ISL6420A ® 数据手册 高级单片同步降压脉冲调宽（PWM）控制器 ISL6420A 使得实现高性能 DC-DC 降压变换器的完全控制和 保护方案成为很简单的工作。ISL6420A 设计用来以同步整流 2006年01月25日 FN9169.2 特点 可在 4.5V 到 28V 输入电压之下工作。 极好的输出电压稳压特性 降压拓扑结构驱动 N – 沟道 MOSFET 晶体管，它在一个单个 − 0.6V 内部参考电压。 的封装中集成了控制、输出调节、监视和保护功能。此外， − 在供电电压和温度变化范围内，参考电压的准确度为 ± 1%。 该芯片还具有外部参考电压跟踪（external reference voltage tracking）模式，可以用于外部参考电压降压变换器和 DDR 端电压等应用场合。该芯片还具有电压余量（voltage 通过电阻器可选择的开关频率。 − 100kHz 到 1.4MHz。 margining）模式，可供在网络式 DC-DC 变换器的应用场合进 电压余量和外部参考电压跟踪模式。 行系统测试。 输出可以吸入或者送出电流。 ISL6420A 提供简单的单反馈回路、电压模式控制，具 有快速的动态响应能力。变换器的输出电压可以精确地稳定 到低达 0.6V，在温度和电网电压变化范围内，其最大公差为 ± 1%。 芯片的工作频率可以在 100kHz 到 1.4MHz 的范围内调 节。在高频率下工作可以节省成本和所占用的空间。 误差放大器的特点是具有 15MHz 的增益带宽乘积和 6V/µs 的压摆率，因此获得了很高的变换器带宽，以利于快速 的瞬变响应。在瞬变条件下 PWM 的占空比范围可以从 0% 到 100%。通过选择 ENSS 引脚到地之间的电容器的数值可以设 置完全可调的 PWM 软启动。如果将 ENSS 引脚拉到低电平 则关闭该变换器。 当软启动时序完成时，ISL6420A 监视输出电压并产生 无损耗的、可编程控制的过电流保护功能。 − 使用上面的 MOSFET 管的导通电阻 rDS(ON) 可编程控制的软启动。 驱动 N 沟道 MOSFET 晶体管。 简单的单回路控制设计。 − 电压模式 PWM 控制。 快速瞬变响应能力。 − 带宽误差放大器。 − 占空比在 0% 到 100% 范围内可调。 丰富的电路保护功能 − PGOOD、过电压、过电流、关断等。 一个供电正常（PGOOD）信号，这时输出电压在其稳压范围 对于预偏置的负载应用场合，启动时具有二极管仿真。 之内。内置的过压保护电路防止输出电压超过其设定点的 QFN（4 × 4）封装 115%。过电流状态保护是通过监视上面的 MOSFET 管的 − QFN 符合 JEDEC PUB95 MO-220 QFN — 方形扁平无引 线 — 产品外形。 − QFN 近芯片尺度（near chip scale）封装底面；提高了 PCB 的效率，侧面更薄。 rDS(ON) 电阻并恰当地禁止 PWM 的工作来实现。这种方法不需 要使用电流采样电阻器，因此简化了实施的方案、提高了效 率。 应用 • 微处理器/ASIC 的供电电源 − 箝入式控制器 − DSP 和处理器内核电源 − DDR SDRAM 总线端电压 • 以太网路由器和交换机 • 大功率 DC-DC 稳压器 • 分布式 DC-DC 电源结构 • 个人计算机的外部设备 • 外部参考电压降压变换器 1 注意：这些器件对静电放电比较敏感；请遵守正确的IC操作规程。 1-888-INTERSIL 或 321-724-7143|Intersil (和设计)是Intersil Americas Inc的注册商标。 版权 © Intersil Americas Inc. 2006，本公司保留一切权利。 文中提到的所有其他商标均归其持有者个人所有。 ISL6420A 订购信息表 元件号码 ISL6420AIR ISL6420AIR-T ISL6420A 温度范围（°C） -40 到 +85 -40 到 +85 -40 到 +85 封装 20 引脚 4 × 4 QFN 20 引脚 4 × 4 QFN 带状和盘状 20 引脚 QSOP 引脚图 TOP VIEW 顶视图 2 封装图号 L20. 4 × 4 L20. 4 × 4 M20.15 ISL6420A 功能模块图 REFERENCE OVERCURRENT COMP ERROR AMP FAULT LOGIC PWM COMP PWM LOGIC PHASE LOGIC VOLTAGE MARGINING RAMP GENERATOR OV/UV VOLTAGE MONITOR OSC 3 参考 过电流比较器 误差放大器 故障逻辑 脉冲宽度调制比较器 脉冲宽度调制逻辑 相位逻辑 电压余量 斜波发生器 过压/欠压电压比较器 振荡器 ISL6420A 典型的 5V 输入 DC-DC 应用方案 MONITOR AND PROTECTION OSC REF 典型的 12V 输入 DC-DC 应用方案 4 监视和保护 振荡器 参考 ISL6420A 典型的 5V 输入 DC-DC 应用方案 TO REFIN OF VTT SUPPLY 至 VTT 电源的 REFIN CONFIGURATION FOR DDR TERMINATION/EXTERNALLY REFERENCED TRACKING APPLICATIONS DDR 终端/外部参考的跟踪应用结构 典型的 12V 输入 DC-DC 应用方案 5 ISL6420A 极限参数（TA=25℃） 热信息 +30V +36V 偏置电压，VIN BOOT 和 Ugate 引脚 ESD 分类 人体模型（JESD22 - A114） 带电器件模型（JESD22 – C101） 2000V 1000V 热阻（典型值） QFN 封装（注 2，3） QSOP 封装（注 2） θJA(°C/W) θJC(°C/W) 最大结温（塑料封装） 150°C 47 90 -65°C 到 150°C 最大储存温度范围 环境温度范围 8.5 NA -40°C 到 85°C（对于带“I”后缀的产品） -40°C 到 125°C 结温范围 注意：强度超出所列的极限参数可能导致器件的永久性损坏。