日本語参考資料 最新版英語ミニ・チュートリアルはこちら ミニ・チュートリアル MT-234 ADA2200 を時間領域 このフィルタは、デシメーション・フィルタとプログラマブル・ フィルタという 2 つの部分から構成されています。デシメーショ ン・フィルタの伝達関数は固定で、これによってプログラマブ ル・ブロックにエイリアシングが生じることを防ぎます。プログ ラマブル・フィルタは無限インパルス応答（IIR）フィルタで、 デシメーション・フィルタの出力を入力サンプリング・レートの 1/8 でサンプリングし、その出力を同じレートで更新します。 SYNCO 端子は、出力が変わるごとに同期パルスを生成します。 この端子は、A/D コンバータ（ADC）などの他の離散時間型デバ イスにおいて、フィルタされた信号を同期的に再構成（AD サン プリング位置の同期）するために使用できます。（注：ADA2200 の信号入出力は、デジタル・フィルタ処理されますがすべてアナ ログ信号です） フィルタとして使用 著者：Gustavo Castro アナログ・デバイセズ 内容 このミニ・チュートリアルでは、ADA2200 をプログラマブル・ フィルタとして使用した場合の動作の概要を説明します。 ADA2200 内のフィルタは、明確に定義された一連のコンデン サ・アレイによって決定されるため、伝達関数特性は再現性が高 く、フィルタ動作位置を入力クロックによって操作できる上、動 作時の消費電力もきわめて少なくなっています。 はじめに ADA2200 は非常に柔軟なデバイスで、同期復調機能をオフにす ることにより、プログラマブル・フィルタとして使用することが できます。パワーアップ／リセット時に SPI ポートまたは EEPROM を介して 23 個の異なるレジスタへ書込みを行うことに より、図 1 に示すプログラマブル・フィルタ・ブロックで、ロー パス、バンドパス、ハイパス、バンドストップなどのさまざまな フィルタ形態を実装することができます。さらに、CLKIN に供 給するクロックのレートを変えるか、クロック分周器の値を変更 することにより、コーナー周波数または中心周波数の位置を調整 することができます。 このチュートリアルの目的は、ADA2200 のプログラマブル・フィ ルタとしての動作の概要と、表 1 に示すフィルタを定義するため のレジスタ内容を示すことにあります。 表 1. 1 Filter Type Order, Q Corner/Center Frequency (Hz)1 Band-Pass (BP1) Band-Pass (BP2) Low-Pass (LP1) Low-Pass (LP2) Notch 2nd, Q = 8.4 2nd, Q = 4.3 4th 4th 1st fSI/32 fSI/32 fSI/40 fSI/64 fSI/32 Pass-Band Gain (dB) 0 0 0 0 0 たとえば、 fSI = fCLK = 500 kHz の場合、コーナー周波数は fSI/32 = 15.625 kHz です。 VDD ADA2200 8 INN LPF OUTP PROGRAM FILTER OUTN fM CLKIN XOUT ÷2m fSI ÷8 Rev. 0 90° fSO VCM ÷2n+1 CLOCK GEN CONTROL REGISTERS SYNCO GND 図 1. VOCM RCLK/SDO SPI/I2C MASTER RST BOOT SCLK/SCL SDIO/SDA CS/A0 12892-001 INP ADA2200 の簡略ブロック図 アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に関して、あるいは利用によって 生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示 的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、それぞれの所有 者の財産です。※日本語版資料は REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。 ©2015 Analog Devices, Inc. All rights reserved. 