AN-1141 应用笔记 One Technology Way • P.O. Box 9106 • Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. • Tel: 781.329.4700 • Fax: 781.461.3113 • www.analog.com 用开关调节器为双电源精密ADC供电 作者：Rui Du 简介 用开关调节器为ADC供电有两个选择： 与LDO器件相比，开关调节器散发的热量少得多，并且效 A. 率更高。因此，开关调节器适合为各类便携设备或无线传 感器网络节点供电，从而延长电池续航时间。遗憾的是， 开关调节器本身会在输出轨和地处产生纹波和噪声。同 选择低噪声开关调节器，然后利用精心设计的滤波 和屏蔽方法消除尽可能多的噪声。 B. 估算数据转换器的噪声抑制能力，然后选择具有良 好抗扰性能的产品。 时，开关调节器会带来电磁辐射。由于功率开关连续不断 的开关操作，这些干扰几乎是不可避免的。受寄生参数的 实际应用中，两个选择可以同时使用，这样大多数情况下 影响，除了开关频率的整数倍处以外，噪声还会出现在意 都可以使用开关调节器作为电源解决方案。开关调节器解 想不到的频率点。 决方案的优势包括高效率和低温度。 在CN-0137中，利用双通道输出同步降压开关调节器ADP2114 NOISE 为16位、125 MSPS模数转换器AD9268供电，ADP2114的输 RIPPLE 10481-001 出通过一个额外的LC(氧化铁磁珠)滤波器级进行滤波。 图1. 开关调节器输出端的典型纹波和噪声 与线性电源解决方案相比，测试结果表明，使用DC/DC电 源对ADC的性能几乎无影响(见表1) 表1. CN-0137报告的实验结果 用开关调节器为抗干扰能力很强的电路供电时，虽然存在 噪声问题，但如果能有效控制开关调节器的干扰，那么系 统性能只会略有下降。 对于典型应用，当数据转换器由开关模式电源(SMPS)供电 时，应使目标频段内的总噪声低于噪底，防止它影响转换 器。虽然来自开关调节器的带内噪声一般大于噪底，但 ADC具有电源抑制能力，噪声在进入信号路径之前会被大 幅衰减，因此开关噪声不会降低ADC的性能。 模拟输入频率(MHz) 10.3 70.0 100.3 140.3 170.3 200.3 线性电源 SNR SFDR (dBFS) (dBc) 79.2 92.2 78.5 91.0 77.8 85.8 76.9 85.0 76.2 84.3 75.0 76.9 DC/DC电源 SNR SFDR (dBFS) (dBc) 79.2 92.3 78.4 90.8 77.7 85.6 76.9 84.8 75.9 84.6 75.0 77.0 ADP2114的噪声性能通过设计中采用的多项技术来保证， 电压纹波典型值小于1 mV。通过额外的滤波，其噪声性能 甚至能达到与线性电源相当的水平。 Rev. 0 | Page 1 of 8 AN-1141 目录 简介.................................................................................................... 1 实验结果 ........................................................................................... 3 实验1 ............................................................................................ 5 实验2 ............................................................................................ 6 滤波考虑 ........................................................................................... 7 结束语 ............................................................................................... 8 参考文献 ........................................................................................... 8 修订历史 2012年2月—修订版0：初始版 Rev. 0 | Page 2 of 8 AN-1141 实验结果 100 任何其它滤波或屏蔽措施，只保留了DC/DC电源正常工作 90 所必需的外部元件。根据上述第二个选择，使用两个对电 80 源不敏感的ADC AD7610和AD7612进行测试。本应用笔记 70 旨在查明SMPS对ADC造成了多大的损害，以及这种损害 是否可以接受。 60 50 40 AD7610和AD7612是16位电荷再分配逐次逼近(SAR)型模数转 30 换器，具有真双极性模拟输入范围。模拟输入信号不得超 20 过供电轨0.3 V以上。对于±10 V输入，典型电源电压为±12 V。 