这些仅仅是极限参数，并不意味着在极限条件下或在任何其它超出推荐工作条件所示参数的情况下器件能有 效工作。 注： 1 所有的电压均相对于 GND。 2 θJA 是将元件以“直接接触”的方式安装在高效导热测试板上在自由空气中测得的。参见 Tech Brief TB379。 3 测量 θJC 时，“外壳温度”位置为封装下面暴露的金属焊盘的中心。 电气指标 除另有说明之外，工作条件为：VIN=12V，PVCC 与 VCC5 短路，TA=25°C 参数 符号 测试条件 VIN 电源 输入电压范围 VIN 电源电流 关断电流（注 4） 工作电流（注 4，5） VCC5 电源（注 5，6） 输入电压范围 输出电压 最大输出电流 上电复位 VCC5 上升阈值 VCC5 下降阈值 UVLO 阈值回线 PWM 变换器 输出电压（注 7） 最大占空比 最小占空比 FB 引脚偏置电流 欠压保护 过压保护 振荡器 自由运行频率 总变化量 频率范围（由 RT 设定） 斜波幅度 参考和软启动/开启 内部参考电压 参考电压准确度 软启动电流 软启动阈值 开启低电平（变换器关闭） PWM 控制器门极驱动器 6 最小 值 典型值 最大 值 单位 5.8 12 28 V ENSS = GND — — 1.4 2.0 — 3.0 mA mA 对 5 V 配置，VIN=VCC5 VIN=5.6V 到 28V，IL = 3mA 到 50mA VIN = 12V 4.5 4.5 50 5.0 5.0 — 5.5 5.5 — V V mA VIN 连到 VCC5，5V 输入工作 4.32 4.09 0.16 4.4 4.1 — 4.475 4.25 — V V V 0.6 — V 96 — 80 — — VIN0.5 — 0 — 85 120 % % nA % % F = 300kHz F = 300kHz VUV1 VOVP1 设定点的百分数，~3µs 噪声滤波器 设定点的百分数，~1µs 噪声滤波器 90 — — 75 112 ∆VOSC RT=VCC5，TA= -40°C 到 85°C TA= -40°C 到 85°C，频率由 RT 的外部电阻器设定 VIN = 12V 由设计决定 270 -10 100 — 300 — — 1.25 330 +10 1400 — kHz % kHz VP-P — -1.0 — 1.0 — 0.6 — 10 — — — +1.0 — — 1.0 V % µA V V VREF TA= -40°C 到 85°C，VIN = 5.6V 到 16V ISS VSOFT ISL6420A 参数 符号 门极驱动峰值电流 上升时间 下降时间 驱动器之间的死区时间 误差放大器 直流增益（注 7） 增益带宽乘积（注 7） 压摆率（注 7） 过电流保护 OCSET 电流源 动态电流极限 ON 时间 动态电流极限 OFF 时间 供电正常和控制功能 供电正常下限阈值 供电正常上限阈值 PGOOD 泄漏电流 PGOOD 电压低电平 PGOOD 延时 供给 PGOOD 的 CDEL 电流 CDEL 阈值 外部参考电压 在 GPIO1/REFIN 的外部参 考电压输入范围 参考电压缓冲器 带缓冲的输出电压–内参考 测试条件 最小 值 — — — — 典型值 单位 0.7 20 20 20 最大 值 — — — — 由设计保证 — — — 88 15 6 — — — dB MHz V/µs IOCSET TOCON TOCOFF VOCSET = 4.5V 80 100 20 128 120 µA ms ms VPGVPG+ IPGLKG 设定点的百分数，~3µs 噪声滤波器 设定点的百分数，~3µs 噪声滤波器 VPULLUP = 5.5V IPGOOD = 4mA CDEL = 0.1µF CDEL 阈值 = 2.5V -14 10 — — — — — -10 — — — 125 2 2.5 -8 16 1 0.5 — — — % % µA V ms µA V VMSET/MODE = H，CREFOUT = 2.2µF 0.6 — 1.25 V IREFOUT=20mA，VMSET/MODE=高电平， CREFOUT=2.2µF，TA= -40°C 到 85°C VREFIN=1.25V，IREFOUT=20mA， VMSET/MODE=高电平，CREFOUT=2.2µF CREFOUT=2.2µF 0.585 0.6 0.615 V VREFIN –0.01 — VREFIN +0.01 V 20 — — mA -10 — — — — 100 2.5 7.48 7.48 +10 — — — — % µA ms µA µA — — 150 20 — — °C °C Co = 1000pF Co = 1000pF GBW SR VREFOUT 带缓冲的输出电压–外参考 电压 电流驱动能力 电压余量 电压余量范围（注 7） 供给电压余量的 CDEL 电流 上升时间 FB 引脚上的 ISET1 FB 引脚上的 ISET2 热关闭 关闭温度（注 7） 热关闭回线（注 7） 译著 2：RVMSET 原文误为 VMSET。 