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Application Note 1044
AP3502/3 应用手册
作者:韩璐
系统工程部
AP3502/3 是内置功率 MOSFET 开关的同步降压
变换器。两个 MOSFET 交替导通来实现斩波输入电
压,对电流感应信号与 EA 输出信号进行比对来共
同调节输出电压和 MOSFET 开关占空比。AP3502/3
还内置有 OCP、OVP、OTP 和 UVLO 等电路模块,以
提高系统可靠性。更多的描述信息请参考
AP3502/3 的功能结构框图(图 1)
。
1. 简介
AP3502/3 是电流模式的降压变换器。它们可
以驱动 2A/3A 的负载,同时具有很高的功率转换效
率,以及很好的线性调整率和负载调整率。
AP3502/3 具有逐周期电流保护、可编程软启动、
短路保护和过温保护功能,这些功能有效地提高了
系统的可靠性。
2. 总体描述
图 1. AP3502/3功能结构图
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2.1 可编程软启动
AP3502/3 允许用户通过调整 CSS 的容值来设定
系统软启动时间。当系统启动时,IC 以 6μA 的恒
定电流对 CSS 充电,产生一个线性增加的电平信号,
这个信号回馈至 EA 的反相端,COMP 的电压会被这
个信号钳位从而实现系统的软启动。这个电容可以
通过下面的公式进行计算:
C SS = t SS ×
个开关周期的到来。
FORMAT ONL
2.3 短路保护
由于 FB 脚上的电压与输出电压成正比,当输
出端短路时,FB 上的电压低于 0.3V,此时会触发
短路保护功能,系统工作频率降至 90kHz 来保护
IC。当短路现象移除以后,AP3502/3 会重新启动。
6 μA
VFB
2.4 过压保护
AP3502/3 内置有过电压保护电路。当输出电
压高于保护电压设定门限时,功率开关管全部被关
断。当过压现象移除以后,AP3502/3 会重新启动。
其中,CSS 是连接在 SS 端的电容,tSS 是软启
动所需的时间,VFB 是反馈电压。
2.5 过温保护
AP3502/3 内置有过温保护电路,防止 IC 结温
过高。当结温超过 16℃时,IC 会关断内部的控制
电路和功率 MOSFET 以实现保护功能。当过温故障
移除并且结温降至 130℃/140℃以下时,AP3502/3
会重新启动。
2.2 过流保护
AP3502/3 内置了过电流保护电路,以防止芯
片出现意外损坏。AP3502/3 会检测上端 MOSFET 漏
极到源极的电流,当该电流超过 3.5A/5.6A 时,就
会触发 OCP 保护功能,上管被强制关断直至下一
C5 10nF
VIN=12V
R4
100k
7
C1
10 F/25V
(10 F/25V x2)
2
IN
EN
1
BS
AP3502/3
8 SS
GND
4
C4
0.1μF
SW
L1 10μH
3
R1 26.1k
FB 5
COMP
6
C3
4.7nF
(3.3nF)
C6
Optional
VOUT=3.3V
D1
Optional
R2
10k
C2
22μF/6.3V x2
R3
13k
C1, C3
A
(B)
A for AP3502
B for AP3503
图 2. AP3502/3 典型应用电路图
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其中,IPEAK 是电感电流峰值。应该保证所选择
的电感额定电流值至少是该峰值电流的 1.5 倍。
3. 应用信息
图 2 是 AP3502/3 的典型应用电路图,电路参
数可参照如下描述进行设定:
3.3 设定输入电容
足够的输入电容可以用来过滤输入电源噪音,
限制由开关管导通所引起的输入电压纹波。输入电
容推荐使用陶瓷电容,因为陶瓷电容具有较小的
ESR 和较小的封装尺寸。也可以选择钽电容和 ESR
较小的铝电解电容。
3.1 设定输出电压
输出电压由连接在 FB 脚上的分压电阻设定。
并按照如下公式进行分压:
⎛ R2 ⎞
V FB = VOUT × ⎜
⎟
⎝ R1 + R 2 ⎠
其中,VFB 是反馈电压,其值为 0.925V,VFB 表
示输出电压。因此输出电压可表示为:
额定电压和额定有效电流是选择电容的两个
