中文数据手册

双通道、高输出电流、高速放大器
AD8017
产品特性
引脚配置
8引脚散热增强型SOIC封装(SO-8)
高输出驱动能力
20 V p-p差分输出电压，RL = 50 Ω
10 V p-p单端输出电压，同时将200 mA电流提供给25 Ω负载
低功耗工作
5 V至12 V电源电压，每个放大器7 mA
低失真
–78 dBc @ 500 kHz SFDR，RL = 100 Ω，VO = 2 V p-p
–58 dBc最高谐波@ 1 MHz，IO = 270 mA
(RL = 10 Ω)
高速
–3 dB带宽：160 MHz (G = +2)
压摆率：1,600 V/µs
AD8017
OUT1 1
–IN1 2
–
+
+IN1 3
–VS 4
–
+
8
+VS
7
OUT2
6
–IN2
5
+IN2
应用
xDSL PCI卡
消费型DSL调制解调器
线路驱动器
视频分配
OUTPUT VOLTAGE SWING – V p-p
12
产品描述
AD8017是一款低成本、双通道、高速放大器，能够驱动在
供电轨1.0 V范围内的低失真信号。它主要用于单电源xDSL
系统，在这种系统中，低失真和低成本均至关重要。每个
放大器可驱动最小200 mA的输出电流。500 kHz时SFDR为
–78 dBc，满足许多xDSL应用的要求。
VS =
10
8
6
4
VS =
2.5V
2
0
AD8017采用ADI公司的高速XFCB工艺制造，高带宽和快
速压摆率使失真和功耗极小。其静态电流为每放大器7 mA。
10
100
LOAD RESISTANCE –
1
1000
图1. 输出摆幅与负载阻抗的关系
低失真、高输出电压驱动及高输出电流驱动，使AD8017非
常适合用于ADSL、SDSL、VDSL和专有xDSL系统的低成本
用户端设备(CPE)。
+VS
+
AD8017结构非常紧凑。它采用ADI公司专有散热增强型封
装，采用12 V电源时的总(静态和动态)功耗所产生的热量很容
易散去，无需外部散热器，只需将AD8017放在一个4层
PCB上。
AD8017的工作温度范围是–40°C至+85°C的商业温度范围。
6V
R1
RL = 100
OR
135
VREF
VIN
+
LINE
VOUT POWER
IN dB
R2
–
NP:NS
TRANSFORMER
–
–VS
图2. xDSL应用的差分驱动电路
Rev. C
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的最新英文版数据手册。
AD8017
AD8017–技术规格
除非另有说明，25°C、VS = ±6 V、RL = 100 Ω、RF = RG = 619 Ω。
参数
条件
最小值
典型值
动态性能
−3 dB带宽
0.1 dB带宽
大信号带宽
压摆率
上升和下降时间
建立时间
过载恢复
G = +2，VOUT < 0.4 V p-p
VOUT < 0.4 V p-p
VOUT = 4 V p-p
同相，VOUT = 4 V p-p，G = +2
同相，VOUT = 2 V p-p
0.1%，VOUT = 4 V步进
VIN = 5 V p-p
100
160
70
105
1600
2.0
35
74
MHz
MHz
MHz
V/µs
ns
ns
ns
–78/–71
–76/–69
–105/–91
–81/–72
40/35
–76/–66
–66
1.9
23
21
–66
dBc
dBc
dBc
dBc
dBm
dBc
dBc
nV/√Hz
pA/√Hz
pA/√Hz
dB
噪声/谐波性能
失真
二次谐波
三次谐波
IP3
IMD
MTPR
输入电压噪声
输入电流噪声
串扰
VOUT = 2 V p-p
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
1 MHz，RL = 100 Ω/25 Ω
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
1 MHz，RL = 100 Ω/25 Ω
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
26 kHz至1.1 MHz
f = 10 kHz
f = 10 kHz (正输入)
f = 10 kHz (负输入)
f = 5 MHz，G = +2
直流性能
输入失调电压
开环跨阻
输入特性
输入电阻
输入电容
输入偏置电流(+)
输入偏置电流(–)
共模抑制比(CMRR)
输入共模电压范围
输出特性
输出电阻
输出电压摆幅
输出电流1
短路电流
1.8
TMIN至TMAX
VOUT = 2 V p-p
TMIN至TMAX
185
143
TMIN至TMAX
59
RL = 25 Ω
最高谐波< –58 dBc
f = 1 MHz，RL = 10 Ω
TMIN至TMAX，最高谐波< –52 dBc
± 4.6
200
工作范围
电源抑制比