CDEL=0.1F，RVMSET=330kΩ 译注 2 RVMSET=330kΩ 译注 2，GPIO1=L，GPIO2=H RVMSET=330kΩ 译注 2，GPIO1=H，GPIO2=L A ns ns ns 注： 4 5V 输入时的工作电源电流和关闭电流技术指标与 VIN 电源电流的技术指标相同，即 5.6V 到 28V 输入条件。这些技术指标也应在该元件按 5V 输入配置条件下来测试，即 VIN=VCC5=PVCC=5V。 5 这是当器件接通但未处于开关状态时 VCC 消耗的电流。不包括门极驱动电流。 6 当 VIN 引脚的输入电压为 5.6V 到 28V 时，VCC5 引脚由内部的 LDO 提供能够输出总电流 50mA（最大）的 5V 输出电压。当输入电压为 5V 时，VCC5 引脚用作 5V 输入，内部的 LDO 稳压器关闭，并且 VIN 必须连到 VCC5。在这两种情况下， PVCC 引脚总是应当连到 VCC5 引脚。（详 细情况请参阅引脚说明部分。） 7 由设计保证。不进行生产测试。 7 ISL6420A 典型性能曲线图 8 ISL6420A 典型性能曲线图(续) 9 ISL6420A 引脚描述 VIN — 这个引脚为控制器输入电压，并且必须用一个陶 瓷电容在尽可能接近 VIN 引脚的地方接地进行去耦。 表 1 输入电源的配置 引脚配置情况 将电源输入连到 VIN 引脚。VCC5 引脚 从内部的 LDO 提供 5V 的输出。将 PVCC 引脚连到 VCC5。 5V ± 10% 译注 3 将电源输入连到 VCC5 引脚。将 PVCC 和 VIN 引脚都连到 VCC5。 译著 3：原文 ± 号之前多了一个 + 号。 输入 5.6V 到 28V SGND — 这个引脚提供 IC 芯片的信号地。将这个引脚 图 8 振荡器频率与 RT 之间的关系 通过最低的阻抗连接到地平面。 LGATE — 这个引脚为下面的 MOSFET 管提供 PWM – PGND — 这个引脚为 IC 芯片提供电源地。将这个引脚 控制的门驱动信号。 PHASE — 这个引脚是输出滤波器电感器、上面的 通过最低的阻抗连接到地平面。 PVCC — 这个引脚是门极驱动器的电源连接端。将这个 MOSFET 管的源极和下面的 MOSFET 管的漏极的结点。这个 引脚用来监视上面的 MOSFET 管上的电压降以进行过电流保 引脚连到 VCC5 引脚。 VCC5 — 这个引脚是芯片内部 5V LDO 的输出端。将一 护。这个引脚也为上面的 MOSFET 管的门驱动提供返回通 个最小 4.7µF 的陶瓷电容器在尽可能接近 IC 芯片的地方连到 路。 UGATE —这个引脚为上面的 MOSFET 管提供 PWM – 这个引脚上。参见表 1。 ENSS — 这个引脚为 PWM 输出提供开启/关闭功能和软 控制的门驱动信号。 BOOT — 这个引脚为上面的 MOSFET 管的驱动器供 电。将这个引脚连到自举电容器（bootstrap capacitor）和自举 启动能力。当这个引脚处在低于 1V 的时候，输出驱动器将关 闭。 OCSET — 从这个引脚到上面的 MOSFET 管的漏极连接 二极管（bootstrap diode）阴极的结点上。自举二极管的阳极 一个电阻器（ROCSET）。电阻 ROCSET、芯片内部的 100µA 电 连到 VCC5 引脚。 FB — 这个引脚连到反馈电阻分压器上，为控制器提供 电压反馈信号。这个引脚设定变换器的输出电压。 流源（IOCS）和上面的 MOSFET 管的导通电阻 rDS(ON) 按照下 面的公式来设定变换器过电流（OC）行程（trip）点： COMP — 这个引脚是误差放大器的输出引脚。它用作 I OC = PWM 误差放大器的补偿点。 PGOOD — 这个引脚给出供电正常的状态信息。这是一 个集电极开路输出，用来指示变换器电源的状态。 RT — 这是振荡器频率选择引脚。将这个引脚直接连到 VCC5 引脚将选择振荡器的 300kHz 运行频率。在这个引脚到 GND 之间放置一个电阻器，则可以在 100kHz 到 1.4MHz 之 间编程控制振荡器的频率。图 7 示出振荡器的频率和 RT 电阻 值之间的关系。 CDEL — 对 PGOOD 信号可以加以延时，延时的时间正 比于 2µA 的 CDEL 电流和此引脚与地之间连接的电容器的电 容数值。0.1µF 的电容器一般能给出 125mS 的延迟时间。在 处于电压余量模式时 CDEL 电流通常为 100µA。对于 0.1µF 的电容器来说，所提供的输出电压压摆率延时通常为 2.5mS。 I OCSSET ⋅ ROCSET R DS (ON ) （公式 1） 过电流行程构成了软启动功能，其 ON 的时间为 20mS，OFF 时间为 128mS。 GPIO1/REFIN — 这是一个双功能引脚。如果 VMSET/MODE 引脚不连到 VCC5，则这个引脚用作 GPIO1。 GPIO 命令的解释请参见表 2。 如果 VMSET/MODE 引脚连到 VCC5，则这个引脚用作 REFIN。作为 REFIN 时，这个引脚是误差放大器的非反向输 入端。将 0.6V 到 1.25V 范围内的希望的参考电压连到这个引 脚。 将这个引脚连到 VCC5 则使用内部参考电压。 REFOUT — 如果 VMSET/MODE 引脚连到 VCC5，则 这个引脚用作 REFOUT。此引脚为 REFIN 提供带缓冲的参考 输出电压。当用作 REFOUT 时，在这个引脚上连接 2.2µF 的 电容器。