Application Note 1044 AP3502/3 应用手册 作者：韩璐 系统工程部 AP3502/3 是内置功率 MOSFET 开关的同步降压 变换器。两个 MOSFET 交替导通来实现斩波输入电 压，对电流感应信号与 EA 输出信号进行比对来共 同调节输出电压和 MOSFET 开关占空比。AP3502/3 还内置有 OCP、OVP、OTP 和 UVLO 等电路模块，以 提高系统可靠性。更多的描述信息请参考 AP3502/3 的功能结构框图（图 1） 。 1. 简介 AP3502/3 是电流模式的降压变换器。它们可 以驱动 2A/3A 的负载，同时具有很高的功率转换效 率，以及很好的线性调整率和负载调整率。 AP3502/3 具有逐周期电流保护、可编程软启动、 短路保护和过温保护功能，这些功能有效地提高了 系统的可靠性。 2. 总体描述 图 1. AP3502/3功能结构图 Nov. 2012 Rev. 1. 6 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 1 Application Note 1044 2.1 可编程软启动 AP3502/3 允许用户通过调整 CSS 的容值来设定 系统软启动时间。当系统启动时，IC 以 6μA 的恒 定电流对 CSS 充电，产生一个线性增加的电平信号， 这个信号回馈至 EA 的反相端，COMP 的电压会被这 个信号钳位从而实现系统的软启动。这个电容可以 通过下面的公式进行计算： C SS = t SS × 个开关周期的到来。 FORMAT ONL 2.3 短路保护 由于 FB 脚上的电压与输出电压成正比，当输 出端短路时，FB 上的电压低于 0.3V，此时会触发 短路保护功能，系统工作频率降至 90kHz 来保护 IC。当短路现象移除以后，AP3502/3 会重新启动。 6 μA VFB 2.4 过压保护 AP3502/3 内置有过电压保护电路。当输出电 压高于保护电压设定门限时，功率开关管全部被关 断。当过压现象移除以后，AP3502/3 会重新启动。 其中,CSS 是连接在 SS 端的电容，tSS 是软启 动所需的时间，VFB 是反馈电压。 2.5 过温保护 AP3502/3 内置有过温保护电路，防止 IC 结温 过高。当结温超过 16℃时，IC 会关断内部的控制 电路和功率 MOSFET 以实现保护功能。当过温故障 移除并且结温降至 130℃/140℃以下时，AP3502/3 会重新启动。 2.2 过流保护 AP3502/3 内置了过电流保护电路，以防止芯 片出现意外损坏。AP3502/3 会检测上端 MOSFET 漏 极到源极的电流，当该电流超过 3.5A/5.6A 时，就 会触发 OCP 保护功能，上管被强制关断直至下一 C5 10nF VIN=12V R4 100k 7 C1 10 F/25V (10 F/25V x2) 2 IN EN 1 BS AP3502/3 8 SS GND 4 C4 0.1μF SW L1 10μH 3 R1 26.1k FB 5 COMP 6 C3 4.7nF (3.3nF) C6 Optional VOUT=3.3V D1 Optional R2 10k C2 22μF/6.3V x2 R3 13k C1, C3 A (B) A for AP3502 B for AP3503 图 2. AP3502/3 典型应用电路图 Nov. 2012 Rev. 1. 6 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 2 Application Note 1044 其中，IPEAK 是电感电流峰值。应该保证所选择 的电感额定电流值至少是该峰值电流的 1.5 倍。 3. 应用信息 图 2 是 AP3502/3 的典型应用电路图，电路参 数可参照如下描述进行设定： 3.3 设定输入电容 足够的输入电容可以用来过滤输入电源噪音， 限制由开关管导通所引起的输入电压纹波。输入电 容推荐使用陶瓷电容，因为陶瓷电容具有较小的 ESR 和较小的封装尺寸。也可以选择钽电容和 ESR 较小的铝电解电容。 3.1 设定输出电压 输出电压由连接在 FB 脚上的分压电阻设定。 并按照如下公式进行分压： ⎛ R2 ⎞ V FB = VOUT × ⎜ ⎟ ⎝ R1 + R 2 ⎠ 其中，VFB 是反馈电压，其值为 0.925V，VFB 表 示输出电压。