LT1684 マイクロパワー リング・トーン・ジェネレータ 特長 概要 ■ LT®1684は、テレコム用リング・トーン発生器です。こ のICはユーザが生成したパルス幅変調（PWM）入力を取 り込み、それを電話リング・アプリケーションに適した 高電圧の正弦波に変換します。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 出力周波数、韻律、振幅、およびDCオフセットのダ イナミック制御が可能 アクティブ・トラッキング電源構成により、リング トーン信号のリニア生成が可能 高電圧ポストフィルタリングが不要 容量性絶縁によりオプトカプラが不要 国際PTT要求条件に適合する低歪み出力 ノイズ余裕度を向上させる差動入力信号 ユーザ調整可能なアクティブ出力電流制限 高電圧リンガ電源から直接給電 − 追加電源が不要 電源電流：1mA以下 2%の信号振幅リファレンス 14ピンSOおよびDIPパッケージで供給 LT1684は、ダイナミック・レベルシフト・デバイスと してコンプリメンタリ高電圧外部MOSFETを使用した ローカル電源レールを生成するためにリファレンスとし て専用のリング・トーン出力を使用しています。この 「アクティブ・トラッキング」電源モードにより、高電圧 リング・トーン信号のリニア生成が可能で、大きな高電 圧フィルタの必要が軽減されています。 アプリケーション ■ ■ ■ LT1684は、希望のリング出力韻律、周波数、および振 幅情報でエンコードされたコンデンサ絶縁差動PWM入 力信号を受け取ります。LT1684は、高精度信号電圧リ ファレンスに対しパルス振幅を±1.25Vに正規化しま す。韻律、周波数、および振幅情報は、複数ポールのア クティブ・フィルタ/アンプを使用して抽出され、出力 リング・トーン信号を生成します。 ワイヤレス・ローカル・ループ電話 キー・システム/PBX設備 Fiber to the Curbテレコム設備 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 標準的応用例 電気的絶縁型リング・トーン・ジェネレータ DC ISOLATION PWM CONTROLLER 100pF P1 µC 100pF P2 100V 6.8nF 10k 100k GATE + IN A IRF610 100Ω FB1 10k V+ IN B LT1684 BGOUT LIM + OUT ATREF COMP1 1N4001 + 100pF RING TONE OUTPUT 0.1µF 20pF 3k 2k 5k AMPIN 300k 4700pF COMP2 LIM – V– ±100mA CAPABILITY ) 1N5817 100Ω GATE– 1µF – ( IRF9610 6.8nF 100k –100V FB1: FERRONICS FMB1601 (716) 388-1020 1684 TA01 1 LT1684 絶対最大定格 （Note 1） 電圧： アクティブ・トラッキング差動電圧 （GATE＋−GATE−）................................. −0.3∼42V ローカル電源差動電圧 （V＋−V−）.............................................. −0.3V∼36V ローカル電源 電圧V＋ .....................（GATE＋−7.0V）∼（GATE＋＋0.3V） ローカル電源 電圧V− .....................（GATE−−0.3V）∼（GATE−＋7.0V） PWM入力差動電圧 （IN A −IN B）........................................ −7.0V∼7.0V PWM入力電圧 同相モード .......................（V−−0.3V）∼（V＋＋0.3V） LIM＋電流制限 ピン電圧 ........................（OUT−0.3V）∼（V＋＋0.3V） LIM−電流制限 ピン電圧 .......................（V−−0.3V）∼（OUT ＋0.3V） 他のすべてのピン電圧 .........（V−−0.3V）∼（V＋＋0.3V） 電流： LIM＋、LIM−電流 ............................................. −350mA OUT電流 ............................................................. 350mA BGOUT電流 ......................................................... ±10mA PWM（IN A、IN B）電流 ....................................... ±5mA GATE＋、GATE−電流 ....................................... ±20mA COMP1電流 ......................................................... ±1mA COMP2電流 ......................................................... ±1mA ATREF電流 .......................................................... ±20mA 温度： 動作接合部温度範囲 コマーシャル・グレード .......................... 0℃∼125℃ インダストリアル・グレード ............. −40℃∼125℃ 保存温度範囲 ......................................... −65℃∼150℃ リード温度（半田付け、10秒）.............................. 