如果不用来输出电流的话，在此引脚上连接一个 1µF 的旁路电容器。 VMSET/MODE —这是一个双功能引脚。将此引脚连到 VCC5 则关闭电压余量功能。当不连到 VCC5 时，这个引脚 用作 VMSET。在这个引脚到地之间连接一个电阻器可以设定 10 ISL6420A 电压余量的 ∆ 数值。如果不需要电压余量和外部参考跟 踪模式，可以直接将这个引脚直接连到地。 GPIO2 — 这个引脚是电压余量功能的通用 IO 引脚。参 见表 2。 功能/模式 打开电压余量功能 没有电压余量功能。使 用内部参考电压正常工 作。不使用 REFOUT。 没有电压余量功能。使 用内部参考电压正常工 作。带缓冲的 VREFOUT=0.6V。 没有电压余量功能。外 部参考电压。带缓冲的 VREFOUT=VREFIN。 表 2 GPIO1 和 GPIO2 对电压余量的控制 GPIO1 GPIO2 VOUT L L 不变 L H + ∆VOUT H L -∆VOUT H H 忽略 表 3 电压余量/DDR 或者跟踪电源引脚的配置 引脚配置 VMSET/MODE REFOUT GPIO1/REFIN GPIO2 引脚由电阻器连 连接 1µF 电容 用作通用 IO。 用作通用 IO。参 到 GND。引脚 器以旁路外部 参见表 2。 见表 2。 用作 VMSET。 参考电压。 L L 引脚由电阻器连 连接 1µF 电容 到 GND。引脚 器以旁路外部 用作 VMSET。 参考电压。 H L 连接 2.2µF 电容 H 器到地。 H 连接 2.2µF 电容 器到地。 连接到外部参考 电压源（0.6V 到 1.25V）。 说明 在此模式下 REFIN 或 REFOUT 功能不可用。使 用内部 0.6V 参考电压。 L 功能介绍 初始化 ISL6420A 在上电之后自动进行初始化。上电复位 （POR）功能监视由 LDO 输出（VCC5）和 ENSS 引脚产生 的内部偏置电压。当 VCC5 超过 POR 的阈值以后 POR 功能 就初始化软启动操作。当该芯片被关闭时（ENSS 引脚 < 1V），POR 功能则禁止芯片操作。 该器件可以在直接连到 VIN 引脚的 5.6V 到 28V 输入电 源电压之下工作，使用其内部的 5V 线性稳压器为芯片提供偏 置电源并为门极驱动器供电。对于 5V ± 10% 的应用场合，将 VIN 引脚连到 VCC5，越过该线性稳压器。 软启动/开启 图 9 典型的软启动波形 ISL6420A 的软启动功能使用内部的电流源和一个外部 电容器在启动时降低电应力和浪涌电流。 当内部线性稳压器的输出达到 POR 的阈值时，POR 功 能就启动软启动时序。内部的 10µA 电流源对 ENSS 引脚上的 过电流保护 过电流保护功能使用上面的 MOSFET 管的导通电阻 外部电容器线性地充电，使其从 0V 到 3.3V。当 ENSS 引脚 rDS(ON) 监视电流以便在输出短路时保护该变换器。由于省去 电压的典型值达到 1V 时，内部的 0.6V 参考电压开始按照 了电流取样电阻器，所以这种方法提高了变换器的效率并降 ENSS 电压的 dv/dt 充电。当软启动引脚从 1V 充电到 1.6V 低了成本。 时，该参考电压从 0V 充电到 0.6V。图 9 示出典型的软启动 时序。 过电流保护功能以陡变（hiccup）模式进行软启动功能 循环，其 ON 时间为 20ms，OFF 时间为 128ms，以提供故障 保护。当检测到过电流状态时，IC 芯片要等待 4 个软启动周 期，然后输出驱动器才重新打开，这个过程一直重复进行， 直到过电流状态消除为止。一个连接到上面的 MOSFET 管漏 极和 OCSET 引脚的电阻器编程设定过电流行程的大小。当上 11 ISL6420A 面的 MOSFET 管导通时，PHASE 结点的电压就和 OCSET 引 脚上的电压进行比较。从 OCSET 引脚拉出电流（典型值为 100µA）以建立 OCSET 电压。当上面的 MOSFET 管为 ON 状态时，如果 PHASE 的电压低于 OCSET 的电压，那么这个 时钟周期就检测到过电流状态。上面管子的门级脉冲立刻结 束，并使得一个计数器加 1。如果连续 8 个时钟周期都检测到 过电流状态，并且电路不处在软启动状态的话，则 ISL6420A 进入软启动陡变模式。在陡变期间，ENSS 引脚上的外部电容 器放电。该电容器放电之后，就会被释放并开始一个软启动 周期。在软启动期间，脉冲结束电流限制被打开，但是 8 个 周期的陡变计数器则保持复位，直到软启动完成为止。 过电流功能的行程将达到由公式 1 决定的峰值电感器电 图 10 电压余量和 VMSET 电阻器数值的关系 流（IOC），其中 IOCSET 为内部的 OCSET 电流源。 OC 行程点的变化主要是由于上面的 MOSFET 管的 rDS(ON) 电阻的变化所致。为了避免过电流行程进入正常的工 作负载范围，按照以下各点由上述公式来找到 ROCSET 电阻器 的数值。 1 使用最高结温时的最大 rDS(ON)。 2 决定 IOC 使得 IOC > IOUT(MAX)+(∆I)/2，其中 ∆I 为输出电 感器的纹波电流。 当输入电压上出现开关噪声时，应当在 ROCSET 上并联一 个小的陶瓷电容器，以平滑 ROCSET 两端的电压。 电压余量 ISL6420A 具有电压余量模式，可以用于系统测试。电 压余量百分数可以用电阻器来选择，其范围可达 ± 10% 。进 入电压余量模式的方法是在 VMSET 引脚和地之间连接一个 余量设置电阻器，并使用控制引脚 GPIO 1/2 切换选择正余量 和负余量（参见表 2）。