19-1227; Rev 1; 6/97 NUALS KIT MA T ATION A SHEE EVALU T A D W FOLLO 概要 ___________________________________ 特長 ___________________________________ MAX1624/MAX1625は、上位コンピュータシステム用の 超高性能ステップダウンDC-DCコントローラです。適正動 作のために出力電圧精度及び良好なトランジェント応答が 必須な厳しいアプリケーション用に設計されており、+5V ±10%電源から1.1V∼3.5V、35A以上の出力を全精度 ±1%で提供します。優れたダイナミック応答により、 最新のダイナミッククロック付CPUに起因する出力トラン ジェントを補正します。これらのコントローラは、同期整 流によって90%以上の効率を達成しています。フライング コンデンサブートストラップ回路によって、安価な外付 NチャネルMOSFETを駆動します。 ◆ 出力精度：全ライン及び全負荷範囲に渡り±1%以内 スイッチング周波数は、抵抗を使用して100kHz∼1MHz の間で設定できます。スイッチング周波数が高いため、 小型表面実装インダクタを使用することが可能なうえ、出力 フィルタコンデンサも小さくて済むため、ボード面積と システムコストが節減できます。 ◆ リモートセンシング MAX1624は24ピンSSOPパッケージで提供されており、 追加機能としては100mVステップのディジタル設定出力、 可変トランジェント応答、0.5%、1%及び2%を選択でき るAC負荷レギュレーション及び電流ブーストMOSFET用 のゲート駆動電圧等があります。MAX1625は出力を抵抗 で調節することができ、16ピンナローSOPパッケージで 提供されています。 両素子のその他の特長としては、内部 ディジタルソフトスタート、パワーグッド出力及び3.5V ±1%リファレンス出力等が挙げられます。最新のIntel VRM/VID規格に適合する類似のコントローラについては、 MAX1638*のデータシートを参照してください。 ◆ 効率：90% ◆ 優れたトランジェント応答 ◆ 抵抗設定の固定スイッチング周波数： 100kHz∼1MHz ◆ 出力電流：35A以上 ◆ ディジタル可変出力： 1.1V∼3.5V（100mVステップ） （MAX1624） ◆ 抵抗可変出力：最低1.1V（MAX1625） ◆ 可変ACループゲイン（MAX1624） ◆ 負荷トランジェント応答を速くする GlitchCatcherTM回路（MAX1624） ◆ パワーグッド（PWROK）出力 ◆ 電流モードフィードバック ◆ ディジタルソフトスタート ◆ 強力な2Aゲートドライバ ◆ 電流制限出力 標準動作回路 ___________________________ アプリケーション _______________________ Pentium Pro 、Pentium II 、PowerPC 、Alpha 及びK6TM機器 TM TM TM INPUT +5V TM デスクトップコンピュータ VCC TO AGND TO VDD LANサーバ VDD CSH MAX1625 CSL 工業用コンピュータ BST GTLバスターミネーション PWROK 型番 ___________________________________ PART TEMP. RANGE PIN-PACKAGE MAX1624EAG -40°C to +85°C 24 SSOP MAX1625ESE -40°C to +85°C 16 Narrow SO ピン配置はデータシートの最後に記載されています。 DH N OUTPUT 1.1V TO 4.5V LX DL N FREQ PGND CC2 * 開発中 FB Pentium Pro及びPentium IIはIntel Corp.の商標です。 PowerPCはIBM Corp.の商標です。 AlphaはDigital Equipment Corp.の商標です。 K6はAdvanced Micro Devicesの商標です。 GlitchCatcherはマキシム社の商標です。 CC1 REF AGND (SIMPLIFIED) ________________________________________________________________ Maxim Integrated Products 1 MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS VDD, VCC, PWROK to AGND ......................................-0.3V to 6V PGND to AGND ..................................................................±0.3V CSH, CSL to AGND ....................................-0.3V to (VCC + 0.3V) NDRV, PDRV, DL to PGND.........................-0.3V to (VDD + 0.3V) REF, CC1, CC2, LG, D0–D4, FREQ, FB to AGND................................................-0.3V to (VCC + 0.3V) BST to PGND ............................................................-0.3V to 12V BST to LX ....................................................................-0.3V to 6V DH to LX.............................................(LX - 0.3V) to (BST + 0.3V) Continuous Power Dissipation (TA = ±70°C) 24 Pin SSOP (derate 8.00mW/°C above +70°C) ..........640mW 16 Pin Narrow SO (derate 8.70mW/°C above 70°C).....696mW Operating Temperature Range MAX162_E_ _.......................................................-40°C to +85°C Storage Temperature Range .............................-65°C to +125°C Lead Temperature (soldering, 10sec) .............................+300°C Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability. ELECTRICAL CHARACTERISTICS (VDD = VCC = D4 = +5V, PGND = AGND = D0–D3 = 0V, RFREQ = 33.3kΩ, TA = 0°C to +85°C, unless otherwise noted.) MAX UNITS Input Voltage Range PARAMETER VCC = VDD CONDITIONS MIN 4.5 5.5 V Input Undervoltage Lockout VCC rising edge, 1% hysteresis 4.0 4.2 V VCC Supply Current VCC = VDD = 5.5V, FB overdrive = 200mV VDD Supply Current VCC = VDD = 5.5V, FB overdrive = 200mV, operating or standby mode Reference Voltage No load Reference Load Regulation 0µA < ILOAD < 100µA Reference Undervoltage Lockout Rising edge, 1% hysteresis 2.7 3.0 V Reference Short-Circuit Current VREF = 0V 0.5 4.0 mA FB Accuracy MAX1624, over line and load (Note 1) TA = +25°C to +85°C FB Set Voltage MAX1625, over line and load (Note 2) TA = +25°C to +85°C AC Load Regulation (Note 3) CSH - CSL = 0mV to 80mV MAX1624 Operating mode 2.5 Standby mode 0.3 0.1 3.465 CSH - CSL = 0mV to 80mV MAX1624 ±1 0.5 LG = REF 1 LG = VCC 2 LG = GND 0.05 LG = REF 0.1 LG = VCC 0.2 2 % 0.1 -6 -4.5 Falling FB, 1% hysteresis with respect to VREF 6.5 8 9.5 ISINK = 2mA, VCC = 4.5V PWROK = 5.5V % 1 -7.5 PWROK Output Current High % % Rising FB, 1% hysteresis with respect to VREF PWROK Output Voltage Low Switching Frequency V mV ±1.5 LG = GND mA 10 ±1 TA = 0°C to +85°C mA 3.535 ±1.5 MAX1625 PWROK Trip Level 3.5 TA = 0°C to +85°C MAX1625 DC Load Regulation (Note 3) TYP 0.4 V 1 µA RFREQ = 20kΩ 850 1000 1150 RFREQ = 33.3kΩ 540 600 660 RFREQ = 200kΩ 85 100 115 _______________________________________________________________________________________ % kHz kHz 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 (VDD = VCC = D4 = +5V, PGND = AGND = D0–D3 = 0V, RFREQ = 33.3kΩ, TA = 0°C to +85°C, unless otherwise noted.) PARAMETER Maximum Duty Cycle CONDITIONS RFREQ = 20kΩ MIN TYP 85 90 LG = GND (low) LG Input Voltage 3.3 LG = VCC (high) VCC - 0.2 D0–D4; VCC = 5.5V Logic Input Voltage High D0–D4; VCC = 4.5V D0–D4 Input Current D0–D4 = 0V, 5V FB Input Current 3.7 V 0.8 V ±1 µA 4 µA V MAX1624, CSH = CSL = 1.3V, D0–D3 = 5V, D4 = 0V 50 MAX1625, CSH = CSL = 1.1V 50 FB = 1.1V ±0.1 CC1 Output Resistance 10 CC2 Transconductance CC2 Clamp Voltage % 2.0 LG Input Current CSH, CSL Input Current UNITS 0.2 LG = REF (mid) Logic Input Voltage Low MAX µA µA kΩ 1 mmho Minimum 2.4 3.0 Maximum 4 VCC V CC2 Source/Sink Current 100mV overdrive 100 DH On-Resistance BST - LX = 4.5V 0.7 2 Ω DL On-Resistance VDD = 4.5V 0.7 2 Ω DH, DL Source/Sink Current DH = DL = 2.5V DH, DL Dead Time 2 A 0 30 ns -2.75 -2 PDRV Trip Level With respect to VREF, FB going low TA = +25°C NDRV Trip Level With respect to VREF, FB going high TA = +25°C PDRV, NDRV Response Time FB overdrive = 5% 75 PDRV, NDRV On-Resistance VDD = 4.5V 2 PDRV, NDRV Source/Sink Current PDRV = NDRV = 2.5V TA = 0°C to +85°C TA = 0°C to +85°C -3 1.25 85 Soft-Start Time To full current limit BST Leakage Current BST = 12V, LX = 7V, REF = GND -1.25 -1 2 1 PDRV, NDRV Minimum On-Time Current-Limit Trip Voltage µA 2.75 3 % % ns 5 Ω 0.5 A 100 ns 100 115 1536 mV 1 / fOSC 50 µA _______________________________________________________________________________________ 3 MAX1624/MAX1625 ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 ELECTRICAL CHARACTERISTICS (VDD = VCC = D4 = +5V, PGND = AGND = D0–D3= 0V, RFREQ = 33.3kΩ, TA = -40°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 4) MAX UNITS Input Voltage Range PARAMETER VCC = VDD CONDITIONS MIN 4.5 TYP 5.5 V Input Undervoltage Lockout VCC rising edge, 1% hysteresis 3.9 4.3 V VCC Supply Current VCC = VDD = 5.5V, FB overdrive = 200mV 3 mA mA VDD Supply Current VCC = VDD = 5.5V, FB overdrive = 200mV, operating or standby mode Reference Voltage No load FB Accuracy MAX1624, over line and load FB Set Voltage MAX1625 Operating mode Standby mode 0.4 0.2 3.447 3.5 mA 3.553 V ±2.5 % ±2.5 % Rising FB, 1% hysteresis with respect to VREF -8 -6 -4 Falling FB, 1% hysteresis with respect to VREF 6 8 10 RFREQ = 20kΩ 800 1000 1200 RFREQ = 33.3kΩ 510 600 690 RFREQ = 200kΩ 80 100 120 Maximum Duty Cycle RFREQ = 20kΩ 84 DH On-Resistance BST - LX = 4.5V 0.7 2 DL On-Resistance VDD = 4.5V 0.7 2 Ω 100 130 mV PWROK Trip Level Switching Frequency Current-Limit Trip Voltage 70 90 % kHz % Ω Note 1: FB accuracy is 100% tested at FB = 3.5V (code 10000) with VCC = VDD = 4.5V to 5.5V and CSH - CSL = 0mV to 80mV. The other DAC codes are tested at the major transition points with VCC = VDD = 5V and CSH - CSL = 0. FB accuracy at other DAC codes over line and load is guaranteed by design. Note 2: FB set voltage is 100% tested with VCC = VDD = 4.5V to 5.5V and CSH - CSL = 0mV to 80mV. Note 3: AC load regulation sets the AC loop gain, to make tradeoffs between output filter capacitor size and transient response, and has only a slight effect on DC accuracy or DC load-regulation error. Note 4: Specifications from 0°C to -40°C are not production tested. 4 _______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 (TA = +25°C, using the MAX1624 evaluation kit, unless otherwise noted.) A MAX1624/25 TOC02 MAX1624/25 TOC03 LG = REF MAX1624 LOAD-TRANSIENT RESPONSE DETAIL (WITH GLITCHCATCHER) (1.1V) MAX1624 LOAD-TRANSIENT RESPONSE (WITH GLITCHCATCHER) (1.1V ) LG = REF A MAX1624/25 TOC01 MAX1624 LOAD-TRANSIENT RESPONSE (WITHOUT GLITCHCATCHER) (1.1V) LG = REF A B B B C C C D 10ms/div 10ms/div 10ms/div A: VOUT, 50mV/div, AC COUPLED B: INDUCTOR CURRENT, 10A/div C: LOAD CURRENT, 0A TO 10A, tRISE = tFALL = 100ns A: VOUT, 50mV/div, AC COUPLED B: INDUCTOR CURRENT, 10A/div C: LOAD CURRENT, 0A TO 10A, tRISE = tFALL = 100ns A: PDRV, 5V/div B: VOUT, 50mV/div, AC COUPLED C: NDRV, 5V/div D: LOAD CURRENT, 0A TO 10A, tRISE = tFALL = 100ns LG = REF A MAX1624/25 TOC15 A MAX1624/25 TOC17 MAX1624/25 TOC18 LG = REF MAX1624 LOAD-TRANSIENT RESPONSE (WITHOUT GLITCHCATCHER) (3.5V) MAX1624 LOAD-TRANSIENT RESPONSE (WITH GLITCHCATCHER) (2.5V) MAX1624 LOAD-TRANSIENT RESPONSE (WITHOUT GLITCHCATCHER) (2.5V) LG = REF A B B B C C C 10ms/div 10ms/div 10ms/div A: VOUT, 50mV/div, AC COUPLED B: INDUCTOR CURRENT, 10A/div C: LOAD CURRENT, 0A TO 10A, tRISE = tFALL = 100ns A: VOUT, 50mV/div, AC COUPLED