300℃ パッケージ/発注情報 TOP VIEW IN B 1 14 IN A COMP1 2 13 BGOUT COMP2 3 12 AMPIN LIM – 4 11 GATE + V– 5 10 V + – 6 9 LIM + ATREF 7 8 OUT GATE N PACKAGE 14-LEAD PDIP S PACKAGE 14-LEAD PLASTIC SO TJMAX = 125°C, θJA = 75°C/W (N) TJMAX = 125°C, θJA = 115°C/W (S) ミリタリ・グレードに関してはお問い合わせください。 2 ORDER PART NUMBER LT1684CN LT1684CS LT1684IN LT1684IS LT1684 電気的特性 ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。注記がない限り、V＋−V−＝20V、 電圧はピンOUT基準、VOUT＝VATREF。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS 680 950 µA Supply and Protection IS DC Supply Current (Note 2) IN A – IN B ≥ 1.6V ● |V +| |V –| Local Supply Voltages VGATE+ ≥ V + VGATE– ≤ V – ● 6.5 10 VGATE+ Active Tracking Supply FET Bias Voltage IGATE+ = –100µA, ATREF = 0V ● 13.2 14.0 14.8 V VGATE – Active Tracking Supply FET Bias Voltage IGATE– = 100µA, ATREF = 0V ● –14.8 –14.0 –13.2 V IN A – IN B or IN B – IN A ● 1.6 ● 0.50 0.70 10 V PWM Receiver fPWM Input Carrier Frequency VIN Minimum Valid Differential Input 10 Differential Input Threshold | IN A – IN B | RIN Differential Input Overdrive Impedance (Note 3, 5) VIN > VTH + 100mV ● 7 RINA,INB Single-Ended Input Impedance (Note 5) To Pin OUT ● 50 BGOUT Normalized Voltage Magnitude |VBGOUT| ● 1.235 1.225 ● –7 –10 ● ±2 kHz V 1.00 V kΩ kΩ BG Buffer VBGOUT VBGOUTOS Output Offset Voltage [(VBGOUT+) + (VBGOUT –)]/2 1.250 1.250 1.265 1.275 7 10 V V mV mV ±4.5 mA 0.2 Ω IBGOUTSC BGOUT Short-Circuit Current RBGOUT BGOUT Output Impedance – 2mA ≤ IBGOUT ≤ 2mA tr BGOUT Rise Time (10% to 90%) ROUT = 5k, COUT = 10pF ● 160 300 ns tf BGOUT Fall Time (10% to 90%) ROUT = 5k, COUT = 10pF ● 260 400 ns ∆tr-f BGOUT RiseTime – Fall Time –100 0 ns tpr BGOUT Propagation Delay PWM Input Transition to 10% Output (Rising Edge) ROUT = 5k, COUT = 10pF ● 340 500 ns tpf BGOUT Propagation Delay PWM Input Transition to 90% Output (Falling Edge) ROUT = 5k, COUT = 10pF ● 440 600 ns ∆tp BGOUT Propagation Delay Rising Edge – Falling Edge –100 100 ns 6 8 mV mV ● – 200 ● – 200 ● –6 –8 Output Amplifier VOUTOS OUT Offset Voltage VAMPIN = 0v, IOUT = 0A RAMPIN = 10k (Note 4) ROUT OUT Output Impedance –10mA ≥ ILIM+ ≥ –100mA, LIM + Shorted to OUT 10mA ≤ IOUT ≤ 100mA, LIM – Shorted to V – IOUTSC OUT Short-Circuit Current LIM + Shorted to OUT LIM – Shorted to V – Note 1：絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命が損なわれる可能性が ある値。 Note 2：IC電源電流仕様は無負荷条件で示されており、外部FETゲート・プル アップ/プルダウン電流を含まない（GATE＋、GATE−ピン）。実際の全ICバイア ス電流はこれより高くなり、動作条件によって異なる。アプリケーション情報 を参照。 ● ±100 0.01 0.15 Ω Ω ±190 mA Note 3：PWM入力は、入力スレッショルドから±100mV超える電圧までハ イ・インピーダンスである。 Note 4：AMPINピンからグランドに10kΩの抵抗。 Note 5：保証されているが、テストされていない。 