工作温度范围
63
± 5.1
0.2
± 5.0
270
Ω
V
mA
1500
mA
mA
7.0
TMIN至TMAX
双电源
± 45
± 67
± 25
± 32
100
电源
每个放大器的电源电流
± 2.2
58
–40
mV
mV
kΩ
kΩ
kΩ
pF
µA
µA
µA
µA
dB
V
1.0
TMIN至TMAX
VCM =±2.5V
3.0
4.0
700
50
2.4
16
正输入
正输入
最大值 单位
7.7
7.8
± 6.0
61
+85
mA
mA
V
dB
°C
注意
1
这里的输出电流定义为各放大器的输出提供给指定阻性负载(RL = 10 Ω)的最高电流，同时在给定频率(f = 1 MHz)下能维持合理的失真水平(即最高谐波低于–60 dBc)。
规格如有变更恕不另行通知。
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AD8017
技术规格
除非另有说明，25°C、VS = ±2.5 V、RL = 100 Ω、RF = RG = 619 Ω。
参数
动态性能
–3 dB带宽
0.1 dB带宽
大信号带宽
压摆率
上升和下降时间
建立时间
过载恢复
噪声/谐波性能
失真
二次谐波
三次谐波
IP3
IMD
MTPR
输入电压噪声
输入电流噪声
串扰
直流性能
输入失调电压
条件
最小值
典型值
G = +2，VOUT < 0.4 V p-p
VOUT < 0.4 V p-p
VOUT = 4 V p-p
同相，VOUT = 2 V p-p，G = +2
同相，VOUT = 2 V p-p
0.1%，VOUT = 2 V步进
VIN = 2.5 V p-p
75
120
40
100
800
2.2
35
74
MHz
MHz
MHz
V/µs
ns
ns
ns
–75/–68
–73/–66
–91/–88
–79/–74
40/36
–78/–64
–66
1.8
23
21
–66
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
nV/√Hz
pA/√Hz
pA/√Hz
dB
VOUT = 2 V p-p
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
1 MHz，RL = 100 Ω/25 Ω
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
1 MHz，RL = 100 Ω/25 Ω
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
500 kHz，RL = 100 Ω/25 Ω
26 kHz至1.1 MHz
f = 10 kHz
f = 10 kHz (正输入)
f = 10 kHz (负输入)
f = 5 MHz，G = +2
0.8
TMIN至TMAX
开环跨阻
输入特性
输入电阻
输入电容
输入偏置电流(+)
VOUT = 2 V p-p
TMIN至TMAX
40
45
正输入
正输入
TMIN至TMAX
输入偏置电流(–)
共模抑制比(CMRR)
输入共模电压范围
输出特性
输出电阻
输出电压摆幅
输出电流1
TMIN至TMAX
VCM = ±1.0 (±1.0)
RL = 25 Ω
± 1.55
最高谐波< –55 dBc
100
f = 1 MHz，RL = 10 Ω
TMIN至TMAX，最高谐波< 50 dBc 60
短路电流
电源
每个放大器的电源电流
工作范围
电源抑制比
工作温度范围
± 2.2
59
–40
mV
mV
kΩ
kΩ
50
2.4
16
60
± 1.6
kΩ
pF
µA
µA
µA
µA
dB
V
0.2
± 1.65
120
Ω
V
mA
1300
mA
mA
6.2
TMIN至TMAX
双电源
2.0
2.6
单位
166
2
57
最大值
62
± 40
± 62
± 25
± 32
7
7.3
± 6.0
mA
mA
V
dB
°C
注意
1
这里的输出电流定义为各放大器的输出提供给指定阻性负载(RL = 10 Ω)的最高电流，同时在给定频率(f = 1 MHz)下能维持合理的失真水平(即最高谐波低于–60 dBc)。
规格如有变更恕不另行通知。
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AD8017
AD8017的输出级设计用于最大负载电流能力。因此，输出
端与公共地短路可能导致AD8017流出或吸入500 mA电流。
为了确保正常工作，必须观察最大功率减额曲线。输出端
与任一电源轨直接连接均可能损坏器件。
2.0
MAXIMUM POWER DISSIPATION – Watts
绝对最大额定值1
电源电压 ................................................................................ 13.2 V
