lc556xldseries an ch

LC5560LD 系列应用手册
Rev. 1.3
LC5560LD 系列
应用手册 Rev.1.3
三垦电气株式会社
SANKEN ELECTRIC CO., LTD.
http://www.sanken-ele.co.jp
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LC5560LD 系列应用手册
Rev. 1.3
目录
概要 ------------------------------------------------------------- 3
1. 绝对最大额定规格----------------------------------------------- 4
2. 电气特性 ------------------------------------------------------ 5
2.1 控制部电气特性 --------------------------------------------- 5
2.2 MOSFET 部电气特性 ------------------------------------------- 6
3. 框图 ---------------------------------------------------------- 6
4. 各引脚功能 ---------------------------------------------------- 6
5. 应用电路示例 -------------------------------------------------- 7
6. 外形尺寸 ------------------------------------------------------ 8
7. 标记规格 ------------------------------------------------------ 8
8. 动作说明 ------------------------------------------------------ 9
8.1 启动动作 --------------------------------------------------- 9
8.2 导通宽度控制动作 ------------------------------------------ 13
8.3 准共振动作和谷值导通时间 ---------------------------------- 14
8.4 过电压保护功能(OVP) --------------------------------------- 19
8.5 过负载保护功能(OLP) --------------------------------------- 21
8.6 过电流保护功能（OCP） ------------------------------------- 22
8.7 过热保护功能(TSD) ----------------------------------------- 28
8.8 最大导通时间限制功能 -------------------------------------- 28
9. 设计注意事项 ------------------------------------------------- 29
9.1 外围元件 -------------------------------------------------- 29
9.2 变压器设计 ------------------------------------------------ 29
9.3 布线设计 -------------------------------------------------- 31
注意事项--------------------------------------------------------- 33
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封装
概要
DIP8
LC5560LD 系列为将功率 MOSFET 和控制集成电路
内置在同一封装中的 LED 驱动器集成电路。
输入端采用无电解电容的一个变换器方式，轻负载工
作时也可对应高次谐波规范(IEC61000-3-2 class C)。
通过控制平均电流实现高功率因数；并通过准共振
工作实现高效率和低噪声。
具有丰富的保护功能，实现外置元件少、性价比高
的电源系统。
特点
应用
 内置电流调光功能
 内置导通宽度控制电路
（通过控制平均电流实现高效率因数）
 内置启动电路
（可减少外围元件）
 内置软启动功能
（降低电源启动时的功率 MOSFET 和二次侧整
流二极管的应力）
 内置辅助偏置功能
（提高启动性能、抑制工作时 Vcc 电压下降、降
低 Vcc 电容容量，控制电路的备用电源输出电容
可以使用陶瓷电容）
 内置前沿消隐功能
 内置最大导通时间限制电路
 保护功能
过电流保护(OCP) ----------------- 逐个脉冲检测
过电压保护(OVP) ----------------------------- 锁定
过负载保护(OLP)------------------------------ 锁定
过热保护(TSD)--------------------------------- 锁定
 LED 照明设备
 LED 灯泡
系列产品
产品名称
MOSFET
VDSS (MIN)
PWM 工作频率
fOSC (TYP)
RDS(ON) (MAX)
最大导通时间
tON(MAX) (TYP)
POUT*
AC230V / AC85～265V
LC5565LD
650V
3.95Ω
72kHz
9.3µs
13W / 10W
LC5566LD
650V
1.9Ω
60kHz
11.2µs
20W / 16W
* 上述输出功率为基于热额定的数值。最大输出功率可达到热额定的 120%～140%。但是输出电压低时或因
变压器设计时的 ON Duty 设置，输出功率可能受到限制
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1. 绝对最大额定规格
· 详细内容请参考各产品的规格书。
· 电流值的极性以集成电路为基准，规定灌电流为“+”，拉电流为“−”
· 没有特别说明时 Ta=25°C
项 目
漏
极
雪
电
崩
控
制
O
C
部
P
C
O
M
V
R
E
耐
工
作
环
8–1
IDPEAK
8–1
EAS
测量条件
规格值
单位
备注
单脉冲
2.5
A
LC5565LD
单脉冲
4.0
A
LC5566LD
47
mJ
LC5565LD
86
mJ
LC5566LD
单脉冲
VDD=99V,L=20mH
ILPEAK= 2.0A
单脉冲
VDD=99V,L=20mH
ILPEAK= 2.7A
源
电
压
2–1
VCC
35
V
引
脚
电
压
3–1
VOCP
-2.0～+5.0
V
电
压
4–1
VCOMP
-0.3～+7.0
V
电
压
5–1
VREF
-0.3～+5.0
V
引 脚 电 压
6–1
VSEN
-0.3～+5.0
V
引
脚
引
I S E N S E
M O S F E T
量
符 号
电
P
F
流
引脚
脚
8–1
PD1
0.97
W
度
―
TOP
-55～+125
°C
部 允 许 损 耗
境
温
保
存
温
度
―
Tstg
-55～+125
°C
通
道
温
度
―
Tch
+150
°C
