富士時報 Vol.75 No.8 2002 スイッチング電源用 DC-DC 変換技術 鷁頭 政和（げきのず まさかず） 西川 幸廣（にしかわ ゆきひろ） まえがき 野澤 武史（のざわ たけし） より高周波交流電圧を全波整流し，平滑コンデンサ Co で 整流電圧を平滑する。 スイッチング電源は，コンピュータをはじめ各種端末機 出力定電圧制御は，エラーアンプの出力をホトカプラで 器，通信機器などほとんどの電子機器の電源として用いら 絶縁し，ホトカプラの出力を駆動回路に入力することによ れている。スイッチング電源に求められる性能は，小型・ り主スイッチの駆動信号を生成する。 軽量化，低価格化などに加えて低ノイズ，待機電力の低減 この回路は，スイッチング電源の DC-DC コンバータと など環境面への配慮が挙げられる。これらの要求を満足す して適用事例が多いフライバックコンバータやフォワード べく，さまざまな変換方式が提案されている。 コンバータと比較して以下の特徴がある。 この中で，電流共振型の変換方式は高い変換効率と低ノ イズの実現により実用化されている。本稿では，電流共振 型 DC-DC 変換技術における回路方式，待機電力低減技術， および多出力時の制御技術について紹介する。 （1） MOSFET がソフトスイッチングであり，この結果， 低スイッチング損失および低ノイズである。 （2 ） MOSFET の耐圧は直流入力電圧以上，整流ダイオー ドの耐圧は出力電圧の 2 倍以上でよい。 （3） 変圧器を正負両方向に励磁し，変圧器の利用率がよい。 電流共振型 DC-DC 変換回路 （4 ） 共振リアクトルは変圧器漏れインダクタンスを利用す ることができ，共振動作させるための追加部品が少ない。 ２.１ 主回路構成 図 １ に電流共振型 DC-DC 変換回路を示す。主回路は ２.２ 駆動方式 MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Tran- 図２ に各種駆動方式を示す。 図２ は高耐圧 IC による （a） sistor）Q1 および Q2 を主スイッチとしたハーフブリッジ 駆動方式である。この方式は，周波数変調方式による出力 構成である。共振用コンデンサ Cr，Cs と共振用リアクト 定電圧制御であり，現在一般的に使用されている。 ル Lr とで共振回路を構成することにより，Q1 および Q2 図２ （b） （b） および は富士電機独自の駆動方式である。 は （c） のスイッチング損失を低減できる。変圧器二次巻線はセン 変圧器 Tr に補助巻線 P2 および P3 を設け，Q1 および Q2 タータップ構成であり，整流ダイオード Dr1 および Dr2 に を自励発振動作させ，Q2 をパルス幅変調（PWM）制御す 図１ 電流共振型 DC-DC 変換回路 が変化し動作周波数も変化する。この方式は駆動回路の低 る方式である。また Q2 を PWM 制御する結果，共振動作 P Lr P1 Q1 S1 S1 Q2 共振回路 V0 P S2 Cr 駆 動 回 路 図２ 駆動方式 ＋ C0 Cs G1 Vi Dr 1 G1 Dr 2 Tr H V I C G2 Ea エラー アンプ Ea （a）高耐圧IC型 P2 S2 G2 S2 Ea S1 P1 S1 G2 P3 S2 Tr （b）自励発振型 P2 G1 S2 L V I P3 C Ea Tr （c）複合発振型 鷁頭 政和 西川 幸廣 野澤 武史 パワーエレクトロニクス製品の開 スイッチング電源技術の開発に従 パワーエレクトロニクス技術の開 発に従事。現在， （株）富士電機総 事。現在， （株）富士電機総合研究 発に従事。現在， （株）富士電機総 合研究所パワーエレクトロニクス 所パワーエレクトロニクス研究所。 合研究所パワーエレクトロニクス 研究所。電気学会会員，電子情報 電気学会会員。 研究所。電気学会会員。 通信学会会員。 456（18） G2 S1 P1 S1 G1 S2 S2 N S1 富士時報 スイッチング電源用 DC-DC 変換技術 Vol.75 No.8 2002 図４ 効率特性 図３ 動作波形 Q1：オン Q2：オン オフ オフ オフ オン 100 オフ オフ V i＝380 V 95 VQ2 VQ1 0 I Q2 I Q1 0.4 A/div V i＝350 V 効率 （％） η 200 V/div 0 90 85 V i＝400 V 80 75 200 V/div 70 0 VLr＋ VP1 ηmax＝94.4 ％ V o＝16 V 1 0 2 3 出力電流 I o（A） 4 5 200 V/div V Cr 図５ 雑音端子電圧特性 0 I D r2 I D r1 4 A/div 100 10 V/div VO 0 t：4 s/div V i＝350 V，VO＝16 V，I O＝4.1 A レベル（dB V） 0 80 60 CISPR Pub.22 Class B 限度値 40 20 耐圧化と簡素化が可能となる。