B: INDUCTOR CURRENT, 10A/div C: LOAD CURRENT, 0A TO 10A, tRISE = tFALL = 100ns A: VOUT, 100mV/div, AC COUPLED B: INDUCTOR CURRENT, 10A/div C: LOAD CURRENT, 0A TO 11A, tRISE = tFALL = 100ns _______________________________________________________________________________________ 5 MAX1624/MAX1625 標準動作特性_______________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 標準動作特性(続き) _________________________________________________________________ (TA = +25°C, using the MAX1624 evaluation kit, unless otherwise noted.) A A B B MAX1624/25 TOC11 A MAX1624/25 TOC10 LG = REF MAX1624 STARTUP AND STANDBY RESPONSE MAX1624 SWITCHING WAVEFORMS MAX1624/25 TOC16 MAX1624/MAX1625 MAX1624 LOAD-TRANSIENT RESPONSE (WITH GLITCHCATCHER) (3.5V) B C C C 0 80 60 50 40 30 70 60 50 40 90 80 70 60 50 40 30 30 20 20 20 10 10 10 0 0 0 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) 10 MAX1624/25 TOC06 90 EFFICIENCY (%) 70 100 MAX1624/25 TOC05 80 EFFICIENCY (%) 100 EFFICIENCY (%) 90 MAX1624 EFFICIENCY vs. OUTPUT CURRENT (VOUT = 3.5V) MAX1624 EFFICIENCY vs. OUTPUT CURRENT (VOUT = 2.5V) MAX1624/25 TOC04 100 VIN = 5V, VOUT = 2.5V, LOAD = 13.8A A: VOUT, 1V/div B: INDUCTOR CURRENT, 10A/div C: STANDBY, D0–D4 VIN = 5V, VOUT = 2.5V, LOAD = 5A A: LX, 5V/div B: VOUT, 20mV/div, AC COUPLED C: INDUCTOR CURRENT, 5A/div MAX1624 EFFICIENCY vs. OUTPUT CURRENT (VOUT = 1.1V) 6 1ms/div 1ms/div 10ms/div A: VOUT, 100mV/div, AC COUPLED B: INDUCTOR CURRENT, 10A/div C: LOAD CURRENT, 0A TO 11A, tRISE = tFALL = 100ns 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) 10 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) _______________________________________________________________________________________ 10 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 (TA = +25°C, using the MAX1624 evaluation kit, unless otherwise noted.) 1.1012 LG = REF 1.1010 LG = VCC 1.1006 MAX1624/25 TOC08 2.496 2.495 LG = REF 2.494 LG = VCC 2.493 R9 AND R10 = 4.7W 1.1000 0.1 1 3.492 3.488 LG = VCC 3.486 3.484 3.482 2.490 3.480 10 LG = REF 3.490 0.01 0.1 1 0.01 10 0.1 1 10 OUTPUT CURRENT (A) OUTPUT CURRENT (A) OUTPUT CURRENT (A) REFERENCE VOLTAGE vs. OUTPUT CURRENT MAXIMUM DUTY CYCLE vs. SWITCHING FREQUENCY MAX1624 OUTPUT ERROR vs. DAC OUTPUT VOLTAGE SETTING 4.594 MAX1624/25 TOC12 5.094 SINKING CURRENT 4.094 3.594 3.094 2.594 SOURCING CURRENT 2.094 1.594 1.094 0.001 3.494 2.491 0.01 0.1 1 OUTPUT CURRENT (mA) 10 100 MAX1624/25 tTOC13 0.01 LG = AGND 3.496 95 90 85 80 75 70 65 10 8 6 OUTPUT ERROR (mV) 1.1002 R9 AND R10 = 4.7W 3.498 2.492 1.1004 REFERENCE VOLTAGE (V) LG = AGND 2.497 3.500 MAX1624/25 TOC19 1.1008 2.498 OUTPUT VOLTAGE (V) 1.1014 MAXIMUM DUTY CYCLE (%) OUTPUT VOLTAGE (V) 1.1016 R9 AND R10 = 4.7W 2.499 OUTPUT VOLTAGE (V) LG = AGND 1.1018 2.500 MAX1624/25 TOC07 1.1020 MAX1624 OUTPUT VOLTAGE vs. OUTPUT CURRENT (VOUT = 3.5V) MAX1624 OUTPUT VOLTAGE vs. OUTPUT CURRENT (VOUT = 2.5V) MAX1624/25 TOC09 MAX1624 OUTPUT VOLTAGE vs. OUTPUT CURRENT (VOUT = 1.1V) 4 2 0 -2 -4 -6 60 55 -8 50 -10 0 200 400 600 800 1000 SWITCHING FREQUENCY (kHz) 1200 1.1 1.7 2.3 2.9 3.5 DAC OUTPUT VOLTAGE SETTING (V) _______________________________________________________________________________________ 7 MAX1624/MAX1625 標準動作特性(続き)_________________________________________________________________ MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 端子説明 __________________________________________________________________________ 端 子 8 名称 機 能 1 BST ハイサイドMOSFETゲート駆動用のブーストコンデンサバイパス。DH用の5Vゲート駆動 電圧をVDDから得るため、ブートストラップチャージポンプとして0.1µFコンデンサと低 リークショットキダイオードを接続してください。 2 2 PWROK オープンドレインロジック出力。PWROKはFBの電圧が設定値の+8%及び-6%の範囲内 にある時にハイになります。 3 3 CSL 電流検出アンプの反転入力。電流検出抵抗はコントローラICにできるだけ近いところに配置し、 ケルビン接続にしてください。CSLではRCフィルタネットワークを使用してください（図1） 。 4 4 CSH 電流検出アンプの非反転入力。CSHではRCフィルタネットワークを使用してください（図1） 。 5, 6, 7 — D2, D1, D0 8 — LG ループゲイン制御入力。LGはループゲイン対AC負荷レギュレーション及び負荷トランジェン ト応答の妥協点を求めるために使用される3レベル入力です。LGをVCC、REF又はAGNDに 接続すると、AC負荷レギュレーションエラーがそれぞれ2%、1%又は0.5%になります。 9 5 VCC アナログ電源入力（5V） 。図1に示すRCフィルタネットワークを使用してください。 10 6 REF リファレンス出力（3.5V）。0.1µF（min）を使用してREFをAGNDにバイパスしてください。外部負荷に対 して最大100µAのソースになります。REFを強制的に2V以下にするとコントローラがターンオフします。 11 7 AGND MAX1624 MAX1625 1 出力電圧設定用のディジタル入力。D0∼D4のロジック入力で出力電圧を1.1V∼3.5V （100mVステップ）に設定します。 アナロググランド 12 8 FB 電圧フィードバック入力。 MAX1624：FBをCPUのリモート電圧検出ポイントに接続してください。この入力の電圧 はD0∼D4で決められた値に安定化されます。 MAX1625：出力とAGNDの間の（FBの近くに配置した）フィードバック抵抗分圧器をここ に接続してください。FBは1.1Vに安定化されます。 13 9 CC1 高速ループ補償コンデンサ入力。CC1とAGNDの間に、セラミックコンデンサ及び抵抗を 直列に入れてください。「フィードバックループの補償」の項を参照してください。 14 10 CC2 15 11 FREQ 周波数設定入力。FREQから5mm以内の位置にAGNDへの抵抗を接続し、これによりスイッ チング周波数を100kHz∼1MHzの範囲で設定します。FREQピンは通常2V DCです。 16, 17 — D4, D3 出力電圧を設定するためのディジタル入力。 