因此输出电压可表示为： 额定电压和额定有效电流是选择电容的两个 重要参数。电容的额定电压至少要大于输入电压的 1.25 倍以上。而输入电容的额定有效电流可以通 过下式进行计算： ⎛ R1 + R 2 ⎞ VOUT = 0.925 × ⎜ ⎟ ⎝ R2 ⎠ I CIN _ RMS = I OUT ( MAX ) × 首先确定 R2 阻值，这里推荐使用 10kΩ。然后， 通过下式计算 R1： 3.2 设定电感 电感和输出电容构成一个滤波器用以平滑输 出。电感值由开关频率、负载电流、电流纹波和占 空比共同决定。 电感值较大的电感可以减小电流纹波和输出 电压纹波，但同时也伴随着较大的电感尺寸。所以， 选择电感时要综合考虑这些变量因素；假设 IC 工 作在连续模式，电感电流纹波大小为最大输出电流 的 26%（在大多数应用中，建议设定电感纹波电流 幅值为最大负载电流的 20%到 30%），所以 L1 可由 下式进行计算： f SW ΔVIN = ⎛ V I OUT × ⎜⎜1 − OUT f SW × C IN ⎝ VIN ⎞ VOUT ⎟⎟ × ⎠ VIN 3.4 设定输出电容 客户应该依据输出电压纹波和变换器瞬态反 应之要求来选择输出电容。输出电压纹波由纹波电 流决定，它受两个因素的影响：一个是输出电容容 值，一个是等效串联电阻（ESR）。输出纹波可以用 下式计算： VIN − VOUT × VIN × I OUT × 26% ⎡ ⎛ 1 ΔVOUT = ΔI L × ⎢ RESR + ⎜⎜ ⎝ 8 × C OUT × f SW ⎣ 电感的另一个重要参数是额定电流，当电感值 选定以后，最大电感电流可以由下式进行计算： Nov. 2012 ⎞ ⎟⎟ ⎠ 其中，VIN 是输入电压的纹波。 其中，VIN 是输入电压，IOUT 是输出电流，fSW 是 工作频率。 I PEAK = I OUT + ⎛ VOUT ⎜⎜1 − V IN ⎝ 其中，ICIN_RMS 表示输入电容的有效电流值。由 上式可以看出，输入电容的有效电流在占空比为 50%时最大，所以要保证电容的额定有效电流值在 最恶劣的工作条件下仍有裕量。为了提高系统的可 靠性和性能，建议使用低 ESR 和高额定电流值的陶 瓷电容，并且优先选用具有良好的温度特性和电压 特性的 X5R 系列和 X7R 系列陶瓷电容。同时，还要 保证选择的电容具有足够大的容值来平缓输入电 压的纹波。输入电压的纹波可用下面的式子近似计 算： ⎛V ⎞ R1 = R 2 × ⎜ OUT − 1⎟ ⎝ 0.925 ⎠ L1 = VOUT × VOUT V IN (VIN − VOUT )× VOUT ⎞⎤ ⎟⎟⎥ ⎠⎦ 其中，ΔVOUT 是输出电压纹波，RESR 是电容等效 串联电阻。 2 × VIN × f SW × L1 Rev. 1. 6 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 3 Application Note 1044 如果您所需系统的输入/输出值无法在上表中 找到，我们需要在分析环路后才能得到最优的补 偿。整个开环控制环路的传递函数是由功率级和反 馈级的传递函数相乘后得到的。功率级传递函数是 由功率调制级、输出 LC 滤波级和负载级共同构成 的；反馈级的传递函数由误差放大级，补偿级和反 馈级构成。 为了减小全温范围内的电压纹波，建议使用 X5R 、X7R 系列陶瓷电容，或低 ESR 的钽电容和铝 电解电容。 输出电容的选择同样会影响负载瞬态变化时 输出电压的变化。输出电压的变化量实际上会受到 很多因素的影响。在我们忽略控制环路带宽的影响 后，输出电压变化量可以近似表示如下： 环路补偿的目标是使传递函数符合设计要求。 在设计过程中我们要首先确定穿越频率，过低的穿 越频率会导致较慢的线性和负载反应速度。而过高 的穿越频率则可能会导致系统不稳定。综合考虑， 我们建议工程师将穿越频率定在小于开关频率的 1/10 的位置，穿越频率可由下式计算： L × ΔI TRAN C OUT × (VIN − VOUT ) 2 V DROP = ΔI TRAN × RESR + 其中，ITRAN 是输出电流变化量，VDROP 是输出电 压降（忽略控制环路带宽） 。 ⎛ G × GCS × R3 VFB f C = ⎜⎜ EA × VOUT ⎝ 2π × COUT 当设计指标中具有明确的输出电压纹波和负 载变化要求时，工程师需要谨慎的审视电容的额定 电压和额定有效电流。