3 LT1684 標準動作特性 DC電源電流とV＋−V− DC電源電流と温度 740 DC SUPPLY CURRENT (µA) DC SUPPLY CURRENT (µA) 700 IN A – IN B ≥ 1.6V 680 660 IN A – IN B ≤ –1.6V 640 TJ = 25°C 690 620 IN A – IN B ≥ 1.6V 14.2 670 VGATE – VATREF (V) TJ = 25°C 720 650 630 IN A – IN B ≤ –1.6V 610 590 14.1 14.0 13.9 570 550 –50 600 14 16 18 20 V + – V – (V) 22 24 13.8 –25 0 25 50 75 TEMPERATURE (°C) 1684 G01 VGATE−VATREF電圧値と温度 125 0.1 IN A – IN B (V) 14.1 14.0 13.9 13.8 1.0 IGATE (mA) 3.0 10.0 VBGOUT値と温度 0.85 1.253 0.80 1.252 0.75 1.251 VBGOUT (V) 14.3 14.2 0.3 1684 G03 PWM入力スレッショルドと温度 IGATE = 1mA 14.4 100 1684 G02 14.5 VGATE – VATREF (V) VGATE−VATREF電圧値とIGATE 14.3 710 0.70 0.65 0.60 1.250 1.249 1.248 0.55 1.247 0.50 1.246 13.7 13.6 13.5 – 50 –25 0 25 50 75 TEMPERATURE (°C) 100 0.45 – 50 125 –25 0 25 50 75 TEMPERATURE (°C) PWMバッファ（BGOUTピン）電流 制限と温度 4.0 3.5 3.0 2.5 –25 0 25 50 75 TEMPERATURE (°C) 100 125 1684 G07 100 225 200 175 150 125 100 – 50 125 200 OUTPUT CURRENT LIMIT (mA) OUTPUT CURRENT LIMIT (mA) PWM BUFFER CURRENT LIMIT (mA) 5.5 4.5 0 25 50 75 TEMPERATURE (°C) 出力アンプ電流制限と 外部制限抵抗値 250 5.0 –25 1684 G06 出力アンプ電流制限と 温度（RLIM = 0Ω） 6.0 4 1.245 – 50 125 1684 G05 1684 G04 2.0 – 50 100 150 100 TYPICAL (TJ = 25°C) 50 MINIMUM (TJ = 125°C) 0 –25 0 25 50 75 TEMPERATURE (°C) 100 125 1684 G08 0 1 2 3 4 5 6 RLIM (Ω) 7 8 9 10 1684 G09 LT1684 ピン機能 IN B（ピン1） ：PWM負入力。入力は、約100pFの直列コン デンサによってデジタル・ソースから絶縁されていま す。10kΩ抵抗を絶縁コンデンサと直列にIN Bピンに接 続して、過渡保護を行うことができます。PWMレシーバ は、入力ヒステリシス（IN Aに関連する）のダイオード順 方向電圧降下を生じます。このヒステリシスと内部信号 制限は、最大2:1までの絶縁コンデンサのミスマッチで 同相グリッチ除去を確実にします。しかし、最良の性能 を達成するには、2個のPWM入力絶縁コンデンサをマッ チさせる努力が必要です。IN Bピン は、バッ ク・ト ゥ・ バック・ダイオードを通してIN Aピンに差動クランプさ れます。この結果、入力スレッショルドから±100mV超 える電圧までハイ・インピーダンス差動入力となりま す。5kの内部入力抵抗により、10k（ 公称）の差動オーバー ドライブ・インピーダンスが生じます。 COMP1（ ピン2） ：出力アンプの一次補償。COMP1ピンか らOUTピンに100pFのコンデンサを接続してください。 COMP2（ ピン3） ：出力アンプの二次補償。COMP2ピンか らOUTピンに20pFのコンデンサを接続してください。 LIM−（ピン4） ：出力アンプ電流シンク制限。このピンは、 IOUT • R＝VBE電流クランプを実現します。内部クランプ 抵抗の標準値は3.5Ωです。最大電流ドライブ能力（標準 190mA）を得るには、このピンをV−ピンに短絡してくだ さい。ピンLIM− からピンV − に抵抗を追加すると、電流 シンク能力を低下させることができます。 （ たとえば、ピ − − ンLIM からピンV に3.5Ωの外部抵抗を接続すると、 出力アンプの電流シンク能力が約50%低下します。） V−（ピン5） ：ローカル負電源。通常、アクティブ・トラッ キング電源PチャネルMOSFETのソースに接続します。 V − レール電圧は、MOSFETのVGSよりGATE− の自己バ イアス電圧だけ低くなっています。標準的なPチャネル MOSFET特性の場合、ATREF−V ≈ 10Vを提供します。 GATE−（ピン6）：負電源FETゲート・ドライブ。このピ ンはプルダウン抵抗から、アクティブ・トラッキング電 源PチャネルMOSFETのバイアス・ゲートへ電流を供給し ます。自己バイアスの標準値は−14V （ATREFピンを基準） です。プルダウン抵抗値は、GATE−ピンからのソース電 流が最小出力信号電圧で50µA以上かつ最大出力信号電圧 で10mA以下を維持するものにしてください。 ：アクティブ・トラッキング電源リファレ ATREF（ピン7） ンス。通常、OUTピンに接続します。このピンのバイアス 電流は、GATE＋ ピン・バイアス値とGATE− ピン・バイア ス値の差分となります（IATREF = IGATE ＋−IGATE −）。 OUT（ ピ ン 8）： リ ン グ ・ ト ー ン 出 力 ピ ン 。 ア ク テ ィ ブ・フィルタ・アンプ/バッファの出力です。ICの内部 機能のリファレンス電圧として使用されます。通常は ATREFピンに短絡し、アクティブ・トラッキング電源 回路のリファレンスを生成します。ライン過渡保護の ために、V＋ とOUTの間に1A（１N4001タイプ）のダイ オードを、V− からOUTに1Aのショットキ・ダイオー ドを接続します。 LIM＋（ピン9）：出力アンプ電流ソース制限。このピン は、IOUT • R＝VBE電流クランプを実現します。内部クラ ンプ抵抗の標準値は3.5Ωです。最大電流ドライブ能力 （標準190mA） を得るには、ピンLIM＋をOUTピンに短絡し ます。