10 请参阅AD7610和AD7612数据手册(www.analog.com)。 0 1 10 100 FREQUENCY (kHz) 更重要的是，AD7610和AD7612提供出色的电源抑制比。 10k 图4. 模拟输入CMRR与频率的关系(AD7610或AD7612) 在很宽的频率范围内，它们对AVDD上的电源变化不敏感 为给AD7610和AD7612供电，设计了一个使用ADP1613(升 (见图2)。 压DC/DC转换：5 V至12 V)和ADP2301(反相DC/DC转换： 80 +5 V至−12 V)的5 V至±12 V电源模块。有关ADP2301反相 EXTERNAL REF 75 转换器应用的更多信息，请参阅应用笔记AN-1083。 70 INTERNAL REF 65 PSRR (dB) 1k 10481-004 CMRR (dB) 在本应用笔记中，利用开关调节器为ADC供电，没有采取 该电源方案可帮助仅有片上5 V电源的客户产生高电流能力、 高效率的±12 V电源(见图5)。 60 55 L 50 45 D VIN 40 EN 35 ADP1613 CIN 1 10 100 FREQUENCY (kHz) 1k 10k Rf1 FB FREQ 10481-002 30 VOUT+ SW VIN Rf2 图2. AVDD PSRR与频率的关系(AD7610或AD7612) SS 图3给出了AD7610和AD7612输入结构的等效电路。模拟 GND COMP CSS 输入首先由高压部分(由VCC和VEE供电)处理，降低到0 V COUT RCOMP CCOMP GND 至5 V范围。 CIN 0V TO 5V RANGE ONLY D3 D2 D4 RIN CIN BST CBOOT ADP2301 CP L SW D VEE AGND EN GND 图3. 模拟输入结构示意图(AD7610或AD7612) Rf1 FB GND COUT Rf2 VOUT– 该模拟输入结构支持IN+和IN−之间差分信号的采样。利用 此差分输入可以抑制两个输入共有的小信号，如图4所 示，它显示了典型共模抑制比(CMRR)与频率的关系。 Rev. 0 | Page 3 of 8 图5. 使用ADP1613或ADP2301的5 V至±12 V电源模块原理图 10481-005 D1 IN+ OR IN– CPIN VIN AVDD 10481-003 VCC AN-1141 对于SMPS，输出电压纹波可以利用拓扑结构中的一个大 T 电感和输出电容进行抑制。为了应对开关噪声，输出端可 以使用一个额外滤波器，这会占用一定的PCB面积。 5 V至±12 V电源模块的基本配置如表2所示。 表2. ±12 V电源模块的基本配置 CH1 20.0mV BW M 1.00µs A CH1 T 172.000ns 0.00V 10481-008 −12 V 1.4 MHz 8.2 µH 10 µF 44 µF 200 mA 0.00V 10481-009 输出 +12 V 1.3 MHz 10 µH 10 µF 10 µF 400 mA 配置 开关频率 输出电感 输入电容 输出电容 最大负载 图8. −12 V供电轨的交流耦合输出电压 注意，在典型负载(满载的50%)条件下，纹波和噪声性能 T 如下： • 对于电源模块的+12 V供电轨： • 纹波 ≈ 20 mV p-p • 噪声 ≈ 140 mV p-p(示波器为1 MΩ模式) • 对于电源模块的−12 V供电轨： • 纹波 ≈ 10 mV p-p • 噪声 ≈ 50 mV p-p(示波器为1 MΩ模式) T CH1 20.0mV BW M 100µs A CH1 T 200.000ns 图9. −12 V供电轨的滤波输出电压(交流耦合) 当输出端使用两级滤波器时(第一级是LC滤波器，第二级 是磁珠加去耦电容)，可以消除大部分纹波和噪声。不过， 在本应用笔记提到的所有实验中，使用的都是无额外滤波 BW M 400ns T 0.00000s A CH1 0.00V 10481-006 CH1 50.0mV 0.00V 10481-007 器的原始输出。 图6. +12 V供电轨的交流耦合输出电压 T CH1 20.0mV BW M 40.0µs A CH1 T 160.000ns 图7. +12 V供电轨的滤波输出电压(交流耦合) Rev. 0 | Page 4 of 8 AN-1141 第一个实验基于AD7612-EVAL和ADuC7026-EVAL执行。 AD7612的输入范围配置为±5 V。 AD7612的模拟输入(IN+和IN−)均直接接地，评估板上的输 入缓冲器被旁路(见图10)。 NUMBER OF COUNTS ADuC7026-EVAL用于读取转换结果。 10481-010 AD7612 图10. 实验1的原理示意图。输入抗混叠滤波器的3 dB带宽约为4 MHz。 14500 14000 13500 13000 12500 12000 11500 11000 10500 10000 9500 9000 8500 8000 7500 7000 6500 6000 5500 5000 4500 4000 3500 3000 2500 2000 1500 1000 500 0 0 1 2 LSB 实验中使用了两个电源配置： LSB 0x0000 0x0001 0x0002 0x0003 0x0004 配 置 A： AD7612的 VCC和 VEE由 基 于 ADP1613和 • ADP2301的±12 V电源模块供电。