内部功耗2
小型封装(R) ............................................................................ 1.3 W
输入电压(共模) ......................................................................... ±VS
差分输入电压 ....................................................................... ±2.5 V
输出短路持续时间 ........................................... 见功率减额曲线
存储温度范围 .......................................................–65°C至+125°C
工作温度范围 ........................................................ –40°C至+85°C
引脚温度范围(焊接，10秒) ............................................... 300°C
注意
1
注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损坏。这只是额定
最值，并不能以这些条件或者在任何其它超出本技术规范操作章节中所示
规格的条件下，推断器件能否正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工
作会影响器件的可靠性。
2
规格针对两层板上的器件，板面积为2500 mm2，含2盎司铜，温度为+25°C，
采用8引脚SOIC封装，θJA = 95.0°C/W。
1.5
TJ = 150 C
1.0
TJ = 125 C
0.5
0
0
最大功耗
10
20
30
40
50
60
70
AMBIENT TEMPERATURE – C
80
90
图3. AD8017最大功耗与温度的曲线图
AD8017安全工作的最大功耗受限于结温的升高。塑封器件
的最大安全结温由塑料的玻璃化转变温度决定，约为
150°C。即便只是暂时超过此限值，由于封装对芯片作用
的应力改变，参数性能也可能会发生变化。长时间超过
175°C的结温可能会导致器件失效。
订购指南
型号
温度范围
封装描述
封装选项
AD8017AR
AD8017AR-REEL
AD8017AR-REEL7
A D 8017A R - E V A L
–40°C至+85°C
–40°C至+85°C
–40°C至+85°C
8引脚SOIC
卷带和卷盘13"
卷带和卷盘7
评估板
SO-8
SO-8
SO-8
619
619
RL
VIN
49.9
0.1 F
+
10 F
0.1 F
+
10 F
VOUT
VIN
619
619
RL
54.4
+VS
–VS
0.1 F
+
10 F
0.1 F
+
10 F
VOUT
+VS
–VS
图4. 测试电路：增益 = +2
图5. 测试电路：增益 = -1
ESD警告
ESD(静电放电)敏感器件。静电电荷很容易在人体和测试设备上累积，可高达4000 V，并可能在没有察觉的情况下
放电。尽管AD8017具有专有ESD保护电路，但在遇到高能量静电放电时，可能会发生永久性器件损坏。因此，
WARNING!
建议采取适当的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。
ESD SENSITIVE DEVICE
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AD8017
典型性能参数–AD8017
OUTPUT = 100mV
25mV/DIV
25 mV/DIV
OUTPUT = 100mV
50mV/DIV
INPUT = 50mV
INPUT = 100mV
200ns/DIV
200ns/DIV
TPC 1. 100 mV阶跃响应；
G = +2，VS = ±2.5 V或±6 V，RL = 100 Ω
TPC 3. 100 mV阶跃响应；G = –1，
VS = ±2.5 V或±6 V，RL = 100 Ω
OUTPUT = 4V
1V/DIV
1V/DIV
OUTPUT = 4V
INPUT = 4V
2V/DIV
INPUT = 2V
200ns/DIV
200ns/DIV
TPC 2. 4 V阶跃响应；
G = +2，VS = ±6 V，RL = 100 Ω
TPC 4. 4 V阶跃响应；
G = –1，VS = ±6 V，RL = 100 Ω
Rev. C | Page 5 of 16
AD8017
0
0
–20
DISTORTION – dBc
–20
DISTORTION – dBc
VOUT = 2V p-p
G = +2