電流ソース能力を低下させるには、LIM＋ピンから OUTピンに抵抗を追加してください。（たとえば、LIM＋ ピンからOUTピンに3.5Ωの外部抵抗を接続すると、出力 アンプの電流ソース能力が約50%低下します。） V＋（ピン10）：ローカル正電源。通常、アクティブ・ト ラッキング電源NチャネルMOSFETのソースに接続し ます。この状態にするには、フェライト・ビーズを使 用してください。動作中のV＋ レール電圧は、MOSFET V GSからGATE ＋ の自己バイアス電圧だけ低くなってい ます。標準的なNチャネルMOSFET特性の場合、V＋ − AT REF ≈ 10Vを供給します。 GATE ＋（ピン11）：正電源FETゲート・ドライブ。この ピンはプルアップ抵抗からアクティブ・トラッキング 電源NチャネルMOSFETのバイアス・ゲートへ電流を 供給します。自己バイアスの標準値は14V（ATREFピン を基準）です。プルアップ抵抗値は、GATE ＋ ピンから の電流ソースが最大出力信号電圧で50µA以上かつ最小 出力信号電圧で10mA以下となるように決定します。 AMPIN（ピン12）：出力アンプ入力。直列保護抵抗（通常 5kΩ）を通して外部フィルタ部品に接続します。最適な アンプ・オフセット性能を得るには、外部フィルタの テブナンDC抵抗および保護部品を10kΩにしてくださ い。アプリケーション情報セクションを参照のこと。 5 LT1684 ピン機能 BGOUT（ピン13）：正規化されたPWMバッファ出力。 PWM差動入力の振幅は、±1.25V （OUTピン基準）に正規 化されています。この信号を使用して、アクティブ・ フィルタ/アンプをドライブします。フィルタの抵抗値 は、このピンの最大電流負荷を2mA以下に制限するよう に選択しなければなりません。出力は、標準値±4.5mA の電流制限で保護されています。 バは、入力ヒステリシス（IN Bに関連する）のダイオード 順方向電圧降下を生じます。このヒステリシスと内部信 号制限は、最大2:1までの絶縁コンデンサのミスマッチ で同相グリッチ除去を確実にします。しかし、最良の性 能を達成するには、2個のPWM入力絶縁コンデンサを マッチさせる努力が必要です。IN Aピンは、バック・ トゥ・バック絶縁ベース・ダイオードを通してIN Bピン に差動クランプされます。この結果、入力スレッショル ドを±100mV超える電圧のハイ・インピーダンス差動入 力になります。5kの内部入力抵抗により、10k（ 公称）の 差動オーバードライブ・インピーダンスが生じます。 IN A （ピン14）：PWMの正入力。入力は、約100pFまでの 直列コンデンサによってデジタル・ソースから絶縁され ています。過渡保護のために、絶縁コンデンサと直列に 10kΩ抵抗をIN Aピンに接続してください。PWMレシー 機能ブロック図 100pF + PWM INPUT 100pF – 1.25V 10k IN A 5k 10k IN B 5k V+ –1.25V V+ GATE + BGOUT 14V ATREF 15k LIM + – AMPIN 5k + OUT CURRENT LIMIT 14V GATE – COMP1 100pF FILTER ELEMENTS LIM – COMP2 V– 20pF RING OUTPUT (RING RETURN) V– 1684 BD LT1684のブロック図 6 LT1684 動作 （機能ブロック図を参照） 基本動作理論 LT1684はユーザが提供するパルス幅変調（PWM）デジタ ル信号を入力として使用して動作します*。この信号の 低周波数変調成分が、所要の出力波形を表します。つま り、PWM入力を変化させることにより、所要出力の周 波数、韻律、振幅、およびDCオフセットをダイナミッ ク制御できます。この方法で正弦波を生成すると、 17Hz、20Hz、25Hz、および50Hzを含むすべての一般的 なリング・トーン周波数に対応することができます。 LT1684は、IN AピンとIN Bピンのコンデンサ絶縁差動入 力により、PWM入力を受け取ります。この信号は、 PWM搬送波がOUTピンの電圧を中心として±1.25Vとな るように、バンドギャップ・リファレンスとBGOUTピン のシングルエンド出力によりの振幅正規化されます。 正規化されたPWM信号の低周波数成分は、内蔵ドライ バ・アンプを使用して構築されるアクティブ・フィルタ 回路により回復されます。このアンプは最終リング・ トーン出力を得るための電流ドライブも供給します。 リング・トーン出力は、ATREFピンによるフローティン グ・アクティブ・バイアス方式のリファレンスとして使用 されます。リング・トーン出力はその標準範囲の数百Vに わたって上下するので、LT1684は出力信号に「追従」し、 IC両端のローカル電源電圧を約±10Vに維持します。 入力レシーバ/リファレンス・バッファ 有効な状態変化を確保するために、PWM入力信号の差 動レシーバに必要な最小差動入力レベルは1.6Vです。レ シーバの入力はコンデンサで結合され、LT1684をPWM 発生器から分離します。レシーバは立上りエッジでトリ ガされます。 入力レシーバは、PWM入力に追従する±1.25Vの振幅正 規化電圧（OUTピンを基準）を強制するスイッチ状態出力 を制御します。このスイッチ電圧はBGOUTピンにオフ チップ・ドライブされます。IN A入力がIN Bより（必要 な1.6Vだけ）高くドライブされると、リファレンスは BGOUTをOUTより＋1.25V高い電圧にドライブします。 IN B入力がIN Aより高くドライブされると、BGOUTは OUTを基準として−1.25Vに強制されます。 入力PWM信号を振幅正規化した信号は、アクティブ・ フィルタ素子および出力ドライバの入力として使用され ます。 出力アンプ/ドライバ BGOUTピンの正規化されたPWM信号出力は、アクティ ブ・フィルタによって最終的なリング・トーン信号に変 換されます。このフィルタは、内蔵アンプといくつかの 外付け部品で構成されています。さまざまなタイプの フィルタを構築できますが、一般に2ポール多重帰還 (MFB)構成が十分な性能を提供し、単純かつ効率的であ ることから望ましいといえます。 ±1.25VのPWM信号の低周波数成分は、所要リング・ トーン周波数および韻律の情報を含みます。MFBアク ティブ・フィルタは、この情報をPWM信号から剥奪 し、この低周波数成分を増幅して、最終的な所要出力を 生成します。 アクティブ・トラッキング電源 アクティブ・トラッキング電源手法により、リング・ トーン出力のリニアな生成が可能になり、リニア・アン プ固有の電源ノイズ耐性を利用して、大きな高電圧フィ ルタ素子の必要性を軽減します。 2個の外部パワーMOSFETは電圧レベルシフト・デバイ スとして機能し、LT1684用の電源電圧を生成します。 LT1684は自身の出力をFETレベル・シフタの電圧リファ レンスとして使用し、（これら生成された電源電圧に よって）信号出力に関して自身を「中断」します。LT1684 はこの方法で、IC自身の両端のローカル電源レールを± 10Vに維持しながら、自身の出力に数百Vの振幅を持つ 信号を直線的に生成することができます。 * コードについては、弊社にお問い合せください。 7 LT1684 アプリケーション情報 エンコードされたPWM信号入力の基本 LT1684は、所要の出力リング・トーン信号を表すユー ザ供給のPWM搬送波を受け入れます。このPWM入力 は、リング・トーン出力の振幅を正確にPWM入力にエ ンコードできるように、LT1684によって正規化されま す。 LT1684は差動入力を受け入れ、システムの過渡および グランド・ノイズの除去を最大にします。PWMコント ローラから差動信号を容易に得ることができない場合 は、単純なインバータ/バッファ・ブロックを使用し必 要な差動信号を生成することができます。 各差動入力は内部で、5kの直列抵抗を通してバック・ トゥ・バック絶縁ベース・ダイオードに接続されます。 これらのデバイスは、内部で差動入力信号を入力コンパ レータ・ヒステリシス範囲より±100mV以上も高くクラ ンプします。入力コンパレータは、標準的なダイオード 順方向電圧（公称0.7V）に等しい差動ヒステリシスでトグ ルします。このように、入力の差動インピーダンスは入 力ヒステリシス範囲では高く、入力がコンパレータ入力 スレッショルドを越えてオーバドライブされると公称値 10k（ 最小7k）に低下します。最小差動入力は1.6Vで規定 され、有効なスイッチングを保証します。 PWM信号をLT1684の振幅リファレンスに正規化された 瞬時のリング・トーン振幅で視覚化することができま す。所要出力電圧VOUTNが与えられると、必要な入力パ ルス列は次の関係式に従います。 VOUTN = 2 • VREF • (DC−0.5)、または DC = [VOUTN / (2 • VREF )]＋0.5、ここで： VREF＝1.25Vに正規化されたピーク電圧 DC＝PWM入力のデューティ・サイクル 8 10%∼90%のデューティ・サイクル範囲は、10kHzの入 力搬送波に対する実質的な制限です。これは±1Vの正 規化された信号振幅に相当します。デューティ・サイク ルがこの範囲を超えると、有限の立上りおよび立下り時 間が信号パルスに対し大きな割合になるため、信号エネ ルギーが失われ、出力信号の歪みが増大します。対応す るパルス・エネルギーの減少は出力信号の「ソフト・ク リッピング」として表面化し、結果として高調波ひずみ が増加します。 正規化されたPWM信号は、アクティブ・フィルタ/アン プ段により所要出力信号レベルまで増幅されます。この ように、希望のピーク出力振幅をピーク正規化エンコー ド振幅（VOUT/VOUTN）で割ると、アクティブ・フィルタ の所要DC利得が得られます。 システムの考察 最大PWM範囲の10%∼90%で使用する場合、ピーク正規 化信号は次のようになります： VPWM (pk)＝ ± 0.8 • VREF＝±1.0V、および VOUT (pk)＝VPWM (pk) •（フィルタDC利得） したがって、出力フィルタのDC利得は出力リング・ トーン信号の所要ピーク電圧に等しくなります。 ローパス出力フィルタの周波数特性は、出力信号の許容 搬送波リップルを反映しなければなりません。たとえば 10kHzの搬送波を持つシステムには、カットオフ周波数 が100Hzの2ポール・バターワース・ローパス・フィル タを使用することができました。このフィルタにより 10kHzでの入力信号除去は40dBとなり、25mVP-Pの出力 リップルが生じます。出力フィルタ/アンプのDC利得が 100の場合、出力リップル電圧が±100V正弦波に乗るた め、出力リング信号に対して約−78dBとなります。 LT1684 アプリケーション情報 出力リップルにきわめて敏感なアプリケーションの場 合、エリプテック・フィルタ特性のカットオフ周波数を より低くしたり、ポールを追加するなど、出力フィル タ/アンプ特性を変更することによって、さらに搬送波 除去を達成することができます。 従来のアンプ回路トポロジーをアクティブ・トラッキン グ電源アンプ回路に「変換」する方法は、以下のとおりで す： a) アンプの信号極性を反転させ（アンプの＋接続と−接 続を入替え）、入力ソースの極性も反転させる。 フィルタの設計および部品の選択 入力PWM信号の低周波数成分として表されるリング・ トーン情報は、アクティブ・フィルタを使用して抽出さ れます。また、このフィルタは高電圧出力信号を生成す るのに必要な所定低周波利得を生成し、出力をグランド （または他のシステム・リファレンス）に対し基準にさせ ます。この回路素子の周波数および利得特性はどちら も、外部受動フィルタ素子を正しく選択して構成するこ とができます。アクティブ・トラッキング電源モードで 動作するため、従来のアクティブ・フィルタ・トポロ ジーは使用できません。しかし、大部分のアンプ/フィ ルタ・トポロジーは、アクティブ・トラッキング電源ト ポロジーに「変換」することができます。 b) 帰還要素以外のすべての信号を出力基準にし、帰還要 素はグランド基準にする（出力とグランドを入替え）。 この変換方法を使用することにより、さまざまなアン プ/フィルタ構成を実現できます。大部分のリンガ・ア プリケーションには一般に2ポール・フィルタで十分で す。