+5 V AVDD和DVDD 由高质量线性直流电源供电。 • µ δ 配置B：为进行比较，VCC、VEE、AVDD和DVDD 3 NUMBER OF COUNTS 0 717 13769 1898 0 2.0721 0.393 4 10481-012 实验1 图12. 测试结果—电源配置B的直方图 均由高质量线性直流电源提供。 下面是平均值和方差的计算： 测试过程中执行了16,384次转换。 对于配置A： 14500 14000 13500 13000 12500 12000 11500 11000 10500 10000 9500 9000 8500 8000 7500 7000 6500 6000 5500 5000 4500 4000 3500 3000 2500 2000 1500 1000 500 0 mu (μ) = 2.0729 LSB sigma (δ) = 0.3857 LSB 峰峰值噪声 ≈ 2.5456 LSB 峰峰值分辨率 ≈ 216 ≈ log 2 10 × 4.411 ≈ 14.65 bits log 2 2.5456 区间估计： μ的95%置信区间为[2.0670, 2.0788] δ的95%置信区间为[0.3816, 0.3900] 对于配置B： 0 1 2 LSB LSB 0x0000 0x0001 0x0002 0x0003 0x0004 µ δ 3 NUMBER OF COUNTS 0 664 13862 1857 1 2.0729 0.3857 mu (μ) = 2.0721 4 LSB sigma (δ) = 0.3930 LSB 峰峰值噪声 ≈ 2.5938 LSB 峰峰值分辨率 ≈ 216 ≈ log 2 10 × 4.403 ≈ 14.63 bits log 2 2.5938 10481-011 NUMBER OF COUNTS 配置A和配置B的测试结果分别如图11和图12所示。 图11. 测试结果—电源配置A的直方图 区间估计： μ的95%置信区间为[2.0661, 2.0781] δ的95%置信区间为[0.3888, 0.3973] 峰峰值分辨率的变化在0.03位以内，使用公式SNR = 6.02 N + 1.76。SNR的变化在0.2 dB以内。 Rev. 0 | Page 5 of 8 AN-1141 –0.0003 实验2 am 第二个实验基于AD7610-EVAL执行。使用FIFO板(EVAL–0.0004 Control BRDXZ)和评估软件来分析转换结果。 AD7610的输入范围配置为±5 V。 –0.0005 输 入 缓 冲 器 使 能 (AD8021)。 AD8021的 输 入 均 接 地 。 AD8021为双电源工作模式，采用与AD7610相同的±12 V供 –0.0006 电轨(见图13)。 –0.0008 0 AD8021 AD7610 0.10 0.12 0.14 m 3500 3000 2500 配置A：利用高质量线性直流电源提供+12 V VCC、 2000 −12 V VEE、+5 V AVDD和+5 V DVDD(以及为输入缓 1500 冲器供电)。 1000 和+5 V DVDD；利用±12 V SMPS提供+12 V VCC和 −12 V VEE(以及为输入缓冲器供电)。 500 0 7FF9 7FFA 7FFB 7FFC 7FFD 7FFE 7FFF 8000 10481-016 配置B：利用高质量线性直流电源提供+5 V AVDD 图16. 电源配置A的直方图 配置A和配置B的测试结果如图14至图19所示。 –0.0003 0.08 4000 实验中使用了两个电源配置： 5500 m 5000 am 4500 4000 –0.0004 3500 3000 –0.0005 2500 2000 –0.0006 1500 1000 –0.0007 –0.0008 0 0.005 0.010 0.015 0.020 0.025 0.030 0.035 10481-014 500 图14. 电源配置A的时域波形 Rev. 0 | Page 6 of 8 0 7FF9 7FFA 7FFB 7FFC 7FFD 7FFE 图17. 电源配置B的直方图 7FFF 8000 10481-017 • 0.06 4500 图13. 实验2的原理示意图。输入抗混叠滤波器的3 dB带宽约为4 MHz。 • 0.04 图15. 电源配置B的时域波形 10481-013 AD8021 0.02 10481-015 –0.0007 AN-1141 –70 –80 滤波考虑 d –90 作为二阶滤波器，LC滤波器可在其谐振频率以上提供陡峭 –100 的滚降，因而广泛用在DC/DC电源的输出端。然而，开关 –110 调节器的性能一般仅在阻性负载下加以规定。如果将一个 –120 LC滤波器置于DC/DC电源与阻性负载之间，DC/DC电源 –130 –140 就会看到输出端新增一个复负载： –150 –160 其中，s为拉普拉斯变换的复变量。 –170 –180 –190 –210 0 20 40 60 80 100 120 140 10481-018 –200 ZIN ZL –70 –80 DC-DC d –90 10481-020 图18. 