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安装在基板
上时
基板尺寸
15mm×15mm
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2. 电气特性
· 详细内容请参考各产品的规格书。
· 电流值的极性以集成电路为基准，规定灌电流为“+”，拉电流为“−”
2.1 控制部电气特性
没有特别说明时 Ta=25℃，VCC=20V
项 目
引脚
符 号
VCC(ON)
VCC(OFF)
ICC(ON)
VSTARTUP
MIN
规 格 值
TYP
MAX
13.8
8.4
―
18
-8.5
9.5
15.1
9.4
―
21
-4.0
11.0
17.3
10.7
4.7
24
-1.5
12.5
V
V
mA
V
mA
V
72
60
9.3
11.2
0.55
0.335
-14
14
600
0.24
0.16
84
70
11.2
13.4
0.80
0.358
-6
22
―
0.34
0.21
kHz
kHz
µs
µs
V
V
μA
μA
ns
V
V
-0.60
-40
2.6
4.5
2.0
31.5
―
-0.54
-10
3.0
4.9
2.4
34.0
―
V
μA
V
V
V
V
°C
电源启动动作
工 作 开 始 电
工 作 停 止 电
工 作 时 电
启 动 电 路 工
启
动
启 动 电 流 供 给
通常动作
源 电
源 电
路 电
作 电
电
阈 值 电
压
压 *
流
压
流
压 *
2–1
2–1
2–1
8–1
2–1
2–1
ICC(STARTUP)
VCC(BIAS)
P
作
率
8–1
fOSC
间
8–1
tON(MAX)
COMP 引脚控制下限电压
错 误 放 大 器 参 考 电 压
错 误 放 大 器 拉 电 流
错 误 放 大 器 灌 电 流
前
沿
消
隐
时
间
准 共 振 工 作 阈 值 电 压 1
准 共 振 工 作 阈 值 电 压 2
保护动作
过 电 流 检 测 阈 值 电 压
O C P 引 脚 流 出 电 流
OCP 引脚 OVP 阈值电压
O L P
阈 值 电 压
ISENSE 引脚 OVP 阈值电压
VCC 引脚 OVP 阈值电压
热 保 护 工 作 温 度
* VCC(BIAS) > VCC(OFF)的关系成立
4–1
6–1
4–1
4–1
3–1
3–1
3–1
VCOMP(MIN)
VSEN(TH)
ISEN(SOURCE)
ISEN(SINK)
tON(LEB)
VBD(TH1)
VBD(TH2)
60
50
8.0
9.0
0.30
0.312
-22
6
―
0.14
0.11
3–1
3–1
3–1
4–1
6–1
2–1
―
VOCP
IOCP
VBD(OVP)
VCOMP(OLP)
VSEN(OVP)
VCC(OVP)
Tj(TSD)
-0.66
-120
2.2
4.1
1.6
28.5
135
大
M
工
导
通
频
时
错误放大器参考电压
Vsen(th) [V] VSEN(TH) (V)
最
W
0.4
0.3
0.2
0.1
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
VREF 引脚电压(V)
Vref [V]
图2
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VREF 引脚电压和 VSEN(TH)参考电压
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4
单位
备 注
VCC= 13V
LC5565LD
LC5566LD
LC5565LD
LC5566LD
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2.2 MOSFET 部电气特性
没有特别说明时 Ta=25°C
规 格 值
MIN
TYP
8–1
VDSS
650
―
漏 极 、 源 极 间 电 压
8–1
IDSS
―
―
漏
极
漏
电
流
―
―
8–1
RDS(ON)
O
N
电
阻
―
―
―
―
8–1
tf
开
关
定
时
―
―
―
―
―
θch-c
热
电
阻 *
―
―
* MOSFET 通道与外壳之间的热电阻。外壳温度 TC 以标记面中心温度为准规定
项 目
引脚
符 号
MAX
―
300
3.95
1.9
250
400
42
35.5
单位
备 注
V
μA
Ω
Ω
ns
ns
°C/W
°C/W
LC5565LD
LC5566LD
LC5565LD
LC5566LD
LC5565LD
LC5566LD
3. 框图
Vcc
②
⑧ D/ST
STARTUP
TSD
UVLO
Reg
Drv
Bias
OVP
① S/GND
S
R Q
OCP ③
Bottom
Detection
OCP
OLP
OSC
⑥ ISENSE
OTA
LEB
Feedback
Control
④ COMP
Reg
⑤ VREF
4. 各引脚功能
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引脚号
符号
1
S/GND
2
VCC
控制电路电源输入/过电压保护信号输入
3
OCP
过电流保护/准共振信号输入/过电压保护信号输入
4
COMP
反馈相位补偿
5
VREF
调光信号输入
6
ISENSE
7
―
8
D/ST
Page.6
功能
MOSFET 源极/控制部 GND
反馈电流检测/过电压保护信号输入
（空引脚）
MOSFET 漏极/启动电流输入
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C3
VAC
C1
F1
Page.7
ROCP
S/GND
1
Vcc
R3
C5
2
6
D3
D1
3
C6
OCP
Cont．
Block
ISENSE
LC556xLD
D/ST
8
U1
L1
D7
4
COMP
VREF
5
D4
D2
L2
C2
C7
C4
R4
D6
D9
图5
D5
C8
应用电路示例
R1
R5
T1
D8
C11
C9
C10
DZ1
DZ2
R7
R6
R8
C12
LED
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5. 应用电路示例
非绝缘结构的 LED 照明电源电路示例
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6. 外形尺寸
DIP8
9.4±0.3
8
6.5 ±0.2
5
1.0
+0.3
-0.05
4
+0.3
1.52 -0.05
1
3.3 ±0.2
4.2 ±0.3
3.4 ±0.1
7.5 ±0.5
(7.6TYP)
0.2 +0
5 .1
-0.
05
2.54TYP
０～１５°
0.89TYP
0.5±0.1
NOTES:
1) 单位：mm
2) 无铅产品（支持 RoHS）
7. 标记规格
8
LC556×
Part Number
SKYMDL
Lot Number
Y = Last digit of year (0 to 9)
1
M = Month (1 to 9,O,N or D)
D = Period of days (1 to 3)
1 : 1st to 10th
2 : 11th to 20th
3 : 21st to 31st
Sanken Control Number
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０～１５°