無限利得の多重帰還（MFB）構成は比較的単純なの で、これらのフィルタはリンガ・アプリケーションに適 しています。部品の選択とアクティブ・トラッキング電 源の変換については、以下に示す2ポールMFB無限利得 ローパス・フィルタを例にとって説明します。 アクティブ・トラッキング電源アンプ Active Tracking Supply Amplifier 従来のアンプ構成 Conventional Amplifier Configuration R1 R2 + – + – VIN VIN – TRANSFORMATION + – R1 + LOAD LOAD R2 Lowpass Mulitple Feedback Active Filter ローパス多重帰還アクティブ・フィルタ R2 R1 C2 R3 + VIN – Active Tracking Supply Lowpass Multiple Feedback Filter アクティブ・トラッキング電源ローパス多重帰還フィルタ + – TRANSFORMATION C1 – C1 VIN – R1 R3 + + LOAD LOAD R2 C2 1684 F01 9 LT1684 アプリケーション情報 以下の関係式に従って、アクティブ・トラッキング電源 ローパスMFBフィルタ構成の部品を選択します。 アクティブ・トラッキング電源ローパス 多重帰還フィルタの伝達特性（AV対fn） 50 m ≤ 1 / [4Q2(1+|HO|)] C2 = mC1 R2 = 1± [1–4mQ2(1+|HO|)]1/2 FILTER GAIN (dB) 2ωnC1mQ R1 = R2 / |HO| R3 = 1 0 ωn2C12R2m 例： –50 条件：出力リング・トーン・ピーク電圧＝100V リング周波数＝20Hz 入力デューティ・サイクル範囲＝10%∼90% フィルタQ＝0.707 設定：fn＝ωn/2π＝100Hz 選択：C1＝1.0µF（都合の良い値） 2 結果：m ≤［4（0.7） （1＋100） ］−1 ≈ .005 C2 = mC1 (sets m = 0.0047) C2 = 4700pF R2 = 1± [1– 4(0.0047)(0.707)2(101)]1/2 (4π100)(1e–6)(.0047)(0.707) R2 = 300k R1 = 300k/100 R1 = 3.0k R3 = [(2π100)2(1e–6)2(300k)(0.0047)]–1 R3 = 2k このフィルタ構成により、DC利得は100となります。 コ ーナ 周波数 は100kHzの すぐ 下で、 利得 の 減少 量は 20Hzでわずか0.1%です。また、10kHz搬送波の除去量は 出力で40dB以上になります。 アクティブ・トラッキング電源部品 上記の説明では、アクティブ・トラッキング電源システ ムの実装に関して問題が発生することはほとんどないよ うに思われるかもしれません。 10 1 10 100 1K HERTZ (Hz) 10K 100K 1684 F02 しかし、アンプ・システムの専用出力をブートストラッ プすると、特有の複雑な安定性問題や応答問題が多数発 生します。このような構成を一般的な「低質」部品を使用 して実現しようとすることは、慎重な人や完全主義者の 人には推奨できません。しかし、 LT1684によりアク ティブ・トラッキング部品の選択が簡単になります。 回路に使用する高電圧MOSFETトランジスタの動作VDS は、対応する高電圧電源レールに反対側の出力信号の最 大振幅を加算した値以上で規定されていなければなりま せん。たとえば、システムが240V電源（＋120V、−120V） で設計されており、ピーク振幅100Vのリング信号を出 力する場合、MOSFETのVDS定格は240/2＋100＝220V以 上でなければなりません。 アクティブ・フィルタ同調型発振器− PWM入力が不要 高品質の正弦波を生成する簡単ながら効率的な方法は、 正帰還ループに高いQのバンドパス・フィルタとハード 制限利得素子を配置することです。この回路はバンドパ ス周波数で発振し、フィルタの出力に正弦波を生成しま す。リミッタの基本成分とバンドパス周波数における フィルタ利得との積によって、出力振幅が決まります。 このタイプの回路を一般にアクティブ・フィルタ同調型 発振器と呼びます。 LT1684 アプリケーション情報 アクティブ・フィルタ同調型発振器のブロック図 1684 F03 LT1684はアクティブ・フィルタ同調型発振器トポロ ジーに基づく電話のリンガ回路に容易に実装でき、ユー ザ供給のPWM入力信号は不要です。LT1684のアクティ ブ・フィルタ・アンプは、アクティブ・トラッキング電 源バンドパスとして構成することにより、高いQのバン ドパス・フィルタ素子として使用することができます。 LT1684の制御された出力レシーバ/バッファも、ハー ド・リミッタとして使用するのに便利です。LT1684レ シーバ/バッファが正常に動作するには真の差動入力が 必要なので、LT1017のようなデュアル・コンパレータ ICをLT1684と一緒にブートストラップすることによっ て差動制御信号を供給しなければなりません。LT1017 とLT1684レシーバ/バッファの組合せによって、出力が ±1.25Vに制御された高利得のハード・リミッタが形成 されます。LT1684のアクティブ・バンドパス・フィル タは、リミッタ成分を持つ正帰還要素として接続され、 アクティブ・フィルタ同調型発振器のトポロジーが完成 します。 アクティブ・バンドパス・フィルタ回路は、基本的な MFBバ ン ド パ ス 構 成 を 使 用 し て 簡 単 に 構 成 で き ま す が、アクティブ・トラッキング電源手法をLT1684に使 用するにはこのトポロジーを「変換」することが必要で す。「フィルタの設計および部品の選択」のセクションで 述べたとおり、この「変換」によりアンプ信号の極性が入 れ替わり、信号はすべて出力基準に、帰還要素はすべて グランド基準になります。 CF1＝CF2＝Cの場合、アクティブ・トラッキング・バン ドパス・フィルタを設計するための方程式は、変換前の MFBトポロジーと同じです。 