本 社／〒105-6891 東京都港区海岸 1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル 電話 03（5402）8200 大阪営業所／〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原 3-5-36 新大阪トラストタワー 電話 06（6350）6868 MT-234 ミニ・チュートリアル 8fSO – f f fN = fSO /2 fSO 2 fS (A) ELIMINATED BY DECIMATION FILTER fSO – f fSO + f 2fSO – f 2fSO + f 8fSO – f GAIN PHASE –10 8fSO + f 8fSO = fSI 180 0 GAIN (dB) fSO – f fSO + f 2fSO – f 2fSO + f 225 10 135 –20 90 –30 45 –40 0 –50 –45 –60 –90 –70 –135 –80 –180 –90 8fSO + f 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 図 3. 0.9 –225 1.0 PHASE (Degrees) デシメーション・フィルタは入力からのエイリアシングを防き、 入力のアンチエイリアシング・フィルタへの要求を緩和します。 図 2 に示すように、デシメーション・フィルタがないと、ナイキ スト周波数（fSO/2）より上のすべてのイメージがエイリアスとし てパスバンドに入り込みます。たとえば、周波数 f の入力信号の 出力は周波数 f + fSO の入力信号の出力と同じになり、単純に出力 を見ただけでは両者を区別することができなくなります。 デシメーション・フィルタの伝達関数を図 3 に示します。この図 から分かるように、信号周波数が fSO/4（ナイキストの 1/2）を超 えると減衰が大きくなり、直線的な位相シフトが生じます。プロ グラマブル・フィルタの設計においては、このロールオフと位相 シフトを考慮する必要があります。 12892-003 デシメーション・フィルタ デシメーション・フィルタの伝達関数 デシメーション・フィルタの無効化 fN fSO 2fSO fSI (B) 図 2. デシメーション・フィルタは無効(Disable)にできますが、無効に してもデシメーション動作が行われなくなることはありません。 デシメーション・フィルタを無効にしても同じレート fSI で入力 サンプリングが行われ、プログラマブル・フィルタ・ブロックは、 入力レートの 1/8 でデシメーション・ブロックの出力サンプリン グを継続します。したがって、IIR の最大動作周波数は fSI/8 のま まです。 12892-002 f デシメーション・フィルタによるエイリアシング除去 デシメーション・フィルタは、fSO/2 より上と fSI − fSO/2 より下の すべてのイメージを除去します。しかし大きな信号がこの高周波 帯に存在することが予想される場合は、ADA2200 への入力前に アンチエイリアシング・フィルタを追加しなければならないこと があります。入力前段の周波数成分が限られている場合は、簡単 な RC 回路を使用して、さらにエイリアシング除去機能を追加す ることができます。 デシメータを無効にすることによって得られる効果は、デシメー タによるロールオフと位相シフトがなくなることです。追加的な アンチエイリアシングが求められない場合、これは望ましいこと と言えます。 デシメータを無効にするには、レジスタ 0x027 のビット 6 にロ ジック 1 を書き込みます。 Rev. 0 － 2/9 － MT-234 ミニ・チュートリアル IIR プログラマブル・フィルタ IIR フィルタは再帰型フィルタです。再帰は、連続時間型フィル タ（アナログ・フィルタ）における帰還に似ています。このため、 わずかな数の係数でフィルタを定義することが可能ですが、フィ ルタが不安定になる可能性もあります。デフォルトでは、IIR ブ ロックは、中心周波数が fSO/8（fSI/64）のバンドパス・フィルタ として構成されます。図 4 はデフォルト・フィルタの伝達関数で、 これにはデシメーション・フィルタの影響も含まれています。 10 0 f C = 0.4 × 0.5 f SO = 0.4 × 0.5 × 0.125 f SI = 0.025 × 2 − m f CLK ここで、 m はクロック周波数の分周比で、1、2、または 8 を値に取ること ができます。 fCLK は、CLKIN ピンに加えられるクロック信号の周波数です。fCLK = 500 kHz で m = 1 の場合、コーナーの位置は 12.5 kHz で、fSO = 62.5kHz、fN = 31.25 kHz です。すべてのパラメータをこのままで、 クロック周波数を 100 kHz に下げるとコーナー周波数は 2.5 kHz まで下がります。 バンドパス・フィルタやバンドストップ・フィルタの Q は一定 のままです。これは、周波数が倍になるとパスバンドの幅も倍に なることを意味します。ノッチの場合はストップバンドが倍にな ります。この様子を図 5 に示します。 –10 GAIN (dB) たとえば、コヒーレント周波数が fC = 0.4 fN の 4 次ローパス・フィ ルタのコーナー周波数は、次式で計算できます。 –20 10 –30 FCLK/4 = 100kHz 0 FCLK = 400kHz –40 0.25 0.50 0.75 1.00 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 図 4. GAIN (dB) 0 12892-004 –10 –50 デフォルト・バンドパス・フィルタの伝達関数 –20 –30 IIR フィルタの特性を変えるには、レジスタ 0x0011 からレジスタ 0x0027 までの内部メモリに保存されているデフォルトのフィル タ定義を変更する必要があります。これらのレジスタの内容は フィルタの特性を定義しますが、実際のフィルタ係数を表しては おらず、必要なフィルタを表す係数を生成する ADA2200 の内部 構成を表しています。これらのレジスタにアクセスしてその内容 を変更するための詳しい方法については、「IIR フィルタのプロ グラミング」を参照してください。 –50 0.10 6.25 12.50 18.75 25.00 FREQUENCY (kHz) 12892-005 –40 図 5. クロック周波数のスケーリングが バンドパス・フィルタに与える影響 クロック周波数を下げることのもうひとつの利点は、消費電力が 減ることで、システムは使用する帯域幅に応じて電力が変化しま す。 周波数スケーリング ADA2200 はサンプリングを伴うアナログ技術を使用したデバイ スであるため、その周波数特性はクロック周波数に直接依存しま す。そのため、コーナー周波数、パスバンドの中心値、あるいは ナイキスト周波数の位置といったパラメータは、デバイスの駆動 に使用するクロック周波数の関数になります。このような基本的 特性の当然の帰結として、これらのフィルタでは、クロック周波 数の変更やオンチップ・クロック分周器の使用によるスケーリン グが可能です。これによりユーザーは、デバイスのプログラムを やり直すことなく、周波数スイープの実行、コヒーレント・フィ ルタリング用ソースへのフィルタのロック、あるいはコーナー周 波数の変更などを行うことができます。 500 475 450 425 3.3V IDD (µA) 400 375 350 2.7V 325 300 250 0 200 400 600 CLKIN FREQUENCY (kHz) 800 1000 12892-006 275 図 6. CLKIN 周波数 対 消費電流（代表値、VDD = 2.7 V および 3.3 V） Rev. 0 － 3/9 － MT-234 ミニ・チュートリアル 出力信号の再構成（サンプル･ホールド出力） コヒーレント・フィルタリングと基準クロック 特定のアプリケーション、特にパスバンド・フィルタやノッチを 使用するアプリケーションでは、使用する信号（あるいは除外す る信号）がフィルタの中心周波数に正確に位置している必要があ ります。信号と中心周波数の間に不整合があると（設計誤差、時 間や温度のドリフト、および干渉源の不確実性などによるもの）、 バンドパス・アプリケーションに望ましくない減衰や位相誤差が 生じます。ノッチ・フィルタ（またはバンドストップ・フィルタ） の場合、こうした不整合によって干渉除去機能の有効性（信号除 去の性能）が低下し、不要信号を完全に除去することが非常に難 しくなります。これを、2 つの異なるノッチ・フィルタについて 示したものが図 7 です。隣接周波数への影響を防ぐには狭いノッ チが望ましいのですが、不要信号が中心周波数に一致していない と、ノッチを広くした場合よりはるかに有効性が低下します。 ADA2200 の OUTP 端子と OUTN 端子の間に生じる出力電圧は、 並列に組み合わされたコンデンサの両端にかかる電圧に等しい ため、この値は次の更新サイクルまで一定に保たれます。このた め、出力信号は、図 8 に示すように離散時間ステップのシーケン スによって形成されます。ただし振幅方向の分解能は、無限です。 OUTPUT INPUT RECONSTRUCTED 20 100mV/DIV 20µs/DIV 図 8. 入力波形、出力波形、および再構成波形 –20 –40 連続時間型システムでは、出力更新レートの逓倍周波数において ステップ・シーケンスがイメージを生成します。図 8 にはこの影 響が現れており、垂直線は出力の帯域幅が有限であることから生 じます（ピン・ドライバは連続時間型デバイス）。高周波イメー ジは、出力ステップにクロスする正弦波をトレースして、それを 減じることによって可視化できます。これによって得られる鋸歯 状波形は基本周波数の倍数で、これは典型的な不要アーチファク トです。連続時間型システムの望ましくないイメージを減らすに は、図 9 に示すように、出力に再構成フィルタを取り付ける必要 があります。 –60 –78dB –100 0.1fC fC FREQUENCY (Hz) 図 7. 10fC 12892-007 –80 ノッチ周波数と不要信号間の不整合が バンドストップの有効性が低下 使 用す る信号が 分か っている 場合 は、その 信号 を使用し て ADA2200 ドライブ用のクロック信号を生成できます。あるいは、 基準クロックを使用して、たとえば使用信号の時間ベースの生成 や同期を行なったり、励起信号源として必要な実際の信号とした りすることも可能です。ADA2200 と使用信号を同期させれば、 その信号を常にフィルタの中心周波数に一致させることができ ます。 +3.3V INPUT VDD INP OUTP INN OUTN OUTPUT ADA2200 VOCM CLKIN XOUT VSS 図 9. SYNCO ADA4841-1 SCK SDI SDO CS 12892-009 MAGNITUDE (dB) –17dB 12892-008 0 二次再構成フィルタの追加 離散時間型システム（逐次比較型（SAR）ADC など）に接続す る場合、後段に続くデバイス（ADC など）のサンプラが ADA2200 の出力に同期されていれば、再構成フィルタは不要です。たとえ ば、SAR ADC が ADA2200 の出力更新ステップ毎に取り込むサ ンプルが 1 つだけだとすると、信号を再構成する必要はなく、高 周波イメージはすべて消滅します。つまり、ADC にとって高周 波イメージは存在しなかったことになります。 Rev. 0 － 4/9 － MT-234 ミニ・チュートリアル ADA2200 は SYNCO 端子を通じて出力パルスを生成しますが、 このパルスは、ADA2200 の出力の A/D 変換を開始するために、 マイクロプロセッサまたは ADC が使用することができます （ADC は直接使用）。SYNCO 信号は、出力更新レートと同じ周 波数（fSO）のパルスを生成することによって、ADA2200 の出力 サンプル・ウィンドウ内の最適なタイミングで ADC サンプリン グが行われるようにします。パルスには極性を設定でき、図 10 に示すように、16 種類の異なる遅延タイミングから 1 つを選択 することができます。遅延タイミングの間隔は fSI クロック・サ イクル間隔の 1/2 で、範囲は出力サンプル・ウィンドウ全体にま たがっています。出力更新のタイミングを基準にして適切な遅延 値を選択すれば安定した信号が得られ、ADC のフィードスルー 誤差を避けることができます。極性や遅延といった SYNCO パル スの構成設定は、レジスタ 0x0029 に格納されます。 ナイキスト周波数以上の信号のフィルタリング ADA2200 の推奨最大入力サンプリング周波数は 1 MHz で（ク ロック分周器が 1 に設定されている場合はクロック周波数と同 じ）、これはその帯域幅を理論上 fSO/16（62.5 kHz）に制限しま す。ADA2200 の入力信号帯域幅は 4 MHz であるため、ADA2200 はこの周波数までの信号を扱うことができます。しかし、これら の信号はすべて出力でダウンコンバージョンされ、fSO/2（出力更 新レートのナイキスト周波数）に制限されます。言い方を変える と、ナイキスト周波数以上では、ADA2200 はその入力サンプリ ング特性を活かし、フィルタおよびダウンコンバージョン・ミキ サーとして機能します。 たとえば、ADA2200 が入力を fSI = fCLK = 500 kHz でサンプリング し、フィルタは中心周波数 7.8 kHz、パスバンドは 6 kHz～10 kHz に設定されているものとします。デシメータ・フィルタが有効に なっている場合は、492.2 kHz、507.8 kHz、992.2 kHz、1.0078 MHz、 1.4922 MHz といった周波数を中心として帯域幅 4 kHz のフィル タが形成されます。したがって、ADA2200 の入力に周波数 3.992 MHz の信号が加わった場合、出力される信号は 8 kHz になりま す。この例における中心周波数 3.9922 MHz のフィルタ・イメー ジの等価 Q 値は、ほぼ 1000 です。 INx, OUTx SYNCO (0) これらいずれの場合でも、fSI の倍数値の上下には隣接フィルタ・ イメージが存在するという事実に留意することが重要です。つま り、設計者はエイリアシングの可能性を考慮しなければなりませ ん。さらに、周波数が高くなるほど、アンチエイリアシング・フィ ルタに必要な Q の値も大きくなります。 SYNCO (1) SYNCO (13) SYNCO (14) CLKIN 0 図 10. Rev. 0 2 4 6 8 10 12 12892-010 SYNCO (15) OUTP/OUTN、INP/INN、CLKIN を基準とした SYNCO 出力タイミング － 5/9 － MT-234 ミニ・チュートリアル テスト・セットアップを図 11 に示します。