VOUT = 2V p-p
G = +2
–40
–60
2ND
–80
3RD
–100
–40
–60
–80
3RD
–100
–120
0.1
1
10
FREQUENCY – MHz
–120
0.1
100
TPC 5. 失真与频率的关系；VS = ±6 V，RL = 100 Ω
1
10
FREQUENCY – MHz
100
TPC 8. 失真与频率的关系；VS = ±2.5 V，RL = 100 Ω
0
0
VOUT = 2V p-p
G = +2
VOUT = 2V p-p
G = +2
–10
–20
–20
DISTORTION – dBc
DISTORTION – dBc
2ND
–40
2ND
–60
3RD
–80
–30
–40
–50
2ND
–60
–70
3RD
–80
–100
0.1
1
10
FREQUENCY – MHz
–90
0.1
100
TPC 6. 失真与频率的关系；VS = ±6 V，RL = 25 Ω
100
–20
HIGHEST HARMONIC DISTORTION – dBc
HIGHEST HARMONIC DISTORTION – dBc
10
FREQUENCY – MHz
TPC 9. 失真与频率的关系；VS = ±2.5 V，RL = 25 Ω
–20
–30
VS = 6V
RL = 5
–40
VS = 6V
RL = 25
–50
VS = 6V
RL = 10
–60
–70
1
0
100
200
300
400
OUTPUT CURRENT – mA
500
VS = 2.5V
RL = 25
–30
TPC 7. 失真与输出电流的关系；
VS = ±6 V，f = 1 MHz，G = +2
VS = 2.5V
RL = 5
–40
–50
–60
–70
600
VS = 2.5V
RL = 10
0
100
300
200
OUTPUT CURRENT – mA
TPC 10. 失真与输出电流的关系；
VS = ±2.5 V，f = 1 MHz，G = +2
Rev. C | Page 6 of 16
400
AD8017
0
–20
–20
DISTORTION – dBc
DISTORTION – dBc
–40
–60
–80
2ND
–100
–40
–60
2ND
–80
3RD
–100
3RD
–120
–140
–120
0
10
100
LOAD RESISTANCE –
1000
–140
0
TPC 14. 失真与.RL 的关系，
VS = ±2.5 V，G = +2，VOUT = 2 V p-p，f = 1 MHz
TPC 11. 失真与.RL 的关系，
VS = ±6 V，G = +2，VOUT = 2 V p-p，f = 1 MHz
0
VS = 6V
f = 1MHz
G = +2
–10
HIGHEST HARMONIC DISTORTION – dBc
HIGHEST HARMONIC DISTORTION – dBc
0
–20
–30
–40
–50
RL = 25
–60
–70
–80
RL = 100
0
1
2
3
4
OUTPUT VOLTAGE – Volts
5
2.5V
G = +2
–20
–30
–40
–50
RL = 25
–60
RL = 100
–70
–80
6
VS =
f = 1MHz
–10
0
0.5
1.5
2.0
2.5
TPC 15. 失真与输出电压的关系，
VS = ±2.5 V，G = +2，f = 1 MHz
0
0
VS = 6V
f = 10MHz
G = +2
–10
HIGHEST HARMONIC DISTORTION – dBc
HIGHEST HARMONIC DISTORTION – dBc
1.0
OUTPUT VOLTAGE – Volts
TPC 12. 失真与输出电压的关系，
VS = ±6 V，G = +2，f = 1 MHz
–20
–30
–40
RL = 25
–50
–60
–70
1000
10
100
LOAD RESISTANCE –
RL = 100
0
VS =
–10
2.5V
f = 10MHz
G = +2
–20
–30
RL = 25
–40
–50
–60
RL = 100
–70
–80
2
OUTPUT VOLTAGE – Volts
1
1.5
OUTPUT VOLTAGE – Volts
TPC 13. 失真与输出电压的关系，
VS = ±6 V，G = +2，f = 10MHz
TPC 16. 失真与输出电压的关系，
VS = ±2.5 V，G = +2，f = 10 MHz
1
2
3
4
5
6
Rev. C | Page 7 of 16
0
0.5
2.5
AD8017
2
3
1
NORMALIZED GAIN – dB
NORMALIZED GAIN – dB
RL = 100
0
GAIN = +10
GAIN = +2
–3
RL = 100
0