当电压余量功能打开时，连接到地的 VMSET 电阻器将设置一个电流，该电流切换到 FB 引脚。该 电流等于 2.468V 除以连到 VMSET 引脚的外部电阻器的数 值。 I VM = 2.468V RVMSET （公式 2） ∆VVM = 2.468V R FB RVMSET （公式 3） 当 GPIO2 为高电平时，电源输出增加，当 GPIO1 为高 电平时，电源输出降低。带有电压余量的电源输出电压变化 量等于 2.468V 乘以外部反馈电阻器与连到 VMSET 引脚的外 部电阻器数值之比。图 10 示出 3.3V 输出时正负电压余量的 情况，其中使用 20.5kΩ 的反馈电阻器和各种不同数值的 VMSET 电阻器。 电流的转变时间由 CDEL 引脚上的外部电容器来设定， 该电容器由一个 100µA 的电流源来充放电。电容器上的电压 变化为 2.5V。这同一个电容器还用来设定软启动之后的 PGOOD 有效延迟。当 PGOOD 为低电平时，内部的 PGOOD 电路使用该电容器，当 PGOOD 为高电平时，电压余量电路 12 ISL6420A 使用该电容器。电压余量的转变时间可以在 300µs 到 2ms 之 过温度保护 间的范围内。 本 IC 对过温度状态具有保护能力。当结温度超过 150°C 外部参考电压/DDR 电源 时，PWM 就会关闭。当结温冷却到 130°C 时，则恢复正常工 作。 将 VMSET/MODE 引脚连到 VCC5 可以关闭电压余量功 能。在这种模式下，此芯片可以配置为使用外部输入参考电 压工作并能够提供一个带缓冲的参考电压输出。 如果 VMSET/MODE 引脚和 GPIO1/REFIN 引脚都连到 VCC5，那么内部的 0.6V 参考电压用作误差放大器非反向输 入端的输入。REFOUT 引脚上的带缓冲的参考电压输出将为 0.6V ± 0.01V。当 REFOUT 引脚上连接一个 2.2µF 的电容器时 能够输出 20mA 的电流、吸收达 50µA 的电流。 如果 VMSET/MODE 引脚连到高电平，而 GPIO1/REFIN 引脚连到一个 0.6V 到 1.25V 之间的外部电压源时，那么这个 外部电压就用作误差放大器正输入端的参考电压。在 REFOUT 引脚上的带缓冲的参考输出电压将为 Vrefin ± 0.01V。当 REFOUT 引脚上连接一个 2.2µF 的电容器时能够输 出 20mA 的电流、吸收达 50µA 的电流。 电源正常（Power Good） PGOOD 引脚可以用来监视输出电压的状态。当 FB 引 脚电压在参考电压的 ± 10% 之内，并且 ENSS 引脚已经完成 其软启动斜波时，PGOOD 引脚将为真状态（漏极开路）。 另外，CDEL 引脚上的电容器将为 PGOOD 信号设置一 关闭功能 当 ENSS 引脚低于 1V 时，稳压器关闭，PWM 输出驱动 器进入三态状态。在关闭状态下，IC 芯片的功率将会降低。 欠压状态 如果 FB 引脚上的电压小于参考电压的 15% 达 8 个连续 的 PWM 周期，则电路进入软启动陡变模式。这个模式和过 电流陡变模式相同。 过电压保护 如果 FB 引脚上的电压超过参考电压的 15%，那么下面 的门驱动器就会连续地导通，以便使输出电压放电。如果过 电压状态持续达 32 个连续的 PWM 周期，则芯片关闭，门驱 动器进入三态状态。FB 引脚上的电压将降低并达到 15% 欠 电压阈值。在 8 个时钟周期之后，芯片进入软启动陡变模 式。这个模式和过电流陡变模式相同。 门极控制逻辑 个延时。在 ENSS 引脚完成其软启动斜波之后，一个 2µA 的 门极控制逻辑提供必要的放大、电平移动和过冲保护， 电流开始将 CDEL 电容器充电到 2.5V。在 PGOOD 引脚变成 将产生的 PWM 控制信号变换成 MOSFET 的门极驱动信号。 高电平之前，该电容器将会迅速放电。这个可编程控制的延 此外，它还具有在很宽的工作条件范围内帮助优化该 IC 芯片 时可以用来为多个变换器安排时序或者用作低电平为真状态 性能的功能。 的复位信号。 由于 MOSFET 管的开关时间随着型号和输入电压的不 同可能会有很大的变化，门极控制逻辑通过监视上、下两个 MOSFET 管的门极到源极电压提供适当的死区时间。在上面 的 MOSFET 管的门极到源极电压降低到大约小于 1V 之前， 下面的 MOSFET 管将不会导通。类似地，在下面的 MOSFET 管的门极到源极电压降低到大约小于 1V 之前，上面的 MOSFET 管也将不会导通。这样就使得上、下 MOSFET 管可 以采用范围宽广的各种 MOSFET 晶体管，而不必考虑其同时 导通或者过冲等问题。 对预偏置负载的启动 ISL6420A 设计得可以用于向预偏置的负载供电。这是 通过在启动时从二极管仿真模式转变为强制的连续导通模式 来实现的。下面的管子的门极在短时间内打开，并且对 PHASE 引脚上的电压进行检测。当这个电压变负时，下面的 图 11 PGOOD 信号的延时 如果 FB 引脚上的电压超过参考电压的 ± 10%，那么在 1 µs 的噪声滤波之后 PGOOD 信号将进入低电平状态。 13 管子的门极关闭并且一直保持关闭，直到下一个周期为止。 这样一来，在软启动期间电感器的电流就不会变负，这样就 不会使得预偏置的负载放电。这种情况下的波形如下所示。 ISL6420A 流源只有 30µA，所以要尽量减少 SS 引脚上的泄漏电流通 路，并且将电容器 CSS 放在尽量靠近 SS 引脚的地方。应当在 VCC 和 GND 引脚之间就近放置去耦电容器。