT + IOUT CIN1 CONTROL ON VIN -+ CIN2 -VOUT IL COUT CIN1 SYNC ON -VOUT VIN -+ CIN2 IL COUT Abbildung 7: CIN1 liegt zwischen VIN und –VOUT, CIN2 zwischen VIN und GND, wodurch die Strompfade vorgegeben sind Aufgrund der Art und Weise, wie in der Inverswandlertopologie ein Abwärtsregler verwendet wird, der auf die negative Ausgangsspannung bezogen ist, gibt es zwei Positionen, an denen die Eingangskapazität genutzt wird. CIN2 ist zwingend erforderlich, weil er die vom Wandler benötigten hohen Wechselströme bereitstellt und die Eingangsspannung aufrechterhält, solange der Steuerungs-MOSFET deaktiviert und der Synchronisierungs-MOSFET aktiviert ist (vgl. Abbildungen 4 und 7). CIN1 ist nicht unbedingt notwendig, aber sehr nützlich, um die Welligkeit der Ausgangsspannung zu reduzieren und so Probleme mit Lasten aus dem Weg zu räumen, die anfällig für Spannungswelligkeiten sind, beispielsweise Verstärker oder AD-Wandler. Zudem verbessert eine niedrigere Ausgangswelligkeit die leitungsgebundene EMI am Ausgang des Wandlers. Auf den ersten Blick könnte CIN1 wie ein zusätzliches, unnötige Kosten verursachendes Bauteil wirken, aber in der Praxis spart diese Komponente Geld wie auch Platz auf der Platine ein, denn es erlaubt das – möglicherweise sogar vollständige – Weglassen von Ausgangsfiltern. An CIN1 liegt eine durchschnittliche Spannung von V OUT + VIN an; in der vorliegenden Anwendung ist dies schlimmstenfalls VINMAX, womit die Summe von 40 V erreicht wird. CIN2 ist der „Standardeingangskondenstor“ ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 10 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) zwischen VIN und Betriebserde, weswegen die Maximalspannung gleich VINMAX – in diesem Fall also 28 V – ist. Die Verteilung der Gesamtkapazität zwischen den Positionen CIN1 und CIN2 beeinflusst sowohl die Welligkeit der Eingangsspannung (zwischen VIN und Betriebserde, wo die leitungsgebundene EMI gemessen wird) als auch die der Ausgangsspannung. Normalerweise besteht der beste Kompromiss darin, die Hälfte der in Gleichung 15 berechneten Gesamtkapazität bei CIN1 und die andere Hälfte bei CIN2 anzuordnen. Aufgrund der an CIN1 und CIN auftretenden hohen Effektivströme sind MLCCs als Eingangskondensatoren für Inverswandler eine exzellente Wahl. Die Maximalspannungen von 40 bzw. 28 V an CIN1 und CIN2 erfordern die Nutzung von Kondensatoren, die für mindestens 50 V ausgelegt sind, mit X5R- oder X7R-Dieelektrikum. In diesem Fall verwenden wir 10-µF-Komponenten der Bauform 1210 für 50 V mit X5R-Dieelektrikum. Aufgrund des Kapazitätsverlusts infolge der Gleichstromvorspannung besteht ein Vorteil der Konstruktion mit MLCCs darin, dass der schlimmstmögliche Fall, in dem die höchste Kapazität benötigt wird, bei der kleinstmöglichen Eingangsspannung auftritt, bei der der Kapazitätsverlust am niedrigsten ist. In diesem Beispiel (22 V) liegt die Istkapazität von CIN1 bei ca. 6 µF, und bei 10 V für CIN2 beträgt sie ca. 9 µF. An jeder Position wird jeweils ein Kondensator angeordnet. Aufgrund der komplexen Interaktion und der Schwierigkeit, die Ströme über die Kondensatoren zu messen, kann eine Laborsimulation sehr hilfreich sein. Abbildungen 8 und 9 zeigen die Welligkeit der Eingangsspannung bezogen auf Masse und die Welligkeit der Ausgangsspannung für zwei Fälle: zunächst für die Anordnung der Gesamtkapazität an CIN2 und dann für die empfohlene Kapazitätsteilung zwischen den beiden Positionen. In diesem Beispiel ist die Welligkeit der Eingangsspannungen in beiden Fällen ähnlich, jedoch bei zwischen CIN1 und CIN2 geteilter Kapazität geringfügig höher. Ursache hierfür sind die Kapazitätsverluste beim Anlegen von VOUT + VIN an CIN1. Eine deutliche Verbesserung finden wir hingegen bei der Welligkeit der Ausgangsspannung vor. Diese ist im durchgehenden AC-Weg begründet, den CIN1 von der Eingangs- zur Ausgangsspannung bietet. Ohne CIN1 gäbe es bei keinem der beiden Schaltzustände eine direkte Energieübertragung vom Eingang zum Ausgang, während bei Integration von CIN1 ein Wechselstrom fließen kann, durch den sich die Ausgangswelligkeit sowohl bei der Wellenform als auch hinsichtlich der Amplitude stärker an die angestrebte niedrige Welligkeit der Ausgangsspannung eines Abwärtswandlers annähert. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 11 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Input voltage ripple 23.97 23.965 23.96 23.955 VIN [V] 23.95 23.945 23.94 23.935 23.93 23.925 23.92 8.678 8.68 8.682 8.684 8.686 8.688 8.69 8.692 Time [ms] Abbildung 8: Welligkeit der Eingangsspannung: gesamte Kapazität bei CIN2 (rot), 50:50-Teilung der Kapazität (grün) Output voltage ripple -11.974 -11.976 -11.978 negative VOUT [V] -11.98 -11.982 -11.984 -11.986 -11.988 -11.99 -11.992 -11.994 8.287 8.288 8.289 8.29 8.291 8.292 8.293 8.294 Time [ms] Abbildung 9: Welligkeit der Ausgangsspannung: gesamte Kapazität bei CIN2 (rot), 50:50-Teilung der Kapazität (grün) ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 12 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Dämpfung zur Vermeidung von Resonanz am Eingang LPARA CD VIN -+ CIN2 CIN1 -ZIN ESR Abbildung 10: Parasitäre Eingangsleitungsinduktivität LPARA, Eingangskondensatoren und Dämpfungskondensator CD mit definiertem ESR Die Kombination aus großer parasitärer Induktivität aufgrund langer Eingangsleitungen der Stromversorgung und reinen Keramikkondensatoren bildet ein L-C-Filter mit hoher Güte, das in Schwingung versetzt werden kann, wenn es die negative Eingangsimpedanz eines Schaltwandlers speist. Aus mathematischer Sicht schwingt ein Schaltnetzteil mit dem Eingangsfilter, wenn die Impedanz des Eingangsfilters höher ist als der Absolutwert der negativen Eingangsimpedanz des Schaltnetzteils. Diese subharmonische Resonanz wird oft als „Netzteilwechselwirkung“ bezeichnet. Abbildung 11 zeigt den negativen Effekt auf die in diesem Anwendungshinweis entworfene Beispielschaltung beim Anschluss an eine Stromversorgung über 30-cm-Kabel. Der schlimmste Fall einer Netzteilwechselwirkung tritt bei minimaler Eingangsspannung und maximalem Ausgangsstrom auf, wenn der Absolutwert der Eingangsimpedanz des Wandlers am niedrigsten ist. Diese Schwingung von ca. 43 kHz ist eine EMI-Quelle und sollte durch Ergänzen eines größeren Kondensators mit höherer ESR parallel zu CIN1 beseitigt werden, um die Resonanz zu unterdrücken. Abbildung 11: Eingangsspannung mit subharmonischer Schwingung infolge der Netzteilwechselwirkung bei VIN ≤ 10,5 V und IO = 1,0 A Die Kapazität des Abschwächungskondensators CD sollte vier bis fünf Mal höher liegen als die des Keramikkondensators CIN1. Zur kritischen Dämpfung der L-C-Resonanz lässt sich die minimale ESR des Abschwächungskondensators wie folgt berechnen: ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 13 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) ESR ≥ 1 LF 1 1 µH ·√ - DCR = · √ - 0.003 Ω = 0.155 Ω 2 CIN,1 2 10 µF (19) Für dieses Beispiel ist die tatsächliche Eingangsinduktivität rein parasitär; in solchen Fällen kann ein Wert von 1 µH angenommen werden. Wird eine Eingangsdrossel verwendet, dann ersetzt dieser Wert L F. Die ESR der meisten großen MLCCs liegt im Bereich zwischen 2–3 mΩ und kann ignoriert werden. Aluminiumkondensatoren sind aufgrund ihrer hohen ESR eine gute Wahl für die Abschwächung, doch lässt sich notwendigenfalls auch ein diskreter Widerstand in Reihe mit CD schalten, um einen ausreichend hohen Abschwächungswiderstand zu gewährleisten. In diesem Beispiel wollen wir annehmen, dass C IN1 bei VIN = 10 V (CIN1 = 10 µF) 100 % seiner Nennkapazität aufweist. Deswegen bieten 47 µF das Vier- bis Fünffache der erforderlichen Kapazität. Eine geeignete Option wäre ein 47-µF-Aluminium-Elektrolyt-Kondensator für 50 V mit einer Impedanz von 300 mΩ und einem Effektivstrom (Nennwert) von 500 mA. Ein solcher Kondensator würde nicht nur jegliche potenziell auftretende Schwingung abschwächen, sondern auch die Spitze-Spitze-Welligkeit von Eingangs- wie Ausgangsspannung reduzieren. Abbildung 12: Welligkeit der Eingangsspannung bei Abschwächungskondensator C D parallel zu CIN1. VIN = 10,0 V, IO = 1,0 A 4.8. Ausgangsspannung, UVLO und Softstarter Die Ausgangsspannung wird mit einem Spannungsteiler aus SMD Widerständen unter Verwendung derselben Gleichungen wie beim Abwärtsregler ausgewählt. Wählen Sie für den oberen Rückkopplungswiderstand RFBT einen Wert zwischen 10 und 50 kΩ aus. In unserem Beispiel hat RFBT 20 kΩ. Der untere Widerstand RFBB wird dann wie folgt berechnet: RFFB = RFBT 20 kΩ = = 1.43 kΩ VOUT 12V -1 -1 0.804 V 0.804 V (20) (Festlegung RFBB = 1.43 kΩ) ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 14 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Der Softstarter bleibt ebenfalls unverändert. Die eingangsseitige UVLO (Spannungsabfallsperre) dagegen erfordert einige Änderungen. Wird zwischen VIN und -VOUT ein Widerstandsteiler eingesetzt, dann bleibt der Anstiegsgrenzwert (also der Grenzwert für die Einschaltphase) mit dem eines Abwärtsreglers identisch. Das liegt daran, dass das -VOUT-Netz vor Beginn der Anstiegsphase des Inverswandlers bei ca. 0 V liegt; sobald jedoch der Reglerbetrieb beginnt, fällt die Spannung am GND-Pin des Moduls um den Wert der Ausgangsspannung und verschiebt so den fallenden UVLO-Grenzwert (also den Grenzwert für die Abschaltphase) um einen Betrag, der der Ausgangsspannung entspricht. Es muss sichergestellt sein, dass die maximale Betriebsspannung von 6,5 V am EN-Pin nicht überschritten wird, sobald das Modul sich im Betrieb befindet und die Gesamtspannung zwischen den VIN- und GND-Pins gleich VIN + VOUT ist. Auf den Standarddemobaugruppen für die MagI³CStromversorgungsmodule befindet sich eine 5,1-V-Zenerdiode, die zur Vermeidung von Überspannungen den EN- mit dem GND-Pin verbindet. Diese Zenerdiode muss bei allen Konstruktionen vorhanden sein, bei denen die UVLO mit einem einfachen Widerstandsteiler realisiert wird. Schiebeschaltungen für Präzisions -UVLOs oder Logikeinschaltung Bei einigen Anwendungen kann die große Hysterese zwischen dem steigenden UVLO-Einschaltgrenzwert (VEN) und dem fallenden Abschaltgrenzwert (V SD) von Vorteil sein, doch in den meisten Fällen beträgt die Differenz zwischen VEN und VSD weniger als 1 V. Wenn Sie eine kleine Hysterese erzielen möchten, benötigen Sie einen Schiebekomparator. Abbildung 13 zeigt einen beispielhaften Aufbau aus kostengünstigen Bauteilen. VIN 10kΩ R1 10kΩ R1 MMBT3906 R3 R1 R2 TLV431 VREF = 1,24V EN pin R4 -VOUT Abbildung 13: Schiebekomparator für Präzisions-UVLOs mit geregelter Hysterese Die folgenden Gleichungen definieren die Widerstandswerte, die zur Festlegung der gewünschten UVLOGrenzwerte erforderlich sind: VEN = 9,5 V VSD = 9,0 V R1 = (VEN - VREF ) · 10 kΩ = (9.5 V - 1.24 V) · 10 kΩ = 82.6 kΩ (21) (Festlegung R1 = 82,5 kΩ) Die logische Einschaltspannung am EN-Pin sollte auf einen Wert von etwa 3 V festgelegt werden. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 15 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) R4 = 3 V · R1 3 V · 82.5 kΩ = = 13.4 kΩ VOUT + VEN - 3V 12 V + 9.5 V - 3 V (22) (Festlegung R4 = 13.7 kΩ) R3 = R3 = R1 ·(VSD + VOUT ) - R1 - R4 VEN - VSD (23) 82.5 kΩ · (9 V + 12 V) - 82.5 kΩ - 13.4 kΩ = 3.37 MΩ 9.5 V - 9 V (Festlegung R3 = 3.4 MΩ) R2 = R2 = R1 · VREF · (R1 + R3 + R4 ) (R1 + R3 + R4 ) · (VEN - VREF ) - R1 · (VOUT + VREF ) (24) 82.5 kΩ · 1.24 V · (82.5 kΩ + 3.4 MΩ + 13.7 kΩ) = 12.9 kΩ (82.5 kΩ + 3.4 MΩ + 13.7 kΩ) · (9.5 V - 1.24 V) - 82.5 kΩ · (12 V + 1.24 V) (Festlegung R2 = 13 kΩ) Die Bezugnahme des Moduls auf das -VO-Netz modifiziert auch die Schnittstelle zum Ein- oder Ausschalten über andere ICs, Mikrocontroller usw. mithilfe von CMOS- oder TTTL-Logikpegeln. Wie wir auf der linken Seite von Abbildung 3 sehen können, benötigen wir einen P-MOSFET und zwei Widerstände. RENT und RENB sollten jeweils auf 10 kΩ festgelegt sein. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 16 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) 5. Verw enden der Abwärtsregler -Demobaugruppe für die Inversw andlung _______________________________________________________ Zum testen der MagI³C-Stromversorgungsmodule als Inversregler sind nur ein paar Handgriffe und ein Lötkolben erforderlich. Zum Erstellen der in Abschnitt 3 entworfenen Schaltung verwenden wir als Ausgangsbasis die Demobaugruppe WPMDH1302401JT. Gehen Sie nun wie folgt vor: 1. Als Eingangskondensatoren kommen ursprünglich zwei MLCCs (1210, X5R, 50 V, 10 µF) zum Einsatz. Belassen Sie einen davon als CIN1 auf der Platine, entfernen Sie den zweiten, positionieren Sie ihn aufrecht und verbinden Sie ihn über eine möglichst kurze Leitung mit dem ehemaligen Knoten „Vout“, der nun als Betriebserde fungiert. Dies ist jetzt CIN2. a. Um die in