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8. 动作说明
· 电流值的极性以集成电路为基准，规定灌电流为“+”，拉电流为“−”。
· 没有特别说明时，特性数值以 LC5565LD 的规格为准，标注 TYP 值。
8.1 启动动作
8.1.1 启动时间
VCC 引脚周围的电路如图 8-1 所示。
集成电路内置启动电路，启动电路与 D/ST 引脚相连接。
当 D/ST 引脚的电压达到启动电路工作电压 VSTARTUP= 21V
时，启动电路工作。
在 集 成 电 路 内 部 被 定 电 流 化 的 启 动 电 流 ICC(STARTUP)=
−4.0mA 向连接在 VCC 引脚上的电容 C4 充电，VCC 引脚电压
上升至开始工作电压 VCC(ON)= 15.1V 时，集成电路开始工作。
电源启动后，集成电路内部的启动电路将自动关断，启动电
路不再耗电。
启动时间由 C4 的电容容量决定。C4 使用陶瓷电容或薄膜
电容，普通电源规格时为 0.22μF～22μF 左右。
启动时间的近似值可根据以下公式计算得出。
t START ≒ C4 ´
VCC(ON) - VCC( INT)
I CC(STARTUP)
L2
T1
VAC
C2
8
D/ST
VCC
S/GND
---------(1)
2
P
D5
R1
C4
VD
D
1
LC556×LD
这里， tSTART ： 启动时间（s）
VCC(INT) ： VCC 引脚的初始电压（V）
图 8-1
VCC 引脚周围电路
8.1.2 欠压动作停止电路（UVLO：Undervoltage Lockout）
VCC 引脚电压和电路电流 ICC 的关系如图 8-2 所示。VCC 引脚电压达到 VCC(ON)= 15.1V 时，控制电路将开始工
作，电路电流增大。控制电路工作后，VCC 引脚电压下降到工作停止电压 VCC(OFF)= 9.4V 时，在欠压动作停止
（UVLO：Undervoltage Lockout）电路的作用下，控制电路将停止工作，并恢复启动前的状态。
正常工作时的 VCC 引脚电压为图 8-1 中辅助绕组电压 VD 整流平滑后的电压。调整辅助绕组 D 的圈数，使其
在电源规格的输入输出变化范围内，VCC 引脚电压在以下公式的范围内。辅助绕组电压 VD 的参考值为 20V。
12.5(V)(VCC( BIAS) MAX ) < VCC < 28.5(V)(VCC( OVP ) MIN )
图 8-2
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--------- (2)
VCC 引脚电压和电路电流 ICC
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8.1.3 辅助偏置功能
VCC 引脚电压下降后，在达到工作停止电压 VCC(OFF)= 9.4V 前，如果先达到启动电流供给阈值电压 VCC(BIAS) =
11.0V，则辅助偏置功能将工作。
辅助偏置功能的作用：在 VCC 引脚电压达到 VCC(BIAS)时，启动电路会供给启动电流，抑制 VCC 引脚电压的下
降，使工作时的 VCC 引脚电压基本保持恒定。
输出电压上升时的 VCC 引脚电压，在由集成电路的电路电流增大导致的电压下降和与输出电压成比例的辅
助绕组电压 VD 的平衡下，上升至设定电压。
图 8-3 表示电源启动时 VCC 引脚电压波形示例。
图 8-3
启动时 VCC 引脚电压
有了辅助偏置功能，C4 可以使用低容量。此外，输出过电压时，VCC 引脚电压会快速上升，因此，还可以
缩短过电压保护功能的响应时间。
为了避免启动故障，最后还需要在实际工作时进行确认和调整。
8.1.4 辅助绕组
在实际的电源电路中，功率 MOSFET 关闭的瞬间会在辅助绕组 D 上激发浪涌电压，对 C4 进行峰值充电。
随着 IOUT 的增大，该浪涌电压也会升高，因此，如图 8-4 所示，二次侧输出电流 IOUT 增大时，VCC 引脚电压会
变高。
当 VCC 引脚的电压达到 OVP 阈值电压 VCC(OVP)= 31.5V 以上时，VCC 引脚的过电压保护功能工作。为防止这
种情况发生，如图 8-5 所示，在整流二极管 D5 上串联电阻 R1（数 Ω～数十 Ω）十分有效。VCC 引脚电压相对
输出电流的变化会因变压器的构造而不同，请根据实际使用的变压器来调整 R1 的最佳值。
图 8-4
图 8-5
R1 的输出电流 IOUT 和 VCC 引脚电压
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不易受输出电流 IOUT 影响
的 VCC 引脚周围电路
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当出现以下情况时，VCC 引脚电压随输出电流 IOUT 的变化率会变差，需要在设计变压器时注意辅助绕组 D
的缠绕位置。
· 变压器的一次侧和二次侧之间的耦合不良，浪涌电压升高时（低输出电压、大电流负载规格等）
· 辅助绕组 D 和二次侧输出绕组的耦合不良，易受浪涌电压的变动影响时
为了降低 VCC 引脚浪涌电压的影响，如图 8-6 所示，为考虑了辅助绕组 D 缠绕位置后的变压器参考示例（一
次侧绕组或二次侧绕组使用三重绝缘电线，且无护栏带时）。
· 绕组构造示例①
▫ 辅助绕组 D 远离一次侧绕组 P1 和 P2 的结构
▫ P1、P2 是对一次侧绕组进行 2 分割后的绕组
· 绕组构造示例②
使二次侧稳定输出绕组 S1 和辅助绕组 D 良好耦合的构造
P1 S1 P2 S1
P1 S1
D
绕组构造示例①
S1 P2
绕组构造示例②
图 8-6
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D
绕组构造示例
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P1、P2 一次侧绕组
S1
二次侧绕组
D
VCC 用辅助绕组
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8.1.5 软启动功能
图 8-7 表示启动时的工作波形。
软启动功能可以降低电源启动时的功率 MOSFET 和二次侧整流二极管的电压、电流应力。如图 8-7 所示，
软启动工作期间从达到 COMP 引脚电压的控制下限电压 VCOMP(MIN)= 0.55V 开始，到对输出电流进行定电流控
制，在此期间输出功率逐渐增大。
电源启动时需进行以下确认及调整。
· VCC 引脚电压不可低于工作停止电压 VCC(OFF)
· 过负载保护功能（OLP）工作前，输出电流应达到设定电流
（此时，COMP 引脚电压应未达到 OLP 阈值电压 VCOMP(OLP)= 4.5V）
8.1.6 启动时的工作模式
图 8-7 表示启动时的工作模式。
集成电路开始启动后，COMP 引脚电压达到 VCOMP(MIN)= 0.55V 时，通过 PWM 工作开始开关动作。PWM 工
作频率 fOSC 为 72kHz（LC5566LD 为 60kHz）。
随着输出电压的上升，辅助绕组电压上升，OCP 引脚的正极电压增大，达到准共振工作阈值电压 1 VBD(TH1)=
0.24V 时切换到准共振工作（QR）。图 8-8 表示从 PWM 工作切换到准共振工作（QR）模式时的 OCP 引脚电
压放大波形（图 8-7 中的 A 点）。
图 8-7
图 8-8
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电源启动时的工作模式