将电容器 CBOOT 尽实际的可能放在接近 BOOT 和 PHASE 引脚的地方。 图 13 预偏置 20mA 的负载 图 15 印制电路板小信号布局指导原则 应用指南 布局考虑 反馈补偿 和任何高频开关变换器一样，布局是非常重要的。从一 图 16 突出地表示出一个同步整流降压变换器的电压模 个功率器件流到另一个功率器件的开关电流会在其相互连接 式控制回路。输出电压（VOUT）被稳压到参考电压的电平。 引线和电路板线条的阻抗上产生电压瞬变。应当使用宽而短 误差放大器（Error Amp）的输出（VE/A）与振荡器（OSC） 的印制版线条来使得这些互连阻抗变得最小。应当使用地平 的三角波相比较，以提供脉冲宽度调制（PWM）的波形，在 面构造或者单点接地的技术来尽可能地将关键的元件放在互 PHASE 结点其幅度为 VIN。PWM 波形由输出滤波器（LO 和 相靠近的地方。 CO）进行平滑处理。 调制器的传递函数为小信号传递函数 VOUT/VE/A。这个 传递函数主要由直流增益和输出滤波器（LO 和 CO）来决定， 在 FLC 具有一个双极点突变频率（break frequency），在 FESR 具有一个零点。调制器的直流增益简单地由输入电压（VIN） 除以峰峰值振荡器电压 DVOSC 来决定。 图 14 印制电路板电源和地的平面或者孤岛 图 14 示出变换器的关键功率元件。为了使电压过冲变 得最小，图中用粗线表示的互连引线应当做成印制电路板上 地平面或者电源平面的一部分。图 13 中示出的元件应当尽可 能地放在一起。请注意电容器 CIN 和 CO 各代表几个物理的电 容器。将 ISL6420A 芯片放在距离 MOSFET 管 Q1 和 Q2 3 英 寸之内的地方。用来连接 ISL6420A 到 MOSFET 管的门极和 源极的电路板线条的尺寸必须能够承受 2A 的峰值电流。 图 15 表示出需要对布局进行特别考虑的电路线条。应 对所示的电路采用单点接地或者地平面的构造。由于内部电 14 ISL6420A 1 2π ⋅ R 2 ⋅ C1 1 FP1 = C1 ⋅ C 2 2π ⋅ R 2 ⋅ C1 + C 2 1 FZ 2 = 2π ⋅ ( R1 + R3) ⋅ C 3 1 FP 2 = 2π ⋅ R3 ⋅ C 3 FZ 1 = （公式 6） （公式 7） （公式 8） （公式 9） 1 选择增益（R2/R1）以获得希望的变换器带宽。 2 将第一个零点放在低于滤波器的双极点之处（~75% FLC）。 3 将第二个零点放在滤波器的双极点处。 4 将第一个极点放在 ESR 零点处。 5 将第二个极点放在开关频率一半的地方。 6 根据误差放大器的开环增益来检查增益。 7 估计相位余量 — 如果必要时重复上述步骤。 图 17 示出 DC-DC 变换器的增益与频率关系的渐进曲 线。由于输出滤波器的高 Q 值因数，实际的调制器增益具有 高的增益峰值，且未在图 17 中示出。使用上述的指导原则应 当能够给出与该所画曲线类似的补偿增益。开环误差放大器 OSC 振荡器 PWM COMPARATOR PWM 比较器 DRIVER 驱动器 PARASITIC 寄生参数 ERROR AMP 误差放大器 REFERENCE 参考 DETAILED COMPENSATION COMPONENTS 详细的补偿元件 图 16 电压模式降压变换器的补偿设计 的增益限制了补偿增益。用误差放大器的性能在频率 FP2 处检 查补偿增益。将调制器增益（以 dB 为单位）与补偿增益（以 dB 为单位）相加，就得到了图 17 中的对数-对数坐标图的闭 环增益。这等效于将调制器传递函数与补偿传递函数相乘并 画出增益曲线。 调制器转折频率公式 FLC = FESR 1 2π ⋅ LO ⋅ C O 1 = 2π ⋅ (ESR ⋅ C O ) （公式 4） （公式 5） 补偿网络由误差放大器（在 ISL6420A 的内部）和阻抗 网络 ZIN 和 ZFB 组成。补偿网络的目标是以最高的 0dB 交越 频率（crossing frequency）（f0dB）和适当的相位裕量提供闭 环传递函数。相位裕量是在 f0dB 之下的闭环相位和 180° 之 差。下面的公式给出补偿网络的极点、零点和增益与图 15 中 的元件（R1、R2、R3、C1、C2 和 C3）之间的关系。应用这 些指导原则来放置补偿网络的极点和零点。 补偿突变频率的公式 15 OPEN LOOP ERROR AMP GAIN 开环误差放大器增益 MODULATOR GAIN 制器增益 COMPENSATION GAIN 补偿增益 CLOSE LOOP GAIN 闭环增益 GAIN（dB） 增益（dB） FREQUENCY（Hz） 频率（Hz） 图 17 变换器增益的渐近波德图 ISL6420A 补偿增益使用外部阻抗网络 ZFB 和 ZIN 来提供稳定的、 电流电平所需要的时间。在这个时间期间中，电感器电流和 高带宽（BW）的整体回路。一个稳定的控制回路具有斜率为 瞬变电流电平之间的差值必须由输出电容器来提供。将响应 20dB/倍频程的增益曲线和大于 45° 的相位余量。在决定相位 时间降低到最小就能够使得所需要的输出电容为最小。 余量时应当考虑到最坏情况下的元件数值变化量。 对瞬变的响应时间在加入负载和去掉负载时是不同的。 下列的公式给出了在加入瞬变负载和去掉瞬变负载时响应时 元件选择指南 间间隔的近似数值： 输出电容器的选择 需要一个输出电容器来对输出进行滤波并供给负载瞬变 （公式 12） t FALL （公式 13） 电流。对滤波的要求是开关频率和纹波电流的函数。负载瞬 变的要求是上升率（di/dt）和瞬变负载电流幅度的函数。