LED Drive 开关电源环路中的TL431 ■ 安森美半导体产品线应用工程总监 Christophe Basso 摘要：在此前一系列的3篇文章中，指出了如何采用TL431来实现1类和2 类补偿器。如果前述补偿器类型适合大多数电流模式控制配置工作，其 它控制模式则可能需要3类补偿器。举例来说，如果需要对连续导电模式 (CCM)电压模式转换器进行补偿，就需要额外的极点和零点。在这3类配 置中，TL431并不太有利于实践这样的设计：眼前的快通道(fast lane)显然 会使设计工作复杂化。本文提出了简单的构想，以与所观测到交流输入完 全解耦的外部直流偏置来消除快通道。这样一来，设计工作被简化，类似 于采用运放来构建传统的3类补偿器。 关键词： TL431；3类补偿器；快通道 (1) 因此，找出恰当的组合，让 R LED在提供恰当增益的同时也提供 所需要的零点位置，就仍能确保 R LED满足最低偏置条件——这个道 理易懂，实践起来却远非易事。造 成这种状况的原因就是快通道的存 在，这快通道与由R1和R lower构成的 采用TL431实现的3类补偿器 遗憾的是，如参考中描述的 分压器并联，是其中一部分输出电 图1所示是采用TL431的3类补 那样，这个特别布局中的LED电阻 压经过的路径。如果R LED完全用于 偿器。它创建了一个在原点处的极 (R L E D)充当两个角色：一个用于中 偏置目的，且没有交流连接至输 点f po、两个极点f p1和f p2，加上两个 频带增益，另一个用于额外的零点 入电压V out，它就肯定会从等式(1) 零点f z1和f z2。得益于这个配置，设 位置。下面的传递函数对此进行了 中所示的任何极点/零点组合中消 计人员能够在交越频率提升相位最 确认： 失。 多达180°的理论限制值。 图1 采用TL431构建的3类补偿器受到存 在的快通道的牵制，而快通道会通过RLED 引发额外的调制 图2 由于反馈电容在高频时短路，LED阴极电势被TL431固定，调制电流仍通 过串联电阻RLED到达光耦合器 Electronic Design & Application World-Nikkei Electronics China 65 LED驱动 从稳压输出“抽出”不必要的静态 电流，特别是在存在空载待机能耗 要求的情况下。鉴于安森美半导体 的M M3Z6V8S T1齐纳二极管所规 定的低击穿电流，它是一项不错的 选择。计算电阻R z的值，以算出齐 纳二极管偏置电流，以及与TL431 工作需要的1mA最低电流相关的光 耦合器电流。在下面的设计示例中 还将回到Rz问题之上。 既然快通道问题消除了，下 面要面对的就是典型的集电极开路 图3 (a)齐纳二极管能用于构建固定直流电平，进一步借电容与监测到的输出电压 解耦；(b)虽然存在运算放大器，信息在初级段传输的方式并没有不同，它必须 经过光耦合器，利用光耦合器的极点及CTR 运算放大器配置问题了，其中所 有针对2类和3类补偿器的计算规 则都适用。TL431由非逆向输入偏 问题在于快通道 问题来自于R LED连接至输入信 配置使得难于实践3类补偿器的设 置为2.5V的运算放大器构成。图3 计，如等式(1)证实的那样。 中标记为k的节点处的T L431阴极 号V o u t。在典型的基于运算放大器 的配置中，输入调制通过感测V o u t 实际上可以观测到这一运放的电 集电极开路运算放大器 压输出。因此，通过LED的交流电 的R 1 和R l o w e r 电阻桥单独转换至输 快通道由于连接到V o u t而产生 流就是节点k处的电压除以串联电 出。在应用TL431的配置中，由于 问题。要避免这种状况，最佳的方 阻R LED(见图2中小信号模式，其中 R L E D连接至V o u t，R L E D也会出现在 法就是连接R LED电阻至固定电势， Vout简化替代为V(k))。 