电源配置A的频谱 图20. 带输入/输出LC滤波器的DC/DC电源 –100 –110 由此看来，作为一个闭环系统，负载条件会影响DC/DC的 –120 环路传递函数。闭环系统的带宽和相位裕度会发生变化， –130 这可能引起电路不稳定。附加滤波器对DC/DC电源的影响 –140 很复杂。在适当的范围内，带额外LC滤波器的DC/DC电源 –150 的瞬态行为与串联RLC谐振电路的阶跃响应类似。 –160 –170 0 20 40 60 80 100 120 140 10481-019 下面是关于LC滤波器选择的半经验原则，可能有助于提高 –180 设计的稳定性。 • 图19. 电源配置B的频谱 一般来说，完全可以将LC滤波器的谐振频率设为高 于DC/DC电源的原始环路带宽。 对于配置A： • SNR = 93.40 dB 如果必须设置较低的谐振频率，可尝试使用较小的 电感和较大的电容(较低的Q)。 SINAD = 93.39 dB 对于配置B： SNR = 93.20 dB SINAD = 93.18 dB SMPS对AD7610和AD7612噪声性能的影响非常有限。SNR 仅有0.1 dB到0.2 dB的变化，ENOB几乎无变化。如果为SMPS 增加额外的滤波器，结果会更好。 AD7610和AD7612数据手册说明了AVDD PSRR的频率响应 规格。从实验结果看，VCC和VEE似乎也具有出色的PSRR 特性。 Rev. 0 | Page 7 of 8 AN-1141 图21和图22显示了不同LC滤波器的频率响应和瞬态响应的 图23所示为ADP1613(12 V输出)的测量结果。输出端增加一 仿真结果。虽然使用了多种电感和电容，但LC谐振电路的 个额外LC滤波器(L = 4.7 µH，C = 10 µF)后，噪声大幅降 谐振频率保持不变。图21和图22给出了负载瞬态变化过程 低，而瞬态响应并未有很大变化，系统稳定。 中输出电压的波形：过度波形是在附加LC滤波器之前测 得，滞后波形是在附加LC滤波器之后测得。随着电感的提 高，负载瞬态过程中发生响铃振荡。 1T ORIGINAL OUTPUT 50 2T 0 FILTERED OUTPUT –50 –150 3 –200 LOAD STEP 10481-023 IZI (dBΩ) –100 –250 1 2 结束语 3 4 FREQUENCY (kHz) 5 6 7 8 9 10 10481-021 –350 –400 图23. 插入输出LC滤波器后ADP1613(12 V输出)的瞬态响应 L = 30µH, C = 33µF L = 20µH, C = 50µF L = 10µH, C = 100µF –300 3.6 3.5 3.4 3.3 3.2 3.1 3.0 3.50 3.45 3.40 3.35 3.30 3.25 3.20 3.15 3.10 3.05 3.45 3.40 3.35 3.30 3.25 3.20 3.15 3.10 部滤波和屏蔽单元，SMPS的噪声性能可得到进一步改 ORIGINAL OUTPUT FILTERED OUTPUT L = 30µH C = 33µF 可确保器件在一定频率范围内具有出色的共模抑制能力。 针对此类ADC设计电源时，可以考虑开关调节器。借助外 善。对于电源受限的应用，如果要供电的系统具有良好的 噪声抑制能力，再加上滤波和屏蔽措施，使用SMPS将能 提高能效，而又不会降低系统的性能。 ORIGINAL OUTPUT FILTERED OUTPUT L = 20µH C = 50µF 参考文献 AD7610 Data Sheet. Analog Devices, Inc. 2006. AD7612 Data Sheet. Analog Devices, Inc. 2006. ORIGINAL OUTPUT FILTERED OUTPUT L = 10µH C = 100µF CN-0137. Powering the AD9268 Dual Channel, 16-bit, 125 MSPS Analog-to-Digital Converter with the ADP2114 2.6 2.8 3.0 3.2 3.4 3.6 TIME (ms) 3.8 4.0 4.2 4.4 10481-022 VOLTAGE (V) 图21. 不同LC滤波器的频率响应(固定阻性负载) AD7610和AD7612具有出色的电源抑制性能，其差分输入 图22. 插入不同输出LC滤波器后DC/DC电源的瞬态响应 Synchronous Step-Down DC-to-DC Regulator for Increased Efficiency. Analog Devices, Inc. 2009. Kessler, Matthew C. AN-1083 Application Note. Designing an Inverting Buck Boost Using the ADP2300 and ADP2301 Switching Regulators. Analog Devices, Inc. ©2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. AN10481sc -0-2/12(0) Rev. 0 | Page 8 of 8