OCP 引脚电压放大波形（A 点放大）
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8.2 导通宽度控制动作
图 8-9 表示 COMP 引脚周围的电路，图 8-10 表示导
通宽度控制。
根据输出负载通过控制导通宽度的电压控制和平均
电流控制进行输出控制。
如图 8-10 所示，本集成电路的平均电流控制利用
OTA 电路比较二次侧电流检测电阻的电压下降和内
部错误放大器参考电压 VSEN(TH)= 0.335V，在 COMP
引脚上产生平均化的电压。
通过 FB 转换器将该平均化的 COMP 引脚电压与
集成电路内部振荡器（OSC）输出比较，进行导通
宽度控制。集成电路内部振荡器（OSC）是进行 PWM
工作频率、准共振振荡及最大导通时间限制等的振
荡电路。
连接在 COMP 引脚上的 C6 容量的推荐值为 2.2µF
左右。
R6 电阻的参考值为 1kΩ。
图 8-9
COMP 引脚周围电路
输出电流的定电流控制根据负载进行以下控制。
· LED 负载电流小于设定电流时
负载电流小于设定电流时，ISENSE 引脚电压下降，
将 OTA 电路输出平均化后的 COMP 引脚电压变高。
导通宽度变宽，输出电流增大。
· LED 负载电流大于设定电流时
如果负载电流大于设定电流，则进行与上述相反的
动作，平均化后的 COMP 引脚电压变低。导通宽度
变窄，输出电流减小。
图 8-11 表示平均输入电流波形。
由于平均化后的 COMP 引脚电压恒定，结合 EIN 电
压（图 5 中的 C2 电压）控制 Duty，输入电流呈正弦
波状，由此可实现高功率因数。
图 8-11
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平均输入电流波形
Page.13
图 8-10
导通宽度控制
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8.3 准共振动作和谷值导通时间
8.3.1 准共振动作
图 8-12 表示反激方式的电路。反激方式是指当功率 MOSFET 关闭后，将变压器积蓄的能量供给到二次侧的
方式。在反激方式中，能量释放到二次侧后，功率 MOSFET 仍将保持 OFF 状态。此时漏极和源极之间的电压
VDS 做自由振动，振动频率由变压器的一次侧电感 LP 和漏极与源极之间的电容 CV 决定。
所谓准共振动作，是指在该自由振动期间，在 VDS 电压波形的谷点开启功率 MOSFET 的动作（谷值导通动
作）。图 8-13 表示理想的 bottom-on 工作时的 VDS 电压波形。
利用谷值导通动作可降低开关损耗及开关噪音，实现高效率、低噪音。
图 8-12
EIN
： 输入电压
EFLY
： 反激电压 E FLY =
NP
NS
VOUT
VF
ID
IOFF
CV
LP
： 一次侧圈数
： 二次侧圈数
： 输出电压
： 二次侧整流二极管正向电压下降
： 功率 MOSFET 的漏极电流
： 功率 MOSFET 关闭时，流入二次侧整流二极管的电流
： 电压共振电容器
： 一次侧电感
反激方式
图 8-13
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理想的谷值导通动作
（在 VDS 电压波形的谷点开启）
Page.14
NP
´ (VOUT + VF )
NS
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8.3.2 谷值导通时间（延迟时间）设定
图 8-14 表示 OCP 引脚周围电路和辅助绕组电压。
从 VDS 电压波形开始自由振动到开启功率 MOSFET 之间的延迟时间 tONDLY，根据与 VDS 波形同步的辅助绕
组电压计算。
反激期间（功率 MOSFET 关闭期间），辅助绕组电压经由延迟电路（图 8-14 中的 D6、R4、C7、D7）向
OCP 引脚电压提供正压电压（准共振信号 VBD）。
功率 MOSFET 关闭时，如果 VBD 超过准共振动作阈值电压 1 VBD(TH1)= 0.24V，功率 MOSFET 将继续处于
OFF 期间。之后，VBD 下降，VBD 达到准共振动作阈值电压 2 VBD(TH2)= 0.16V 时，功率 MOSFET 开启。VBD
达到 VBD(TH2)时，会在集成电路内部自动提高到准共振动作阈值电压 VBD(TH1)，因此，可防止 OCP 引脚的噪声
导致误动作。
图 8-14
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OCP 引脚周围电路和辅助绕组电压
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图 8-15 表示准共振电压波形。
延迟时间 tONDLY 由延迟电路的常数决定，因此，应调整常数，使其在 VDS 电压波形的谷底进行开启。调整
准共振信号的峰值电压 VBD(PK)和有效时间 tQR，在电源规格的输入输出波动范围内，并考虑 R3、R4 的波动，
使准共振信号的峰值电压 VBD(PK)= 1.5～2.0V，准共振信号有效时间 tQR ≥ 1.2µs。
· R3 的推荐值：100～330Ω
· C5 的推荐值：100pF～470pF
· R4 的设定
调整 R4，在电源规格的输入输出波动范围内，VCC 引脚电压达到最低的条件下，使 VBD(PK) ≥ VBD(TH1)。正
常工作时，确认在 VCC 引脚电压最大的条件下，是否满足 VBD(PK) < OVP 动作电压 VBD(OVP)= 2.6V，如不
满足则需要调整。
假设 ROCP << R3 对 ROCP 无影响，则 R4 的计算公式如下。
R4 =
( VCC－VBD(PK)－2 ´ VF )´ R3
-------- (3)
VBD(PK)
例如，假设电源规格范围的 VCC 引脚电压下限值为 16V、R3= 220Ω、VBD(PK)= 1.5V、D6 和 D7 的正向电
压下降 VF= 0.8V，则 R4≒1.89kΩ。因此，E12 系列的电阻为 1.8kΩ。
无法确保有效期间 tQR 时，进行以下调整。
▫ 增大 R3 的值，提高 VBD(PK)
▫ 减小 R4 的值，提高 VBD(PK)
▫ 增加电压共振电容 C3 的容量，延长自由振动周期
（增加 C3 容量时，功率 MOSFET 关闭时的开关损耗会增加，因此需要确认集成电路的发热）
图 8-15
准共振信号的有效时间
· C7 的设定
调整功率 MOSFET 进入 bottom-on 状态的延迟时间 tONDLY 时通过 C7 进行。调整 C7，在电源输入电压达
到上限、输出负载最大的条件下，观察 MOSFET 的漏极和源极之间的电压 VDS、准共振信号 VBD 和漏极
电流 ID 的实际波形，实现理想的 bottom-on（参考图 8-13）。
此时，观察 VDS 波形中振幅变成最大部分（VDS(PEAK)）的波形。
▫ VDS(PEAK)部的开启时间比谷点更早时（图 8-16）
确认初始常数时的 C7 容量的谷点，慢慢增加 C7 的容量，使开启时间与 VDS 的谷点一致。
▫ VDS(PEAK)部的开启时间比谷点更晚时（图 8-17）
确认初始常数时的谷点，慢慢减小 C7 的容量，使开启时间与 VDS 的谷点一致。
C7 的初始常数的大致标准为约 1000pF。
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图 8-16