18 — NDRV GlitchCatcher NチャネルMOSFETドライバ出力。NDRVはVDDとPGNDの間でスイング します。 19 — PDRV GlitchCatcher PチャネルMOSFETドライバ出力。PDRVはVDDとPGNDの間でスイングします。 20 12 VDD MOSFETドライバ用の5V電源入力。VDDピンから5mm以内の位置で0.1µFコンデンサ 及び4.7µFコンデンサを並列に接続し、VDDをPGNDにバイパスしてください。 21 13 DL ローサイド同期整流器ゲート駆動出力。DLはPGNDとVDDの間でスイングします。「BST ハイサイドゲートドライバ電源及びMOSFETドライバ」の項を参照してください。 22 14 PGND 23 15 LX 24 16 DH 低速ループ補償入力。CC2とAGNDの間にセラミックコンデンサを接続してください。 「フィードバックループの補償」の項を参照してください。 電源グランド スイッチングノード。LXをハイサイドMOSFETソース及びインダクタに接続してください。 ハイサイドメインMOSFETスイッチゲート駆動出力。DHはLXとBSTの間でスイングする フローティングドライバ出力で、LXスイッチングノード電圧の上に加算されています。 「BSTハイサイドゲートドライバ電源及びMOSFETドライバ」の項を参照してください。 _______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 C9 0.1mF VIN = 5V C7 4.7mF C5 0.1mF C8 4.7mF C1 C11 4.7nF D2 CMPSH-3 VDD VCC TO VDD MAX1624/MAX1625 R6 100W CSH R7 C12 39W 4.7nF R5 100k PWROK R1 CSL R8 39W D0 BST D1 D2 D4 MAX1624 P1 R11 L1 VOUT = 1.1V TO 3.5V LX LG R4, 40.1k FOR 500kHz C4 0.1mF R10 (OPTIONAL) D3 REF N1 DH R9 (OPTIONAL) DL N2 D1 (OPTIONAL) LOCAL BYPASSING C2 N3 FREQ LOAD PGND CC2 CC2 NDRV RC1 CC1 PDRV CC1 FB TO AGND REF C6, 1.0mF CERAMIC AGND 図1. MAX1624標準アプリケーション回路 _______________________________________________________________________________________ 9 MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 R6 100WŸ Ÿ C9 0.1mF VIN = 5V C5 0.1mF C7 4.7mF C8 4.7mF C1 C11 4.7nF D2 CMPSH-3 VDD VCC CSH C12 4.7nF TO VDD R7 39W R1 CSL R8 39W R5 100kW BST PWROK N1 DH C4 0.1mF R10 (OPTIONAL) MAX1625 L1 LX VOUT R9 (OPTIONAL) R4, 40.1kW FOR 500kHz DL N2 D1 (OPTIONAL) LOCAL BYPASSING C2 LOAD FREQ PGND C10 (OPTIONAL) CC2 CC2 RC1 CC1 FB CC1 TO AGND R3 100kWŸ Ÿ REF C6, 1.0mF CERAMIC R2 200kW AGND 図2. MAX1625標準アプリケーション回路 10 ______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 MAX1624/MAX1625 表1. 標準3.3Vアプリケーション用の部品リスト（負荷電流ごとに分類） * （出力電圧 = 3.3V、周波数 = 500kHz） DESCRIPTION BY LOAD CURRENT COMPONENT 6A 11A (LOW-COST VRM) 12A Application Equipment Power PC/Pentium/GTL bus termination Pentium Pro Pentium Pro C1 Input Capacitor 100µF, 10V Sanyo OS-CON 10SL100M 3 x 100µF, 10V Sanyo OS-CON 10SL100M 3 x 2700µF, 6.3V aluminum electrolytic, Sanyo 6MV2700GX C2 Output Capacitor 2 x 220µF, 4V Sanyo OS-CON 4SP220M 3 x 220µF, 4V Sanyo OS-CON 4SP220M 4 x 2700µF, 6.3V aluminum electrolytic, Sanyo 6MV2700GX C10 Capacitor Optional (see text) CC1 Capacitor 680pF ceramic 1000pF ceramic 1000pF ceramic CC2 Capacitor 0.056µF ceramic 0.056µF ceramic 0.056µF ceramic D1 Rectifier Optional Schottky, Nihon NSQ03A02 Optional Schottky, Nihon NSQ03A02 Optional Schottky, Nihon NSQ03A02 D2 Rectifier Central Semiconductor CMPSH-3 Central Semiconductor CMPSH-3 Central Semiconductor CMPSH-3 L1 Inductor 1.5µH, 8A Coiltronics UP2-1R5 0.5µH, 17A Coilcraft DO5022P-501HC 0.5µH Coiltronics UP4-R47, Coilcraft DO5022P-501HC N1 High-Side MOSFET International Rectifier IRF7413 International Rectifier IRL3103S, D2PAK International Rectifier IRF7413 x2 N2 Low-Side MOSFET International Rectifier IRF7413 International Rectifier IRL3103S, D2PAK International Rectifier IRF7413 x2 N3/P1 (MAX1624) International Rectifier IRF7107 R1 Resistor 12mΩ Dale WSL-2512-R012-F 2 x 12mΩ in parallel, Dale WSL-2512-R012-F 2 x 12mΩ in parallel Dale WSL-2512-R012-F R2 Resistor 200kΩ, 1% resistor N/A N/A R3 Resistor 100kΩ, 1% resistor N/A N/A 500mΩ Dale WSL-2512-R500 N/A 1kΩ, 5% resistor 1kΩ, 5% resistor R11 Resistor (MAX1624) RC1 Resistor 1kΩ, 5% resistor *MAX1624: LG = REF, D4–D0 = 10010. ______________________________________________________________________________________ 11 MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 表2. 部品メーカ SUPPLIER AVX USA PHONE FACTORY FAX (803) 946-0690 (803) 626-3123 表3. MAX1624出力電圧調節設定値 （簡略版†） D3 D2 (847) 639-1469 1 0 0 0 0 (561) 241-9339 1 0 0 0 1 3.4 Decreases in 100mV increments (516) 435-1110 (516) 435-1824 Coilcraft (847) 639-6400 Coiltronics (561) 241-7876 Dale Inductors (605) 668-4131 (605) 665-1627 International Rectifier (310) 322-3331 (310) 322-3332 IRC (512) 992-7900 (512) 992-3377 Matsuo (714) 969-2491 (714) 960-6492 Motorola (602) 303-5454 (602) 994-6430 Murata-Erie (814) 237-1431 (814) 238-0490 Nichicon (847) 843-7500 (847) 843-2798 NIEC (805) 867-2555* [81] 3-3494-7414 Sanyo (619) 661-6835 [81] 7-2070-1174 Siliconix (408) 988-8000 Sprague Sumida D1 D0 OUTPUT VOLTAGE (V) D4 Central Semiconductor 3.5 1 — — — — 1 1 1 1 0 2.1 1 1 1 1 1 No CPU (OFF) 0 0 0 0 0 1.9 0 0 0 0 1 1.8 0 0 — — — Decreases in 100mV increments (408) 970-3950 0 0 1 1 1 1.2 (603) 224-1961 (603) 224-1430 0 1 0 0 0 1.1 (847) 956-0666 [81] 3-3607-5144 0 1 — — — 1.1 0 1 1 1 0 1.1 0 1 1 1 1 No CPU (OFF) * 販売代理店 † COMPATIBILITY Intel-compatible codes Non-Intel compatible codes 表4にリスト全体が記載されています。 