AN-1168 应用笔记 One Technology Way • P.O. Box 9106 • Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. • Tel: 781.329.4700 • Fax: 781.461.3113 • www.analog.com 采用ADP2384/ADP2386同步降压DC-DC稳压器 设计反相电源 作者：Ricky Yang 简介 双极性放大器、光模块、CCD偏置和OLED显示屏等应用通 电，输出电容则向负载提供能量。断开时，开关S1断开， 常需要通过正输入电压提供负输出电压。电源管理系统的 S2导通，电流从电感流向负载，同时给输出电容充电。 设计人员需要多功能开关控制器和稳压器，以便解决这些 注意，电流从接地端流向VOUT，从而产生负输出电压。 电源管理挑战。ADI公司的ADP2384和ADP2386开关稳压 器提供同步降压功能。ADP2384可在高达4 A的条件下将20 V VIN 的输入电压降为0.6 V的输出电压，ADP2386则可在200 kHz CIN 至1.4 MHz的开关频率范围内实现高达6 A的输出电流。 S1 S2 + L VOUT RLOAD COUT 虽然ADP2384和ADP2386是针对同步降压应用而设计，但 10987-001 + 图1. 降压/升压拓扑结构 这些器件的多功能性使得它们能够在不增加成本、元件数 VIN 量和解决方案尺寸的情况下实现反相降压/升压拓扑结构， 进而通过正输入电压产生负输出电压。 CIN S1 + S2 L VOUT RLOAD COUT 此外，这种同步拓扑结构相对于异步拓扑结构具有一定的 优势，例如在较低的输出电压条件下可实现更高的效率， 10987-002 + 图2. 接通时的电流流向 VIN 工作条件下都会保持连续导通模式(CCM)；异步拓扑结构 则会进入断续导通模式(DCM)和脉冲跳过模式(PSM)且输 CIN + S1 S2 VOUT L COUT + 出负载电流降低，其噪声会比CCM大。 RLOAD 10987-003 轻负载工作时噪声更低。同步拓扑结构在轻负载和重负载 本应用笔记介绍如何在同步反相降压/升压拓扑结构中实施 图3. 断开时的电流流向 ADP2384/ADP2386，以便从正输入电源产生负输出电压。 通过对拓扑结构应用电感伏秒平衡和电容电荷平衡的原 此外还探讨了一些问题和可能的解决方案。 理，可算出稳态转换比，如方程1所示。方程2中指定了CCM 下的直流电感电流值IL，方程3则显示了电感纹波电流∆IL。 降压-升压拓扑结构基本原理 图1显示了简化的降压/升压拓扑结构。该拓扑结构由一个电 感、两个彼此错相的电源开关以及输入和输出电容组成。 图2和图3分别是接通时和断开时的电流流向图。接通时， 开关S1导通，S2断开，电流从输入电容流出，给电感充 −D VOUT = VIN 1− D IL = I OUT 1− D ∆I L = Rev. 0 | Page 1 of 8 −VOUT × (1 − D ) L × f SW (1) (2) (3) AN-1168 目录 简介.................................................................................................... 1 输入电容选择 .................................................................................. 4 降压/升压拓扑结构基本原理 ...................................................... 1 补偿选择 ........................................................................................... 4 修订历史 ........................................................................................... 2 使能信号电平转换 ......................................................................... 5 利用ADP2384/ADP2386的实现方法 .......................................... 3 启动前降低VOUT斜升 ..................................................................... 