GAIN = +2
–1
GAIN = +5
–2
GAIN = +10
–3
–4
GAIN = +5
–5
–6
1
10
100
FREQUENCY – MHz
–6
0.1
1000
1
0.3
0.1dB FLATNESS – dB
0.1dB FLATNESS – dB
0.2
0.0
–0.1
–0.2
1
10
100
0.1
0.0
–0.1
–0.3
0.1
1000
FREQUENCY – MHz
3
VOUT = 2V p-p
1000
–3
OUTPUT VOLTAGE – dBV
OUTPUT VOLTAGE – dBV
100
VOUT = 1VRMS
0
–9
–12
–15
–18
–21
–24
–33
0.1
10
TPC 21. 增益平坦度；VS = ±2.5 V
–6
–30
1
FREQUENCY – MHz
TPC 18. 增益平坦度；VS = ±6 V
–27
G = +2
RL = 100
–0.2
–0.3
0.1
0
1000
0.3
G = +2
RL = 100
0.1
–3
100
TPC 20. 频率响应；VS = ±2.5 V
TPC 17. 频率响应；VS = ±6 V
0.2
10
FREQUENCY – MHz
G = +2
RL = 100
–6
–9
–12
–15
–18
–21
G = +2
RL = 100
–24
–27
1
10
FREQUENCY – MHz
100
–30
0.1
1000
1
10
FREQUENCY – MHz
100
TPC 22. 输出电压与频率的关系；VS = ±2.5 V
TPC 19. 输出电压与频率的关系；VS = ±6 V
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1000
AD8017
120
+20
100
CAP LOAD – pF
–20
–40
–60
–80
80
60
40
20
0
50
100
FREQUENCY – kHz
0
150
0
TPC 23. 多音功率比：VS = ±6 V，13 dBm输出功率驱动到25 Ω
0
8
–10
–20
–30
–40
PSRR – dB
CMRR – dB
6
0
–20
–50
–60
–70
–PSRR
–30
+PSRR
–40
–50
–60
–80
–70
–90
–100
0.1
1
10
FREQUENCY – MHz
100
–80
0.1
1000
TPC 24. CMRR与频率的关系；VS = ±6 V或VS = ±2.5 V
6
eN
4
0.1
2
0.1
1
FREQUENCY – kHz
10
1000
100
180
PHASE
TRANSIMPEDANCE – k
8
iN
10
FREQUENCY – MHz
1000
INPUT VOLTAGE NOISE – nA/ Hz
10
0.3
0.2
1
TPC 27. PSRR与频率的关系；VS = ±6 V或VS = ±2.5 V
12
0.4
INPUT CURRENT NOISE – nA/ Hz
4
SERIES RESISTANCE –
TPC 26. RS 和CL 与30%过冲的关系
–10
0
0.01
2
0
100
TPC 25. 噪声与频率的关系
120
100
TRANSIMPEDANCE
10
1
0.001
60
0.01
0.1
1
10
FREQUENCY – MHz
100
TPC 28. 开环跨阻和相位与频率的关系
Rev. C | Page 9 of 16
0
1000
PHASE – Degrees
POWER – dBm
0
6
G = +2
VOUT = 2VSTEP
RL - 100
VS = 6V
0
–2mV
(+0.1%)
CROSSTALK – dB
VIN
10
30
50
70
90
110
130
150
70
90
110
130
150
2
1
10 20
30 40 50 60
TIME – ns
70 80
90
0
VIN
–3
–3
–3
VOUT
–4
–5
VOUT = 2V p-p
G = +2
RL = 100
–6
–10
10
30
50
TIME – ns
–40
TPC 32. 过载恢复；
VS = ±6 V，G = +2，RL = 100 Ω，VIN = 5 V p-p，T = 1 μs
–50
–60
–70
–80
–90
1
10
FREQUENCY – MHz
1000
100
TPC 30. 输出串扰与频率的关系
1000000
100
10
100000
ZOUT
10000
1
1
10
FREQUENCY – MHz
100
OUTPUT IMPEDANCE –
ZIN
INPUT IMPEDANCE –
1
–2
–10
–20
1000
0.1
2
0
TPC 29. 建立时间；VS = ±6.0 V
–100
0.1
3
–1
0
–30
VOUT
4
VOLTS