这 些要求通常由使用电容器和仔细的布局相结合来达到。 现代微处理器产生的瞬变负载上升率在 1A/ns 以上。高 LO × I TRAN VIN − VOUT L ×I = O TRAN VOUT t RISE = 其中：ITRAN 为瞬变负载电流阶跃值，tRISE 是加入负载时 频电容器初始提供瞬变负载电流并且使得大容量电容器（bulk 的响应时间，而 tFALL 是去掉负载时的响应时间。在 +5V 输入 capacitor）所看到的电流负载上升率变慢。大容量滤波电容器 电源的情况下，最坏情况下的响应时间可能出现在加入负载 的数值一般由 ESR（有效串联电阻）和电压上升率的要求来 时，也可能出现在去掉负载时，并且决定于输出电压的设置 决定，而不是由实际的电容要求来决定。 情况。必须确保在最小和最大输出电平的情况下检查这两个 高频去耦电容器应当放在离负载的电源引脚物理上尽可 公式以得到最坏情况的响应时间。 能近的地方。特别注意不要在电路板走线中引入电感，因为 这样可能会抵消这些低电感元件的作用。请向所用负载的制 造厂家查询特殊的去耦要求。例如，Intel 公司建议对于 输入电容器的选择 应当使用组合的输入旁路电容器来控制 MOSFET 管上 Pentium Pro 芯片的高频去耦要求至少需要由 40 个 1206 表面 的电压过冲。使用小的陶瓷电容器来进行高频去耦，使用大 安装封装的 1.0µF 的陶瓷电容器来组成。 容量的电容器来提供每次 Q1 导通时所需要的电流。将该小的 只能使用供给开关稳压器应用场合使用的专门的低 ESR 电容器来做大容量电容器。大容量电容器的 ESR 将决定输出 纹波电压和高上升率瞬变之后的初始电压降。铝电解电容器 陶瓷电容器放在物理上接近 MOSFET 管的地方，以及 Q1 的 漏极和 Q2 的源极之间。 大容量输入电容器的重要参数是电压额定值和 RMS 电 的 ESR 数值与其外壳的尺寸有关，外科尺寸比较大时其 ESR 流额定值。为了保证可靠的工作，选择电压额定值高于最大 的数值则比较低。然而，这些电容器的等效串联电感（ESL） 输入电压、电流额定值大于电路所需要的最大 RMS 电流的大 则随着外壳的尺寸而增加，这就会降低电容器对高上升率瞬 容量电容器。电容器的电压额定值应当至少大于最大输入电 变负载的作用。遗憾的是，ESL 不是规定的参数。应当与您 压的 1.25 倍，而 1.5 倍的电压额定值则是比较保守的指导原 的电容器制造厂家合作并测量电容器的阻抗随频率的变化情 则。对于降压稳压器输入电容器的 RMS 电流额定值要求大约 况，以选择合适的元件。在大多数的情况下，多个小外壳电 为直流负载电流的 1/2。决定输入纹波的更具体的公式如下： 解电容器的性能比单个大外壳电容器的性能要好。 I RMS = I MAX ⋅ (D − D ) 2 （公式 14） 对于穿孔式电路板设计来说，可能需要几个电解电容器 输出电感器的选择 输出电感器的选择要满足输出电压纹波的要求并且使得 变换器对负载瞬变的响应时间为最小。电感器的数值决定变 换器的纹波电流，而纹波电压则是纹波电流和输出电容器 ESR 的函数。温波电压和纹波电流可以近似地由下列公式来 确定： V − VOUT VOUT ∆I L = IN ⋅ FS × L VIN ∆VOUT = ∆I L ⋅ ESR （Panasonic 的 HFQ 系列或者 NICHICON PL 系列或者 Sanyo MV-GX 或者其它等效产品）。对于表面安装的电路板设计来 说，可以使用固体钽电容器，但是必须要小心对待电容器的 浪涌电流额定值。这些电容器必须能够应对上电时的浪涌电 流。AVX 公司的 TPS 系列和 Sprague 公司的 593D 系列都经 过浪涌电流的测试。 （公式 10） （公式 11） 增加电感的数值会降低纹波电流和纹波电压。然而，大 的电感数值也降低了变换器对于负载瞬变的响应时间。 限制变换器对于负载瞬变响应时间的参数之一是改变电 感器电流所需要的时间。在给定足够快的控制回路设计的情 况下，ISL6420A 在响应负载瞬变时能够提供 0% 或 100% 的 占空比。响应时间是电感器电流从初始电流数值变换到瞬变 MOSFET 管的选择/考虑 ISL6420A 需要使用两个 N - 沟道的功率 MOSFET 管。 这些管子应当根据 rDS(ON)、门极电源要求和热管理能力要求 来选择。 在大电流应用工作中，MOSFET 管的功率损耗、封装选 择和散热器是主要的设计因素。功率耗损包括两个耗损分 量：通态损耗和开关损耗。通态损耗是上、下两个 MOSFET 管功率损耗的最大分量。这种损耗按照占空比在两个 MOSFET 管之间分配（见下面的公式）。因为在同步整流器 16 ISL6420A 导通之前肖特基整流器将开关结点进箝位，所以只有上面的 MOSFET 管才有开关损耗。 PUFET = I O2 ⋅ RDS (ON ) ⋅ D + 1 I O ⋅ VIN ⋅ t SW ⋅ f SW 2 （公式 15） PLFET = I O2 ⋅ RDS (ON ) ⋅ (1 − D) （公式 16） 其中：D 为占空比 = VO/Vin，tSW 是开关时间间隔，fSW 是开关频率。 这些公式假定电压-电流转换为线性关系并且没有充分地 模拟由于下边的 MOSFET 管的体二极管的反向恢复所引起的 功率损耗。门极电荷损耗由 ISL6420A 予以耗散，不会引起 MOSFET 管发热。然而，大的门极电荷增加了开关时间间隔 tSW，因此增加了上面的 MODFET 管的开关损耗。应当根据 封装的热阻技术指标计算出温度上升的情况，确保在高的环 境温度之下两个 MOSFET 管都处在其最大结温范围之内。