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开启时间比 VDS 波形的谷点
更早时
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图 8-17
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开启时间比 VDS 波形的谷点
更晚时
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8.3.3 BD 消隐时间
图 8-18 表示 OCP 引脚电压的正常波形和变压器的一次侧和二次侧绕组的耦合不良时的波形。
输出负载小的规格等，一次侧绕组和二次侧输出绕组圈数比（NP/NS）极大的情况下，变压器的耦合会变差。
此外，如果漏电感大，功率 MOSFET 关闭时，有时也会通过辅助绕组在 OCP 引脚电压上产生浪涌电压。
OCP 引脚设有 250ns（MAX）的 BD 消隐时间，此期间内不会检测准共振信号。但是，如果浪涌电压的发
生时间比 BD 消隐时间长，集成电路可能会识别为准共振信号输入，功率 MOSFET 进行高频开关动作。该高
频动作会导致功率 MOSFET 的损耗过大，一旦超过通道温度，功率 MOSFET 会受到损害。
出现以上高频动作时，需进行以下调整。
▫ 将图 8-14 中的 C5 连接到 OCP 引脚和 S/GND 引脚的附近
▫ OCP 引脚和 S/GND 引脚之间的布线环路应离开大电流布线
▫ 采用能够降低一次侧绕组和辅助绕组耦合的缠绕方法
▫ 调整钳位缓冲常数
为了准确测量浪涌电压，用于确认 OCP 引脚动作波形的探头应连接到 OCP 引脚和 S/GND 引脚的附近。
图 8-18
基于变压器耦合情况的 OCP 引脚电压波形
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8.4 过电压保护功能(OVP)
过电压保护功能（OVP）包括 VCC 引脚、OCP 引脚和 ISENSE 引脚 3 种。
OVP 工作后，在锁定模式下停止开关动作。开关动作停止后，VCC 引脚电压开始下降，在降低到 VCC(BIAS)=
11.0V 时，辅助偏置功能工作。辅助偏置功能工作后，向 VCC 引脚供给启动电流，防止工作停止电源电压 VCC(OFF)
下降到 9.4V，一直保持锁定状态。
要解除锁定状态，应断开电源电压，将 VCC 引脚电压下降到 VCC(OFF)以下。
8.4.1 VCC 引脚过电压保护功能（VCC_OVP）
图 8-19 表示 VCC_OVP 功能工作时的波形。
在 VCC 引脚上施加 VCC 引脚 OVP 阈值 VCC(OVP)= 31.5V 以上的电压时，VCC_OVP 功能将工作，在锁定模式
下停止开关动作。
由于 VCC 引脚电压与输出电压成正比，因此可检测 LED 负载开路时的二次侧过电压等。此外，VCC_OVP
功能工作时的二次侧输出电压 VOUT(OVP)可以根据以下公式计算得出近似值。
VOUT(OVP) =
正常工作时的输出电压 VOUT
´ 31.5(V)
正常工作时的 VCC引脚电压
图 8-19
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--------- (4)
VCC_OVP 功能工作时的波形
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8.4.2 OCP 引脚过电压保护功能(OCP_OVP)
图 8-20 表示 OCP_OVP 功能工作时的波形。
在 OCP 引脚和 S/GND 引脚之间施加 OCP 引脚 OVP 阈值电压 VBD(OVP)= 2.6V 以上、绝对最大额定规格 5V
以下的电压时，OCP_OVP 功能将工作，在锁定模式下停止开关动作。
该功能在准共振信号 VBD 设定不当、一次侧和二次侧的变压器耦合不良或二次侧 LED 负载电流增大等情况
下工作。
图 8-20
OCP_OVP 功能工作时的波形
8.4.3 ISENSE 引脚过电压保护功能(ISENSE_OVP)
图 8-21 表示 ISENSE_OVP 功能工作时的波形。
在 ISENSE 引脚上施加 ISENSE 引脚 OVP 阈值电压 VSEN(OVP)= 2.0V 以上、绝对最大额定规格 5V 以下的电
压时，ISENSE_OVP 功能将工作，在锁定模式下停止开关动作。
该功能在串联连接的 LED 负载开路等异常情况下，通过图 5 中的 DZ1 检测二次侧过电压并工作。
图 8-21
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ISENSE_OVP 功能工作时的波形
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8.5 过负载保护功能(OLP)
过负载保护（OLP）状态是指，负载电流增大，通过 OCR 动作来限制漏极电流峰值的状态。
COMP 引脚周围电路图如图 8-22 所示，过负载保护功能（OLP）工作时各部分波形如图 8-23 所示。
进入过负载状态后，由于输出电压下降，因此 VCC 引脚电压下降。VCC 引脚电压达到启动电流供给阈值电压
VCC(BIAS)= 11.0V 时，辅助偏置功能工作，抑制 VCC 引脚电压下降。
同时 ISENSE 引脚电压也会下降。
ISENSE 引脚电压下降至内部错误放大器参考电压 VSEN(TH)= 0.335V 时，
集成电路内部的 OTA 电路输出将消失，因此通过 COMP 引脚内部的定电流电源向连接到 COMP 引脚的
C6 充电。COMP 引脚电压达到 OLP 阈值电压 VCOMP(OLP)= 4.5V 时，与 8.4 项的过电压保护功能（OVP）一
样，在锁定模式下停止开关动作。
要解除锁定状态，应断开电源电压，将 VCC 引脚电压下降到 VCC(OFF)以下。
一般情况下，COMP 引脚的电容 C6 的大致容量约为 1μF～4.7μF。如果 C6 的容量过小，则停止输入电源后重
新重启时，OLP 可能会工作。最终应通过实际动作确认，然后调整 C6 的容量。
图 8-22
COMP 引脚周围电路图
图 8-23
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OLP 工作时的波形
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8.6 过电流保护功能（OCP）
过电流保护功能（OCP）以逐个脉冲方式对功率 MOSFET 的漏极电流峰值进行检测，并限制功率。
8.6.1 OCP 的检测方法和前沿消隐功能
如图 8-24 所示，功率 MOSFET 的漏极电流通过
OCP 引脚和 S/GND 引脚之间的电流检测电阻 ROCP
进行检测。将该检测电压 VROCP 经由 R3 输入到 OCP
引脚。
VROCP 达到以下公式时，功率 MOSFET 将关闭。
VROCP = - ( VOCP + R 3 ´ I OCP
)
-------- (5)
这里，VOCP ： 过电流检测阈值电压（−0.6V）
R3 ： R3 的电阻值
IOCP ： OCP 引脚流出电流（−40μA）
图 8-24
负压检测 OCP 电路
为防止误动作，在 OCP 引脚中插入滤波器。
· R3 的设定
为减小内部电阻波动的影响，设为 100～330Ω 左右。
· C5 的设定
C5 使用温度引起的容量变化小的电容，设定的大致标准为 100pF～470pF。如果该容量过大，OCP 的响
应速度会变慢，可能导致电源启动等过渡状态时的漏极电流峰值增大。