ボードの電源は、動 作中の任意の USB ポートから取ることができます。すべての フィルタは 400 kHz オンボード発振器を基準としています。ネッ トワーク・アナライザのシングルエンド端子は、AD8476-EVALZ と EVAL-INAMP-82RZ（AD8429 使用）を介して ADA2200 に接 続します。ADA2200-EVALZ ボードに関するその他の詳細や回路 図については、ADA2200-EVALZ のユーザー・ガイドを参照して ください。 IIR フィルタのプログラミング SPI ポートを介してフィルタをプログラムするには、書込みサイ クルを開始して、ADA2200 のアドレス 0x0011 からアドレス 0x0027 までのレジスタへ新しいフィルタ定義のデータを転送し ます。フィルタ・オプションとそれらに対応するレジスタ値につ いては、表 2 を参照してください。フィルタ値をロードしたら、 レジスタ 0x0010 に 0x03 を書き込んで ADA2200 に新しいフィル タ特性を設定します。SPI ポート経由での接続に関する詳細は、 ADA2200 のデータシートを参照してください。 HP 3577A NETWORK ANALYZER ブ ー ト 時 ま た は リ セ ッ ト 操 作 後 に 外 部 EEPROM を 介 し て ADA2200 をプログラムするには、アドレス 0x0011 からアドレス 0x002B までのメモリ設定を EEPROM にあらかじめロードしてお く必要があります。これらのアドレスには、フィルタ定義とその 他の設定レジスタが含まれています。デフォルトのメモリ内容と 事前に定義されているフィルタについては、表 2 を参照してくだ さい。また、ADA2200 の詳しいプログラム方法については、 ADA2200 データシートの「Device Configuration（デバイスの設 定）」を参照してください。 OUTPUT +3.3V このチュートリアルのフィルタ測定は、ADA2200-EVALZ を使用 し、EEPROM プログラマでオンボード EEPROM の内容を書き直 すことによって行っています。EEPROM の内容はどの設定につ いても表 2 と同じで、オフセット 0x00 から始まります。プログ ラムされた EEPROM を X1 にロードして EEPROM_BOOT スイッ チを設定すると、ボードの電源投入後に自動的に新しいフィルタ 設定がロードされます。 R A +15V 400kHz OSC P2 P11 AD8429 ADA2200 AD8476-EVALZ 図 11. P3 EEPROM P12 –15V ADA2200-EVALZ (POWERED FROM USB) EVAL-INAMP-RZ 12892-011 AD8476 ADA2200-EVALZ を使用したテスト・セットアップ ADA2200 を時間領域フィルタとして設定するための推奨レジス タ内容を表 2 に示します。 表 2. 各種フィルタの推奨レジスタ内容 ADA2200 Address 0x0011 0x0012 0x0013 0x0014 0x0015 0x0016 0x0017 0x0018 0x0019 0x001A 0x001B 0x001C 0x001D 0x001E 0x001F 0x0020 0x0021 0x0022 0x0023 0x0024 0x0025 0x0026 0x0027 0x0028 0x0029 0x002A 0x002B 1 Register Name Filter configuration Analog pin configuration Sync control Demod control Clock configuration BP1 BP2 LP1 LP2 Notch Default All-Pass External EEPROM Address1 0xC0 0x0F 0x36 0xD1 0xC0 0x0F 0x07 0x80 0x07 0x80 0x00 0x20 0xC0 0x4F 0xAA 0xAA 0xC0 0x0F 0xC0 0x4F 0x23 0x02 0x02 0x00 0x0D 0x08 0x02 0xC0 0x0F 0xFA 0xD5 0xC0 0x0F 0x15 0x92 0x15 0x92 0x00 0x20 0xC0 0x4F 0xB2 0x2F 0xC0 0x0F 0xC0 0x4F 0x23 0x02 0x02 0x00 0x0D 0x08 0x02 0x52 0xAE 0x52 0xA6 0x52 0xAE 0x74 0x81 0x74 0x81 0x4E 0x9D 0x22 0x53 0x4F 0x80 0xC0 0x0F 0xF1 