根 据 MOSFET 管的功率、封装类型、环境温度和空气流的情 况，可能需要使用分离的散热器。 肖特基二极管的选择 整流器 D2 是一个钳位二极管，它用来捕捉下面的 MOSFET 管关断和上面的 MOSFET 管导通之间的死区时间期 间的反向电感器续流波形。这个二极管必须是肖特基型二极 管，以避免寄生的 MOSFET 体二极管导通。可以省去这个二 极管，而让下面的 MOSFET 管的体二极管来对负向电感器摆 动波形进行钳位，但是其结果会使得效率降低百分之一、 二。该二极管的额定反向击穿电压必须大于最大的输入电 压。 17 ISL6420A 方形扁平无引线塑料封装（QFN） 微引线框架塑料封装（MLFP） L20.4×4 20 引脚 方形扁平无引线塑料封装 （符合JEDEC MO-220VGGD-1 ISSUE C） 毫米 符号 最小值 标称值 最大值 A 0.80 0.90 1.00 A1 — — 0.05 A2 — — 1.00 A3 0.20 REF b 0.18 0.23 0.30 D 4.00 BSC D1 3.75 BSC D2 1.95 2.10 2.25 E 4.00 BSC E1 3.75 BSC E2 1.95 2.10 2.25 e 0.50 BSC k 0.25 — — L 0.35 0.60 0.75 L1 — — 0.15 N 20 Nd 5 Ne 5 5 P — — 0.60 — — 12 θ 注释 — — 9 9 5，8 — 9 7，8 — 9 7，8 — — 8 10 2 3 3 9 9 REV. 1 10/02 注： 1 尺寸和公差均符合 ASME Y 14.5-1994。 2 N 为引脚数目。 3 Nd 和 Ne 代表在每个 D 和 E 上的引脚数目。 4 所有尺寸的单位均为毫米，角度的单位为度。 5 尺寸 b 适用于金属引脚，从引脚末端测量的长度在 0.15mm 和 0.30mm 之间。 6 引脚 #1 识别符号的形状是可选择的，但是必须位于指定的区域 内。引脚 #1 识别符号可以是模压式的或者是标记式的。 7 尺寸 D2 和 E2 用于暴露的焊盘，这种焊盘能提供更好的电性能 和热性能。 8 提供标称尺寸以便帮助进行 PCB 板的线条图形设计工作，参见 Intersil Technical Brief TB389。 9 当使用砧骨切割（Anvil singulation）方法时给出 A2、A3、D1 、E1、P 和 θ 的性能和尺寸。对于单切（saw singulation）方法则不给 出这些尺寸。 18 ISL6420A 缩小外形塑料封装（SSOP） 四分之一尺寸外形塑料封装（QSOP） M20.15 20 引脚缩小外形塑料封装（0.150” 宽体） 英寸 毫米 符号 注释 最小值 最大值 最小值 最大值 A 0.053 0.069 1.35 1.75 — A1 0.004 0.010 0.10 0.25 — A2 — 0.061 — 1.54 — B 0.008 0.012 0.20 0.30 9 C 0.007 0.010 0.18 0.25 — D 0.337 0.344 8.56 8.74 3 E 0.150 0.157 3.81 3.98 4 e 0.025 BSC 0.635 BSC — H 0.228 0.244 5.80 6.19 — h 0.0099 0.0196 0.26 0.49 5 L 0.016 0.050 0.41 1.27 6 N 20 20 7 — 0° 8° 0° 8° α REV. 1 6/04 注释： 1 各符号在 Publication Number 95 的第 2.2 节“MO 系列符号表” 中规定。 2 尺寸和公差依据 ANSI Y14.5M – 1982。 3 尺寸 D 不包括模具毛边（mold flash）、突出（protrusion） 和 料口毛刺（gate burr）。模具毛边、突出和料口毛刺每边不得超过 0.15mm（0.006 英寸）。 4 尺寸 E 不包括引脚间毛边（interlead flash）或突出，引脚间毛 边和突出每边不得超过 0.25mm（0.010 英寸）。 5 封装体上的斜坡（chamfer）为可选择的。如果不选用的话，可见的指 数必须位于交叉阴影线（crosshatched）区域内。 6 “L” 为向衬底上焊接的引线端子的长度。 7 “N” 为端子位置号码。 8 示出端子号码仅为参考的目的。 9 尺寸“B”不包括档板突出（dambar protrusion）。在最大的材 料情况下，允许的超出“B”尺寸档板突出总计应为 0.10mm（0.004 英 寸）。 10 控制尺寸：英寸。变换出的毫米尺寸不必准确。 Intersil公司所有产品的制造，组装和测试都采用ISO9000质量体系标准。 查阅Intersil公司的质量证明书，请登陆www.intersil.com/design/quality. Intersil的产品仅跟说明书一致。Intersil公司保留在任何时候，不事先通知的情况下修改电路设计，软件和/或说明书的权利。因此，提醒读者在订货前注意检查数据手册的时效性。Intersil提供的信息 是准确可靠的。但是，Intersil或其子公司不对它的使用承担任何责任；也不对使用它可能产生的任何侵犯专利权或第三方其他权利的行为承担任何责任。除非有Intersil或其子公司的专利证书或专利 权，Intersil不会隐含授予任何许可证。 关于Intersil公司和产品的更多信息，请浏览：www.intersil.com 19