標準アプリケーション回路 _______________ 詳細 ___________________________________ 図1及び図2に示すMAX1624/MAX1625の回路例は、 最大出力電流12A以上の広範囲なアプリケーションに 適用できます。希望する出力電流範囲に適した部品を 表1で選択し、必要に応じて評価キットのPCボードを 改造してください。表2は推奨メーカのリストです。こ れらの回路は、コンデンサリップル電流等のストレス 関係のパラメータをワーストケースの仕様リミット 以内に収めつつ、コスト、サイズ及び効率をバランス よく組み合わせています。 MAX1624/MAX1625は、バックトポロジーレギュ レータ用に設計されたBiCMOSスイッチモード電源 コントローラです。これらの素子は、適正動作のために 出力電圧精度、良好なトランジェント応答及び高効率 が必須とされる最新の高性能CPUの駆動用に最適化されて います。適切な外部部品と併用した場合、MAX1624/ MAX1625は1.1V∼3.5Vの出力を±1%精度で15A以上 供給できます。MAX1625は+5V電源動作時の標準ト ランジェント負荷レギュレーションが1%で、MAX1624は トランジェント負荷レギュレーションを0.5%、1%又は 2%のいずれかに設定できます。リモート出力検出機能 により、PCボードのトレースインピーダンスに起因す る誤差が排除されて電圧精度が保証されます。これら のコントローラは、同期整流によって90%以上の効率 を実現しています。 これらの回路例は、規定の周波数に合わせて設計され ています。スイッチング周波数を変更する場合は、 必ず部品定数（特にインダクタンス、出力フィルタ容量 及びRC1抵抗値）を計算しなおしてください。別の出力 電圧用に再構成する場合は、必要に応じて電圧フィード バック抵抗及び補償コンデンサ値（CC1及びCC2）を 計算しなおしてください。表3に、MAX1624の電圧調節 DACコードのリストを示します。 12 標準アプリケーション回路は、2つのNチャネルMOSFET、整流器及びLC出力フィルタで構成されています （図1）。内部発振器の各立上がりエッジで、ハイサイド MOSFETスイッチ（N1）がターンオンされ、インダクタ を通じて出力フィルタコンデンサ及び負荷に流れる電 流が増加していき、磁場にエネルギーが保存されます。 ______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 MAX1624/MAX1625 REF REF1 REF REF2 REF3 REF4 CSL + - AGND CSH MAX1624 VCC LG SLOPE COMPENSATION BST DH RESET OSCILLATOR FREQ Q LX CONTROL AND DRIVE LOGIC REF VDD Q SET DL CC1 40k PGND CC2 10k + - WINDOW REF3 REF2 AGND REF4 REF REF1 5 FB D0–D4 N PWROK PDRV NDRV 図3. MAX1624の簡略ブロックダイアグラム この電流は、電流検出抵抗（R 1）の両端の電圧を読み 取ることにより監視されます。インダクタ電流が電流 検出スレッショルドまで増加すると、MOSFETが ターンオフして電源から流れてくる電流を切断します。 これによりインダクタ内の磁場が減衰して電圧サージ が発生し、このサージにより整流ダイオード（D1）又は MOSFETのボディダイオード（N2）が強制的にオンに なってインダクタ電流が同じ大きさと方向に維持され ます。この時点で同期整流MOSFETがターンオンし、 サイクルの終わりまでオンに維持されて整流ダイオード 両端の伝導損失を低減します。インダクタを流れる電流 は減少していき、保存されたエネルギーを出力フィルタ コンデンサ及び負荷に転送します。出力フィルタコン デンサはインダクタ電流が大きい時にエネルギーを 保存し、インダクタ電流が小さい時に放出することに より、負荷に供給される電圧を平滑化します。 MAX1624/MAX1625は、電流モードパルス幅変調 （ PWM ）制 御 方 式 を 使 用 し て い ま す（ 図 3 及 び 図 4 ）。 出力電圧は、固定周波数においてスイッチングを行い、 その上でピークインダクタ電流の変調により1パルスで 転送されるエネルギーを変化させ、負荷の変動に合せ て調節することにより安定化されます。出力電圧は、 スイッチングノードにおけるAC電圧の平均です。この AC電圧の調節及びレギュレーションは、MOSFETスイッ チのデューティサイクルを変えることによって達成さ れています。デューティサイクルが50%以上の電流 モードフィードバックコントローラを安定化するには、 スロープ補償が必要です。最大デューティサイクルは 85%以上です（「標準動作特性」を参照）。 ______________________________________________________________________________________ 13 MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 REF REF1 REF REF2 CSL CSH AGND VCC SLOPE COMPENSATION BST DH RESET OSCILLATOR Q LX FREQ CONTROL AND DRIVE LOGIC REF Q SET VDD DL CC1 PGND CC2 40k 10k WINDOW MAX1625 REF2 REF REF1 N FB PWROK 図4. MAX1625の簡略化ブロックダイアグラム PWMコントローラブロック及び積分器 電流モードPWMコントローラの心臓部は、バッファさ れたフィードバック信号、電流検出信号及びスロープ 補償ランプの3つの信号の加算を取るマルチ入力オープン ループコンパレータです。この直接加算構成は、出力 電圧のサイクル毎の制御という理想に近くなっていま す。出力電圧エラー信号は、増幅されたフィードバック 電圧を内部リファレンスと比較するエラーアンプに よって生成されます。 ハイサイドスイッチをデューティファクタ （約VOUT/VIN） で決まる期間だけターンオンするメインPWMラッチ は、発振器からの各パルスによって設定されます。電 流モードフィードバックシステムは、出力電圧エラー 信号の関数としてピークインダクタ電流のレギュレー ションを行います。 14 平均インダクタ電流は（リップル電流を小さくするため にインダクタ値を大きく取ってあると仮定すると） ピーク 電流にほぼ等しいため、回路はスイッチモードトランス コンダクタンスアンプとして動作します。これにより、 デューティファクタ制御（電圧モード）PWMで通常見ら れる第2出力LCフィルタのポールが高周波数側に押さ れます。内部ループ安定性を保持し、再生されたイン ダクタ電流の「階段状変化」を排除するために、スロープ 補償のランプとの加算がメインPWMコンパレータに送 られます。ハイサイドスイッチがターンオフすると、 同期整流器ラッチが設定されます。30ns後にローサイド スイッチがターンオンして、次のクロックサイクルが 始まるまでオン状態に留まります。インダクタ電流が 最大電流リミットを超える障害条件が発生すると、 ハイサイドラッチはリセットしてハイサイドスイッチ がターンオフします。 ______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 MAX1624/MAX1625 内部リファレンス 内部3.5Vリファレンス（REF）は0℃∼+ 8 5℃の間で ±1 % の精度を持って い る た め、 R E Fは シ ス テ ム リ ファレンスとして有用です。最低0.1µFのセラミック コンデンサを使用して、REFをAGNDにバイパスしてく ださい。大電流アプリケーションでは、1µF等の大容量 をご使用ください。負荷レギュレーションは、100µA までの負荷に対して10mVです。REFに負荷がかかると、 リファレンス負荷レギュレーションエラーのために メイン出力電圧が僅かに減少します（「標準動作特性」を 参照）。リファレンス低電圧ロックアウトは、2.7Vと 3Vの間です。短絡電流は4mA以下です。 同期整流器ドライバ 同期整流は、通常のショットキダイオード又はMOSFETのボディダイオードを低オン抵抗MOSFETスイッチ でシャントすることにより、整流器の伝導損失を低減 します。また、同期整流器は、ハイサイドゲート駆動 回路に使用されるブーストチャージポンプを予め充電 することにより、スタートアップが正常に行われるこ とを保証します。コストやその他の理由で同期パワー MOSFETを置き換える場合は、2N7002等の小信号 MOSFETで置き換えてください。 DL駆動波形がDHハイサイド駆動波形と相補的になりま す（導通、即ち貫通を防ぐために制御された3 0 n sの デッドタイムが設定されています） 。DL出力のオン抵抗 は、0.7Ω（typ）及び2Ω（max）です。 BSTハイサイドゲートドライバ電源及び MOSFETドライバ ハイサイドNチャネルスイッチのゲート駆動電圧は、 フライングコンデンサブースト回路によって生成され ます（図5）。コンデンサは、+5V電源による充電とハイ サイドMOSFETのゲート及びソース端子への並列接続 を交互に繰り返します。 スタートアップ時には、同期整流器（ローサイドMOSFET）によってLXが強制的に0Vになり、ダイオード （D2）を通じてBSTコンデンサ（C4）を予め5Vまで充電 します。これにより、ハイサイドスイッチをターン オンするために必要な補強電圧が得られます。サイクル の後半では、PWM制御ロジックがBSTとDHの間の内部 スイッチを閉じるため、ハイサイドMOSFETがターン オンします。MOSFETがターンオンすると、LXノード の電圧が入力電圧まで上昇し、このため5Vゲート駆動 信号が+5V電源電圧より上にブースト（昇圧）されます。 DHのオン抵抗は、0.7Ω（typ）及び2Ω（max）です。D2 を5.5V以上の電圧でバイアスしないでください。DH ゲートドライバが破壊されます。 