调制通道，并充当传递函数的功 从而与V o u t完全解耦。有几种不同 能。当C 1 短路时，也就是在高频 的选择来实现这个目标，但最简 时，V out调制通过电阻桥至LED的 单的是使用齐纳二极管，如图3所 流经光耦合器集电极的电流I c 传输就消失，而TL431成为一个简 示，图中示出2类补偿器(1个位于 与LED电流通过电流传输比(CTR) 单的齐纳二极管，固定着LED阴极 原点的极点、1个低频零点和1个高 构成关联： 电势。然而，由于这条经R LED通往 频极点)。在这个应用示意图中， IC(S)=IL(S)CTR V out的链路，调制仍然到达LED， 经电阻R3获得一部分输出电流来偏 并因此到达V F B，对光耦合器电流 置齐纳二极管D z和TL431。得益于 而产生输出电压，得到： 的影响如下所示： 存在的D z、C z和R z，偏置节点对输 VFB(S)=RpullupIC(S) (3) (4) 由于这电流流经上拉电阻，从 (5) (2) 出电压上出现的交流调制变得敏 从上述等式，可轻易解析出由 感。当然，输出电压与所选齐纳电 TL431运算放大器所增添的这个电 与上述等式相当的原理图如 压之间必须存在足够的间隔，以确 路带来的直流增益G0为： 图2所示，其中，尽管R1/R lower和U1 保具备所需的交流隔离。对于12V 之间不存在链路(由于C 1短路)，但 输出而言，6.2V的齐纳二极管已经 单独流过R LED的调制电流仍会到达 被证实是好选择。应当选择接受适 在交流条件下，需要谨记光耦 输出，如图中右侧所示。这种特殊 当偏置电流的齐纳二极管，以避免 合器受其物理构造的影响，在响应 66 2009.6 电子设计应用 www.eaw.com.cn (6) LED Drive 时间方面存在局限。这个事实可通 过考虑在光耦合器的集电极-射极 之间布设寄生电容C opto来建模。这 样一来，由C2 || C opto构成、连接至 光耦合器集电极的电容就会产生高 频极点。换句话说，无论V o u t的幅 度和相位如何改变，节点k上提供 的电压都要满足下面的交流等式， 其中涉及到等式(6)中已经得到的 直流增益： (7) 图4 不需要手动固定偏置点，运算放大器会通过维持Vout节点上的恰当电压来自动 完成这项任务。仅有3类补偿器才有电阻R3和电容C3 如果计划采用LM358等传统运 图5 从图4夹具中解 析出来的波特图证 实了2类补偿器在所 测试配置下的属性 放来替代TL431，这项陈述仍然成 立。例如，这种电路在手机充电用 恒流/恒压(CC/CV)配置中就非常流 行。在这种情况下，图3(b)显示运 算放大器使用TL431作为静态电压 参考，以类似于图3(a)中的方式来 偏置LED。因此，传输至反馈节点 V FB的运放输出也要满足等式(7)中 描述的传递函数。那么可以得出什 么样的初步结论呢？隔离快通道的 极管击穿电压与获得偏置的输入端 事实并没有避开光耦合器的参数， V o u t之间的间隔。然而，如果输出 在此前的文章中已经注意到， CTR仍像其极点那样。因此，由于 电压低，解耦可能变得无法实现。 串联电阻R LED确保TL431拥有足够 不可避免极点，就能够应用极点， 在这种情况下，如参考文献1中描 的偏置电流来工作在良好工作条件 并使其成为我们期望的传递函数的 述的电路能够发挥作用，但它需要 下。而能够显示这一LED电阻受下 一个完整组成部份。如果我们不这 额外的绕组，这样的绕组有时候没 述等式制约，不能超过某个值： 样做，那么采用TL431或运算放大 有。在我们的示例中，假定我们要 器构建的交流传递函数将受到这个 稳压12V输出。大约10V的齐纳电 额外的极点影响，而需要对其进行 压应当能很好地完成这项任务，但 其中：V z 为齐纳二极管击穿 处理。在下面示例中的策略就是在 在实验室中，故意使用了可立即 电压(6.2V)；I b i a s 为光耦合器L E D 设计中接受这个极点。 