+2mV
(+0.1%)
5
VOLTS
OUTPUT VOLTAGE ERROR – mV/DIV (% /DIV)
AD8017
0.1
1000
TPC 31. 输入和输出阻抗与频率的关系
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AD8017
工作原理
AD8017是一款双通道高速电流反馈型放大器，在重电流负
载下实现了更高水平的带宽(BW)、功耗、失真和信号摆幅。
其宽动态性能(包括噪声)是新型互补高速双极性工艺和新
颖独特的架构设计的综合结果。AD8017采用双增益级互补
设计方法，而不是传统的“单级”互补镜式结构(有时也称为
“尼尔森放大器”)。以前也尝试过双级，但由于采用的是折
叠共源共栅设计(与AD9617非常相像)，功耗一般很高。
本设计允许将稳定或静态电流增加到高信号或压摆电流感
应级。在时域，大信号输出上升/下降时间和压摆率通常分
别由放大器的小信号带宽和输入信号阶跃幅度控制，而不
是增益级的直流静态电流(输入电平转换二极管Q1/Q2除
外)。相比于单级，使用两级的另一个好处是在相同功耗下
能够实现更高的总增益带宽积(GBWP)，从而提供较低的
信号失真以及驱动较大外部负载的能力。此外，第二增益
级还能隔离(减小)A3的输入反射负载驱动以及所产生的非线
性，从而实现相对较低的失真和更高的开环增益。参见图6。
总体而言，当要求高外部负载驱动和低交流失真时，与传
统的单级互补器件相比，像AD8017一样集成双增益级的放
大器可提供出色的低功耗性能。此外，CF放大器的闭环带
宽随外部增益(改变RG)的变化比VF运算放大器要小得多，
后者的带宽与增益成反比。此放大器的另一个重要特性是
能够采用5 V单电源供电，部分原因是它具有宽共模输入和
输出电压范围。以5 V电源供电时，该器件的功耗明显低于
以12 V电源供电时的静态功耗的一半，而交流和直流性能几
乎没有降低。详细比较参见技术规格部分。
直流增益特性
增益级A1/A1和A2/A2共同提供跨阻增益。参见图6。A3级
是单位增益缓冲器，为A2提供外部负载隔离。各级采用对
称式互补设计。(A3也是互补型，不过图中未明确显示。)
这样可以降低二阶信号失真和总静态功耗，如上所述。在
直流至低频区域，闭环增益关系可以近似表示为：
G = 1+RF/RG(同相工作)
G = –RF/RG(反相工作)
以上这些基本关系适用于所有传统运算放大器。
A1
IPN
IPP
Z1 = R1 || C1
Z1
–VI
IQ1
–A2
CP1
CP2
Q3
VP
–
ICQ + IO
IR + IFC
Q1
+
CD
VN
V O9
Z1
–A3
Z2
Q2
RF
IE
Q4
IR – IFC
IQ1
INP
IPN
A1
–VI
ICQ – IO
Z1
VO
RN
–A2
CP1
AD8017
CD
图6. 简化功能框图
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RL
CL
AD8017
应用
12 V单电源ADSL远程终端(RT)发射器
应用于ADSL信号时的输出功率特性
消费应用需要的是一个可作为配件插入PC的ADSL调制解
调器。这种应用中，电路在满足ADSL规范的同时，其功
耗应降到最低。
AD8017设计用于提供相对较高的电流和电压输出能力。
TPC 12和15定量显示了在100 Ω和25 Ω负载下及1 MHz时，
器件的交流负载电流与失真的关系。以大约–50 dBc作为最
差情况失真限值，AD8017表现出合理的线性度，达到任一
供电轨(12 V或±6 V)的大约1.4 V范围，同时提供200 mA的负
载电流，而每个放大器的静态功耗仅为7 mA。
ADSL应用要求13 dBm的信号线功率，其随机峰值可能达到
28.5 dBm的瞬时功率(或V × I乘积)，这相当于5.3:1的峰值与
均方根电压比。将1:2变压器用于下面给出的ADSL电路，
线路电阻为100 Ω，则线路驱动器输出需要提供4.2 V的峰值
电压和168 mA的峰值电流(见表I)。应用详情如下所述。为了
降低放大器的原边输出电压摆幅(针对无电压摆幅但有电流
驱动能力的器件)，可以使用更高匝数比的变压器。然而，
这要求电流提高更多，原因是对于相同的接收器功率，变
压器的I × R损耗会增加。一般而言，这会导致失真增加。
下面的表I显示了1:1和1:2两种变压器匝数比对应的ADSL交
流电流和电压要求。
12V
0.1 F
169
0.1 F
1k
2
4.7V
8
50
EFFECTIVE
LOAD
1k
VIN
5
4.7V
100
4
169
输入和输出交流耦合提供两个高通电路。输入端由0.1 µF电
容和169 Ω电阻组成，提供大约9.4 kHz的拐点频率。输出
端的两个1 µF电容与50 Ω有效负载一起提供6.4 kHz的拐点
频率。这两个电路均需要抑制普通老式电话系统(POTS)频
段(DC至4 kHz)，而让从大约20 kHz开始的ADSL上游频段