Abschnitt 3.7.2 beschriebene subharmonische Schwingung zu verhindern, fügen Sie einen für mindestens 47 µF/50 V ausgelegten Aluminium-Elektrolyt-Kondensator zwischen den Knoten VIN und -VOUT ein. 2. Zur Verschiebung des Einschaltgrenzwerts (VIN ansteigend) auf 9,5 V ersetzen Sie RENB durch einen 18-kΩ-Widerstand (1 %). Denken Sie daran, dass der Abschaltgrenzwert um den Wert der Ausgangsspannung (12 V) angehoben wird, sodass der Regler in der Praxis so lange im Betrieb bleibt, bis die Eingangsspannung auf nahezu null fällt. a. So verwenden Sie eine Logikeinschaltung: Entfernen Sie RENT und verbinden Sie mit einem 12-kΩ-Durchsteckwiderstand VIN mit der Quelle eines Durchsteck-P-MOSFET. Verbinden Sie die Basis mit der Betriebserde, den Drain mit dem EN-Pin des Moduls. b. Zur Festlegung der Hysterese entsprechend unserer Definition in Abschnitt 4.8.1 entfernen Sie sowohl RENT als auch RENB. Bauen Sie die Schaltung aus Abbildung 13 unter Beachtung der berechneten Werte in einem kleinen Teilbereich der Lochrasterplatine auf und verbinden Sie sie dann über möglichst kurze Kabel mit den Knoten V IN, GND, -VOUT und EN der Demobaugruppe. 3. Bringen Sie entsprechende Aufkleber an oder streichen Sie die vorhandene Markierung „GND“ durch und beschriften Sie sie als „-VOUT“ neu. Dasselbe tun Sie mit der Originalmarkierung „V OUT“, die Sie mit „GND“ beschriften. Die Verwendung eines andersfarbigen Anschlussdrahts (beispielsweise in blau) erinnert den Benutzer daran, dass die Ausgangsspannung negativ ist. a. Denken Sie daran, dass viele elektronische Lasten nur mit positiven Spannungen funktionieren, weswegen die Betriebserde der modifizierten Demobaugruppe mit dem positiven Eingang der elektronischen Ladung und die negative Ausgangsspannung der Demobaugruppe mit dem negativen Eingang der elektronischen Last verbunden werden sollte. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 17 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Abbildung 14: Demobaugruppe 178032401 mit Modifikationen zur Verwendung als Inverswandler 6. Thermische Aspekte __________________________________________ Die im Datenblatt zur 178032401 im Abschnitt „Power Loss and Board Thermal Requirements“ beschriebene Theorie lässt sich mit wenigen Änderungen auch auf den Inversregler anwenden. Sehen Sie sich zunächst einmal die beiden folgenden Diagramme aus dem Datenblatt an: Power Loss: VOUT = 12V @ TAMB = 85°C Power Loss [W] 4.0 VIN = 15V VIN = 24V VIN = 36V 3.0 2.0 1.0 0.0 0.0 0.5 1.0 Package Thermal Resistance θJA 4 Layer Printed Circuit Board with 35µm Copper Thermal Resistance θJA [°C/W] 5.0 1.5 2.0 Output Current [A] 2.5 3.0 40 0LFM (0m/s) air 225LFM (1.14m/s) air 500LFM (2.54m/s) air Evaluation Board Area 35 30 25 20 15 10 5 0 0 10 20 30 40 50 60 Board Area [cm²] Abbildung 15: Daten zum thermischen Verhalten (aus dem Datenblatt zur 178032401) ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 18 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Zur Verwendung der Kennlinien aus Abbildung 15 setzen Sie den in Gleichung 1 berechneten Drosselstrom IL-AVG als Ausgangsstrom ein. Der denkbar schlimmste Fall in Sachen Verlustleistung liegt vor, wenn die Eingangsspannung am niedrigsten und folglich der Drosselstrom am höchsten ist. Setzen Sie VINMIN + |VO| anstelle von VIN in die Kennlinie für Verlustleistung bezogen auf den Ausgangsstrom ein. In diesem Beispiel sind dies 10 V + 12 V = 22 V, d. h., die rote Kennlinie für VIN = 24 V ist die nächstgelegene. Zur Erinnerung: Der durchschnittliche Drosselstrom liegt bei 2,45 A, mithin lässt sich eine Verlustleistung PD von ca. 2,5 W aus der Kennlinie ablesen. Dem Datenblatt lässt sich entnehmen, dass der maximale Wärmewiderstand, der erforderlich ist, um die Modultemperatur unter dem Grenzwert von 125 ºC zu halten, wie folgt berechnet wird: θjaMAX = TJmax - TA 125°C - 85°C °C = = 16 PD 2.5 W W (25) Die Kennlinie des Wärmewiderstands bezogen auf den Platinenbereich zeigt, dass etwa 55 cm2 benötigt werden, um entsprechend viel Leistung abzuführen und die Modultemperatur unter 125 ºC zu halten. 