0xDE 0x23 0x02 0x12 0x00 0x0D 0x08 0x02 0x51 0x80 0x40 0x80 0x51 0x80 0x56 0x10 0x56 0x10 0xC8 0xA0 0x97 0xD9 0xED 0x12 0xC0 0x0F 0x00 0xE0 0x23 0x02 0x06 0x00 0x0D 0x08 0x02 0xC0 0x4F 0x84 0x9B 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0x84 0x9B 0x36 0x14 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x4F 0x23 0x02 0x07 0x00 0x0D 0x08 0x02 0xC0 0x0F 0x1D 0xD7 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0x1D 0x97 0x7E 0x88 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0x00 0xE0 0x23 0x02 0x24 0x00 0x2D 0x08 0x02 0x00 0xA0 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0xC0 0x0F 0x23 0x02 0x00 0x00 0x2D 0x08 0x02 0x000 0x001 0x002 0x003 0x004 0x005 0x006 0x007 0x008 0x009 0x00A 0x00B 0x00C 0x00D 0x00E 0x00F 0x010 0x011 0x012 0x013 0x014 0x015 0x016 0x017 0x018 0x019 0x01A EEPROM は、ADA2200-EVALZ の X1 位置にロードされます。 Rev. 0 － 6/9 － MT-234 ミニ・チュートリアル 以下のグラフは、表 2 に示すフィルタの伝達関数特性を示したものです。 GAIN PHASE 180 GAIN PHASE –20 90 –30 45 –30 45 –40 0 –40 0 –50 –45 –50 –45 –60 –90 –60 –90 –70 –135 –70 –135 –80 –180 –80 –180 –90 –225 1.0 GAIN (dB) –90 100 1k 10k –225 100k FREQUENCY (Hz) BP1 フィルタの伝達関数 図 15. BP1 フィルタの伝達関数 （対数スイープ、fCLKIN = fSI = 400 kHz） 10 180 0 GAIN PHASE 225 180 GAIN PHASE –10 –20 90 –20 90 –30 45 –30 45 –40 0 –40 0 –50 –45 –50 –45 –60 –90 –60 –90 –70 –135 –70 –135 –80 –180 –80 –180 –90 –225 1.0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 図 13. 0.9 GAIN (dB) –90 100 135 1k 10k –225 100k FREQUENCY (Hz) 図 16. BP2 フィルタの伝達関数 （対数スイープ、fCLKIN = fSI = 400 kHz） BP2 フィルタの伝達関数 10 GAIN PHASE 0 12892-013 0 PHASE (Degrees) 135 –10 225 10 180 0 225 180 GAIN PHASE 135 –10 –20 90 –20 90 –30 45 –30 45 –40 0 –50 –45 –60 –90 –60 –90 –70 –135 –70 –135 –80 –180 –80 –180 –90 –225 1.0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 図 14. Rev. 0 0.9 GAIN (dB) PHASE (Degrees) –10 0 PHASE (Degrees) 225 0 12892-016 10 135 –40 0 –50 –45 –90 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 図 17. LP1 フィルタの伝達関数 （対数スイープ、fCLKIN = fSI = 400 kHz） LP1 フィルタの伝達関数 － 7/9 － –225 100k PHASE (Degrees) 図 12. 