MAXIM MAX8734

19-3318; Rev 0; 6/04
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
MAX8743 是一款双路脉宽调制 (PWM) 控制器，专为降压
型 (buck) 拓扑设计，具有高效率、卓越的瞬态响应和高
DC 输出精度等特点，这些特性是笔记本电脑中从高压电
池降压得到芯片组和 RAM 所需的低压电源所必须的。将
其 CS_ 输入引脚接至低侧检流电阻可提供精确的电流限
制，或者与 LX_ 连接，利用低侧 MOSFET 作为电流检测
元件。关断模式下输出变为高阻，这样就避免了输出出
现负压，可省下一只输出端的肖特基二极管的成本。
PWM 控制器是一个自激振荡的，具有输入前馈的恒导通
时间控制器。这种结构提供超高速瞬态响应，可适应很
宽范围的输入-输出电压差，具有低电源电流和很好的负
载调整特性。MAX8743 的补偿非常简单。
MAX8743 用于单级 buck 转换直接从高压电池降压可获得
最高的转换效率。作为另外一种选择，采用两级转换
(以更高的开关频率从 5V 系统电源降压而非从电池) 可实
现最小的物理尺寸。
MAX8743 用来为芯片组、DRAM、CPU I/O 或其他低压
系统提供低至 1V 的电源。MAX8743 采用 28 引脚 QSOP 和
36 引脚薄型 QFN 封装。
_______________________________ 应用
_______________________________ 特性
♦ 超高效率
♦ 可选择精密限流
♦ 100ns 负载瞬态响应的 Quick-PWMTM
♦ 整个输入和负载范围内 1% 的 VOUT 精度
♦ 关断模式中高出为高阻
♦ Dual ModeTM 固定 1.8V/1.5V/可调或 2.5V/可调输出
♦ 1V 到 5.5V 的输出可调范围
♦ 2V 到 28V 的电池输入范围
♦ 200kHz/300kHz/420kHz/540kHz 的额定开关频率
♦ 可调过压保护
♦ 1.7ms 数字软启动
♦ 能驱动大容量同步整流器 FET
♦ Power-Good 窗口比较器
♦ 2V ±1% 的基准输出
____________________________ 定购信息
PART
TEMP RANGE
PIN-PACKAGE
MAX8743EEI
-40°C to +85°C
28 QSOP
MAX8743ETX
-40°C to +85°C
36 Thin QFN
6mm x 6mm
笔记本电脑
CPU 核电源
芯片组/RAM 供电，电压可低至 1V
1.8V 与 2.5V I/O 电源
________________________ 最简工作电路
5V INPUT
OUTPUT1
1.8V
BATTERY
4.5V TO 28V
VDD
V+
VCC
UVP
ILIM1
ILIM2
ON1
ON2
OVP
BST1
BST2
DH1
DH2
LX1
LX2
DL1
DL2
MAX8743EEI
OUTPUT2
2.5V
CS2
TON
CS1
OUT1
PGOOD
OUT2
REF
SKIP
引脚配置在数据资料的最后部分给出。
FB2
FB1
GND
Quick-PWM 和 Dual Mode 是 Maxim Integrated Products, Inc.的商标。
________________________________________________________________ Maxim Integrated Products
1
本文是 Maxim 正式英文资料的译文，Maxim 不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。请注意译文中可能存在文字组织或
翻译错误，如需确认任何词语的准确性，请参考 Maxim 提供的英文版资料。
索取免费样品和最新版的数据资料，请访问 Maxim 的主页：www.maxim-ic.com.cn。
MAX8743
_______________________________ 概述
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (Note 1)
LX_ to BST_ ..............................................................-6V to +0.3V
DH2 to LX2 ..............................................-0.3V to (VBST2 + 0.3V)
REF Short Circuit to GND ...........................................Continuous
Continuous Power Dissipation (TA = +70°C)
28-Pin QSOP (derate 10.8mW/°C above +70°C)........860mW
36-Pin 6mm ✕ 6mm Thin QFN
(derate 26.3mW/°C above +70°C) .............................2105mW
Operating Temperature Range ...........................-40°C to +85°C
Junction Temperature ......................................................+150°C
Storage Temperature Range .............................-65°C to +150°C
Lead Temperature (soldering, 10s) .................................+300°C
V+ to AGND..............................................................-0.3 to +30V
VCC to AGND............................................................-0.3V to +6V
VDD to PGND............................................................-0.3V to +6V
AGND to PGND .....................................................-0.3V to +0.3V
PGOOD, OUT_ to AGND..........................................-0.3V to +6V
OVP, UVP, ILIM_, FB_, REF,
SKIP, TON, ON_ to AGND......................-0.3V to (VCC + 0.3V)
DL_ to PGND ..............................................-0.3V to (VDD + 0.3V)
BST_ to AGND........................................................-0.3V to +36V
CS_ to AGND.............................................................-6V to +30V
DH1 to LX1 ..............................................-0.3V to (VBST1 + 0.3V)
Note 1: For the MAX8743EEI, AGND and PGND refer to a single pin designated GND.
Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional
operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to
absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability.
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
(Circuit of Figure 1, VDD = VCC = 5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = 0°C to +85°C, typical values are at +25°C, unless otherwise
noted.)
PARAMETER
SYMBOL
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
PWM CONTROLLERS
Input Voltage Range
DC Output Voltage OUT1
(Note 2)
DC Output Voltage OUT2
(Note 2)
V+
VCC/VDD
Battery voltage, V+
VCC, VDD
28
5.5
FB1 to AGND
1.782
1.8
1.818
FB1 to VCC
1.485
1.5
1.515
FB1 to OUT1
0.99
1
1.01
V+ = 2V to 28V, ILOAD
= 0 to 8A, SKIP = VCC,
0°C to +85°C
FB1 to AGND
1.773
1.8
1.827
FB1 to VCC
1.477
1.5
1.523
FB1 to OUT1
0.985
1
1.015
FB2 to AGND
2.475
2.5
2.525
FB2 to OUT2
0.99
1
1.01
FB2 to AGND
2.463
2.5
2.537
FB2 to OUT2
0.985
1
1.015
5.5
V
0.1
0.15
V
VCC 0.4
V
V+ = 4.5V to 28V,
ILOAD = 0 to 4A,
SKIP = VCC,
+25°C to +85°C
V+ = 4.5V to 28V,
ILOAD = 0 to 4A,
SKIP = VCC,
0°C to +85°C
OUT1, OUT2
Dual-Mode Threshold, Low
OVP, FB_
0.05
OVP, ILIM_
VCC 1.5
OUT_ Input Resistance
FB_ Input-Bias Current
Soft-Start Ramp Time
1
FB1
1.9
ROUT1
VOUT1 = 1.5V
75
ROUT2
VOUT2 = 2.5V
100
IFB
2.0
2.1
kΩ
-0.1
Zero to full ILIM
V
V
Output Voltage Adjust Range
Dual-Mode Threshold, High
V
V+ = 2V to 28V, ILOAD
= 0 to 8A, SKIP = VCC,
+25°C to +85°C
VOUT1
VOUT2
2
4.5
+0.1
1700
2 ________________________________________________________________________________________
µA
µs
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
(Circuit of Figure 1, VDD = VCC = 5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = 0°C to +85°C, typical values are at +25°C, unless otherwise
noted.)