RF1 = Q/(ωO • C •H0) RF2 = Q/(2Q2 –H0)(ωO • C) RF3 = 2Q/(ωO • C) 例： 条件：出力ピーク電圧＝95V リング周波数＝20Hz バンドパスQ = 9.4 バンドパスMFBフィルタ CF2 RF3 RF1 CF1 – + VIN VOUT RF2 – + 1684 F4a アクティブ・トラッキング・バンドパスMFBフィルタ – RF1 RF2 VIN + – CF1 VOUT + 1684 F5b CF2 RF3 ピーク振幅がAの方形波は、振幅が4A/πの基本成分を 有します。ここで、A＝1.25Vです。したがって、フィ ルタの所要バンドパス利得は、｜HO｜＝95/(4 • 1.25/π) ≈ 60となります。コンデンサの値をC＝0.22µF（都合の良 い値）とし、フィルタ特性をQ＝9.4、｜HO｜＝60、ωO＝ 2π（20Hz）とすると、RF1＝5.6k、RF2＝2.7k、RF3＝680k となります。振幅、周波数、および出力信号のエンベ ロープ応答時間は、単に抵抗RF1からRF3までの値を適宜 変更することにより調整できます。 これにより、フィルタ出力にピーク振幅95Vの高電圧、 高品質の20Hz正弦波が発生します。単にいくつかの抵 抗値を変更するだけで、差動振幅と周波数特性が実現で きます。LT1684の出力は内部で最小±100mAピークに 電流制限されるので、このリング・トーン発生回路は出 力波形を損なうことなく7 RENまでの負荷に対して使用 することができます。 11 LT1684 アプリケーション情報 アクティブ・フィルタ同調型発振器リング・トーン・ジェネレータ 110V 8 7 + V+ 1/2 LT1017 V– – 5 8 R9 10k 6 1 4 + + V 1/2 LT1017 V– – 4 R10 10k 1 C2 100pF 2 IN B COMP1 BGOUT COMP2 AMPIN C1 20pF 3 D1 1N5817 IN A 14 R8 10k 3 2 R6 1k R5 100k 13 R3 100k 12 R2 100Ω LT1684 4 LIM – GATE + 11 5 10 FB1 6 7 V– V+ GATE – LIM + ATREF OUT CF1 0.22µF 9 8 RF3 680k D2 1N4001 RF1 5.6k C4 6.8nF C5 0.1µF – C3 6.8nF R1 100Ω R4 100k –110V M2 IRF9610 1684 F05a FB1: FERRONICS FMB1601 + OUTPUT CF2 0.22µF RF2 2.7k (716) 388-1020 リンガ出力 12 M1 IRF610 ( ±100mA PEAK ) 標準的応用例 アクティブ・フィルタ同調型発振器回路を使用する5V∼15V入力からリング・トーンの完全絶縁型コンバータ D4 MURS160 • T1 COILTRONICS 14239-X3 2 1 C9 0.47µF 160V C11 0.47µF 160V + C14 10µF 160V LT1017 R2 10k 1 2 5V TO 15V INPUT + • 5, 6 C7 220µF 10V 7, 8 DZ1 44V D3 1N4001 12 D2 MURS160 11 • 9 C12 0.47µF 160V + 3 C15 10µF 160V R8 100k 4 C6 100pF 1 2 C8 1nF 5 C4 1µF SW 3 4 DS2 MBRS1100 LT1270 2 FB 4 GND VC OPTO1 H11AG1 5 1 1 BGOUT COMP2 AMPIN 4 C10 0.1µF 2 OPTO2 H11AG1 5 4 FB1: FERRONICS FMB1601 (716) 388-1020 7 –IN A OUT B +IN A –IN B VEE +IN B R3 10k 7 6 5 13 R7 100k 12 R6 100Ω 11 V– V+ GATE – LIM + ATREF OUT CF1 0.22µF 9 8 RF3 680k D1 1N4001 RF1 5.6k C2 6.8nF R12 10k C3 0.1µF + OUTPUT CF2 0.22µF – C1 6.8nF R5 100Ω R13 50k M1 IRF610 10 1 2 8 R4 10k RF2 2.7k DZ4 91V 6 R15 2k LT1684 GATE + LIM – 14 VCC FB1 5 6 R11 50k 3 C13 0.01µF DS1 1N5817 DZ2 R10 91V 10k 6 IN A COMP1 C5 20pF R9 39Ω VIN IN B R1 1k 4 OUT A R14 100k M2 IRF9610 1684 TA03 LOAD (REN) V (PEAK) RF1 RF2 RF3 5.6k 2.7k 680k 7 95V 6.8k 3.3k 620k 10 70V LT1684 13 LT1684 標準的応用例 5kW PWM−アナログ・コンバータ 47Ω 100Ω 2N3906 120V 100V 2N3906 100Ω 6800pF 1nF 100k 100Ω 1000pF PWM IN 1000pF 11 10k 14 10k 1 300k 2k 0.1µF 5k V+ IN A + LIM IN B OUT LT1684 ATREF BGOUT COMP2 12 470pF AMPIN SENSE+ 8 ILIM+ 7 10 9 100pF 180µH 8 7 1k 3.9k 2 2 VOUT VIN 4 V– 5 0.22Ω 3 1µH 1µF 20pF ILIM– 6 0.22Ω 1k 180µH SENSE– VBOTTOM 5 4 6 100Ω MTP2N50E 100Ω 1nF IRF9240 100k 2N3904 –120V (716) 388-1020 –100V 100Ω 2N3904 47Ω FB1: FERRONICS FMB1601 0.22Ω 1µF LT1166 2k 3 LIM– GATE– 6800pF 1 VTOP FB1 GATE+ COMP1 13 3k MTP2N50E IRF230 TYPICAL