しかしながら待機電力低減， 0 150k 200k 300k 500k 700k 1M 過電圧や過電流に対する保護などに対応するためには，追 2M 3M 5M 7M 10M 20M 30M 周波数（Hz） 加部品が必要となる。 そこで定電圧制御，待機電力低減機能，保護機能などを 低耐圧 IC で構成し，Q1 を補助巻線による駆動，Q2 を低 耐圧 IC による駆動とすることで上記課題を解決した方式 待機電力の低減技術 である。この方式は Q1 および Q2 ならびに低耐 が図 ２ （c） 圧 IC をパッケージ化した F9221L（複合発振型電流共振 コンバータ用パワーデバイス）として製品化している。 近年，地球環境保護の観点から電子機器の通常運転時の 省電力化に加え，主電源は投入したままでこれら電子機器 の運転を停止させている場合（待機）の省電力化が強く求 ２.３ 動作波形および電気特性 図３ に入力電圧 DC 350 V，出力 DC 16 V/65.6 W，動作 められている。 一般的に待機電力低減機能を持つスイッチング電源は， 周波数 78 kHz，自励発振型駆動における動作波形を示す。 通常運転用の電力変換回路に加え，待機専用の補助電源回 MOSFET Q1 および Q2 には正弦波状の電流が流れ，共振 路も搭載しており，装置体積の増加やコストパフォーマン 用コンデンサ電圧 VCs によりスイッチング時の電圧変化率 スの悪化などの課題がある。この課題を解決するため，一 が抑制される。共振用コンデンサ電圧 VCr は正弦波状に変 つの電力変換回路で通常運転と待機時の省電力化に対応す 化し， （Lr ＋ P1）に対する印加電圧は，Q2 オン時が Vi − る富士電機独自の待機時制御方式を開発した。 図 ６ に VCr，Q1 オン時が VCr である。整流ダイオード Dr1 および F9221L の待機電力低減機能として採用している，PWM Dr2 には正弦波状の電流が流れ，出力電圧 Vo は平滑コン 間欠制御方式の回路ブロックを示す。図中の破線内がこの デンサ Co により直流となる。 制御方式に関する回路である。この制御方式は，スイッチ 図４ に効率特性を示す。入力電圧 DC 350 V，定格負荷 ングの強制停止期間を設けて間欠発振動作をさせ，単位時 において最大効率 94.4%と高効率を達成している。入力電 間あたりのスイッチング回数を低減させることで省電力化 圧が高くなると効率が低下しているが，この原因はパルス を図るものである。 幅変調制御の結果，変圧器二次巻線 S1 およびダイオード この方式の特徴は次のとおりである。 Dr1 を介する電力供給が大きくなり，これらの責務が増加 （1） 待機時における高精度な定電圧制御 するためである。 図５に雑音端子電圧（467 ページの「解説」参照）特性 スイッチング期間と強制停止期間を固定とした場合，負 荷に供給される電力はスイッチング期間で制限されるため， を示す。国際規格である CISPR Pub.22 Class B に対し 30 入力電圧や負荷変動の範囲が広い条件において，定電圧制 dBμV 程度の余裕があり，低ノイズ化も達成している。 御は困難である。したがって，定電圧制御を高精度に行う 457（19） 富士時報 スイッチング電源用 DC-DC 変換技術 Vol.75 No.8 2002 には，入力電圧が高い場合ではスイッチング期間を狭め， イッチング期間の開始時に半導体スイッチング素子のオン 逆に低い場合ではスイッチング期間を広げる必要がある。 期間を徐々に広げ（ソフトスタート） ，スイッチング停止 そこでこの制御方式では，スイッチング期間と強制停止期 期間の開始時にはオン期間を徐々に狭め（ソフトエンド） ， 間をホトカプラの出力信号 VFB と間欠発振用三角波 VB と 変圧器に流入する電流 IP1 を緩やかに増減させることで解 の比較演算によって決定することで，入力電圧や負荷変動 消している。 の範囲が広い条件においても高精度な定電圧制御ができる。 （3） 待機専用補助電源回路の省略 図８に力率改善回路と複合発振型電流共振 DC-DC コン （2 ） 変圧器からの音の低減 単純に間欠発振動作をさせると変圧器から耳障りな音が バータから成るスイッチング電源に，この制御方式を適用 発生する。この音は， 図 ７ の動作波形に示すように，ス したときの入力電力特性を示す。なお，力率改善回路は損 失低減のためその動作を停止させている。無負荷時の入力 図６ PWM 間欠制御方式の回路構成 電力は 0.4 W 以下と低損失であり，待機専用補助電源回路 は不要である。 P ＋ Vi P1 V0 S1 多出力電流共振型 DC-DC 変換回路 図９に多出力電流共振型 DC-DC 変換回路を示す。