VIN = 5V D2 BST LEVEL TRANSLATOR DH N1 C4 R10 LX VDD CONTROL AND DRIVE LOGIC DL N2 R9 PGND R9 AND R10 ARE OPTIONAL MAX1624 MAX1625 図5. ゲートドライバ用のブースト電源 ブースト電源には、最低0.1µFのセラミックコンデンサ をお勧めします。低電力SOT23ショットキダイオード を使用することにより、ダイオードの順方向電圧によ るゲート駆動電圧の低下を最小限に抑えることができ ます。周囲温度が高い時に逆リーク電流によってBST コンデンサが放電するのを防ぐため、Central SemiconductorのCMPSH-3又は1N4148等の低リーク ショットキダイオードを使用してください。BSTコン デンサ及びダイオードは、BSTピンから10mm以内に 配置してください。 ゲート駆動抵抗（R9及びR10）はLXノードの高速変化を 減速し、コントローラICにおけるグランドバウンスを 低減するため、スイッチング波形のジッタの低減に 役立ちます。多くのアプリケーションでは、1Ω∼5Ω 程度の抵抗値の小さな抵抗で十分です。 GlitchCatcher電流ブーストドライバ（MAX1624） MAX1624は、オプションとしてトランジェント応答を改 善するための電流ブースト回路のドライバを備えていま す。一部のダイナミッククロック付CPUでは、必要に応じ て計算ブロックをオン/オフすることにより電力を節減し ます。このため、数ナノ秒で数アンペアという負荷ステップ が発生します。電流ブースト回路はインダクタのローパス フィルタ動作をバイパスすることにより、こうした負荷 ステップに対するトランジェント応答を改善することを目 的としています。出力がレギュレーション設定値から ±1.5%∼±2.5%外れると、Pチャネル又はNチャネル スイッチがターンオンして、出力を強制的にレギュレー ション状態に戻します。MOSFETドライバの応答時間は 通常75nsで、最小オン時間は通常100nsです。 ______________________________________________________________________________________ 15 MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 電流検出及び過負荷電流制限 CSHとCSLの間の電圧が検出抵抗（R1）を流れる電流に よってピーク電流リミット（100mV typ）を超えると、 電流検出回路がメインPWMラッチをリセットし、ハイ サイドMOSFETスイッチをターンオフします。 R6 100W C9 0.1mF C7 4.7mF 電流モード制御機能により、多くの障害条件に対して 実際的なレベルの過負荷保護が提供されています。 通常動作では、最大出力電流はピーク電流リミットに よって制限されます。出力が低抵抗経路によって直接 GNDに短絡されると、電流検出コンパレータが電流 リミットを制御できない場合があります。こうした 条件では、短絡電流はMOSFETのR DS(ON) 等の回路の 寄生パラメータによってピーク電流リミット設定付近 の値に制限されます。 電流検出ピンと抵抗の間にローパスフィルタネット ワークを接続して、高周波数同相ノイズを低減してく ださい（図6）。フィルタの時間定数は、約200nsにして ください。R 7及びR 8には、2 0Ω∼1 0 0Ωの範囲の 抵抗をお勧めします。VCCとCSH及びCSLの間にフィルタ コンデンサC11及びC12をそれぞれ接続してください。 多くの場合、39Ω及び4.7nFが適正値です。電流検出 フ ィ ル タ ネ ッ ト ワ ー ク は 、 CSH 及 び C S L ピ ン か ら 2.5mm以内に配置してください。 VIN C1 C11 4.7nF VCC CSH MAX1624 MAX1625 C12 4.7nF R7 39W R1 CSL R8 39W N1 図6. 電流検出フィルタ （詳細については、「PCボードレイアウトの考慮」を 参照してください）。FB入力電流は、0.1µA（max）です。 ソフトスタート機能によりスタートアップ時に内部電 流リミットが徐々に増えるため、入力サージ電流を 低減できます。MAX1624/MAX1625では、1536 クロックサイクルの間に、内部DACが電流リミット スレッショルドを0Vから100mVまで4段階（25mV、 50mV、75mV及び100mV）で上昇させます。 MAX1624のDACコードは、出力電圧3.5V∼2.1Vの Intel規格とコンパチブルであるように設計されていま す。コード10000∼11110はIntel規格とコンパチブル ですが、コード0000∼01111はコンパチブルではあ りません。コード11111と01111は、バックコント ローラをターンオフしてICを低電流モード（0.2mA typ） にします。2.1V以下の出力電圧でIntelコードとコン パチブルなものについては、MAX1638/MAX1639の データシートを参照してください。 設計手順 _______________________________ MAX1625 出力電圧の設定 出力とAGNDの間でR2とR3をFBピンに接続すること により、出力電圧を設定してください（図7）。R 2は 次式で与えられます。 内部ソフトスタート MAX1624 D0∼D4ピンを使用して、出力電圧を設定してください。 MAX1624は内部5ビットDACをフィードバック抵抗電 圧分圧器として使用してください。出力電圧は、D0∼ D4ピンを使用して1.1V∼3.5Vの間で100mVステップ でディジタル設定できます（表4）。 D0∼D4はロジック入力で、TTL及びCMOSの両方の電 圧レベルを許容します。MAX1624にはFB及びAGND 入力が付いているため、ケルビン接続を実施して電圧 及びグランドのリモート検出によってフィードバック 電圧へのトレース抵抗の影響を排除することができます 16 æV ö R2 = R 3 x ç OUT - 1÷ è VFB ø ここで、V F B =1.1Vです。F Bにおける入力バイアス 電流の最大値は±0.1µAであるため、精度をそれほど 損なわずにR3の抵抗値として最大100kΩまで使用で きます。 ノイズ耐性の改善及びFBノードでの寄生容量の低減の ため、抵抗値は1kΩ以下をお勧めします。R2とR3は MAX1625に非常に近く、FBピンから5mm以内のところ に配置してください。 ______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 D1 D0 OUTPUT VOLTAGE (V) エラーアンプゲインの選択（MAX1624） COMPATIBILITY エラーアンプの利得は、使用するCPUの電圧精度の 必要条件に合わせて設定してください。MAX1624の ループゲイン制御入力（L G）を使用することにより、 DC/AC電圧精度と出力フィルタコンデンサの必要条件 の間のバランスを取ることができます。L Gを表5 に 従って接続することにより、AC負荷レギュレーション を0.5%、1%又は2%に設定できます。MAX1625の デフォルトACレギュレーションは、1%です。 D4 D3 D2 1 0 0 0 0 3.5 1 0 0 0 1 3.4 1 0 0 1 0 3.3 1 0 0 1 1 3.2 1 0 1 0 0 3.1 1 0 1 0 1 3.0 1 0 1 1 0 2.9 1 0 1 1 1 2.8 1 1 0 0 0 2.7 1 1 0 0 1 2.6 1 1 0 1 0 2.5 1 1 0 1 1 2.4 1 1 1 0 0 2.3 1 1 1 0 1 2.2 1 1 1 1 0 2.1 1 1 1 1 1 No CPU (off) VCC Intel-compatible DAC codes DC負荷レギュレーションは通常AC負荷レギュレーション の10倍優れており、LGピンで設定される利得によって 決まります。 表5. LGピンの調節設定 AC LOADLG REGULATION CONNECTED ERROR TO (%) 0 0 0 0 0 1.9 REF 0 0 0 0 1 1.8 GND 0 0 0 1 0 1.7 0 0 0 1 1 1.6 0 0 1 0 0 1.5 0 0 1 0 1 1.4 0 0 1 1 0 1.3 0 0 1 1 1 1.2 0 1 0 0 0 1.1 0 1 0 0 1 1.1 0 1 — — — 1.1 0 1 1 1 0 1.1 0 1 1 1 1 No CPU (off) TYPICAL AE (VGAIN/ IGAIN) 2 0.2 2 1 0.1 4 0.5 0.05 8 インダクタの仕様指定 Non-Intelcompatible DAC codes 発振器周波数の選択 FREQとAGNDの間に抵抗を接続することにより、スイッ チング周波数を100kHz∼1MHzの間で設定してくださ い。抵抗は次式で選択してください。 R4 = DC LOADREGULATION ERROR (%) 2 x 1010 fOSC 低周波数動作にするとコントローラICの自己消費電流が 低減し、効率が向上します。高周波数動作にすると、イン ダクタの小型化及び出力コンデンサの数とサイズの削減 が可能になるため、コストとPCボード面積が節減できま す。1MHzにおけるインダクタのエネルギー保存量及び 出力コンデンサ容量は、300kHzの場合の1/3で済みます。 インダクタンス値（L）、ピーク電流（I PEAK）及びDC抵抗 （R DC）の3つの重要なインダクタパラメータを指定する 必要があります。次式に含まれている定数LIRは、イン ダクタのピーク間AC電流とDC負荷電流の比です。LIR の値が大きいと、インダクタを小型化できると共に トランジェント応答が改善されますが、損失及び出力 リップルが大きくなります。 インダクタサイズと損失の間の適当な妥協点は、45% （LIR = 0.45）です。この場合、ピークインダクタ電流 がDC負荷電流の1.23倍になります。 L = ( VOUT VIN(MAX) - VOUT ) VIN(MAX) x fOSC x IOUT x LIR ここで、fはスイッチング周波数（100kHz∼1MHz）、 IOUTは最大DC負荷電流、LIRはACとDCインダクタ電流 の比です（0.45 typ）。インダクタ値の正確な値は重要 ではなく、サイズ、トランジェント応答、コスト及び 効率の間のバランスを取るために調節することができ ます。