通过。
可以使用稳压器，但这种方案有几个缺点。第一个缺点是
无法跟踪中间电源电压，因为它总是有一个对地固定的电
压输出。这种方案还要求额外的有源元件，导致解决方案
总成本增加。
7
6
0.1 F
1:2
VOUT
AD8017
0.1 F
1k
输入一般由有源滤波器的输出驱动，其输出阻抗很低。因
此，通带中的169 Ω输入阻抗会产生一个最低的源负载。输
出需要一个1:2升压变压器来驱动100 Ω线路。反射回原边的
阻抗为25 Ω。增加25 Ω串联端接电阻(各输出中有12.5 Ω)后，
差分驱动器输出驱动的有效负载为50 Ω。
正输入必须偏置到中间电源电压，其标称值为6 V。这将维
持输出在各方向上的最大动态范围，无论电源的容差是多
少。电路选择反相配置，因为它要求此电源提供稳定的直
流电流；若是同相配置，则要求提供信号相关的电流。为
产生此电源，我们研究了多个方案。
10 F
1 F 12.5
1
3
图7显示了一个将AD8017用作远程终端发射器的12 V单电源
电路。此电源电压可以在PC的PCI连接器上轻松获得。该
电路将AD8017的每一半配置为一个增益约为6倍的反相
器。两个放大器电路的输入端和输出端均为交流耦合，因
而该电路的直流电平与信号链的其它直流电平无关。
1 F 12.5
1k
还可以使用双电阻分压器。电阻值的选择需要权衡。电阻
越小，它们消耗的功率越大。两个1 kΩ电阻在此电路中的功
耗为72 mW。因此，为将此功耗降至最低，电阻值应尽可
能大。
图7. 12 V单电源ADSL远程终端发射器
表I. 线路功率、线路阻抗和匝数比的不同组合下的DSL驱动放大器要求
线路功率 插入损耗
线路
负载
匝数比
波峰
因数
反射阻抗
R1 = R2
每个放大器
电压
每个放大器的峰值
电压输出
峰值电流
输出
13 dBm
13 dBm
100 Ω
100 Ω
1:1
1:2
5.3
5.3
100 Ω
25 Ω
50 Ω
12.5 Ω
1.585 V rms
0.792 V rms
8.4 V峰值
4.2 V峰值
84 mA
168 mA
1 dB
1 dB
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AD8017
这些电阻的实际最大值由流经其中的输入偏置电流所产生
的失调电压决定。正输入端的最大输入偏置电流为45 µA，
对于每个1 kΩ偏置电阻，这会产生45 mV的失调电压。幸运
的是，增益级的交流耦合仅为此直流失调电压提供单位增
益，这是该配置的另一个优势。输出端的任何直流失调都
会限制供电轨之间可用的动态信号摆幅。
为了正确选择应用所需的散热器面积，必须考虑AD8017的
总功耗。VIN = 0时的直流功耗为IQ. (VCC + VEE)，或2 × IQ ×
VS。对于AD8017，此值为0.17 W。在这个纯差分电路中，可
以利用对称性来简化直流输入信号的计算。
所示电路使用两个4.7 V齐纳二极管，提供一个压降，用于限
制偏置电路的功耗。因此，偏置电路可以使用值更小的电
阻。对于此电路，电流为(12 V – (2 × 4.7 V))/2 kΩ = 1.3 mA。因
此，该电路的功耗仅为15.6 mW，在输出端引起的最大失调
电压为40 mV。此电路还能在额定容差范围内跟踪中间电源
电压。
此公式略微保守，因为在流出或流入电流至负载时，有些
静态电源电流会换向。对于正弦源，半个周期的积分结
果为：
电路的失真利用50 Ω负载测量。所用的频率为500 kHz，超
过上游信号要求的最大频率。对于POTS上的ADSL，要求
的最大频率为135 kHz。对于ISDN上的ADSL，最大频率为
276 kHz。幅度为20 V p-p(每个放大器10 V p-p)，这是要求的
最大波峰信号。二次谐波优于–80 dBc，三次谐波为–64 dBc。
这代表最差情况的绝对最大信号，仅非常小的统计基础才
需要，其频率高于要求的最大频率。绝大部分时候，信号
的幅度和频率较低，失真性能较佳。
对于复数调制信号，情况要更复杂。对于DMT信号，使用
等效正弦波功率会高估功耗15%以上。例如：
ADSL规范要求13 dBm或20 mW的线路功率。线路端接电阻
消耗相同的功率，因为它具有相同的电阻值。接口电路的
损耗预计为1 dB，相当于大约10 mW的功率。因此，在这种
应用中，用作驱动器的AD8017的总功耗约为250 mW。
0.8
0.7
POWER DISSIPATION (PD) – W
当电路运行并提供ADSL系统中的上游驱动信号时，测得的器
件电源电流为25 mA。因此，驱动电路的总功耗为300 mW。
该功耗消耗在三个地方：驱动放大器、线路以及终端与接
口电路。
这是放大器各输出端的电压，因而PD为0.436 W。实际测量
发现，16 dBm DMT信号的PD要求AD8017的功耗为0.38 W。
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
VCC
A1
0
1
2
3