OCP 引脚的过电流检测为电流峰值检测，因此功率 MOSFET 开启时产生的浪涌电压可能会导致 OCP 响应，
使功率 MOSFET 关闭。
为防止此现象，内置前沿消隐功能。为了使其不响应开启时的浪涌电压，自功率 MOSFET 导通的瞬间起设
置有前沿消隐时间 tON(LEB)= 600ns。
这里，如图 8-25 所示，将开启时在 OCP 引脚电压中产生
的浪涌电压宽度调整至短于 tON(LEB)。
该浪涌电压宽度达到 tON(LEB)以上时，需进行以下研究，降
低浪涌电压值及浪涌宽度。
· 开启时间与谷点不一致时，调整至与 VDS 电压波形的谷
点一致
· 降低电压共振电容 CV(C3)容量和二次侧整流二极管的
缓冲吸收电容容量
图 8-25
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OCP 引脚电压（通过 ROCP 对漏极
电流进行电压转换后的波形）
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8.6.2 过电流（OCP）输入修正功能
利用过电流输入修正功能，可根据电源输入电压修正过电流检测阈值电压 VOCP。在通用输入（AC85V～
AC265V）中使用准共振型转换器时，若输出功率恒定，则电源输入电压越高，工作频率也会越高，漏极电流
的峰值会降低。使过电流检测阈值电压恒定，并考虑最大负载进行调整后，如图 8-26 中的“无 OCP 输入修正”
所示，过电流保护工作点上的输出电流 IOUT(OCP)会随电源输入电压的升高而增大。
若在电源输入电压范围的上限处抑制 IOUT(OCP)，需添加 OCP 输入电压修正电路（DX1、DZX1、RX1）（参见
图 8-27）。
图 8-26
有/无 OCP 输入修正功能时
输入电压与过电流保护动作时输出电流特性
图 8-27
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外围 OCP 输入电压修正电路
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图 8-28 表示 OCP 输入电压修正电路；图 8-29 表示相对于电源输入电压的 Efw1、Efw2 电压。过电流检测阈
值电压的输入修正量取决于输入修正电流 I 和电阻（RX1、R3、ROCP）的常数。输入修正电流 I 用以下公式
表示。
I=
E fw1 - VZX1 - VFX1
R X1 + R3 + R OCP
这里，
I
Efw1
VFX1
VZX1
-------- (6)
： 输入修正电流
： 与输入电压成正比的辅助绕组 D 的正向电压
： 整流二极管 DX1 的正向电压
： 齐纳二极管 DZX1 的齐纳电压
修正 OCP 输入电压后的过电流检测阈值电压 VROCP' 的公式如下。
VROCP ' = - ( VOCP + R 3 ´ I OCP - R 3 ´ I )
这里，
I
R3
VOCP
IOCP
-------- (7)
： 输入修正电流
： R3 的电阻值
： 过电流检测阈值电压（−0.60V）
： OCP 引脚流出电流（−40μA）
输入电压（EIN）变高时，输入修正电流 I 导致的电压下降（R3×I）会变大，输入修正量也会变大，VROCP' 的
绝对值变小。
OCP 输入电压的修正开始电压通过齐纳二极管 DZX1 的齐纳电压 VZX1 设定。VZX1 设定成与开始修正 OCP 输
入电压时的 Efw1 相同。
VROCP' 应使电源输入电压范围的上限与下限处的 IOUT(OCP)之差缩小，并将电源输入电压上限处的 IOUT(OCP)调
整至设定电流 IOUT 以上，如图 8-26 中的“适当的输入修正”。
需要对电源输入电压上限处的浪涌电压等进行确认和调整，使 OCP 引脚的电压在绝对最大额定规格
（−2.0V～+5.0V）以内。
图 8-28
OCP 输入电压修正电路
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图 8-29
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电源输入电压对应的 Efw1、Efw2 电压
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8.6.3 OCP 阈值的计算（有/无输入修正电路时）
不连接 OCP 输入电压修正电路时，过电流检测阈值电压 VROCP 的公式如下。
如图 8-30，相对于 S/GND 引脚电压的 VROCP 的电压下降在达到 VOCP 和 R3 的电压下降 R3×IOCP 合计值时，
执行 OCP 动作。
VROCP = － R OCP ´ I DP ( OCP ) = － ( VOCP + R3 ´ I OCP
这里，
VROCP
IDP(OCP)
VOCP
IOCP
：
：
：
：
)
-------- (8)
不连接 OCP 输入修正电路时，过电流检测阈值电压
OCP 工作时的漏极电流峰值
过电流检测阈值电压（−0.6V）
OCP 引脚流出电流（−40μA）
连接了 OCP 输入电压修正电路时，过电流检测阈值电压 VROCP' 的公式如下。
如图 8-31，相对于 S/GND 引脚电压的 VROCP' 的电压下降在达到 VOCP 和 R3 的电压下降 R3×IOCP、R3×I 合计
值时，执行 OCP 动作。
VROCP ' = - R OCP ´ I DP (OCP ) ' = - ( VOCP + R 3 ´ I OCP - R 3 ´ I
这里，
VROCP'
IDP(OCP)'
VOCP
IOCP
I
：
：
：
：
：
)
-------- (9)
连接了 OCP 输入修正电路时，过电流检测阈值电压
连接了 OCP 输入修正电路时，OCP 工作时的漏极电流峰值
过电流检测阈值电压（-0.6V）
OCP 引脚流出电流（−40μA）
输入修正电流
如上所述，通过增加 OCP 输入电压修正电路来改变过电流检测阈值电压，抑制输出功率。
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图 8-30
无 OCP 输入修正
图 8-31
有 OCP 输入修正
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8.6.4 OCP 输入修正电路的常数计算公式
IDP
： 功率 MOSFET 的漏极电流峰值
VFX1 ： 整流二极管 DX1 的正向电压
VZX1 ： 齐纳二极管 DZX1 的齐纳电压
VOCP ： 过电流检测阈值电压 VOCP= −0.6V
IOCP ： OCP 引脚流出电流 IOCP= −40µA
I
： 输入修正电流
此外，电阻值等的常数符号参见图 8-28。
不进行 OCP 输入电压修正时，根据图 8-30，OCP 工作时的漏极电流峰值 IDP(OCP)的公式如下。此时，IDP(OCP)
在电源输入电压的下限处，与漏极电流（由无 OCP 输入修正时的过电流检测阈值电压限制）相同。
R OCP ´ I DP ( OCP ) = VOCP + R3 ´ I OCP
∴ I DP (OCP ) =
VOCP + R3 ´ I OCP
-------- (10)
R OCP
进行 OCP 输入电压修正时，根据图 8-31，OCP 工作时的漏极电流峰值 IDP(OCP)' 的公式如下。
R OCP ´ I DP ( OCP ) ' = VOCP + R3 ´ I OCP - R3 ´ I