PARAMETER
SYMBOL
CONDITIONS
TON = AGND
On-Time, Side 1
tON1
On-Time, Side 2
tON2
V+ = 24V,
VOUT1 = 2V
(Note 3)
V+ = 24V,
VOUT2 = 2V
(Note 3)
On-time 2 with
respect to ontime 1
(Note 3)
On-Time Tracking
MIN
TYP
MAX
120
137
153
TON = REF
153
174
195
TON = float
222
247
272
TON = VCC
316
353
390
TON = AGND
160
182
204
TON = REF
205
234
263
TON = float
301
336
371
TON = VCC
432
483
534
TON = AGND
125
135
145
TON = REF
125
135
145
TON = float
125
135
145
TON = VCC
125
135
145
UNITS
ns
ns
%
Minimum Off-Time
tOFF
(Note 3)
400
500
ns
Quiescent Supply Current (VCC)
ICC
FB_ forced above the regulation point
1100
1500
µA
Quiescent Supply Current (VDD)
IDD
FB_ forced above the regulation point
<1
5
µA
Quiescent Supply Current (V+)
I+
Measured at V+
25
70
µA
Shutdown Supply Current (VCC)
ON1 = ON2 = AGND, OVP = VCC
<1
5
µA
Shutdown Supply Current (VDD)
ON1 = ON2 = AGND
<1
5
µA
Shutdown Supply Current (V+)
ON1 = ON2 = AGND, measured at V+,
VCC = AGND or 5V
<1
5
µA
Reference Voltage
VREF
VCC = 4.5V to 5.5V, no external REF load
Reference Load Regulation
IREF = 0 to 50µA
REF Sink Current
REF in regulation
1.98
2
2.02
V
0.01
V
10
µA
REF Fault Lockout Voltage
Falling edge, hysteresis = 40mV
Overvoltage Trip Threshold
(Fixed-Threshold Mode)
OVP = AGND, with respect to errorcomparator trip threshold
112
114
117
%
1V < VOVP < 1.8V, external feedback,
measured at FB_ with respect to VOVP
-28
0
+28
mV
1V < VOVP < 1.8V, internal feedback,
measured at OUT_ with respect to OUT_
regulation point
-3.5
0
+3.5
%
OVP Input Leakage Current
1V < VOVP < 1.8V
-100
<1
+100
nA
Overvoltage Fault Propagation
Delay
FB_ forced 2% above trip threshold
Output Undervoltage Threshold
UVP = VCC, with respect to error-comparator
trip threshold
65
Output Undervoltage Protection
Blanking Time
From ON_ signal going high
10
Overvoltage Comparator Offset
(Adjustable-Threshold Mode)
1.6
V
1.5
70
µs
75
%
30
ms
_______________________________________________________________________________________
3
MAX8743
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
(Circuit of Figure 1, VDD = VCC = 5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = 0°C to +85°C, typical values are at +25°C, unless otherwise
noted.)
MIN
TYP
MAX
UNITS
Current-Limit Threshold (Fixed)
PARAMETER
AGND - VCS_, ILIM_ = VCC
40
50
60
mV
Current-Limit Threshold
(Adjustable)
AGND - VCS_, ILIM_ = 0.5V
40
50
60
AGND - VCS_, ILIM_ = 1V
85
100
115
ILIM_ Adjustment Range
SYMBOL
CONDITIONS
VILIM_
0.3
mV
2.5
V
-45
mV
Negative Current-Limit Threshold
(Fixed)
VCS_ - AGND, ILIM_ = VCC, TA = +25 oC
Thermal-Shutdown Threshold
Hysteresis = 15oC
VCC Undervoltage-Lockout
Threshold
Rising edge, hysteresis = 20mV, PWMs
disabled below this level
DH Gate-Driver On-Resistance
BST - LX forced to 5V
(Note 4)
MAX8743EEI
MAX8743ETX
DL Gate-Driver On-Resistance
DL, high state
(Note 4)
MAX8743EEI
MAX8743ETX
DL Gate-Driver On-Resistance
DL, low state
(Note 4)
MAX8743EEI
MAX8743ETX
DH_ Gate-Driver Source/Sink
Current
VDH_ = 2.5V, VBST_ = VLX_ = 5V
1
A
DL_ Gate-Driver Sink Current
VDL_ = 2.5V
3
A
DL_ Gate-Driver Source Current
VDL_ = 2.5V
1
A
VIH
Logic Input Low Voltage
VIL
TON Input Logic Level
-60
o
+160
ON_, SKIP
Logic Input High Voltage
-75
UVP
4.05
C
4.40
V
1.5
5
Ω
1.5
6
Ω
1.5
5
Ω
1.5
6
Ω
0.5
1.7
Ω
0.5
2.7
Ω
2.4
V
VCC 0.4
ON_, SKIP
0.8
UVP
0.05
VCC level
VCC 0.4
Float level
3.15
3.85
REF level
1.65
2.35
AGND level
V
V
0.5
Logic Input Current
TON (AGND or VCC)
-3
+3
µA
Logic Input Current
ON_, SKIP, UVP
-1
+1
µA
PGOOD Trip Threshold (Lower)
With respect to error-comparator trip
threshold, falling edge
-12.5
-10
-7.5
%
PGOOD Trip Threshold (Upper)
With respect to error-comparator trip
threshold, rising edge
+7.5
+10
+12.5
%
PGOOD Propagation Delay
Falling edge, FB_ forced 2% below PGOOD
trip threshold
PGOOD Output Low Voltage
ISINK = 1mA
PGOOD Leakage Current
High state, forced to 5.5V
1.5
4 ________________________________________________________________________________________
µs
0.4
V
1
µA
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
(Circuit of Figure 1, VDD = VCC = 5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = -40°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 5)
PARAMETER
SYMBOL
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
PWM CONTROLLERS
Input Voltage Range
DC Output Voltage, OUT1
DC Output Voltage, OUT2
V+
VCC/VDD
Battery voltage, V+
2
28
4.5
5.5
FB1 to AGND
1.773
1.827
FB1 to VCC
1.477
1.523
FB1 to OUT1
0.985
1.015
FB2 to AGND
2.463
2.537
FB2 to OUT2
0.985
1.015
VCC, VDD
VOUT1
V+ = 2V to 28V, SKIP = VCC,
ILOAD = 0 to 8A
(Note 2)
VOUT2
V+ = 2V to 28V, SKIP = VCC,
ILOAD = 0 to 4A (Note 2)
V
V
V
Output Voltage Adjust Range
OUT1, OUT2
1.0
5.5
V
Dual-Mode Threshold, Low
OVP, FB_
0.05
0.15
V
OVP, ILIM_
VCC 1.5
VCC 0.4
V
FB_
1.9
2.1
ROUT1
VOUT1 = 1.5V
75
ROUT2
VOUT2 = 2.5V
100
Dual-Mode Threshold, High
OUT_ Input Resistance
FB_ Input Bias Current
IFB
TON = AGND
On-Time, Side 1
tON1
On-Time, Side 2
tON2
V+ = 24V, VOUT1 = 2V
(Note 3)
V+ = 24V, VOUT2 = 2V
(Note 3)
On-time 2, with
respect to on-time 1
(Note 3)
On-Time Tracking
kΩ
-0.1
+0.1
120
153
TON = REF
153
195
TON = float
217
272
TON = VCC
308
390
TON = AGND
160
204
TON = REF
205
263
TON = float
295
371
TON = VCC