7. Stückliste __________________________________________________ Index Beschreibung Größe Wert U1 MagI³C-Stromversorgungsmodul 7-poliges VDRM UIn: 6 - 42 V, UOut: 0,8 - 6 V, IOut: 3 A CIN1, CIN2, Co1, Co2 KeramikvielschichtChipkondensatoren (MLCC) 1210 10 µF, 50 V, ±20 %, X5R CD Aluminium-Elektrolyt-Kondensator 8 × 11,5 mm 100 µF, 0,87 A, 0,3 Ω CSS KeramikvielschichtChipkondensator (MLCC) 0603 4,7 nF, 50 V, +-10 %, X5R RENB, RENT Dickschichtwiderstand 0603 11,8 kΩ, 1 % RFBB Dickschichtwiderstand 0603 1,43 kΩ, 1 % RFBT Dickschichtwiderstand 0603 20 kΩ, 1 % RON Dickschichtwiderstand 0603 187 kΩ, 1 % ANS007, 2015-10-20, ChrR Best.-Nr. 171 032 401 EEUFR1H101 Seite 19 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) 8. Leiterplattenla yout ___________________________________________ Der nun folgende Abschnitt enthält eine Schrittanleitung, um eine Platine mit maximaler Effizienz, Wärmemanagement und elektromagnetischer Kompatibilität (EMV) zu erstellen. Abbildung 16 zeigt das vollständige Schaltbild einschließlich optionaler Eingangs- und Ausgangsfilter für weitere Schaltungskonfigurationen oder -anforderungen. IC_COM 8 LED1 3.3µH 10 V to 28 V CIN,1c CIN,1b CIN,1a DNP 10µF 1µF J1 Cd CIN,2b CIN,2a 47µF DNP 10µF FB VOUT 3 AGND 2 SS 1 4 5 6 7 RON 187kΩ RENT 1 2 EN/OFF RENB 3.2 V 30 mA RLED 16kΩ IC_CO M CSS 4.7nF Cf DNP EN VIN LIN RON Sense-in VIN VIN PGND WPMD MagI³C EN 150kΩ Z1 GND1 Cff 22nF RRBT 20kΩ COUT,2 COUT,3 COUT,4 COUT,5 1µF 10µF 10µF 10µF 10µF RFBB 1.43kΩ 20kΩ COUT,1 IC_COM GND2 Sense-out LOUT 3.3µH -VOUT -VOUT Abbildung 16: Vollständiges Schaltbild für Platinenlayout Ein optionales Bauteil, das auf diesem Schaltbild nicht dargestellt ist, ist ein Kühlkörper für das MagI³C Modul (Fischer FK 244 08 D PAK). Die beiden 3,5 mm ×9 mm großen Deckschichtpads auf beiden Seiten des Moduls (vgl. Abbildungen 17 und 18) dienen der Montage dieses Kühlkörpers. 8.1. Einsetzen des Moduls und der Eingangskondensatoren aus Keramik Schalt- und Überschw ingfrequenz Grundsätzlich gibt es zwei Rauschgrundfrequenzen bei hart geschalteten Wandlern: Die Schaltfrequenz und die Überschwingfrequenz. „Überschwingen“ bezeichnet hierbei die Schwingung, die auftritt, wenn in der parasitären Kapazität von Halbleiterschaltern gespeicherte Energie beim Öffnen oder Schließen freigesetzt wird und dann mit der parasitären Induktivität in der Schaltung überschwingt. Das Überschwingen tritt üblicherweise bei Frequenzen auf, die mehrere Größenordnungen höher als die Schaltfrequenz sind – meist im Bereich zwischen 50 und 200 MHz. Im Stromkreis mit den stärksten elektromagnetischen Störungen (EMV) sind der oder die Eingangskondensatoren mit den internen Leistungs-MOSFETS der MagI³C-Stromversorgungsmodule verbunden. Deswegen ist es zur maximalen Absenkung der abgestrahlten EMV unabdingbar, den umschlossenen Bereich möglichst klein zu halten. Positionieren Sie die kleinsten Kondensatoren möglichst nah an den Pins bzw. Pads des Moduls, um beim Ausfiltern des Überschwingens maximale Wirkung zu erzielen. In diesem Kontext bezeichnet „klein“ sowohl die Kapazität als auch seine Abmessungen. Je höher die Frequenz eines Signals, desto besser strahlt es bei abnehmender Schleifengröße. Aus diesem Grund werden höhere Frequenzen durch niedrigere Kapazität effizienter ausgefiltert. Gleichermaßen wichtig ist die physische Größe der Kondensatoren, denn je kleiner der Kondensator ist, desto niedriger ist seine parasitäre Induktivität (ESL). Auch deswegen ist der physisch kleinere Kondensator der bessere Filter für höherfrequente Störungen. Führung der beiden Eingangskreise Für den Inverswandler gibt es zwei Eingangskreise: einen zwischen V IN, den MOSFETS und GND und einen zweiten zwischen VIN, den MOSFETS und -VO. Hier ist ein Kompromiss erforderlich, wobei dem Kreis zwischen ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 20 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) VIN, MOSFETS und -VO Vorrang eingeräumt werden sollte, da hier der höhere Spitze-Spitze-Rippelstrom auftritt und deswegen mehr EMV abgestrahlt wird als beim Kreis zwischen VIN, MOSFETS und GND. Abbildung 17: Positionieren Sie die Eingangskondensatoren mit möglichst kleiner Schleife rechts neben den Pins bzw. Pads des Moduls. Die Schleife zwischen VIN, MOSFETS und VO ist grün gekennzeichnet, der Kreis zwischen VIN, MOSFETS und GND blau. Positionieren der größeren Kondensatoren mit höherer Kapazität in größerem Abstand Der Kondensator Cd bietet eine Eingangsfilterwirkung und verringert zudem den Rippelstrom/-spannung. Er kann weiter entfernt vom Modul angebracht werden, da es sich hierbei um einen Kondensator mit höherer Kapazität und wesentlich höherer ESL handelt, der aufgrund dessen nur geringe Auswirkungen auf die hochfrequente EMV hat. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 21 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) 8.2. Positionieren der Ausgangskondensatoren und der Eingangs - und Ausgangsfilter Die Ausgangskondensatoren in der Inverswandlertopologie filtern – ebenso wie die Eingangskondensatoren – einen lückenden Strom mit hohem Effektivwert. Hier sollte eine gemischte Konfiguration kleinerer und größerer Keramikkondensatoren verwendet werden, um sowohl hochfrequentes Überschwingen als auch niederfrequente Schaltgeräusche und Störungen zu filtern. Wie am Eingang sollten auch hier die kleinsten Kapazitätswerte möglichst nah an den Pins bzw. Pads des Moduls angeordnet werden, in nächstgrößerer Entfernung die größeren Keramikkondensatoren und schließlich ggf. eingesetzte große Kondensatoren wie AluminiumElektrolyt-, Polymer-Aluminium- oder Tantalkondensatoren. Der Eingangsfilter (LIN und CF) und Ausgangsfilter (LOUT und CO4-CO5) sind beide optional – d. h. keines der Bauteile für die beiden Filter ist bereits vormontiert – aber wenn sie verwendet werden, sollten sie weiter weg vom Modul angeordnet werden. Beide Filter beeinflussen die bei der Schaltfrequenz und deren harmonischen Oberwellen generierten Störungen, weswegen sie so geführt werden sollten, dass der gesamte von der Eingangsstromquelle kommende Eingangsstrom wie auch der gesamte die Ausgangsanschlüsse passierende Ausgangsstrom über die Pads der Filterkondensatoren CF und CO4-CO5 geleitet wird. Abbildung 18: Ausgangskondensatoren und LC-Filter für Wandlereingang und -ausgang 8.3. Anordnen der Analogbauteile In diesem Fall bezeichnet „analog“ alle Bauteile, mit denen die Analogfunktionen der MagI³C-Stromversorgungsmodule eingestellt werden, also etwa die Ausgangsspannung, der UVLO-Grenzwert und die SoftstarterZeit. In diesem Fall sollten alle diese Bauteile möglichst nah an den Pins des Moduls angeordnet werden, doch aus einem anderen Grund: Werden Verbindungsleiter und Schleifenfläche zwischen den Analogbauteilen und ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 22 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) den Pins des Moduls minimiert, dann verringert sich auch ihre Anfälligkeit gegenüber der Störstrahlung, die von den MOSFETS, der Drossel und ggf. vorhandenen externen Störquellen erzeugt wird. Anordnen des Ausgangsspannungs -Widerstandsteilers Nähe des Moduls in der Ein häufig anzutreffender Layoutfehler besteht in der Anordnung des Ausgangsrückführungs-Widerstandsteilers (Rfbt und Rfbb) in der Nähe des letzten Ausgangskondensators (je nach Verwendung des Ausgangsfilters CO3 oder C04). Dies ist insofern ein Fehler, als die Impedanz der Leiterbahn, die den Mittelpunkt des Teilers mit dem FB-Pin verbindet, sehr hoch ist – es handelt sich um den Eingang eines Komparators oder eines Operationsverstärkers. Diese hohe Impedanz wiederum macht die Leiterbahn extrem anfällig für Störeinstreuungen. Die Leiterbahn muss deswegen möglichst kurz gehalten werden, indem Rfbt und Rfbb möglichst nah am FB- und AGND-Pin positioniert werden. Verw enden einer zentralen Bezugsquelle für die Analogbauteile Eine weitere nützliche Vorgehensweise besteht darin, alle Analogbauteile, die mit dem AGND-Pin des Moduls verbunden sind, über eine oberseitige Leiterbahn oder ein Kupferfläche zu führen und diese dann an nur einer Stelle mit dem AGND-Pin zu verbinden. (Beachten Sie dabei, dass der AGND-Pin elektrisch vor dem Ausgangsfilter mit dem Knoten -VO verbunden ist; im Schaltbild in Abbildung 16 ist dieses Netz als „IC_COM“ bezeichnet.) Der AGND-Pin wird dann über eine kurze Bahn mit dem Wärmeleitpad des Moduls verbunden, das den PGND-Pins („Power Ground“) eines normalen Schaltreglers oder Steuer-ICs entspricht. Diese Punktverbindung dient der Bereitstellung einer gemeinsamen Bezugsspannung für alle Analogfunktionen. Diese relative Bezugsspannung zwischen dem MagI³C-Stromversorgungsmodul