5 输出电压设置 .................................................................................. 3 结论.................................................................................................... 6 电感选择 ........................................................................................... 3 相关链接 ........................................................................................... 6 输出电容选择 .................................................................................. 4 修订历史 2012年11月—修订版0：初始版 Rev. 0 | Page 2 of 8 AN-1168 利用ADP2384/ADP2386的实现方法 要利用ADP2384/ADP2386同步降压稳压器实现降压/升压 表2. 适用于不同输出电压的电阻分压器 拓扑结构反相电源应用，必须考虑表1所列的一些设计限制。 VOUT (V) −1.2 −1.8 −2.5 −3.3 −5 −12 −15 表1. 设计限制 电压和电流 VIN_MIN VIN_MAX + |VOUT| IL_PEAK > < < ADP2384/ ADP2386 4.5 V/4.5 V 20 V/20 V 6.1 A/ 9.6 A 器件参数 VUVLO VMAX IOCP 降压/升压电路的最低输入电压必须高于ADP2384/ADP2386 的UVLO电压，使稳压器工作的典型值为4.5 V。最大输入电 压与输出电压绝对值的和必须小于稳压器的最大工作输入 电压VMAX，其典型值为20 V。此外，确保电感峰值电流小于 稳压器的OCP触发点，以便电路能够正常工作。 输出电容须按照在降压拓扑结构中的方式连接。注意，如 图4所示，接地点和输出电压点相反。 电感选择 电感值取决于工作频率、输入电压和电感纹波电流。使用 小电感可引起较快的瞬态响应，但会因为电感纹波电流较 大而降低效率。使用大电感则会实现较小的纹波电流和较 原则上讲，电感纹波电流ΔIL通常设置为最大电感平均电流 IAVG的30%。可通过以下方程计算电感值： L= ADP2384/ADP2386 CBST EN CSS FB RT RBOT COMP RC VREG SS D为占空比： RTOP SYNC CVREG VIN为输入电压。 SW PGOOD RT L CCP GND D= COUT CC PGND VOUT 10987-004 CIN VIN × D K RP × I AVG × f SW 其中： BST PVIN RBOT ± 1% (kΩ) 10 10 15 2.21 3 1.47 1.5 高的效率，但会导致瞬态响应变慢。 为了将同步降压稳压器转换为降压/升压拓扑结构，电感和 VIN RTOP ± 1% (kΩ) 10 20 47.5 10 22 28 35.7 VOUT VOUT + VIN KRP为系数，典型值是30%。 IAVG为平均电感电流。 I AVG = 图4. 利用ADP2384/ADP2386实现的 反相降压/升压拓扑结构 I OUT 1− D 输出电压设置 fSW为开关频率。 输出电压通过一个外部电阻分压器设定。可通过以下方程 峰值电感电流等于直流分量与峰峰值电感纹波电流的一半 计算电阻值 之和。 RTOP = RBOT V − 0.6 × OUT 0.6 I PEAK = I AVG + I AVG × K RP 2 FB偏置电流(最大0.1 μA)会引起输出电压精度降低，要将降 峰值电感电流也是内部电源开关的峰值电流，该开关是用于 幅限制在0.5%(最大值)以内，应确保RBOT < 30 kΩ。 确定是否产生电流限制的检测元件。为避免过早产生电流限 表2列出了针对各种输出电压推荐的电阻分压器。 制，峰值电感电流不应超过OCP阈值电流，即器件的IOCP。 Rev. 0 | Page 3 of 8 AN-1168 考虑到这一最大峰值电感电流，反相降压/升压拓扑结构中 2 ×D ∆I L2 I 2 I RMS _ COUT = OUT × (1 − D ) + I OUT ×D × (1 − D ) + 12 1− D 在600 kHz开关频率下用于共模输入电压的ADP2384/ADP2386 应用空间如图5所示，其中假设峰峰值电感纹波电流为电 感平均电流的40%。 