422
534
TON = AGND
125
145
TON = REF
125
145
TON = float
125
145
TON = VCC
125
µA
ns
ns
%
145
Minimum Off-Time
tOFF
(Note 3)
500
ns
Quiescent Supply Current (VCC)
ICC
FB forced above the regulation point
1500
µA
Quiescent Supply Current (VDD)
IDD
FB forced above the regulation point
5
µA
Quiescent Supply Current (V+)
I+
Measured at V+
70
µA
2.02
V
0.01
V
Reference Voltage
VREF
VCC = 4.5V to 5.5V, no external REF load
1.98
Reference Load Regulation
IREF = 0 to 50µA
Overvoltage Trip Threshold
(Fixed-Threshold Mode)
OVP = GND, with respect to FB_ regulation
point, no load
112
117
%
Output Undervoltage Threshold
UVP = VCC, with respect to FB_ regulation
point, no load
65
75
%
Current-Limit Threshold (Fixed)
AGND - VCS_, ILIM_ = VCC
35
65
mV
_______________________________________________________________________________________
5
MAX8743
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
(Circuit of Figure 1, VDD = VCC = 5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = -40°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 5)
PARAMETER
SYMBOL
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
Current-Limit Threshold
(Adjustable)
AGND - VCS_, ILIM_ = 0.5V
35
65
AGND - VCS_, ILIM_ = 1V
80
120
VCC Undervoltage-Lockout
Threshold
Rising edge, hysteresis = 20mV, PWMs
disabled below this level
4.05
4.40
ON_, SKIP
2.4
Logic Input High Voltage
VIH
Logic Input Low Voltage
VIL
Logic Input Current
mV
V
V
VCC 0.4
UVP
UNITS
ON_, SKIP
0.8
UVP
0.05
TON (AGND or VCC)
-3
+3
ON_, SKIP, UVP
-1
+1
V
µA
Note 2: When the inductor is in continuous conduction, the output voltage will have a DC regulation level higher than the error-comparator threshold by 50% of the output voltage ripple. In discontinuous conduction (SKIP = AGND, light load), the output voltage
has a DC regulation higher than the error-comparator threshold by approximately 1.5% due to slope compensation.
Note 3: On-time and off-time specifications are measured from the 50% point to the 50% point at DH_ with LX_ = GND, BST_ = 5V,
and a 250pF capacitor connected from DH_ to LX_. Actual in-circuit times may differ due to MOSFET switching speeds.
Note 4: Production testing limitations due to package handling require relaxed maximum on-resistance specifications for the QFN
package. The MAX8743EEI and MAX8743ETX contain the same die, and the QFN package imposes no additional resistance in-circuit.
Note 5: Specifications to -40°C are guaranteed by design, not production tested.
_______________________________________________________________ 典型工作特性
(Circuit of Figure 1, components from Table 1, VIN = 15V, SKIP = GND, TON = unconnected, TA = +25°C, unless otherwise noted.)
FREQUENCY vs. INPUT VOLTAGE
(TON = FLOAT, SKIP = VCC)
FREQUENCY vs. LOAD CURRENT
OUT1, SKIP = VCC
OUT1
350
300
MAX8743 toc02
350
400
MAX8743 toc01
400
300
FREQUENCY (kHz)
FREQUENCY (kHz)
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
OUT2, SKIP = VCC
250
200
OUT1, SKIP = GND
150
100
OUT2
250
200
150
100
OUT2, SKIP = GND
50
IOUT1 = 8A
IOUT2 = 4A
50
0
0
0.01
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
10
4
8
12
16
20
INPUT VOLTAGE (V)
6 ________________________________________________________________________________________
24
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
VCC = VDD = 5V
6.0
4.5
ICC
3.0
I+ (25µA TYP)
600
500
400
300
IDD (600nA TYP)
40
30
I+
20
0
20
25
5
30
10
15
20
OUT1 = 1.8V
0.01
30
0.1
1
10
INPUT VOLTAGE V+ (V)
INPUT VOLTAGE V+ (V)
LOAD CURRENT (A)
EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT
(8A COMPONENTS, SKIP = GND)
EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT
(4A COMPONENTS, SKIP = VCC)
EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT
(4A COMPONENTS, SKIP = GND)
V+ = 7V
85
80
V+ = 20V
V+ = 12V
70
65
70
60
50
V+ = 12V
40
55
0.1
1
10
OUT2 = 2.5V
75
0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)
1
0.01
10
NORMALIZED OVERVOLTAGE PROTECTION
THRESHOLD vs. OVP VOLTAGE
CURRENT-LIMIT TRIP POINT
vs. ILIM VOLTAGE
1
10
LOAD-TRANSIENT RESPONSE
(4A COMPONENTS, PWM MODE, VOUT2 = 2.5V)
MAX8743 toc11
MAX8743 toc10
2.0
1.9
NORMALIZED THRESHOLD (V)
MAX8743 toc09
0.1
LOAD CURRENT (A)
LOAD CURRENT (A)
250
230
210
190
170
150
130
110
90
70
50
30
10
V+ = 20V
85
OUT2 = 2.5V
10
0.01
90
80
20
OUT1 = 1.8V
50
V+ = 7V
V+ = 12V
30
60
95
EFFICIENCY (%)
V+ = 20V
80
MAX8743 toc08
90
100
MAX8743 toc07
100
MAX8743 toc06
V+ = 7V
90
75
25
V+ = 12V
50
10
15
MAX8743 toc05
60
0
10
V+ = 20V
70
100
95
EFFICIENCY (%)
700
1.5
100
CURRENT-LIMIT TRIP POINT (mV)
80
ICC
800
200
5
V+ = 7V
90
EFFICIENCY (%)
9.0
EFFICIENCY (%)
SUPPLY CURRENT (mA)
10.5
7.5
900
SUPPLY CURRENT (µA)
IDD
VCC = VDD = 5V
1000
100
MAX8743 toc04
13.5
12.0
1100
MAX8743 toc03
15.0
EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT
(8A COMPONENTS, SKIP = VCC)
NO-LOAD SUPPLY CURRENT
vs. INPUT VOLTAGE (SKIP = GND)
NO-LOAD SUPPLY CURRENT
vs. INPUT VOLTAGE (SKIP = VCC)
1.8
1.7
VOUT2
100mV/div
1.6
1.5
1.4
1.3
IOUT2
2A/div
1.2
1.1
1.0
0
0.5
1.0
1.5
ILIM VOLTAGE (V)
2.0
2.5
MAX8743
__________________________________________________________ 典型工作特性（续）
(Circuit of Figure 1, components from Table 1, VIN = 15V, SKIP = GND, TON = unconnected, TA = +25°C, unless otherwise noted.)