额定电压要大于 1.5 倍的最 大输出电压。在降压变换器中，输出电流是连续的， 有效电流是由电流纹波决定的，它可以由下式进行 计算： I COUT _ RMS = 其中，fC 是穿越频率，GEA 是误差放大器，GCS 是电流感应跨导系数,我们可以通过选择合适的 R3 来设定所需的穿越频率。为了得到足够的相位 裕度，环路增益应以-20db/decade 穿越。为了满 足这个设计指标，输出滤波的极点(fP_OUT)应该被误 差运算放大器的零点(fZ_EA)补偿，这些零极点分别 位于: ΔI L 12 其中，ICOUT_RMS 是输出电容有效值。 ⎛ 1 f P _ OUT = ⎜⎜ ⎝ 2π × C OUT × ROUT 3.5 环路补偿 AP3502/3 使用电流模式控制，具有易补偿、 动态特性好等优点。最佳的环路补偿特性取决于输 出电容、电感、负载、补偿网络和器件本身。表 1、 2 给出了典型应用条件下（如图 2）补偿的参考值： VIN/VOUT (V) 12/1.2 12/1.8 12/2.5 12/3.3 12/5 R1 (kΩ) 3 9.53 16.9 26.1 44.1 C3 (nF) 4.7 6.8 5.6 4.7 3.3 R1 (kΩ) 3 9.53 16.9 26.1 44.1 C3 (nF) 6.8 6.8 5.6 3.3 2.2 ⎞ ⎟⎟ ⎠ 1 ⎛ ⎞ f Z _ EA = ⎜ ⎟ ⎝ 2π × C 3 × R3 ⎠ R3 (kΩ) 7.5 15 13 13 13 一般我们会设置误差运算放大器的零点(fP_OUT)小 于 1/4 的穿越频率，所以 C3 的值可以由下式得到： C3 > 表 1. AP3502 补偿系数 VIN/VOUT (V) 12/1.2 12/1.8 12/2.5 12/3.3 12/5 ⎞ ⎟⎟ < 0.1× f SW ⎠ 4 2π × R3 × f C 设定适当的 R3 和 C3 来保证系统工作在所需的 瞬态响应下。如果使用的是大容值的输出电容或是 有很高的 ESR 值，那么计算式中由输出电容容值和 ESR 构成的零点就需要设计者格外重视，在这种情 况下，额外的补偿电容 C6 应该放置在 COMP 和 GND 脚之间。这个电容增加了一个极点来消除 fZ_ESR，保 证穿越频率在 fSW/2 的双极点前影响相位裕度。fZ_ESR 的表达式如下所示： R3 (kΩ) 7.5 10 10 13 13 表 2. AP3503 补偿系数 Nov. 2012 Rev. 1. 6 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 4 Application Note 1044 ⎛ ⎞ 1 ⎟⎟ f Z _ ESR = ⎜⎜ × × 2 π C R OUT ESR ⎠ ⎝ 4.1 缩短功率路径 AP3502/3 功率路径包括输入电容，功率电感 和输出电容，尽量将这些功率器件放置在 PCB 板的 同一侧，通过尽可能短的厚铜在同一层连接它们。 功率器件应该尽可能的互相靠近，如果功率路径过 长，就会像一个天线一样，从而引起 EMI 问题。 其中，fZ_ESR 是输出滤波器的零点，如果需要， C6 的值可由下式计算： C6 = C OUT × R ESR R3 4.2 降低耦合噪声 外置的控制元器件应该尽可能的靠近 IC。 3.6 自举电容 自举电容是用来提供高于输入电压的电位以 驱动M1管，自举电容由IC内部的一个5V的电源供 电，它连接在SW和BS脚之间，所以需要质量良好并 且适合高频的陶瓷电容。为了得到良好的性能，建 议使用10nF，X5R系列或是X7R系列的陶瓷电容。 4.3 注意反馈网络 布线时应该特别注意反馈网络，与 FB 脚相连 的反馈网络应该远离电感和功率噪声路径，且反馈 网络路径越短越好。 4.4 留意过孔 过孔会引起路径的高阻抗，如果设计中，大电 流需要通过过孔，建议使用多个过孔以减少其阻 抗。AP3502/3 的典型 PCB 布线如图 3 和图 4 所示。 4. PCB 布线规则 在 DC-DC 变换器中，PCB 的布线是设计中非常重要 的一环。布线失误会影响系统的性能并引发 EMI 干扰问题，好的布线应遵循以下规则： 图 3. 顶层布线图 Nov. 2012 图 4. 底层布线图 Rev. 1. 6 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 5