インダクタ値が小さければサイズとコストを小 さくすることができますが、ピーク電流が大きいため に効率が低下します。一般に、インダクタ値が大きけ れば効率が向上しますが、ある時点で余分な巻数によ る抵抗性損失の方が低AC電流レベルによる利益を上回っ てきます。特に（VIN - VOUT）の差が小さい時は、インダ ______________________________________________________________________________________ 17 MAX1624/MAX1625 表4. 出力電圧調節設定値 MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 出力フィルタコンデンサの選択 VOUT FB R2 R3 MAX1625 LOAD AGND PLACE VERY CLOSE TO MAX1625 図7. MAX1625の可変出力動作 クタ値が大きいと負荷トランジェント応答に悪影響が 出ます。 前の式を使用した場合、完全負荷時のピークインダクタ 電流は1.23 x I OUT です。そうでない場合は、ピーク 電流は次式で計算できます。 IPEAK = IOUT + ( VOUT VIN(MAX) - VOUT ) 出力フィルタコンデンサ値は、通常実際のループ安定 性に必要な容量ではなく、実効直列抵抗(ESR)及び電圧 定格によって決まります。標準的なMAX1624/ MAX1625のアプリケーションは、スイッチング電流 が大きく、レギュレーションの要求精度が厳しいため、 AVX TPS、Sprague 595D、三洋OS-CON、ニチコン PLシリーズ等のスイッチングレギュレータ用の特別な 低ESRコンデンサのみを使用してください。標準的な アルミ電解コンデンサはESRが大きいために出力リッ プルが大きく、動作が不安定になるため、使用を避け てください。出力電圧リップルは通常フィルタコン デンサのESRに支配され、近似的にI RIPPLE x R ESR に なります。安定性を保証するために、コンデンサは 次式で与えられる最小容量と最大ESR値の両方を満た す必要があります。 COUT > æ VOUT ö VREF ç1 + ÷ VIN(MIN) ø è VOUT x RSENSE x fOSC 2fOSC x L x VIN(MAX) RESR < RSENSE インダクタのDC抵抗は効率を高める上で重要なパラメータ です。電流検出抵抗値よりも小さくしてください。 電流検出抵抗値の計算 電流検出抵抗値は、「電気的特性」の表のワーストケース 低電流リミットスレッショルド電圧及び最大負荷を駆 動するために必要なピークインダクタ電流を基に計算 します。I PEAKは「インダクタの仕様指定」の項にある式 で得られた値を使用してください。 RSENSE = 85mV IPEAK 標準的な巻線抵抗は、インダクタンス成分が大きいた めに性能の劣化を招きます。表面実装パワーメタル ストリップ抵抗等の低インダクタンス抵抗が好適です。 電流検出抵抗の電力定格は、次式の値よりも大きくし てください。 RPOWER RATING = (115mV)2 RSENSE 大電流アプリケーションでは、希望の抵抗と電力定格を 得るために幾つかの抵抗を並列に接続してください。 18 フィードバックループの補償 不安定性に起因する効率の低下及び過剰な出力リップル を防ぐために、フィードバックループには適正な補償が 必要です。補償により、DC-DCコンバータの伝達関数に ある望ましくないポール及びゼロがキャンセルされます。 こうしたポール及びゼロは、対応するゼロ及びポールを 持つフィードバックネットワーク内のパワースイッチング 素子及びフィルタ素子に起因しています。これらの補償 ゼロ及びポールは、補償部品CC1、CC2及びRC1に よって設定されます。補償の目的は、ループゲインが1を 下回る周波数においてDC-DCコンバータの位相シフトが 180度以下であることを十分なマージンで保証すること により、動作の安定性を保証することにあります。 十分な位相マージンを補償する簡単な方法として、 ポール・ゼロのペア（複数）を配置して、ユニティゲイン の交点で傾きが-20dB/decのシングルポール応答を 近似させる方法があります(図8）。（これ以外の補償方 式も可能です。）負荷、出力フィルタコンデンサ、スイッ チング周波数及びインダクタの特性によっては、望ま しくないポール及びゼロのオーダーは図8に示すものと は異なることがあります。これらの手順は単なるガイド ラインであり、補償部品の最終的な値を選択するには 実際に動作試験を行っていくことが必要です。 ______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 主ポールの設定と負荷及び 出力フィルタポールのキャンセル 高速電圧フィードバックループの補償は、CC1ピンと AGNDの間に抵抗とコンデンサを直列に接続すること により行ってください。CC1からのポールがフィルタ コンデンサESRによるゼロをキャンセルするように設 定できます。このため、CC1のコンデンサは次式の値 にしてください。 低速電圧フィードバックループの補償は、CC2ピンと AGNDの間にセラミックコンデンサを接続することに より行ってください。これは、DC負荷レギュレーション エラーを相殺するための積分器ループです。コンデンサ CC2によって、主ポール及び補償ゼロが設定されます。 このゼロは、通常最大負荷電流で負荷及び出力フィル タコンデンサによって生成される望ましくないポール をキャンセルするために使用されます。CC2は、望ま しくないポールの周波数の付近又はそれよりやや低い 周波数にゼロが設定されるように、次式で選択してく ださい。 CC1 = COUT x RESR 10kW 抵抗RC1で設定されるゼロは、スイッチング周波数に よって発生するサンプリングポールを補償するために 使用されます。RC1は以下のように設定してください。 RC1 = æ VOUT ö ç1 + V ÷ è IN ø 2fOSC x CC1 CC1ピンの出力抵抗は10kΩです。サンプリングポール の式（図8）において、DMAXは最大デューティサイクル、 即ちVOUT/VIN(MIN)です。 CC2 = 1mmho x COUT 4 x VOUT IOUT(MAX) CC2における積分器アンプのトランスコンダクタンス は、1mmhoです。トランジェント応答時間を改善する ため、CC2における電圧スイングは内部で最小2.4V∼ 3V程度、最大4V∼VCC程度にクランプされています。 CC2は、最大100µAのソース及びシンクが可能です。 ループゲインの計算（オプション） ループゲインは、別方法で補償をする場合に重要な パラメータです。 æ ö V R Loop Gain (dB) = 20Log ç AE REF x LOAD x AI ÷ VOUT RCS è ø GAIN (dB LINEAR) LOOP GAIN æ ö V = 20Log ç AE REF x 10÷ 85mV è ø 1 DOMINANT POLE FROM INTEGRATOR 2p50kW x CC2 COMPENSATION ZERO TO CANCEL POLE FROM RLOAD COUT 1mmho 2p x 4CC2 UNWANTED 1 POLE FROM 2pR LOAD(MAX) x COUT RLOAD COUT 1 UNWANTED ZERO FROM COUT RESR ここで、AEはエラーコンパレータの相対利得、AI = 10 は 積 分 器 の 利 得 で す 。 A Eは M A X 1 6 2 5 で は 4 で 、 M A X 1 6 2 4 の 場 合 は L G ピ ン の 設 定 が V CC 、 R E F 、 AGNDの場合にそれぞれ2、4、8となっています。 2pRESR x COUT フィードフォワード補償（MAX1625） 1 COMPENSATION POLE TO CANCEL 2p(10kW x CC1) ZERO FROM COUT RESR DE SI UNWANTED SAMPLING POLE fOSC(MIN) RE D (1 + DMAX) x p RE 1 COMPENSATION ZERO TO CANCEL 2p(RC1 x CC1) SAMPLING POLE SP ON SE F Bピンにおける浮遊容量の影響に対抗し、フィード バック抵抗が大きい場合に安定動作を保証するために、 オプションの補償コンデンサ（220pF typ）を上側の フィードバック抵抗の両端に接続することが必要な場 合があります（図9） 。フィードフォワードコンデンサは、 必要に応じて実験しながら調節してください。 FREQUENCY (LOG) 図8. MAX1624/MAX1625のポールとゼロを含む ボーデプロット ______________________________________________________________________________________ 19 MAX1624/MAX1625 サンプリングポール及び 出力フィルタESRゼロのキャンセル MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 MOSFETスイッチの選択 2つの大電流NチャネルMOSFETは、VGS=4.5Vでオン 抵抗仕様が保証されているロジックレベルタイプのも のであることが必要です。ゲートスレッショルドの値 が低いものが好適です（3V maxよりも2V maxが好適） 。 スイッチング損失を最小限に抑えて電力消費を低減す るために、ゲート電荷は100nC以下にしてください。 I 2 R損失がMOSFETの電力消費に最も大きく寄与しま す。I 2 R損失は、デューティファクターに従って次式に 示すようにハイサイドMOSFET及びローサイドMOSFETに分配されます。 PD(ハイサイド) = ILOAD2 x RDS(ON) x VOUT VIN æ ö V PD(ローサイド) = ILOAD2 x RDS(ON) x ç1 - OUT ÷ VIN ø è PD(ローサイド、短絡) = ILIMIT2 x RDS(ON) ここで、ILIMIT = 115mV/RSENSE スイッチング損失はハイサイドのMOSFETにだけ影響 し、入力電圧が5Vの場合は無視できます。ゲート電荷 損失はIC内で起こるため、MOSFETを加熱することは ありません。