1.0
1.1
1.2
1.3
1.4
1.5
1.6
1.7
1.8
20µs/div
OVP VOLTAGE (V)
_______________________________________________________________________________________
7
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
__________________________________________________________ 典型工作特性（续）
(Circuit of Figure 1, components from Table 1, VIN = 15V, SKIP = GND, TON = unconnected, TA = +25°C, unless otherwise noted.)
LOAD-TRANSIENT RESPONSE
(8A COMPONENTS, PWM MODE, VOUT1 = 1.8V)
STARTUP WAVEFORM (VOUT2)
2.5V
VOUT1
100mV/div
SHUTDOWN WAVEFORM (VOUT2)
MAX8743 toc13
MAX8743 toc12
MAX8743 toc14
VOUT2
1V/div
ROUT2 = 2.5Ω
ROUT2 = 2.5Ω
2.5V
VOUT2
1V/div
0V
ILX2
1A/div
0V
DL2
5V/div
0V
0A
IOUT1
5A/div
ON2
5V/div
PGOOD
5V/div
0V
0V
PGOOD
5V/div
0V
400µs/div
20µs/div
ON2
5V/div
0V
400µs/div
___________________________________________________________________ 引脚说明
引脚
PIN
NAME
名称
FUNCTION
功能
QSOP
TQFN
1
32
OUT1
2
33
FB1
Feed
back Input for OUT1. Connect to GND for 1.8V fixed outp
ut，固定输出1.5V，或者与OUT1之间
or to VCC for 1.5V fixed output, or
OUT1的反馈输入。接至GND，固定输出1.8V，或者接至V
CC
接一只分压电阻，调节输出为1V到5.5V。
connect
to a resistor-divider network from OUT1 for an adjustable output between 1V and 5.5V.
Output Voltage Connection for the OUT1 PWM. Connect directly to the junction of the external
OUT1 PWM的输出电压连接点。直接接至外部电感与输出滤波电容的连接点处。OUT1检测输出
inductor and output filter capacitors. OUT1 senses the output voltage to determine the on-time
电压，确定导通时间，在固定输出模式中也用作反馈输入。
and also serves as the feedback input in fixed-output modes.
3
34
ILIM1
Current-Limit Threshold Adjustment for OUT1. The current-limit threshold at CS1 is 0.1 times the
voltage
at ILIM1. Connect a resistor-divider network from REF to set the current-limit threshold
OUT1限流门限调节。CS1处的限流门限为ILIM1电压的0.1倍。与REF之间接一只分压电阻，设定
限流门限为25mV到250mV
between
25mV and 250mV (ILIM处电压为0.25V至2.5V)。接至V
(with 0.25V to 2.5V at ILIM). Connect CC
to ，采用50mv默认限流门限。
VCC to assert 50mV default
current-limit threshold.
4
35
V+
Battery Voltage-Sense Connection. Connect to input power source. V+ is only used to adjust the
电池电压检测连接点。接至输入电源。V+仅用于调节伪定频工作中的DH_导通时间。
DH_ on-time for pseudofixed-frequency operation.
On-Time Selection Control Input. This four-level input pin sets the DH_ on-time to determine the
导通时间选择控制输入。该四电平输入引脚设定DH_导通时间，以便确定工作频率。
operating frequency.
5
6
1
2
TON
SKIP
TON
频率 (OUT1) (kHz)
频率 (OUT2) (kHz)
AGND
620
460
REF
485
355
Open
345
255
VCC
235
170
Pulse-Skipping Control Input. Connect to VCC for low-noise forced-PWM mode. Connect to AGND
跳脉冲控制输入。接VCC 选择低噪强制PWM模式。接AGND使能跳脉冲模式。
to enable pulse-skipping
operation.
8 ________________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
PIN
引脚
QSOP
QSOP
TQFN
TQFN
7
3
NAME
名称
PGOOD
FUNCTION
功能
Power-Good
Open-Drain Output. PGOOD is low when either output voltage is more than 10%
电源就绪开漏极输出。在1.7ms的软启动时间内，当输出电压比正常稳压点高或低10%时，
PGOOD为低。
above
or below the normal regulation point, and during the 1.7ms soft-start time.
8
4
OVP
Overvoltage Protection Threshold. An overvoltage fault occurs if the voltage on FB1 or FB2 is
过压保护门限。如果FB1电压或FB2电压大于设定的过压触发门限，则判断为发生过压故障。调节
greater than the programmed overvoltage trip threshold. Adjustment range is 1V (100%) to 1.8V
范围为1V (100%) 至1.8V (180%)。将OVP接至GND，设置默认过压门限为标准值的114%。
(180%).
Connect
OVP to GND to set the default overvoltage threshold of 114% of nominal.
，禁止OVP，并解除OVP闭锁。
接至VCC
Connect to VCC to disable OVP and clear the OVP latch.
9
5
UVP
Undervoltage Protection Threshold. An undervoltage fault occurs if the voltage on FB1 or FB2 is less
欠压保护门限。如果FB1电压或FB2电压小于欠压触发门限 (70%标准值)，则判断为发生欠压故障。
than the undervoltage trip threshold (70% of nominal). Connect UVP to VCC to enable undervoltage
将UVP接至VCC 使能欠压保护功能。接至GND，禁止欠压保护功能，并解除UVP闭锁。
protection. Connect
to GND to disable undervoltage protection and clear the UVP latch.
10
7
REF
+2.0V Reference Voltage Output. Bypass to GND with 0.22µF (min) capacitor. Can supply 50µA
+2.0V基准电压输出。对GND接0.22µF (最小值) 旁路电容。可为外部负载提供50µA电流。
for external loads.
11
8
ON1
OUT1
ON/OFF
OU
T1 ON
/OFF C(开启/关闭)
ontrol Input. 控制输入。接至AGND，关闭OUT1。接至V
Connect to AGND to turn OUT1 off. Connect to
CCV，开启OUT1。
CC to turn OUT1 on.
12
11
ON2
OU
T2 ON
/OFF Contr
ol Input. 控制输入。接至AGND，关闭OUT2。接至V
Connect to AGND to turn OUT2 off. Connect to
OUT2
ON/OFF
(开启/关闭)
CC to turn OUT2 on.
CCV，开启OUT2。
13
12
ILIM2
Current-Limit Threshold Adjustment for OUT2. The current-limit threshold at CS2 is 0.1 times the
OUT2限流门限调节。CS2处的限流门限为ILIM2电压的0.1倍。与REF之间接一只分压电阻，
voltage at ILIM2. Connect a resistor-divider network from REF to set the current-limit threshold
设定限流门限为25mV到250mV (ILIM处电压为0.25V至2.5V)。
between
and 250mV (with 0.25V to 2.5V at ILIM). Connect to VCC to assert 50mV default
，采用50mV默认限流门限。
接至VCC25mV
current-limit threshold.