POWER SLICE (1 OF 13 IN PARALLEL) 1684 TA04 14 5kW LOAD LT1684 パッケージ 注記がない限り寸法はインチ（ミリメートル） Nパッケージ 14ピンPDIP（細0.300） （LTC DWG # 05-08-1510） 0.770* (19.558) MAX 14 13 12 11 10 9 8 1 2 3 4 5 6 7 0.255 ± 0.015* (6.477 ± 0.381) 0.130 ± 0.005 (3.302 ± 0.127) 0.300 – 0.325 (7.620 – 8.255) 0.045 – 0.065 (1.143 – 1.651) 0.020 (0.508) MIN 0.065 (1.651) TYP 0.009 – 0.015 (0.229 – 0.381) +0.035 0.325 –0.015 0.005 (0.125) MIN 0.100 (2.54) BSC * これらの寸法は、モールドのバリまたは突出部を含まない。 モールドのバリまたは突出部は、0.010インチ（0.254mm）を超えてはならない。 ( +0.889 8.255 –0.381 ) 0.018 ± 0.003 (0.457 ± 0.076) 0.125 (3.175) MIN N14 1098 Sパッケージ 14ピン・プラスチック・スモールライン （細型0.150） （LTC DWG # 05-08-1610） 0.337 – 0.344* (8.560 – 8.738) 14 13 12 11 10 9 8 0.228 – 0.244 (5.791 – 6.197) 0.150 – 0.157** (3.810 – 3.988) 1 0.010 – 0.020 × 45° (0.254 – 0.508) 0.008 – 0.010 (0.203 – 0.254) 2 3 4 5 0.053 – 0.069 (1.346 – 1.752) 0.014 – 0.019 (0.355 – 0.483) TYP * 寸法にはモールドのバリを含まない。モールドのバリは 各サイドで0.006インチ（0.152mm）を超えてはならない。 **寸法にはリード間のバリを含まない。リード間のバリは 各サイドで0.010"（0.254mm）を超えてはならない。 7 0.004 – 0.010 (0.101 – 0.254) 0° – 8° TYP 0.016 – 0.050 (0.406 – 1.270) 6 0.050 (1.270) BSC S14 1298 リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、 その使用に関する責務は一切 負いません。 また、 ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。 なお、 日本語の資料はあくまで も参考資料です。 訂正、 変更、 改版に追従していない場合があります。 最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 15 LT1684 標準的応用例 5V入力の非絶縁5 RENリング・ジェネレータ VIN 5V C2 100pF 100V + PWM INPUT C1 100pF R4 10k – D2 MURS160T3 R2 10k IN B IN A COMP1 + R10 100k LT1684 C3 100pF BGOUT R3 5k C4 20pF COMP2 AMPIN LIM – GATE + + R8 100Ω D1 1N4001 LIM + ATREF OUT • 10 9 C10 0.47µF 160V D3 MURS160T3 • 7 + 4, 5 C12 220µF 35V • 1, 2 U1 V+ GATE – 12 M1 IRF610 FB1 V– C11 0.47µF 160V T1 COILTRONICS CTX 14468-X1 C8 1µF 4 R1 2k R5 300k C7 6.8nF 160V DS1 MBRS1100 C5 4700pF DZ1 60V MMSZ5264BT1 C6 6.8nF 160V R6 3k R7 100Ω 1 LT1271 VC FB 5 2 R12 5k GND 3 R11 470Ω C9 0.1µF R9 100k M2 IRF9610 VIN SW –100V R15 12k R16 1M D4 D1N4148 LT1211 1 2 3 DS2 D1N5817 FB1: FERRONICS FMB1601 4 C13 0.1µF (716) 388-1020 OUT A VCC –IN A OUT B +IN A –IN B VEE +IN B 8 7 D5 D1N4148 R14 1M 6 5 R13 12k RING TONE OUT 1684 TA02 関連製品 製品番号 説明 注釈 LT1082 1A高電圧スイッチング・レギュレータ VIN＝3V∼75V、 SW電圧＝100V LT1166 パワー出力段自動バイアス・システム AB級バイアス電流を設定、調整不要および熱 暴走なし LTC1177-5/LTC1177-12 絶縁型MOSFETドライバ 2500VRMS絶縁（UL認定取得済み） LT1270 8A電源スイッチング・レギュレータ VIN＝3.5V∼30V、IQ＝7mA LT1271 4A電源スイッチング・レギュレータ VIN＝3.5V∼30V、IQ＝7mA LT1339 高電力同期式DC/DCコントローラ 最大60Vで動作、最大出力電流50A LT1676 広入力範囲、高効率、降圧スイッチング・レギュレータ 最大60V、100kHzで動作、最大出力500mA 16 1684f 0300 0.5K • PRINTED IN JAPAN リニアテクノロジー株式会社 〒162-0814 東京都新宿区新小川町1-14 NAOビル5F TEL 03-3267-7891• FAX 03-3267-8510 • www.linear-tech.co.jp LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 1999