0.9 135 12892-017 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 12892-012 0.1 PHASE (Degrees) –10 90 12892-014 GAIN (dB) 0 135 0 GAIN (dB) 180 225 –20 –10 GAIN (dB) 10 PHASE (Degrees) 0 225 12892-015 10 MT-234 ミニ・チュートリアル 10 225 180 0 180 –10 135 –10 –20 90 –20 –30 45 –40 0 –50 –45 –60 –70 –80 –135 –80 –180 –90 100 1k 10k –225 100k FREQUENCY (Hz) 225 10 225 180 0 180 –10 135 –10 –20 90 –30 45 –40 0 –50 –45 –60 –90 –70 –135 –80 –180 –90 –225 1.0 0.1 0.6 0.7 0.8 0.4 0.5 0.2 0.3 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 図 19. 0.9 GAIN PHASE 0 GAIN (dB) PHASE (Degrees) 90 –30 45 –40 0 –50 –45 –60 –90 –70 –135 –80 –180 –90 100 1k 10k –225 100k FREQUENCY (Hz) 図 22. ノッチ・フィルタの伝達関数 （対数スイープ、fCLKIN = fSI = 400 kHz） ノッチ・フィルタの伝達関数 10 135 GAIN PHASE –20 12892-019 0 225 10 180 0 225 180 GAIN PHASE 135 135 –10 –20 90 –20 90 –30 45 –30 45 –40 0 –40 0 –50 –45 –50 –45 –60 –90 –60 –90 –70 –135 –70 –135 –80 –180 –80 –180 –90 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 図 20. Rev. 0 0.9 –225 1.0 GAIN (dB) PHASE (Degrees) –10 0 12892-022 –225 1.0 PHASE (Degrees) –70 –180 GAIN (dB) –90 図 21. LP2 フィルタの伝達関数 （対数スイープ、fCLKIN = fSI = 400 kHz） GAIN PHASE 0 GAIN (dB) –60 –135 LP2 フィルタの伝達関数 10 GAIN (dB) –90 PHASE (Degrees) 図 18. 0.9 –45 12892-023 0.6 0.7 0.8 0.2 0.3 0.4 0.5 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 0 –50 –90 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 図 23. デフォルト・フィルタの伝達関数 （対数スイープ、fCLKIN = fSI = 400 kHz） デフォルト・フィルタの伝達関数 － 8/9 － –225 100k PHASE (Degrees) 0.1 –40 12892-024 0 90 45 12892-020 GAIN (dB) –90 135 GAIN PHASE –30 12892-018 GAIN PHASE 0 PHASE (Degrees) 225 10 MT-234 10 180 0 225 180 GAIN PHASE 135 –10 –20 90 –20 90 –30 45 –30 45 –40 0 –40 0 –50 –45 –50 –45 –60 –90 –60 –90 –70 –135 –70 –135 –180 –80 –180 GAIN PHASE –80 –90 0 図 24. 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 NORMALIZED FREQUENCY (Hz/Nyquist) 0.9 –225 1.0 GAIN (dB) PHASE (Degrees) –10 –90 100 1k 10k –225 100k FREQUENCY (Hz) オールパス・フィルタの伝達関数（デシメータ有効） 図 25. オールパス・フィルタの伝達関数 （デシメータ有効、対数スイープ、fCLKIN = fSI = 400 kHz） 改訂履歴 12/14—Revision 0: Initial Version Rev. 0 135 － 9/9 － PHASE (Degrees) 225 0 12892-025 10 12892-021 GAIN (dB) ミニ・チュートリアル