14
13
FB2
Feedback
Input for OUT2. Connect to GND for 2.5V fixed output, or connect to a resistor-divider
OUT2反馈输入。接至GND，固定输出2.5V，或者与OUT2之间接一只分压电阻，
network
from OUT2 for an adjustable output between 1V and 5.5V.
调节输出为1V到5.5V。
15
14
OUT2
16
15
CS2
Current-Sense Input for OUT2. CS2 is the input to the current-limiting circuitry for valley current
OUT2的检流输入。CS2为限制谷电流的限流电路输入。若使成本最低，效率最高，则接至LX2。
limiting. For lowest cost and highest efficiency, connect to LX2. For highest accuracy, use a sense
若要求高精度，则采用一只检测电阻。请参见限流电路 (ILIM_) 部分。
resistor. See the Current-Limit Circuit (ILIM_) section.
17
16
LX2
External Inductor Connection for OUT2. Connect to the switched side of the inductor. LX2 serves
OUT2的外部电感连接点。接至电感的开关侧。LX2也用作DH2高侧栅极驱动器内部电源的低端。
as
the internal lower supply voltage rail for the DH2 high-side gate driver.
18
18
DH2
High-Side
Gate-Driver Output for OUT2. Swings from LX2 to BST2.
OUT2的高侧栅极驱动器输出。在LX2电压到BST2电压间摆动。
19
19
BST2
Boost Flying Capacitor Connection for OUT2. Connect to an external capacitor and diode
OUT2的自举浮动电容连接点。根据图1所示的标准应用电路外接一只电容和二极管。
according
to the standard application circuit in Figure 1. See the MOSFET Gate Drivers (DH_,
栅极驱动器 (DH_ 和 DL_) 一节。
请参见MOSFET
DL_)
section.
20
20
DL2
电压间摆动。
Low-Side
Gate-Driver Output for OUT2. DL2 swings from
to VDD.
OUT2低侧栅极驱动器输出。DL2电压在PGND电压到V
DDPGND
21
21
VDD
Supply
Input for the DL Gate Drivers. Connect to system supply voltage, +4.5V to +5.5V. Bypass
DL栅极驱动器电源输入。接至+4.5V至+5.5V的系统电源电压。对PGND接一只低ESR的4.7µF旁路
to电容。
PGND with a low-ESR 4.7µF capacitor.
22
22
VCC
Analog
Supply Input. Connect to system supply voltage, +4.5V to +5.5V, with a 20Ω series
模拟电源输入。利用一只20Ω串联电阻，接至+4.5V至+5.5V的系统电源电压。对AGND接一只1µF
resistor.
Bypass to AGND with a 1µF capacitor.
旁路电容。
23
—
GND
Ground.
Combined analog and power ground. Serves as negative input for CS_ amplifiers.
地。模拟地和功率地的交汇地。为CS_放大器的反相输入。
Output Voltage Connection for the OUT2 PWM. Connect directly to the junction of the external
OUT2 PWM的输出电压连接点。直接接至外部电感与输出滤波电容的连接点处。
inductor
and output filter capacitors. OUT2 senses the output voltage to determine the on-time
OUT2检测输出电压，确定导通时间，在固定输出模式中也用作反馈输入。
and
also serves as the feedback input in fixed-output modes.
_______________________________________________________________________________________
9
MAX8743
_______________________________________________________________ 引脚说明（续）
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
______________________________________________________________ 引脚说明（续）
PIN
引脚
功能
FUNCTION
NAME
名称
QSOP
QSOP
TQFN
TQFN
—
23
AGND
模拟地。为CS_放大器的反相输入。将背面焊盘接至AGND。
Analog
Ground. Serves as negative input for CS_ amplifiers. Connect backside pad to AGND.
—
24
PGND
功率地Ground
Power
24
26
DL1
电压间摆动。
OUT1低侧栅极驱动器输出。DL1电压在PGND电压到V
Low-Side
Gate-Driver Output for OUT1. DL1 swings from
to VDD.
DDPGND
25
27
BST1
OUT1的自举浮动电容连接点。根据图1所示的标准应用电路外接一只电容和二极管。
Boost
Flying Capacitor Connection for OUT1. Connect to an external capacitor and diode according
to请参见MOSFET
the standard ap栅极驱动器
plication cir(DH_
cuit in和FiDL_)
gure 部分。
1. See the MOSFET Gate Drivers (DH_, DL_) section.
26
28
DH1
High-Side
Gate-Driver Output for OUT1. Swings from LX1 to BST1.
OUT1的高侧栅极驱动器输出。在LX1电压到BST1电压间摆动。
27
30
LX1
External Inductor Connection for OUT1. Connect to the switched side of the inductor. LX1 serves
OUT1的外部电感连接点。接至电感的开关侧。将LX1也用作DH1高侧栅极驱动器内部电源的低端。
as the internal lower supply voltage rail for the DH1 high-side gate driver.
28
31
CS1
Current-Sense Input for OUT1. CS1 is the input to the current-limiting circuitry for valley current
OUT1检流输入。CS1为限制谷电流的限流电路输入。若使成本最低，效率最高，则接至LX2。
limiting.
For lowest cost and highest efficiency, connect to LX1. For highest accuracy, use a sense
若要求高精度，则采用一只检测电阻。请参见限流电路 (ILIM_) 部分。
resistor. See the Current-Limit Circuit (ILIM_) section.
—
6, 9, 10,
17, 25,
29, 36
N.C.