重要参数。电容的额定电压至少要大于输入电压的
1.25 倍以上。而输入电容的额定有效电流可以通
过下式进行计算:
⎛ R1 + R 2 ⎞
VOUT = 0.925 × ⎜
⎟
⎝ R2 ⎠
I CIN _ RMS = I OUT ( MAX ) ×
首先确定 R2 阻值,这里推荐使用 10kΩ。然后,
通过下式计算 R1:
3.2 设定电感
电感和输出电容构成一个滤波器用以平滑输
出。电感值由开关频率、负载电流、电流纹波和占
空比共同决定。
电感值较大的电感可以减小电流纹波和输出
电压纹波,但同时也伴随着较大的电感尺寸。所以,
选择电感时要综合考虑这些变量因素;假设 IC 工
作在连续模式,电感电流纹波大小为最大输出电流
的 26%(在大多数应用中,建议设定电感纹波电流
幅值为最大负载电流的 20%到 30%),所以 L1 可由
下式进行计算:
f SW
ΔVIN =
⎛ V
I OUT
× ⎜⎜1 − OUT
f SW × C IN ⎝
VIN
⎞ VOUT
⎟⎟ ×
⎠ VIN
3.4 设定输出电容
客户应该依据输出电压纹波和变换器瞬态反
应之要求来选择输出电容。输出电压纹波由纹波电
流决定,它受两个因素的影响:一个是输出电容容
值,一个是等效串联电阻(ESR)。输出纹波可以用
下式计算:
VIN − VOUT
× VIN × I OUT × 26%
⎡
⎛
1
ΔVOUT = ΔI L × ⎢ RESR + ⎜⎜
⎝ 8 × C OUT × f SW
⎣
电感的另一个重要参数是额定电流,当电感值
选定以后,最大电感电流可以由下式进行计算:
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⎞
⎟⎟
⎠
其中,VIN 是输入电压的纹波。
其中,VIN 是输入电压,IOUT 是输出电流,fSW 是
工作频率。
I PEAK = I OUT +
⎛ VOUT
⎜⎜1 −
V IN
⎝
其中,ICIN_RMS 表示输入电容的有效电流值。由
上式可以看出,输入电容的有效电流在占空比为
50%时最大,所以要保证电容的额定有效电流值在
最恶劣的工作条件下仍有裕量。为了提高系统的可
靠性和性能,建议使用低 ESR 和高额定电流值的陶
瓷电容,并且优先选用具有良好的温度特性和电压
特性的 X5R 系列和 X7R 系列陶瓷电容。同时,还要
保证选择的电容具有足够大的容值来平缓输入电
压的纹波。输入电压的纹波可用下面的式子近似计
算:
⎛V
⎞
R1 = R 2 × ⎜ OUT − 1⎟
⎝ 0.925 ⎠
L1 = VOUT ×
VOUT
V IN
(VIN − VOUT )× VOUT
⎞⎤
⎟⎟⎥
⎠⎦
其中,ΔVOUT 是输出电压纹波,RESR 是电容等效
串联电阻。
2 × VIN × f SW × L1
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如果您所需系统的输入/输出值无法在上表中
找到,我们需要在分析环路后才能得到最优的补
偿。整个开环控制环路的传递函数是由功率级和反
馈级的传递函数相乘后得到的。功率级传递函数是
由功率调制级、输出 LC 滤波级和负载级共同构成
的;反馈级的传递函数由误差放大级,补偿级和反
馈级构成。
为了减小全温范围内的电压纹波,建议使用
X5R 、X7R 系列陶瓷电容,或低 ESR 的钽电容和铝
电解电容。
输出电容的选择同样会影响负载瞬态变化时
输出电压的变化。输出电压的变化量实际上会受到
很多因素的影响。在我们忽略控制环路带宽的影响
后,输出电压变化量可以近似表示如下:
环路补偿的目标是使传递函数符合设计要求。
在设计过程中我们要首先确定穿越频率,过低的穿
越频率会导致较慢的线性和负载反应速度。而过高
的穿越频率则可能会导致系统不稳定。综合考虑,
我们建议工程师将穿越频率定在小于开关频率的
1/10 的位置,穿越频率可由下式计算:
L × ΔI TRAN
C OUT × (VIN − VOUT )
2
V DROP = ΔI TRAN × RESR +
其中,ITRAN 是输出电流变化量,VDROP 是输出电
压降(忽略控制环路带宽)
。
⎛ G × GCS × R3 VFB
f C = ⎜⎜ EA
×
VOUT
⎝ 2π × COUT
当设计指标中具有明确的输出电压纹波和负
载变化要求时,工程师需要谨慎的审视电容的额定