und den Analogkomponenten bleibt in diesem Fall auch dann gleich, wenn elektrische Störungen in die AGND-Leiterbahn oder das Profil einstreuen. Abbildung 19: Anordnung der Analogbauteile, mit Detaildarstellungen rechts 8.4. Führen der Leistungspol ygone auf der Leiterplattenoberseite Für die oberseitigen Stromwege, über die Eingangs- und Ausgangsstrom übertragen und an die die Eingangsund Ausgangskondensatoren angeschlossen sind, sollten breite Leiterbahnen bzw. massive Polygone verwendet werden. Bei Bauteilen mit hoher Leistungsdichte – und um ein solches handelt es sich beim MagI³CANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 23 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Stromversorgungsmodul – stellt das Kupferprofil zwischen dem Versorgungspad und Pin 4 des Moduls auch den wesentlichen Wärmeabfuhrweg dar. Beachten Sie, dass dieses Netz beim Inversregler die negative Ausgangsspannung -VO vor dem Ausgangsfilter ist, die als „IC_COM“ beschriftet ist. Wenn man die Polygone/Flächen von Netzen wie VIN und GND, -VO und GND oder VIN und -VO nahe aneinander entlangführt, erhöht sich auch die vorteilhafte parasitäre Kapazität zwischen ihnen. Hierdurch verstärkt sich der Wert in der Regel um 100 pF bis 1 nF, was für die Filterung der höchsten Störfrequenzen sehr praktisch ist. Abbildung 20: Leistungspolygone V IN, IC_COM und -VO 8.5. Platzieren der Analogbauteile vor dem GND -Pol ygon Positionieren Sie zunächst die Bezugsleiterbahn bzw. das Bezugsprofil wie im Abschnitt „Anordnen der Analogbauteile“ beschrieben und in Abbildung 19 gezeigt. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 24 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Abbildung 21: Einzelpunktverbindung aller Analogbauteile mit dem AGND-Pin und nachgeschaltet dem Versorgungspad 8.6. Layout der Betriebserde Bei diesem Inverswandler stellt das GND-Netz eine wichtige Verbindung auf der unterseitigen Schicht zwischen den negativen Anschlüssen der Eingangskondensatoren und den positiven Anschlüssen der Ausgangskondensatoren bereit. Dieses Profil sorgt für eine Absenkung der Induktivität im Kreis zwischen V IN, MOSFET und GND. Grundsätzlich sollten alle Wege, die Schaltströme übertragen, ohne Wechsel der Schicht und ohne Verwendung von Vias geführt werden, denn diese bilden einen unerwünschten Widerstand und erhöhen zudem noch die Induktivität. Wenn die Verwendung von Vias unvermeidlich ist, verwenden Sie mehrere Vias parallel, um Widerstand und Induktivität zu senken. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 25 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Abbildung 22: GND-Netz, geführt über ober- und unterseitige Leiterplatten-Schichten 8.7. Wärmemanagement durch Fluten der unterseitigen Schicht Das Versorgungspad des Moduls ist mit dem IC_COM-Netz verbunden, d. h., der größte Teil der unterseitigen Leiterplatten-Schicht sollte mit diesem Netz verbunden sein. Es ist wichtig, die unterseitige Schicht möglichst massiv zu gestalten. Dies ist sowohl in elektrischer Hinsicht (bessere parasitäre Kapazität zwischen VIN und GND einerseits und VIN und -VOUT andererseits) als auch für ein wirkungsvolles Wärmemanagement sinnvoll (ein größerer Kupferbereich ist über die Wärmeabfuhr-Vias mit dem freiliegenden Pad verbunden). Nur die kurze Verbindung am GND-Netz und eine minimale Anzahl von Kelvin-Messleitungen werden über diese Schicht geführt; danach sollte alles übrige mit Kupfer geflutet werden, das mit IC_COM verbunden ist. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 26 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) Abbildung 23: Unterseitige Schicht mit der mit IC_COM verbundenen, mehrere Wärmeabfuhrlöcher aufweisenden Massivebene 9. Fazit _______________________________________________________ Wenn man die VDRM-Module der MagI³C-Stromversorgungsmodule genauer betrachtet, kann man damit hervorragende Inversregler konstruieren. Sie stellen eine kompakte Lösung mit geringen EMV-Störungen dar, die negative Ausgangsspannungen für eine Vielzahl von Anwendungen bereitstellen können – und das ohne komplizierten Konstruktionsaufwand. ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 27 von 28 APPLICATION NOTE Entwerfen eines Inverswandlers mit dem MagI³C Power ModulWPMDH1302401/171032401 (6 - 42 VIN / 3 A / 5 - 24 VOUT) WICHTIGER HINWEIS Der Anwendungshinweis basiert auf unserem aktuellen Wissens- und Erfahrungsstand, dient als allgemeine Information und ist keine Zusicherung der Würth Elektronik eiSos GmbH & Co. KG zur Eignung des Produktes für Kundenanwendungen. Der Anwendungshinweis kann ohne Bekanntgabe verändert werden. Dieses Dokument und Teile hiervon dürfen nicht ohne schriftliche Genehmigung vervielfältigt oder kopiert werden. Würth Elektronik eiSos GmbH & Co. KG und seine Partner- und Tochtergesellschaften (nachfolgend gemeinsam als „WE“ genannt) sind für eine anwendungsbezogene Unterstützung jeglicher Art nicht haftbar. Kunden sind berechtigt, die Unterstützung und Produktempfehlungen von WE für eigene Anwendungen und Entwürfe zu nutzen. Die Verantwortung für die Anwendbarkeit und die Verwendung von WEProdukten in einem bestimmten Entwurf trägt in jedem Fall ausschließlich der Kunde. Aufgrund dieser Tatsache ist es Aufgabe des Kunden, erforderlichenfalls Untersuchungen anzustellen und zu entscheiden, ob das Gerät mit den in der Produktspezifikation beschriebenen spezifischen Produktmerkmalen für die jeweilige Kundenanwendung zulässig und geeignet ist oder nicht. Die technischen Daten sind im aktuellen Datenblatt zum Produkt angegeben. Aus diesem Grund muss der Kunde die Datenblätter verwenden und wird ausdrücklich auf die Tatsache hingewiesen, dass er dafür Sorge zu tragen hat, die Datenblätter auf Aktualität zu prüfen. Die aktuellen Datenblätter können von www.we-online.com heruntergeladen werden. Der Kunde muss produktspezifische Anmerkungen und Warnhinweise strikt beachten. WE behält sich das Recht vor, an seinen Produkten und Dienstleistungen Korrekturen, Modifikationen, Erweiterungen, Verbesserungen und sonstige Änderungen vorzunehmen. Lizenzen oder sonstige Rechte, gleich welcher Art, insbesondere an Patenten, Gebrauchsmustern, Marken, Urheber- oder sonstigen gewerblichen Schutzrechten werden hierdurch weder eingeräumt noch ergibt sich hieraus eine entsprechende Pflicht, derartige Rechte einzuräumen. Durch Veröffentlichung von Informationen zu Produkten oder Dienstleistungen Dritter gewährt WE weder eine Lizenz zur Verwendung solcher Produkte oder Dienstleistungen noch eine Garantie oder Billigung derselben. Die Verwendung von WE-Produkten in sicherheitskritischen oder solchen Anwendungen, bei denen aufgrund eines Produktausfalls sich schwere Personenschäden oder Todesfällen ergeben können, sind unzulässig. Des Weiteren sind WEProdukte für den Einsatz in Bereichen wie Militärtechnik, Luft- und Raumfahrt, Nuklearsteuerung, Marine, Verkehrswesen (Steuerung von Kfz, Zügen oder Schiffen), Verkehrssignalanlagen, Katastrophenschutz, Medizintechnik, öffentlichen Informationsnetzwerken usw. weder ausgelegt noch vorgesehen. Der Kunde muss WE über die Absicht eines solchen Einsatzes vor Beginn der Planungsphase (Design-In-Phase) informieren. Bei Kundenanwendungen, die ein Höchstmaß an Sicherheit erfordern und die bei Fehlfunktionen oder Ausfall eines elektronischen Bauteils Leib und Leben gefährden können, muss der Kunde sicherstellen, dass er über das erforderliche Fachwissen zu sicherheitstechnischen und rechtlichen Auswirkungen seiner Anwendungen verfügt. Der Kunde bestätig und erklärt sich damit einverstanden, dass er ungeachtet aller anwendungsbezogenen Informationen und Unterstützung, die ihm durch WE gewährt wird, die Gesamtverantwortung für alle rechtlichen, gesetzlichen und sicherheitsbezogenen Anforderungen im Zusammenhang mit seinen Produkten und der Verwendung von WE-Produkten in solchen sicherheitskritischen Anwendungen trägt. Der Kunde hält WE schad- und klaglos bei allen Schadensansprüchen, die durch derartige sicherheitskritische Kundenanwendungen entstanden sind. NÜTZLICHE LINKS KONTAKTINFORMATIONEN Application Notes: http://www.we-online.de/app-notes Würth Elektronik eiSos GmbH & Co. KG REDEXPERT Design Tool: http://www.we-online.de/redexpert Tel.: +49 (0) 7942 / 945 – 0 Toolbox: http://www.we-online.de/toolbox Web: http://www.we-online.de Max-Eyth-Str. 1, 74638 Waldenburg, Germany Email: [email protected] Produkt Katalog: http://katalog.we-online.de/ ANS007, 2015-10-20, ChrR Seite 28 von 28