4
OUTPUT VOLTAGE (VO) – VPK
5
6
图9. 功耗(PD )与输出电压(VO )的关系，RL = 50 Ω
VO1
散热考虑
RL
A1
VO2
VEE
图8. 差分驱动器原理示意图
AD8017采用散热增强型SO-8封装，依赖器件引脚帮助芯
片散热，散热速度高于常规封装。其结果是器件的θJC较低。
为了最有效地利用器件，印刷电路板的铜走线应进行特殊
的细部处理。
但是，设计电路板时，最大散热效率与理想交流性能不可
兼得，需要权衡。这是因为增加额外的散热铜走线会增加
某些引脚的寄生电容。
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AD8017
实现最大散热效率的第一种方法是使用较重的铜层。2盎
司铜的散热效果优于1盎司铜。还可以使用额外的内部电
路层来提高散热效率，并且更好地分配电源和地。
布局考量
AD8017本身没有“地”引脚(采用双电源时)，但电源(引脚4
和8)处于交流地。因此，可以将这些引脚安全地连接到最
大面积的铜箔，而不会影响器件的性能。在电路板的表面
侧，连接到引脚4和8的铜面积应扩大以展开到最大程度。
实际上，离开引脚几厘米后，增加铜面积带来的好处会
递减。
表II给出了AD8017的推荐元件值，图10–12显示了8引脚
SOIC封装在正增益下的推荐布局。必须采用适当的RF设计
技术并选择低寄生元件。
当电源在板上的内部电源层工作时，这些电源层也应尽可
能大，并且应在AD8017电源引脚附近的元件层与内层之间
提供多个过孔(约0.012 in或0.3 mm)。这些过孔不应具有任
何传统的“散热”轮辐，因为其作用是阻止热量流动以便于
焊接，这与散热效应相反。
增益
RF (
–1
+1
+2
+10
619
619
619
619
在板上与元件相对的一侧，可以在过孔附近增加铜面积以
提供额外的散热途径，从而进一步降低热阻。各处都可以
提供过孔来将热量更好地从内层传导到外层。
器件的其余引脚是有源信号引脚，必须更慎重地对待。引
脚2和6是运算放大器的负输入端，受杂散电容的影响最
大。因此，这些引脚的铜面积应最小。此外，元件层附近
的铜应尽可能与这些引脚相距3 mm–5 mm以上。负输入端
正下方的内层和相对的电路层也应无铜。
与负输入相比，正输入和输出可以承受略高的电容而不影
响交流性能。然而，应慎重处理这些引脚，并且应根据应
用分析和调整散热量及超过的电容。如果需要最高交流性
能且功耗不是特别大，则连接到这些引脚的铜面积应最小
化。如果交流性能不太重要且必须消耗最大功率，则可以
提高连接到这些引脚的铜面积。像模拟设计的其它许多领
域一样，为了获得令人满意的设计，设计工程师必须根据
以上考虑做一些判断。
要实现AD8017的额定高速性能，需要精心考虑电路板布局
和元件选择。
表II.典型带宽与增益设置电阻
(VS = 6 V, RL = 100 Ω)
)
RG ( )
RT( )
小信号
–3 dB带宽(MHz)
619
54.5
49.9
49.9
49.9
110
320
160
40
619
68.8
RT针对50 Ω特征输入阻抗而选择。
PCB应有一个接地层，覆盖电路板元件侧的所有未使用部
分，以提供低阻抗接地路径。输入引脚附近区域的接地层
应清除，以降低杂散电容。
电源旁路应使用贴片电容(参见图4和图5)。一端应连接到
接地层，另一端位于各电源引脚的1/8英寸范围内。此外还
应并联一个(4.7 µF–10 µF)钽电解电容。
反馈电容应位于反相输入引脚附近，使此节点处的杂散电
容保持最小。以低同相增益工作时，反相输入的电容如果
大于1.5 pF，将显著影响高速性能。
图10. 通用SOIC同相器顶层丝网图
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AD8017
图11. 通用SOIC同相器顶层
图12. 通用SOIC同相器底层
外形尺寸
图示尺寸单位：inch和(mm)。
8引脚SOIC
(R-8)
0.1968 (5.00)
0.1890 (4.80)
8
0.1574 (4.00)
0.1497 (3.80) 1
PIN 1
0.0098 (0.25)
0.0040 (0.10)
5
4
0.2440 (6.20)
0.2284 (5.80)
0.0688 (1.75)
0.0532 (1.35)
0.0500 0.0192 (0.49)
SEATING (1.27)
0.0098 (0.25)
PLANE BSC 0.0138 (0.35) 0.0075 (0.19)
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0.0196 (0.50)
x 45
0.0099 (0.25)
8
0
0.0500 (1.27)
0.0160 (0.41)
AD8017
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