不连接
No
Connection
________________________ 标准应用电路
标准应用电路 ( 图 1) 提供一路 1.8V 和一路 2.5V 电源，
通用于笔记本计算机中。
有关器件选择，请参见表 1。表 2 列出器件厂商。
____________________________ 详细说明
MAX8743 buck 控制器专为笔记本电脑的低压电源而设
计。MAX8743 采用了 Maxim 专有的 Quick-PWM 脉宽调制
器 (图2)，这种控制方式专为处理快速负载阶跃，同时在
一个很宽的输入电压范围内保持相对恒定的工作频率和
电感工作点而设计。Quick-PWM 结构巧妙解决了固定频
率电流模式 PWM 负载瞬态响应差的问题，同时避免了常
规的恒导通时间和恒关断时间 PWM 开关频率在很大范围
内变化的问题。
5V 偏置电源 (VCC 和 VDD)
除了电池，MAX8743 还需要一个外部的 5V 偏置电源。一
般来说，这个 5V 偏置电源取自效率高达 95% 的系统电
源。将这个偏置电源放在 IC 的外部可提高效率，并省下
了一个 5V 线性稳压器的成本，否则的话，还需要集成一
个线性调节器来为 PWM 电路和栅极驱动器供电。若需要
单独运行，则可外接一只如 MAX1615 之类的线性稳压器
来提供 5V 电源。
如果输入源为固定的 4.5V 至 5.5V 供电，则将电源输入和
5V 偏置输入接在一起。若 5V 偏置电源比电池电源先上
电，则必须延迟使能信号 (ON1 和 ON2)，直至电池电压能
够确保启动。 5V 偏置电源必须提供 V CC 和栅极驱动电
源，这样提供的最大电流为：
IBIAS = ICC + f (QG1 + QG2) = 5mA至30mA (典型值)
其中，ICC 为 1mA (典型值)，f 为开关频率，QG1 和 QG2 为
MOSFET 数 据 资 料 中 VGS = 5V 时 总 栅 极 电 荷 的 极 限
规格。
自激振荡、具有输入前馈的恒导通时间 PWM 控制器
Quick-PWM 控制结构是伪定频、恒导通时间、带电压前
馈的电流模式控制器 (图 3)。该结构依靠输出滤波电容的
等效串联电阻 (ESR) 作为检流电阻，因此输出纹波电压被
作为 PWM 斜坡信号。控制原理很简单：高侧开关的导通
时间仅受控于一个单稳态电路，该电路触发后产生的单
脉冲宽度反比于输入电压而正比于输出电压。另一个单
稳态电路设定了一个最短关断时间 (典型值为 400ns)。如
果误差比较器输出为低，低侧开关电流低于限流门限，
而且最短关断时间单稳态电路已复位 (关断时间已超过最
短关断时间)，则单稳态导通过程被触发 (表 3)。
10 _______________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
PWM 内核的核心是单稳态电路，它设定了两个转换器高
侧开关的导通时间。这种快速、低抖动、可调节的单稳
态电路能够根据电池电压和输出电压改变导通时间。高
侧开关的导通时间反比于通过 V+ 输入测得的电池电压，
而与输出电压成正比。尽管该方案缺乏固定频率时钟发
生器，但依然会形成近似恒定的开关频率。恒定开关频
率的优点有两点：首先，选择该频率，可避开如 455kHz
IF (中频) 频段的噪声敏感区；其次，电感纹波电流工作
点保持相对稳定，使设计更容易，并且可预测输出电压
纹波。“1”侧控制器的导通时间比“2”侧控制器的导通
时间长 35% 。这样可防止异步开关的两侧控制器产生音
其中，K 通过 TON 引脚的连接设定 (表 4)，0.075V 是对低
侧 MOSFET 开关上的压降的近似估计。由于存在固定传
输延迟，单稳态定时误差将随着导通时间的缩短而增
加；对于较高频率近似为 ±12.5%，对于较低频率近似为
±10% 。这 相 当 于 降 低 了 较 高 频 率 时 的 开 关 频 率 精 度
(表 4)。开关频率会随着负载电流而增加，这是因为随着
电流的增大，低侧 MOSFET 上的压降增大，致使电感电
流更快地释放。Electrical Characteristics 表中保证的导通
时间还受外部高侧功率 MOSFET 开关延迟的影响。
影响开关频率精确度的两个外部因素是两个传导环路中
的阻性压降 (包括电感和印刷电路的电阻) 和死时间
VDD = 5V
BIAS SUPPLY
D3
CMPSH-3A
C8
1µF
C9
4.7µF
VIN
7V TO 24V
4
R3
20Ω
21
V
9 DD
UVP
22
VCC
3
ILIM1
13
ILIM2
C11
1µF
V+
ON1
11
ON/OFF
CONTROLS
12
ON2
8
OVP
C2
2 ✕ 10µF
MAX8743EEI
C1
3 ✕ 10µF
OUTPUT1
1.8V, 8A
C3
3 ✕ 470µF
25
Q1
L1
2.2µH
C5
0.1µF
D1
R1
5mΩ
26
Q2
C7
0.22µF
27
24
BST1
BST2
DH1
DH2
LX1
LX2
DL1
DL2
5 TON
28 CS1
1 OUT1
10
REF
2
23
FB1
GND
CS2
19
18
17
L2
4.7µH
Q3
C6
0.1µF
Q4
20
OUTPUT2
2.5V, 4A
C4
470µF
D2
16
OUT2 15
SKIP
FB2
PGOOD
6
14
7
5V
100kΩ
R2
10mΩ
POWER-GOOD
INDICATOR
图 1. 标准应用电路。
______________________________________________________________________________________
11
MAX8743
频“差拍”。导通时间由下式给出：
On-time = K (VOUT + 0.075V) / VIN
导通时间单稳态(TON)
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
表 1. 标准应用中的器件选择
COMPONENT
SIDE 1: 1.8V AT 8A/
SIDE 2: 2.5V AT 4A
表 2. 器件供应商
MANUFACTURER
WEBSITE
Central Semiconductor
www.centralsemi.com
Input Range
4.5V to 28V
Fairchild Semiconductor
www.fairchildsemi.com
Q1 High-Side MOSFET
Fairchild Semiconductor
FDS6612A
International Rectifier
www.irf.com
IRC
www.irctt.com
Q2 Low-Side MOSFET
Fairchild Semiconductor
FDS6670A
Kemet
www.kemet.com
NIEC (Nihon)
www.niec.co.jp
Q3, Q4 High/Low-Side
MOSFETs
Fairchild Semiconductor
FDS6982A
Panasonic
www.panasonic.com
Sanyo
www.sanyo.com/components
D1, D2 Rectifier
Nihon EP10QY03
Sumida
www.sumida.com
D3 Rectifier
Central Semiconductor
CMPSH-3A
Taiyo Yuden
www.t-yuden.com
TDK
www.component.tdk.com
2.2µH
Panasonic ETQP6F2R2SFA
or
Sumida CDRH127-2R4
Vishay/Dale
www.vishay.com
L1 Inductor
L2 Inductor
4.7µH
Sumida CDRH124-4R7MC
C1 (3), C2 (2) Input
Capacitor
10µF, 25V
Taiyo Yuden
TMK432BJ106KM or
TDK C4532X5R1E106M
对于高于临界传导点的负载，实际的开关频率为：
f=
VOUT + VDROP1
t ON (VIN + VDROP2 )
其中，VDROP1 为电感放电通道中的寄生压降总和，包括
同步整流器、电感和 PC 板电阻； VDROP2 为充电通道中的
电 阻 压 降 总 和 ； tON 为 由 MAX8743 计 算 出 的 导 通
470µF, 6V
Kemet T510X477M006AS or
Sanyo 6TPB330M
时间。
RSENSE1
5mΩ, ±1%, 1W
IRC LR2512-01-R005-F or
Dale WSL-2512-R005F
RSENSE2
10mΩ, ±1%, 0.5W
IRC LR2010-01-R010-F or
Dale WSL-2010-R010F
如果选择跳脉冲模式 (SKIP = GND) ，轻载时将发生脉冲频
率调制模式 (PFM) 的自动切换。这种切换受一只比较器
的控制，该比较器在电感电流过零时终止低侧开关的导
通时间。这种机制导致跳脉冲的 PFM 和非跳脉冲的
PWM 两种工作模式间的分界点，与连续和非连续两种电
感工作模式 ( 也称为临界传导点 ) 间的分界点相重合。对
于 7V 至 24V 的电池电压范围，这个分界点相对稳定，仅
受电池电压的轻微影响：
C3 (3), C4 Output Capacitor
效应。这些影响是随负载电流变化而改变频率的最主要
因素。死时间效应延长了有效导通时间，降低了开关频
率。这种效应只发生在 PWM 模式 (SKIP = 高)，当电感电
流在轻载或负负载电流时发生反转的时候。随着电感电
流的反转，电感的感生电动势使 LX 电压比通常情况提前
变高，将导通时间延长了一个由低到高转换的死时间。
跳脉冲模式的自动切换
I LOAD(SKIP) ≈
K × VOUT_ ⎛ VIN - VOUT_ ⎞
⎜
⎟
2L
VIN
⎝
⎠
其中， K 为导通时间比例因子 ( 表 4) 。 PFM/PWM 转折点
的负载电流， I LOAD (SKIP) ，等于峰峰值纹波电流的 1/2 ，
12 _______________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
ILIM1
MAX8743
V+
2V TO 28V
ILIM2
V+
VDD
5V INPUT
VDD
PGND*
VDD
VCC - 1V
0.5V
VCC - 1V
0.5V
VDD
V+
V+
BST1
BST2
MAX8743
DH1
DH2
LX1
LX2
PWM
CONTROLLER
(FIGURE 3)
CS1
PWM
CONTROLLER
(FIGURE 3)
CS2
VDD
VDD
DL2
DL1
OUT 2
OUT1
VDD
FB2
FB1
VCC
UVP
OVP
TON
SKIP
PGOOD
20Ω
2V
REF
REF
AGND*
FAULT1
ON1
ON2
FAULT2
* IN THE MAX8743EEI, AGND AND PGND ARE INTERNALLY CONNECTED AND CALLED GND.