电压和额定有效电流。额定电压要大于 1.5 倍的最
大输出电压。在降压变换器中,输出电流是连续的,
有效电流是由电流纹波决定的,它可以由下式进行
计算:
I COUT _ RMS =
其中,fC 是穿越频率,GEA 是误差放大器,GCS
是电流感应跨导系数,我们可以通过选择合适的
R3 来设定所需的穿越频率。为了得到足够的相位
裕度,环路增益应以-20db/decade 穿越。为了满
足这个设计指标,输出滤波的极点(fP_OUT)应该被误
差运算放大器的零点(fZ_EA)补偿,这些零极点分别
位于:
ΔI L
12
其中,ICOUT_RMS 是输出电容有效值。
⎛
1
f P _ OUT = ⎜⎜
⎝ 2π × C OUT × ROUT
3.5 环路补偿
AP3502/3 使用电流模式控制,具有易补偿、
动态特性好等优点。最佳的环路补偿特性取决于输
出电容、电感、负载、补偿网络和器件本身。表 1、
2 给出了典型应用条件下(如图 2)补偿的参考值:
VIN/VOUT
(V)
12/1.2
12/1.8
12/2.5
12/3.3
12/5
R1
(kΩ)
3
9.53
16.9
26.1
44.1
C3
(nF)
4.7
6.8
5.6
4.7
3.3
R1
(kΩ)
3
9.53
16.9
26.1
44.1
C3
(nF)
6.8
6.8
5.6
3.3
2.2
⎞
⎟⎟
⎠
1
⎛
⎞
f Z _ EA = ⎜
⎟
⎝ 2π × C 3 × R3 ⎠
R3
(kΩ)
7.5
15
13
13
13
一般我们会设置误差运算放大器的零点(fP_OUT)小
于 1/4 的穿越频率,所以 C3 的值可以由下式得到:
C3 >
表 1. AP3502 补偿系数
VIN/VOUT
(V)
12/1.2
12/1.8
12/2.5
12/3.3
12/5
⎞
⎟⎟ < 0.1× f SW
⎠
4
2π × R3 × f C
设定适当的 R3 和 C3 来保证系统工作在所需的
瞬态响应下。如果使用的是大容值的输出电容或是
有很高的 ESR 值,那么计算式中由输出电容容值和
ESR 构成的零点就需要设计者格外重视,在这种情
况下,额外的补偿电容 C6 应该放置在 COMP 和 GND
脚之间。这个电容增加了一个极点来消除 fZ_ESR,保
证穿越频率在 fSW/2 的双极点前影响相位裕度。fZ_ESR
的表达式如下所示:
R3
(kΩ)
7.5
10
10
13
13
表 2. AP3503 补偿系数
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⎛
⎞
1
⎟⎟
f Z _ ESR = ⎜⎜
×
×
2
π
C
R
OUT
ESR ⎠
⎝
4.1 缩短功率路径
AP3502/3 功率路径包括输入电容,功率电感
和输出电容,尽量将这些功率器件放置在 PCB 板的
同一侧,通过尽可能短的厚铜在同一层连接它们。
功率器件应该尽可能的互相靠近,如果功率路径过
长,就会像一个天线一样,从而引起 EMI 问题。
其中,fZ_ESR 是输出滤波器的零点,如果需要,
C6 的值可由下式计算:
C6 =
C OUT × R ESR
R3
4.2 降低耦合噪声
外置的控制元器件应该尽可能的靠近 IC。
3.6 自举电容
自举电容是用来提供高于输入电压的电位以
驱动M1管,自举电容由IC内部的一个5V的电源供
电,它连接在SW和BS脚之间,所以需要质量良好并
且适合高频的陶瓷电容。为了得到良好的性能,建
议使用10nF,X5R系列或是X7R系列的陶瓷电容。
4.3 注意反馈网络
布线时应该特别注意反馈网络,与 FB 脚相连
的反馈网络应该远离电感和功率噪声路径,且反馈
网络路径越短越好。
4.4 留意过孔
过孔会引起路径的高阻抗,如果设计中,大电
流需要通过过孔,建议使用多个过孔以减少其阻
抗。AP3502/3 的典型 PCB 布线如图 3 和图 4 所示。
4. PCB 布线规则
在 DC-DC 变换器中,PCB 的布线是设计中非常重要
的一环。布线失误会影响系统的性能并引发 EMI
干扰问题,好的布线应遵循以下规则:
图 3. 顶层布线图
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图 4. 底层布线图
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