パッケージの熱抵抗から上昇温度を計算 し、両方のMOSFETのジャンクション温度が安全な 範囲に収まるようにしてください。ハイサイドMOSFETのワーストケース電力消費は、最大出力電圧及び最 小入力電圧の場合に起こります。ローサイドMOSFET のワーストケース電力消費は、出力短絡時の最大入力 電圧で起こります（デューティファクターは100%と考 えてます)。 整流ダイオードの選択 整流ダイオードD1は、ハイサイドMOSFETをオフして からローサイドMOSFET同期整流器をオンにするまで の30nsのデッドタイム中の負のインダクタスイングを クランプします。MOSFETのボディダイオードが導電 状態になるのを防ぐため、D1はショットキダイオード であることが必要です。D1を省略してボディダイオード が負のインダクタスイングをクランプするようにして も構いませんが、その場合は効率が1%又は2%低下し ます。負荷が3Aまでの場合は1N5819、10Aまでの 場合は1N5822を使用してください。 20 OPTIONAL FEEDFORWARD CAPACITOR OUTPUT FB R2 MAX1625 R3 AGND 図9. MAX1625のオプションのフィードフォワード 補償コンデンサ BST電源ダイオード及びコンデンサの付加 殆どのアプリケーションでは、D2として1N4148のよ うな信号ダイオードが良好に動作しますが、低リーク ショットキダイオードを使用すると効率が多少向上し ます。1N5817や1N4001のような大きなパワーダイ オードは使用しないでください。ショットキダイオード の選択には注意を払う必要があります。タイプによっ ては、動作温度が高い時に逆リーク電流が大きいもの があります。BSTは、0.1µFコンデンサを使用して、 LXにバイパスしてください。 入力コンデンサの選択 VCCとAGNDの間及びVDDとPGNDの間に、0.1µFセラ ミックコンデンサ及び4.7µFコンデンサを接続してくだ さい。これらのコンデンサは、VCC 及びV DD ピンから 5mm以内に配置してください。リップル電流定格が RMS入力リップル電流を超える低ESR入力フィルタ コンデンサを選択してください。必要な場合は、幾つ かのコンデンサを並列に接続してください。RMS入力 リップル電流は入力電圧及び負荷電流によって決まり、 VIN = 2 x VOUTの時がワーストケースです。 IRMS = ILOAD(MAX) VOUT (VIN - VOUT ) VIN IRMS = IOUT / 2 when VIN = 2VOUT ______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 REFピンとAGNDの間に0.1µFコンデンサを接続して、 内部3.5Vリファレンスをバイアスしてください。大電流 アプリケーションの場合は、さらに大きな値（例えば 1µF）を使用してください。 GlitchCatcher MOSFETの選択 電流ブースト回路には、Pチャネルスイッチ、Nチャネル スイッチ及び直列抵抗が必要です（図10）。MOSFET及 び電流制限抵抗を流れる電流は、負荷電流を供給する ために十分な大きさであることが必要です。また、過剰 なオーバーシュートなしに迅速な出力レギュレーション を行うために十分な余裕も必要です。ブースト電流値 を最大負荷電流の1.5倍として設計し、MOSFET及び 電流制限抵抗は次式で選択してください。 VIN - VOUT 1.5 IOUT(MAX) RDSON,P(MAX) + RLIMIT » スイッチング部品及び大電流配線の配置について、PC ボードレイアウトアートワーク設計者に明確な指示を 与える必要があります。 できるだけ評価キットのPCボードレイアウトに従うよ うにしてください。さらに大電流の回路例については、 マキシム社のアプリケーション部門までお問い合せく ださい。 殆どのアプリケーションにおいて、回路は複層ボード とし、4層以上の銅層をフルに利用することをお勧めし ます。最上層は大電流の電力及びグランド接続に使用 してください。余分な銅箔は疑似グランドプレーンと してボード上に残しておいてください。最下層はセン シティブな信号（REF、FB、AGND）用に使用し、内側 の層はとぎれのないグランドプレーンとして使用して ください。グランドバウンス及びスイッチングノイズ を低減するために、グランドプレーン及び疑似グランド プレーンが必須です。 以下の手順に従ってください。 及び RDSON,N(MAX) + RLIMIT » VOUT 1.5 IOUT(MAX) 1) 大電力部品（図1のC1、R1、N1、D1、N2、L1及び C2）を互いにできるだけ近くにまとめて配置します。 以下の優先順位に従ってください。 • 大電流経路のグランドトレースをできるだけ短くし アプリケーション情報 ___________________ ます。表面実装電力部品は互いに接触させ、それぞ れのグランド端子は互いに接触する直前まで近接さ せます。グランド端子同士は内部のグランドプレーン ではなく、最上層の銅箔（疑似グランドプレーン）を 広く隙間なく使用して接続します。出力端子では、 出力フィルタコンデンサのグランド端子のところで ビアを使用し、最上層の疑似グランドプレーンと通 常の内層のグランドプレーンを接続します。これに より、IRドロップとグランドノイズによる干渉が最 小限に抑えられ、ICのAGNDが電源の出力端子を 検出することが保証されます。 効率上の考慮 損失の計算と効率の改善についての詳細は、MAX796∼ MAX799のデータシートを参照してください。 PCボードレイアウト上の考慮 大電流、高周波数スイッチング電源が良好なレギュレー ション、高効率及び安定性を達成するには、良好なPC ボードレイアウト及び配線が要求されます。パワー INPUT 5V C1 P1 R11 OUTPUT 1.1V TO 3.5V C2 NDRV N3 LOAD C3 MAX1624 PDRV 図10. GlitchCatcher回路 ______________________________________________________________________________________ 21 MAX1624/MAX1625 内部リファレンスのバイパス MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 • 大電流経路のトレースをできるだけ短くします。 非常に短くて幅の広いトレースを使用します。C1 からN1までは最大10mm、D1カソードからN2ま では最大5mm、LXノード （N1ソース、N2ドレイン、 D1カソード、インダクタL1）は最大15mmです。 2) MAX1624/MAX1625及びサポート部品を配置します。 以下の規則に従ってください。 • FREQ、REF、CC1及びCC2ピン用の部品をICの できるだけ近く（5mm以内）に配置します。 • 電流検出抵抗へのトレースをできるだけ短くしま • ゲート駆動トレース（DH、DL及びBST）を20mm す。ICは電流検出抵抗から10mm以内にあること が必要です。ケルビン接続をしてください。 以下に保ち、CSH、CSL、REF、FB等から遠ざけ ます。 • MAX1624/MAX1625とサポート部品との間のグラン • ICへのVCC電源入力をフィルタします。0.1µFセラ ドトレースをできるだけ短くします。REF、CC1、 CC2及びFREQピン用の部品は、AGNDに直接接 続します。ICのところでAGNDとPGNDをまとめ て接続します。 • ノイズの大きいノード及び部品を敏感なアナログ ノードから遠ざけます。（電流検出、電圧フィード バック、REF、CC1、CC2及びFREQピン等。）IC 22 及びアナログ部品は、パワースイッチングノード とは反対側のボード面に配置するようにします。 ノイズの大きいノードとして、メインスイッチング ノード（LX）、インダクタ及びゲート駆動出力等が 挙げられます。 ミックコンデンサ及び4.7µF電解コンデンサをIC から5mm以内に配置して、ICのVDDをPGNDに直 接バイパスします。 • 電圧フィードバック部品をMAX1625のFBピンの 近く （5mm以内） に配置します。電圧フィードバック トレースを直接CPUの電源入力に接続し、ノイズ の大きいトレースを避けて配線します。 ______________________________________________________________________________________ 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 TOP VIEW BST 1 24 DH PWROK 2 23 LX CSL 3 22 PGND CSH 4 21 DL MAX1624 BST 1 16 DH PWROK 2 15 LX 14 PGND 20 VDD CSL 3 D1 6 19 PDRV CSH 4 D0 7 18 NDRV VCC 5 12 VDD LG 8 17 D3 REF 6 11 FREQ 16 D4 AGND 7 D2 5 VCC 9 REF 10 15 FREQ AGND 11 14 CC2 FB 12 13 CC1 MAX1625 13 DL 10 CC2 9 FB 8 CC1 SO SSOP チップ情報 _____________________________ TRANSISTOR COUNT: 2472 SUBSTRATE CONNECTED TO AGND ______________________________________________________________________________________ 23 MAX1624/MAX1625 ピン配置 __________________________________________________________________________ パッケージ ________________________________________________________________________ SSOP.EPS MAX1624/MAX1625 高速ステップダウンコントローラ CPU電源用同期整流器付 24 ______________________________________________________________________________________