图 2. 功能框图
是电感值的函数 (图 4)。例如，在 VOUT1 = 2.5V，VIN = 15V
和 K = 2.96µs 的标准应用电路 (表 4) 中，ILOAD = 0.7A 或
约为 1/6 满载时切换到跳脉冲模式。如果采用“摆动”(软
饱和) 电感，转折点还要更低一些。
线，而更高的电感值会得到更高的满载效率 (假定线圈电
阻保持不变) 和更小的输出电压纹波。使用更高值的电感
会增大板面尺寸，降低负载瞬态响应 (尤其是在低输入电
压时）。
当轻载导致跳脉冲工作模式时，开关波形中可能会出现
杂波和异步，但是这是获得高轻载效率的正常工作情
况。通过改变电感值，可在 PFM 噪声与轻载效率间取得
平衡。通常，低电感值可得到更宽的效率－负载电流曲
DC 输出精度与误差比较器的门限有关。当电感连续传导
时，输出电压的直流调整点高出触发电平 50% 的纹波。
而断续传导模式中 (SKIP = GND，轻载），由于斜坡补偿
的缘故，输出电压调整点比触发电平高出约 1.5%。
______________________________________________________________________________________
13
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
V+
TON
TOFF 1-SHOT
TRIG
FROM
OUT
ON-TIME
COMPUTE
Q
TON
S
Q
TRIG
TO DH DRIVER
Q
R
1-SHOT
ERROR
AMP
FROM ILIM
COMPARATOR
REF
FROM
OPPOSITE
PWM
FROM ZERO-CROSSING
COMPARATOR
TO DL DRIVER
S
Q
R
SHUTDOWN
OVP
1.14V
0.1V
OUT_
TO
OPPOSITE
PWM
R
VCC - 1V
FEEDBACK
MUX
(SEE FIGURE 9)
S
Q
x2
FB_
0.7V
1.1V
S
R
0.9V
TIMER
Q
UVP
FAULT
TO PGOOD
OR-GATE
图 3. PWM 控制器 (仅单侧 )
强制 PWM 模式 (SKIP= 高)
低噪声、强制 PWM 模式 (SKIP = 高) 禁止控制低侧开关导
通时间的过零比较器。使得低侧栅极驱动波形完全互补
于高侧栅极驱动波形。这就造成电感电流在轻载时反
转，因为 PWM 环路要保持占空比为 V OUT /V IN 。强制
PWM 模式的优点是保持开关频率相当恒定，但代价为：
空载电池电流会达到 10mA 至 40mA，取决于外部 MOSFET。
强制 PWM 模式极其有用，适合于降低音频噪声，改善负
载瞬态响应，为动态输出电压调节提供吸收电流的能
力，并且在基于反激变压器或耦合线圈的多输出应用
中，可改善交叉调整特性。
限流电路 (ILIM_)
限流电路使用独特的“谷”电流检测方案。如果 CS_ 处的
电流检测信号幅度高于限流门限，则 PWM 不能启动一个
新周期 ( 图 5)。实际峰值电流超出限流门限的值为电感纹
14 _______________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
MAX8743
表 3. 工作模式真值表
ON1
ON2
SKIP
DL1/DL2
MODE
GND
GND
X
Low/Low
Shutdown
VCC
GND
VCC
Switching/Low
Run (PWM), Low Noise,
Side 1 Only
GND
VCC
VCC
Low/Switching
Run (PWM), Low Noise,
Side 2 Only
VCC
VCC
VCC
Switching/
Switching
Run (PWM), Low Noise,
Both Sides Active
VCC
GND
GND
Switching/Low
Run (PWM/PFM), Skip
Mode, Side 1 Only
GND
VCC
GND
Low/Switching
Run (PWM/PFM), Skip
Mode, Side 2 Only
VCC
VCC
GND
Switching/
Switching
Run (PWM/PFM), Skip
Mode, Both Sides Active
COMMENTS
Low-power shutdown state. ICC < 1µA (typ).
VCC
VCC
X
Low/Low
UV Fault (Either Side),
Thermal Fault, or
VCC Below UVLO
VCC
VCC
X
High/High
OV Fault
(Either Side)
波电流值。因此，实际限流特性和最大负载能力由检测
电阻、电感值和电池电压来决定。
还有一种负极性电流门限，可防止 VOUT 吸收电流时出现
过多的反相电感电流。将负极电流门限设定为正极电流
门限的近 120%，因此，当调节 ILIM 时，它可跟踪正极电
流限制。
利用内部 5µA 电流源和 ILIM 处外部电阻来调节限流门
限。限流门限调节范围是 25mV 至 250mV 。在调节模式
中，限流门限电压正好为 ILIM 引脚电压的 1/10。当 ILIM
接至 VCC 时，门限默认为 50mV。切换到 50mV 默认值的
逻辑门限接近于 VCC - 1V。
请仔细参考 PC 板布局指导，以确保噪声和 DC 误差不会影
响 CS_ 引脚和 GND 之间的电流检测信号。将 IC 靠近低侧
MOSFET 和检流电阻放置，并用短且直的连线将它们连
接，检测电阻采用 Kelvin 检测连接方式。如图 1 所示，两
个肖特基二极管 (D1 和 D2) 分别提供了一个与 Q2/RSENSE
Low-noise, fixed-frequency PWM at all load conditions.