図１ N ＋ ＋ PWMコン パレータ − VFB の回路構成に対し，変圧器二次巻線 S1 に可飽和リアクト エラー アンプ VS ル L1 を，S2 に L2 をおのおの接続し，エラーアンプの出 ＋ 力をリセット回路に入力し，リセット回路の出力をダイ − PWM用 キャリヤ信号 VB バースト 発振信号 オード Da1 および Da2 を介して，可飽和リアクトル L1 お よび L2 に接続する。変圧器二次側の回路を必要数追加す れば，出力数を任意に増やすことができる。 この方式は，可飽和リアクトルを磁気的なスイッチとし 図７ 待機時の動作波形 て利用するものである。エラーアンプの出力結果に基づき， リセット回路が可飽和リアクトルのリセット電流を供給す V i＝141 V， Po＝0.5 W） （ る。リセット電流が大きい場合は可飽和リアクトルの不飽 和期間が長く，変圧器一次側から二次側への電力供給期間 Vs 2 V/div を短くする。結果的に変圧器の二次側で PWM 制御する ことになり，出力を定電圧制御することができる。 0 複数個の出力は，上記動作原理により各出力個別に制御 I P1 0.8 A/div できるため，変圧器一次側に特別な制御回路は必要なく， 発振器によりオン時比率 0.5 一定で Q1 および Q2 を交互に 0 駆動するだけでよい。 図９に示す回路構成において，入力電圧が高くなった場 ソフト スタート スイッチング 期間 ソフト エンド 時間：2 ms/div よび可飽和リアクトルの磁束密度変化Δ B が増加すること 強制停止 期間 になり大型化する。 図９ 多出力電流共振型 DC-DC 変換回路 図８ 低出力時の入力電力特性 4 （1） 合，動作周波数一定で動作させると式 から，変圧器お AC100 V Lr 入力電力 P i（W） AC240 V Q1 3 P1 発 振 器 S2 Da2 458（20） 1.0 1.5 出力電力 Po（W） 2.0 2.5 C0 Dr2 エラー アンプ V 01 リセッ ト回路 L2 共振回路 Tr 0.5 ＋ Q2 1 0 0 Dr1 Cs Cr 2 L1 S1 Da1 V 02 V 03 富士時報 スイッチング電源用 DC-DC 変換技術 Vol.75 No.8 2002 図１０ 入力電圧と動作周波数との関係 図１１ 出力特性 120 動作周波数 （kHz） 縦軸： 1 V/div 横軸：10 A/div 縦軸： 1 V/div 横軸：10 A/div 定格出力できる動作周波数の限界値（実験値） 110 5V 100 3.3 V 90 80 0 70 60 300 320 340 360 V i（V） 入力電圧 380 44 A （b）5 V 出力 400 縦軸： 2 V/div 横軸：10 A/div 12 V ΔB＝ 0 50 A （a）3.3 V 出力 ET ……………………………………………（1） N・Ae ただし，ET：巻線に印加される電圧時間積 0 N ：ターン数 33 A （c）12 V 出力 Ae ：コア実効断面積 この課題を解決するには，入力電圧を検出し動作周波数 を変える制御を追加すればよい。しかしながら，電流共振 型 DC-DC コンバータは，変圧器巻数比が一定の場合，入 力電圧によって定格出力できる動作周波数の限界がある。 術を紹介した。ここで紹介した技術は，装置の小型化に大 図１０に示す動作周波数特性は，定格出力できる限界値の一 いに寄与するものと考える。今後もさらなる小型化，高性 例である。周波数制御はこの特性をもとに決定する。周波 能を実現する技術の開発を推進していく所存である。 数制御を追加した場合，追加しない場合と比較して，変圧 器および可飽和リアクトルのコア実効断面積をおのおの 15 ％程度小さくできる。 参考文献 （1） 細谷裕．ノートパソコン用共振型アダプタ．’ 98 スイッチ 図１１に出力特性を示す。3.3 V，5 V および 12 V のすべ ての出力において無負荷から過負荷まで定電圧制御できて いる。また過電流に対する保護機能として，3.3 V 出力は 50 A，5 V 出力は 44 A，12 V 出力は 33 A でそれぞれ出力 電圧を垂下させている。 ング電源システムシンポジウム．1998，C1- 3- 1 ∼ C1- 3- 15． （2 ） 鷁頭政和．高効率自励発振型電流共振コンバータ．電子技 術．vol.43，no.5，2001，p.22- 25． （3） 桑原今朝信，西川幸廣．複合発振型電流共振コンバータ用 パワーデバイスの応用．電子技術．vol.44，no.2，2002， p.56- 60． あとがき （4 ） 鷁頭政和ほか．マグアンプ制御電流共振 DC/DC コンバー タ方式ミッドレンジサーバ用電源．平成 13 年電気学会産業 スイッチング電源に適用する電流共振型 DC-DC 変換技 応用部門大会論文集．vol.3，2001，p.1351- 1354． 459（21） ＊本誌に記載されている会社名および製品名は，それぞれの会社が所有する 商標または登録商標である場合があります。