注意，输入电流在反相降压/升压拓扑结构中也是非连续 VIN = 5V (ADP2386) VIN = 12V (ADP2386) VIN = 5V (ADP2384) VIN = 12V (ADP2384) 6 的。假设在接通时输入电容的能量损耗所引起的输入电压 偏差小于输入电压的5%，则通过下式可计算满足此要求的 最小输入电容。 5 C IN = 4 3 f SW I AVG × D × 0.05 × VIN − I PEAK × ESRCIN ( ) 其中： IAVG为平均电感电流。 2 ESRCIN为输入电容的等效串联电阻。 1 –15 –10 –5 OUTPUT VOLTAGE (V) 0 建议至少使用一个10 µF陶瓷电容，而且应该尽可能靠近PVIN 引脚放置。所选输入电容的电流均方根值应大于下式计算值。 图5. 共模输入电压的应用空间(fSW = 600 kHz) 2 2 ∆I 2 D 2 × I OUT I RMS _ CIN = I OUT + L ×D + 12 1− D 电感的饱和电流必须大于峰值电感电流。对于具有快速饱 和特性的铁氧体磁芯电感，电感饱和电流额定值应该大于 虽然输入电压轨上的大多数电容都以系统接地为基准，但 开关的限流阈值。这样可以防止电感通过正常工作达到饱 在输入电压与ADP2384/ADP2386的GND引脚之间再放置一 和点。 个输入去耦电容可以减小输出电压纹波，并改善瞬态响应 输出电容选择 性能，如图6所示。 注意，输出电流在反相降压/升压拓扑结构中是非连续的。在 接通时，随着电感中储存的能量增加，输出电容向负载提供 能量。在断开时，电感同时向负载和输出电容提供能量。 ADP2384/ADP2386 VIN BST PVIN CIN CIN2 CBST EN PGOOD 输出电容的电容值最大的问题之一是容许的输出电压纹 RT CVREG 个是输出电容的等效串联电阻(ESR)。以下方程提供了让输 CSS 出电压纹波保持在容许范围内所需的最小电容估算值。 COUT ≈ RTOP SYNC 波，它取决于输出电容的两个参数。一个是电容值，另一 I OUT × D f SW × ( ∆Vripple − I PEAK × ESR ) FB RT RBOT COMP RC VREG SS L SW CCP GND COUT CC PGND VOUT 图6. VIN 与GND引脚之间连接输入去耦电容的 反相降压/升压拓扑结构 其中： 补偿选择 ∆Vripple为容许的输出纹波电压。 ESR为输出电容的总等效串联电阻。 在反相降压/升压拓扑结构中应用同步降压稳压器以产生负 IPEAK为电感峰值电流。 输出电压时，功率级传递函数会因为不同功率电路拓扑结 为了实现尽可能低的输出纹波电压，建议使用ESR值非常 低的MLCC电容。所选输出电容的均方根电流额定值应大 构而发生变化。为了实现系统的稳定闭环，应该重新设计 补偿网络的值。 于下式计算值： Rev. 0 | Page 4 of 8 10987-006 0 –20 10987-005 MAXIMUM OUTPUT CURRENT (A) 7 输入电容选择 AN-1168 降压/升压拓扑结构中功率级的控制-输出传递函数可写成 使能信号电平转换 以下形式： ADP2384/ADP2386有一个EN引脚，用于使能和禁用稳压 s s 1 − 2 × π × f × 1 + 2 × π × f Z1 Z2 GVD ( s ) = K × s 1 + 2 ×π × fP 器。然而，在反相降压/升压应用中，IC以负输出电压(而 不是系统接地)为基准。如果试图禁用稳压器而将EN引脚 连接至系统接地点，结果完全有可能是ADP2384/ADP2386 仍在进行切换。 其中： R × (1 − D ) Ri × (1 + D ) 为此，可能的解决方案之一是使用NPN和PNP晶体管加上 若干电阻，并且通过合理连接形成EN电平转换电路，如图 R为负载电阻。 7所示。 Ri为电流检测增益，典型值是0.115 V/A。 ADP2384/ADP2386 传递函数GVD(s)有一个右半平面零点(RHPZ) fZ1、一个零点 VIN fZ2和一个极点fP。零点和极点的值分别为： (1 − D ) 2 ×R fZ1 = 2 ×π × L × D fZ 2 = fP = 其中： RESR是输出电容的等效串联电阻。 