∴ I DP ( OCP ) ' =
VOCP + R3 ´ ( I OCP - I )
R OCP
-------- (11)
电源输入电压上限处的 IDP(OCP)' 设定为满足图 8-26 中“适当的输入修正”中的输出电流时的漏极电流值。
输入修正电流 I 根据公式（10）、公式（11）变成以下公式。
I=
( I DP(OCP)
- I DP ( OCP) ' )´
R OCP
R3
-------- (12)
此外，基于电源输入电压上限 C2 峰值电压 EIN(PK)MAX 的正向电压 Efw1 的公式如下所示。
E fw1 =
N D ´ E IN ( PK ) MAX
NP
-------- (13)
这里，如果要设定成电源输入电压上限时流入输入修正电流 I，则输入修正电流 I 的公式如下。
I=
E fw1 - VZX1 - VFX1
R X1 + R3 + R OCP
-------- (14)
这里，R3 << RX1、ROCP << RX1，因此，RX1 的公式如下。
R X1 =
E fw1 - VZX1 - VFX1
I
-------- (15)
在其中代入公式（13），计算 RX1 的公式如下。
N D ´ E IN(PK)MAX
- (VZX1 + VFX1 )
NP
R X1 =
I
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-------- (16)
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8.6.5 通用输入电压规格的 OCP 输入修正常数设定示例（参考）
输入电压为通用规格（AC85V～AC265V）时，OCP 输入电压修正电路（DZX1、RX1）的常数要通过实际动
作确认，并作如下设定。
① 临时设定 OCP 输入电压的修正开始电压。
修正开始电压 VIN(OCP_ST)临时设定为电源输入电压约 AC100V～AC130V。
这次临时设定为 VIN(OCP_ST)= AC120V。
② 电路的元件常数（参考）设定如下。
项目
EIN
POUT
NP
ND
ROCP
R3
VFX1
常数
AC85V～AC265V
40W
40T
6T
0.2Ω
220Ω
0.8V
备注
电源输入电压
输出功率
变压器圈数（一次侧）
变压器的圈数（辅助绕组）
OCP 检测电阻值
OCP 引脚滤波器电阻值
DX1 的正向电压下降
③ 利用电源输入电压下限（AC85V），测量 OCP 工作时的漏极电流 IDP(OCP)。
④ 电源输入电压上限（AC265V）的漏极电流 IDP(OCP)' 在电源输入电压上限（AC265V）时，测量当输出电流
IOUT(OCP)为图 8-26 中“适当的输入修正”的输出电流时的漏极电流。
⑤ 利用②的电路常数（参考）及③、④的结果，计算 OCP 输入电压修正电路的元件常数。
· 若 DZX1 设定为
VIN(OCP_ST)= AC120V，则辅助绕组的正向电压 Efw1 根据公式（13），
E fw1 =
6(T)
ND
ND
´ E IN( PK ) MAX =
´ VIN(OCP _ ST) ´ 2 =
´120(VAC) ´ 2 = 25.5V
40(T)
NP
NP
在本设定示例中，齐纳二极管 DZX1 的齐纳电压 VZX1 选定为 27V。
· 输入修正电流 I 的计算
假设③、④的结果分别为 IDP(OCP)= 3.0A，IDP(OCP)' = 1.9A，则根据公式（12），
I = ( I DP (OCP ) － I DP( OCP ) ' ) ´
0.2(W)
R OCP
= 1mA
= ( 3.0(A) - 1.9(A) ) ´
220(W)
R3
· RX1 的设定，
根据
公式（16），
6(T) ´ 265(VAC) ´ 2
N D ´ E IN(PK)MAX
- (27(V) + 0.8(V) )
- (D ZX1 + VFX1 )
40(T)
N
P
R X1 =
=
= 28.4kΩ
I
1(mA)
RX1 自 E12 系列开始为 27kΩ。
⑥ 利用⑤中设定的常数进行实际动作确认，在整个电源输入电压范围内，
确认 OCP 工作时的输出电流 IOUT(OCP)
符合图 8-26 中的“适当的输入修正”。根据需要更改 OCP 输入电压的修正开始电压 VIN(OCP_ST)，重新调整
DZX1、RX1 的常数。
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8.7 过热保护功能(TSD)
集成电路控制电路部分的温度达到热保护工作温度 Tj(TSD)= 135℃时，与 8.4 项的过电压保护功能（OVP）一
样，在锁定模式下停止开关动作。
要解除锁定状态，应断开电源输入电压，将 VCC 引脚电压下降到 VCC(OFF)以下。
8.8 最大导通时间限制功能
电源输入电压低的状态或电源输入电压 ON/OFF 时等过渡状态下，将功率 MOSFET 的导通时间限制为最大
ON 时间 tON(MAX)= 9.3μs（LC5566LD 为 11.2μs）（参见图 8-32）。以此抑制变压器的噪音，降低功率 MOSFET
及二次侧整流二极管等的器件应力。
设计电源时需要确认：在电源输入电压下限、负载最大的条件下，功率 MOSFET 的导通时间未达到 tON(MAX)。
如果在电源输入电压下限、负载最大的条件下使用了超过 tON(MAX)的变压器，由于电源输入电压下限处功
率 MOSFET 的导通时间不会超过 tON(MAX)，因此输出功率会下降。此时应考虑以下情况重新设计变压器。
· 降低变压器的电感 LP，提高开关频率，缩短导通时间
· 缩小一次侧和二次侧的圈数比 NP/NS，缩小 ON Duty
图 8-32
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确认最大导通时间
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9. 设计注意事项
9.1 外围元件
各元件应根据使用条件选择合适的产品。
· 输出的平滑用电解电容器
输出的平滑用电解电容器对纹波电流、电压和温度上升设置合适的设计余量。
电解电容器应使用开关电源用的允许纹波电流大、低阻抗型的产品。
· 变压器类
变压器类对铜损和铁损导致的温度上升设置合适的余量。
开关电流含高频成分可能受到集肤效应的影响。因此，用于变压器的绕组线径应考虑工作电流的有效值，
选择时以电流密度约 3～4A/mm2 为参考。如果因集肤效应的影响需进一步采取温度对策时，需要增加绕
组表面面积，应研究以下事项。
▫ 增加绕组的个数
▫ 使用绞合线
▫ 增大线径
· 电流检测电阻 ROCP
ROCP 内有高频开关电流流过，如果使用内电导较大的元件，可能会导致误动作。ROCP 应使用内电导小，
且浪涌耐量较大的型号。
9.2 变压器设计
平均电流控制中，电源输入电压为正弦波时的理想波形如图 9-1 所示。
平均电流控制针对商用频率的正弦波电源输入电压 VIN，将 COMP 引脚电压控制为恒定电压。因此，将漏
极电流峰值 IDP 的包络线（连接 IDP 的曲线）以及 IDP 平均后的输入电流 IIN 为与电源输入电压相似的正弦波波
形。
为了使 COMP 引脚电压恒定，需调整该引脚上连接的 C6 容量和二次侧电流检测电阻的常数。
VINRMS
IIN
IINP
ID
IDP
IS
ISP
图 9-1
理想的电流波形
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： 正弦波电源输入电压的有效值