获得的6.2V齐纳电压。希望稳定的 与电阻(通常为1k W以提供1m A 12V输出传递函数G(s)需要具有以 偏置)并联时的T L431偏置电流； 下特性：1kHz交越频率时0dB的中 V T L431,m i n为T L431能够降到的最低 图3(a)中已经揭示了2类配 频带增益；位于364Hz频率的零点 电压(2.5V)；V f 为光耦合器L E D 置。其设计方法从齐纳二极管的选 f z；位于2.75kHz频率的极点f p；电 正向压降(≈1V)；C T R m i n为光耦合 择开始。帮助隔离快通道的，是二 阻分流器由38k W 的电阻R 1 和接地 器最低C T R，本文所举示例中为 设计移除快通道的2类补偿器 的10kW电阻构成。 (8) Electronic Design & Application World-Nikkei Electronics China 67 LED驱动 30%；V CE,sat为光耦合器饱和电压(≈ 可简单计算出C2的值： 300mV于1mA集电极电流)， 而这 C2=Ctot-Copto=1.6nF 电阻Rz就必须小于： (13) Rz < Vout − Vz < 1kW IR z 现在所有元件的值都计算出来 上拉电阻的内部偏置电压，通常为 了，就必须选择齐纳偏置电阻R z。 在二极管(D z )的两端增加1个 5V。 流过这个电阻的电流由用于TL431 € 0.1 µ F电容，以改善V o u t 的交流抑 要在1k H z频率处交越，总增 的1m A偏置电流I b i a s、改变反馈电 制。 益链G(s)在这一频率的增益就必 压VFB所需的LED电流IL，再加上偏 须为1(0d B)。然而，G(s)实际上 置齐纳二极管的电流I z构成。I z和I L 由输出交越光耦合器增益链的补 由设计人员选定。然而，I L会取决 本文示例并没有使用上述值 偿器G1(s)构成，且受增益G0(s) 于光耦合器的CTR。我们能够轻易 来运行仿真，而是构建了1个测试 的影响。因此，总增益G(s)就 地显示最大LED电流符合下面的等 装置来解析补偿器传输响应。可在 是增益G1(s)与G0(s)的乘积，即 式： 工作电源做这个实验，但环境噪 G1(s)G0(s)。由于G0值由等式(6)固 Vdd − VCE,sat = 784µA R pullupCTR min 测试交流响应 (14) 声使实验变得困难，特别是在低 为确保6.2V齐纳二极管具有较 在于维持恰当的偏置点，如集电 (9) 低的动态阻抗，所选器件的数据表 极电压约为2.5V，处于其动态漂移 推荐的是4mA的偏置电流。再考虑 范围的中间。即便仔细调节直流电 电阻R2放置零点，与C1相关。 到TL431的1mA的电流，因此，流 源，在T L431输入端恰当提供12V 如参考文献1中所示，这个元件的 经Rz的总电流为： 电压，并使光耦合器集电极电压约 值可使用下面公式计算： IRz=Ibias+Iz+IL,max≈5.8A 定，能够估计1k H z增益必须针对 G1调节的值： € (10) I L,max = 频下。高增益补偿器的主要困难 (15) 为2.5V，始终都会有缓慢的温度漂 这样一来，偏置齐纳二极管的 移及噪声，而这将会冷酷地使电 路出现高位停机或 低位停机。不需要 从R2的值，可轻易得出零电容 C1的值： 手动调节直流源， 1 = 92nF 2πfzR 2 (11) 不如像图4中所示使 现 在 所 缺 的 是 极 点 电 容 C 2的 简单的L M358运算 值，这个电容必须结合C opto来构成 放大器监测光耦合 实际上所期望的总电容值。C t o t的 器集电极并调节其 值可从等式(12)求得： 输出，使之等于出 C1 = € 1 这个过程自动化。 (12) 现在其反相输入上 已获得这光耦合器的特征参 过这种方式，若出 数，它在6k H z频率时出现极点。 现任何条件改变的 结合20k W 的上拉电阻，它相当于 话，运算放大器会 = 2.9nF CCtot 1= 2πR pullup fp € (16) 一电压确定最低反馈电压；V d d 为 1.3n F的寄生电容C o p t o (应用等式 (12)，其中f p 采用6k H z极点来替 代)。由于C opto和C 2并联构成C tot， 68 2009.6 电子设计应用 www.eaw.com.cn 的2.5V设定点。通 图6 在R 1两端简单地增加RC网络就可以将这补偿器变 为3类补偿器 自动调节偏置点， 将集电极恰好保持 在2.5V电平。1颗 LED Drive 1000 µ F的电容会滑降环路增益， 图7 应用这测试装 置的交流分析结果 证实了3类补偿器 的行为特性 并确保测试装置的稳定性。网络分 析仪监测V out和V FB，产生所期望的 波特图，如图5所示。 如图5中波特图所证实的， 恰好在1k H z频率处交越，而增益 为0d B。无须赘言，如果不使用 TL431推荐的配置、移除快通道， 就不可能获得这个0dB的增益。 设计移除快通道的3类补偿器 1. 使用等式(8)来求得LED串 3类补偿器的设计与2类并没有 太多不同。得益于快通道的移除， 基本完成了： 可按照下述步骤来处理： 联电阻的值，结果也是750W。 只需在上面的电阻R 1两端增加1个 2. 为得出仅与G 1(s)有关的所 (23) 电阻电容(RC)网络，然后就一切就 需中频带增益，首先评估光耦合器 现在一切准备就绪，可将这 绪了。 增益链G0所起的作用。基于上述目 些元件值写入图4所示的测试装置 的，可使用等式(9)得出： 中。交流分析结果如图7所示，证 得益于此前2类补偿器的研 究，可知3类补偿器的传递函数 明了设计的有效性。 是传统运算放大器配置乘以等式 (7)。因此，假定R3<<R1，图6中所 (18) 示电路的传递函数符合下面的等 3. 电 阻 R 2 固 定 3 类 补 偿 器 的 前面一系列专注讨论TL431的 中频带增益。下面的公式考虑到了 文章已经指出光耦合器配置带来 本案例中一致的极点和零点。如果 的局限以及所需要的TL431偏置电 需要将它们分开，这公式的形式就 流。在这些问题中，实现3类补偿 变得更加复杂，详见参考文献1。 器的困难被视作在电压模式控制应 式： (17) (19) 用中使用TL431的一个明显障碍。 4. 已知R 2，就可以计算出串 极管的简单隔离，能迅速使基于 再一次假设需要稳定提供12V 电压的C C M电压模式正激转换 器。为使其稳定，对开路波特图的 研究显示补偿器传递函数G(s)需要 下列参数组合：1k H z交越频率时 17dB的中频带增益；位于f z=200Hz 时的两个一致的零点；位于f p =3kHz时的两个一致的极点；同前 € 所述，电阻分流器由38k W 的电阻 R 1 和接地的10k W 电阻构成；假定 余下的其它所有元件值(RLED, Rpullup, I b i a s 等)都与2类补偿器示例中所用 的值类似。 本文显示了对快通道基于齐纳二 TL431的补偿器的设计变得像使用 联电容C1的值： C1 = 结语 1 = 94nF 2πfzR 2 (20) 基于运算放大器的对应器件一样方 便。 5. 下面的计算就很简单了： (21) 参考文献 1. C. Basso. Switch Mode Power Supplies: SPICE Simulations and Practical Designs. McGraw-Hill, 2008 (22) 6. 计算出与上拉电阻和光耦合 器寄生部分相关的C2的值，设计就 Electronic Design & Application World-Nikkei Electronics China 69