RTOP SYNC CVREG CSS FB RT RBOT COMP COUT RC VREG SS L SW EN RT OFF CBST PGOOD EN ON 1 2 × π × RESR × COUT 1+ D 2 × π × R × COUT BST PVIN CIN CCP GND CC PGND VOUT 10987-007 K= 图7. 反相降压/升压拓扑结构的EN电平转换电路 注意，使用电平转换电路时，ADP2384/ADP2386的精密使 能特性不复存在。如果不需要使能功能，则只需将EN引脚 连接到输入电压，如图4所示。 按照本文列出的设计准则计算补偿网络元件的值。 • 将交叉频率fC设置在fP和的fZ1的1/3之间 fC = f P × fZ1 利用同步降压稳压器实现反相降压/升压拓扑结构时，可能 出现的一个常见问题是，输出电压斜升并在稳压器开始工 • 通过以下方程计算RC值： RC = 启动前降低VOUT斜升 作前变为正电压，如图8所示。 f C × VOUT K × f P × g m × 0.6 T 其中： gm为内部误差放大器的跨导，典型值是480 µS。 • 将补偿零点放置在功率级极点fP的1/2处 500mV 0V 2 2 × R × COUT CC = (1 + D ) × RC • 将补偿极点放置在RHPZ fZ1处 D×L (1 − D ) 2 × R × RC CH2 1.0V BW M2.00ms 图8. 启动前VOUT 斜升 Rev. 0 | Page 5 of 8 A CH2 –2.72V 10987-008 CCP = AN-1168 造成这种正输出电压斜升的原因是稳压器的关断电流，此 T 电流从IC的PGND引脚经过低端MOSFET的体二极管，再 回到系统接地点，如图9所示。低端MOSFET的体二极管将 VOUT箝位在体二极管的正向电压水平，典型值通常在500 mV 左右。 180mV 0V 2 ADP2384/ADP2386 PVIN CIN SW L RTOP FB CH2 1.0V BW VOUT 10987-009 RBOT A CH2 –2.72V 图11. 通过减小反馈电阻分压器的 阻值降低VOUT 斜升 COUT GND M2.00ms 10987-011 VIN 这种解决方案的弊端是系统的静态电流会增加，因为经过 反馈电阻分压器的电流会随着分压器阻值的减小而增大。 轻负载条件下的效率也会受到影响。 图9. 电流经过低端MOSFET的体二极管 VOUT连接至稳压器的GND引脚，该引脚实际上是UVLO等 内部电路的基准点，因此GND引脚所示的正电压会降低 UVLO阈值电压。输入电压非常接近稳压器的UVLO阈值 电压(典型值为4.3 V)时，稳压器可能无法启动。 结论 在反相降压/升压拓扑结构中实现ADP2384/ADP2386的方 案可以像降压方案一样简单、经济、小巧。本应用笔记提 供了在需要使能/禁用功能时可使用的EN电平转换电路。 几乎所有同步降压稳压器在用于实施本文所述的反相降压/ 本应用笔记还探讨了在反相降压/升压拓扑结构中应用同步 升压拓扑结构时都会出现此问题，很难彻底消除。一种备 降压稳压器时出现的VOUT斜升至正电压的问题。同时还针 选解决方案是减小反馈电阻分压器的阻值，直到电阻分压 对此问题提供了可能的解决方案。 器两端的压降小于低端MOSFET体二极管的正向电压。然 后，关断电流会经过电阻分压器，而非体二极管，如图10 所示，接着GND引脚上的正电压就会降为可接受的值。 确保设计出稳健且满足所有要求的方案。 相关链接 ADP2384/ADP2386 VIN 系统设计人员遵循本应用笔记中的设计方程和建议，就能 PVIN 表3. CIN SW 资源 ADP2384 L ADP2386 RTOP FB AN-1083 RBOT GND VOUT 10987-010 COUT 图10. 电流经过反馈电阻分压器 ADP238x 反相降压/ 升压稳压器 设计工具 图11显示了减小电阻分压器阻值的结果。正VOUT电压从 500 mV降至180 mV。 Rev. 0 | Page 6 of 8 描述 数据手册，20 V、4 A、同步降压 DC-DC稳压器 数据手册，20 V、6 A、同步降压 DC-DC稳压器 应用笔记，利用开关调节器ADP2300 和ADP2301设计反相降压/升压转换器 ADIsimPower，基于Excel®的反相降压/ 升压设计工具(适用于ADP238x系列)。 AN-1168 注释 Rev. 0 | Page 7 of 8 AN-1168 注释 ©2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. AN10987sc-0-11/12(0) Rev. 0 | Page 8 of 8