： 输入电流
： 输入电流的峰值
： 功率 MOSFET 漏极电流
： 功率 MOSFET 漏极电流的峰值
： 二次侧整流二极管的正向电流
： 二次侧整流二极管正向电流的峰值
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变压器的设计以 RCC 方式（Ringing Choke Converter：自励反激式转换器）的基本公式为依据。准共振动
作会延迟开启的时间，Duty 会随之变化。由于没有输入电容，变压器的施加电压为商用频率的正弦波电源输
入电压 VIN。
因此在 RCC 方式的基本公式中加入与准共振延迟时间相当的 Duty 修正，使用将其转换为正弦波电源输入
电压 VIN 后的计算公式。
考虑准共振延迟时间，施加正弦波电源输入电压时一次侧电感 LP' 的公式如下。
LP ' =
(VINRMS( MIN) ´ D ON )2
ö
æ 2 ´ POUT ´ f S(MIN)
ç
+ VINRMS( MIN ) ´ D ON ´ f S(MIN) ´ π C V ÷
÷
ç
η
ø
è
其中，
VINRMS(MIN)
POUT
fS(MIN)
η
2
-------- (17)
： 正弦波电源输入电压下限时的有效值
： 最大输出功率 POUT = VOUT ´ I OUT
其中，VOUT：输出电压、IOUT：最大输出负载电流
： 正弦波电源输入电压的峰值部频率（最低工作频率）
： 电源效率 h = 80 ~ 90%
CV
DON
： 电压共振电容器（C3）。一般情况下，大致标准为 47pF～470pF
： 未修正正弦波电源输入电压下限时的准共振延迟时间的最大导通 Duty
E FLY
D ON =
2 ´ VINRMS( MIN ) + E FLY
EFLY
： 反激电压
E FLY =
NP
´ (VOUT + VF )
NS
其中， NP ： 一次侧圈数
NS ： 二次侧圈数
VF ： 二次侧整流二极管（D8）正向电压下降 VF ≒ 0.7V
EFLY 应考虑功率 MOSFET 的耐压、浪涌电压后决定。
本集成电路的功率 MOSFET 的耐压为 650V，因此，在通用输入规格下使用
时，一般情况下的大致标准约为 EFLY= 100～150V。
准共振延迟时间 tONDLY 的公式如下。
t ONDLY =π L P '´ C V
-------- (18)
如果考虑准共振延迟时间 tONDLY，将 Duty 修正后的最大导通 Duty 设为 DON'，则变成以下公式。
D ON ' = (1 - f S( MIN ) ´ t ONDLY )´ D ON
-------- (19)
正弦波电源输入电压下限时的输入电流有效值 IINRSM(MAX)的公式如下。
I INRMS( MAX ) =
POUT
h ´ VINRMS( MIN )
-------- (20)
考虑准共振延迟时间 tONDLY 的漏极电流峰值 IDP(DLY)的公式如下。
I DP(DLY) =
2 2 ´ POUT
h ´ D ON '´ VINRMS( MIN)
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-------- (21)
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变压器使用的铁氧体磁芯的 AL-value 值，
考虑到根据一次侧绕组 NP 和漏极电流峰值 IDP(DLY)计算的 NI-Limit
（AT）（ = N P ´ I DP ( DLY) ）的值，选定不会产生磁饱和的 AL-value 值。
选择满足 NI-Limit 和 AL‐value 之间关系的铁氧体磁芯时，考虑对温度等偏差的设计余量，计算出的
NI-Limit 值相对磁芯数据的 NI-Limit，建议采用磁饷余量约低 30%、图 9-2 的 NI-Limit vs. AL-value 特性曲线
内（斜线）设定。
NI - Limit £ N P ´ I DP( DLY ) ´130%
图 9-2
-------- (22)
Core 的 NI-Limit vs. AL-Value 特性示例
一次侧绕组 NP、二次侧绕组 NS、VCC 辅助绕组 ND 根据以下公式计算。
LP '
AL - value
NP =
-------- (23)
NS =
VOUT + VF
´ NP
E FLY
-------- (24)
ND =
VCC
´ NS
VOUT + VF
-------- (25)
9.3 布线设计
布线及封装条件对误动作、噪声和损耗的影响较大，请在
布线和元件布置时注意。
如图 9-3 所示，设计高频电流形成的环路部分时，线条图
案应尽量“粗”，元件之间的布线应尽量“短”，以“缩小”
环路内的面积，减少线路阻抗。
地线对辐射噪声的影响较大，因此布线应尽可能“粗”而
“短”。
开关电源中存在高频、高压电流回路，元件的配置以及布
线距离应充分满足安全规格的要求。
功率 MOSFET 的 ON 电阻 RDS(ON)为正值的温度系数，请在
热设计时注意。
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图 9-3
高频环路（斜线部分）
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集成电路周围电路的连接示例如图 9-4 所示。
· 集成电路周边电路
(1) S/GND 引脚附近 1（S/GND 引脚～ROCP～C2～T1（P 绕组）～D/ST 引脚）
此布线为开关电流流过的主电路布线方式，因此布线时应尽可能使其“粗”而“短”。
输入电容器 C2 会降低高频电流环路的阻抗，应连接到变压器或集成电路的附近。
(2) S/GND 引脚附近 2（S/GND 引脚～C4（−侧）～T1（D 绕组）～R1～D5～C4（+ 侧）～VCC 引脚）
此布线为集成电路供给用布线方式，因此布线时应尽可能使其“粗”而“短”。
集成电路与电容器 C4 的距离较远时，
在 VCC 引脚和 S/GND 引脚附近追加陶瓷电容器或薄膜电容器（约
0.1μF～1.0μF）。
(3) 电流检测电阻 ROCP 附近
ROCP 布置在 S/GND 引脚附近。
为了不让布线的通用阻抗及开关电流对控制电路产生影响，R3 的布线应连接到 ROCP 的根部附近（图
9-4 的 A 点）。
· 二次侧整流平滑电路（T1（S 绕组）～D8～C9）
此布线为开关电流流经的二次侧主电路布线方式，因此在布线时应使其尽可能“粗”而“短”。
如果整流线路呈细长状，则寄生在线路上的漏电感成分会增加，因而关闭功率 MOSFET 时产生的浪涌
电压会升高。
考虑了二次侧整流布线的线路设计，可以扩大功率 MOSFET 的耐压余量，降低钳位缓冲电路的应力及
损耗。
图 9-4
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周围电路的连接示例
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所谓降额，是指为了确保或提升可靠性，设定小于各额定值负载的工作范围或考虑浪涌及干扰等
因素。影响降额的因素一般包括电压、电流、功率等电气应力、环境温度、湿度等环境应力、半
导体产品自身发热产生的热应力等。以上应力还需考虑瞬时数值或最大值、最小值。
此外，大功率设备及内置大功率设备的集成电路自身发热量很大，接合部温度的降额程度对可靠
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