Low noise, high IQ.
Normal operation with automatic PWM/PFM switchover
for pulse skipping at light loads. Best light-load
efficiency.
Fault latch has been set by undervoltage protection
circuit, thermal shutdown, or VCC below UVLO. The
MAX8743 remains in fault mode until VCC power is
cycled below POR or ON1/ON2 is toggled.
Fault latch has been set by overvoltage protection circuit.
The MAX8743 remains in fault mode until VCC power is
cycled below the 2V (typ) POR level.
和 Q4/RSENSE 电流通道并联的电流通道。因此要实现精确
的电流检测，就要求 D1/D2 在 Q2/Q4 导通时关闭。应避免
大的电流感应电压，以免它与 Q2/Q4 上的压降串联后使
D1/D2 导通。如果感应电压很大，可将 D1/D2 仅与 Q2/Q4
并联。
MOSFET 栅极驱动器 (DH_ 和 DL_)
DH 和DL 驱动器被优化为驱动中等尺寸的高侧功率MOSFET
和较大的低侧功率 MOSFET 。这与笔记本 CPU 环境中的
低占空比相一致，这里存在很大的 VBATT - VOUT 差。一种
自适应的死时间电路监视 DL 端输出，并阻止高侧 FET 在
DL 完全截止前导通。DL 驱动器到 MOSFET 栅极间必须有
一个低阻抗、低感值通道，以便自适应死时间电路正常
工作。不然的话， MAX8743 内的检测电路可能会错判
MOSFET 栅极为“截止”，而实际上栅极仍然残留电荷。
采用非常短且宽的线条 ( 如果 MOSFET 距离 MAX8743
一英寸远，线宽在 50 到 100mil)。
______________________________________________________________________________________
15
IPEAK
∆i
VBATT - VOUT
=
L
∆t
IPEAK
ILOAD = IPEAK / 2
0 ON-TIME
TIME
图 4. 跳脉冲/断续模式转折点
INDUCTOR CURRENT
ILOAD
INDUCTOR CURRENT
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
ILIMIT
0
TIME
图 5. “谷”限流门限点
另一个边沿 (DH 截止) 处的死时间由内部固定的 35ns (典
型值) 延迟电路来确定。
将 DL 引脚拉低的内部下拉晶体管的下拉能力很强，具有
0.5Ω 典型导通电阻。这有助于在电感节点快速上升期
间，防止 DL 引脚由于低侧同步 MOSFET 的漏极到栅极有
电容耦合而被拉高。但是，在大电流应用中，一些高侧
和低侧 FET 的组合可能会遇到栅极 - 漏极的过度耦合情
况，它会导致造成低效率和 EMI 的元凶—
—穿透电流。通
常可以在 BST 引脚处串联一只电阻来弥补该缺陷，它可
以增加高侧 FET 的导通时间，但不会降低关闭时间
(图 6)。
+5V
BST
VIN
5Ω
DH
LX
MAX8743
图 6. 缩短开关节点的上升时间
POR、UVLO 和软启动
当 V CC 电压上升至约 2V 以上时，形成上电复位 (POR) ，
复位故障锁定，准备 PWM 工作。当低于 4.05V ( 最小值 )
时，VCC 欠压锁定 (UVLO) 电路保持 DH 引脚和 DL 引脚电
压为低，从而禁止开关。
在启动期间，软启动使内部限流电平逐渐递增，以降低
输入浪涌电流。当 ON1 或 ON2 变高时，其对应的数字软
启动计时器开始分五个台阶逐渐提升最大允许的电流
限。在第一个阶段，控制器限流门限仅为全电流门限的
20% 。每隔 425µs ，电流门限以 20% 递增。经过 1.7ms
±50% 后，电流门限达到 100%。
与 ILIM 引脚的外部分压电阻并联一只电容，即可实现连
续可调的模拟软启动功能。这种软启动方式需要在掉电
和上电之间对电容放电的最短时间间隔。
16 _______________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
PGOOD 窗比较器持续监视输出电压的过压和欠压故障。
在关断、待机和软启动阶段中，PGOOD 被主动拉低。数
字软启动结束后，当输出电压处于误差比较器门限的 10%
以内时， PGOOD 被释放。 PGOOD 输出为真正的开漏极
类型，不含寄生 ESD 二极管。请注意，PGOOD 窗监视器
与输出过压和欠压保护 (UVP) 门限无关。
输出过压保护
输出电压上具有连续的过压故障监视。当过压保护使能
时，若输出电压大于过压门限，则过压保护电路被触
发，DL 低侧栅极驱动器被强制拉高。这样就开通了低侧
MOSFET 开关，迅速对输出电容放电，降低输出电压。
请注意，当 LC 电路已预存了能量时，将 DL 引脚锁定为
高，会使输出电压轻微地下冲到负端。如果负极不能承
受这个负压，请在输出上并联一只肖特基二极管，作为
反极性箝位电路。
将 OVP 接至 GND，选择默认触发电平为额定输出电压的
114%。为调节过压保护触发电平，请对 OVP 引脚施加 1V
(100%) 至 1.8V (180%) 的电压。将 OVP 接至 VCC，则禁止
过压保护电路。
过压触发电平取决于内部或外部输出电压反馈分压器，
并受限于输出电压调节范围 (1V 至 5.5V) 和 OUT_ 引脚的
最大极限。不推荐超出输出电压调节范围来设置过压
门限。
输出欠压保护
输出电压上具有连续的欠压故障监视。当欠压保护使能
时 (UVP = VCC)，若输出电压低于误差比较器触发电平的
70%，则触发欠压保护电路。如果设定了欠压保护门限，
则 DL 低侧栅极驱动器被强制拉低，输出浮空。将 UVP 接
至 GND 则禁止欠压保护功能。
____________________________ 设计步骤
选定开关频率和电感工作点 ( 纹波电流比 ) 前，首先要落
实输入电压范围和最大负载电流。初步设计的考虑在于
选择适宜的开关频率和电感工作点，其余的设计由以下
四个因素来指导：
1） 输入电压范围。电压最大值 (V IN(MAX)) 必须承受最
坏情况下的高 AC 适配器电压。电压最小值
(VIN(MIN)) 必须是经过连接器、保险丝和电池选择开
关的压降后的最低电池电压。输入电压较低时效率
更高。
2） 最大负载电流。需要考虑两个值。 峰值负载电流
(ILOAD(MAX)) 决定瞬时元件应力和滤波要求，并因
此决定了输出电容的选择，电感饱和额定值以及限
流电路的设计。 连续负载电流 (I LOAD ) 决定热应
力，因此决定了输入电容的选择、MOSFET 和其他
关键热耗器件的规格。
3） 开关频率。该项选择确定了尺寸与效率之间的基本
平衡关系。 MOSFET 开关损耗正比于频率和 V IN 2 ，
所以最佳频率在很大程度上与最大输入电压有关。
4） 电感工作点。该项选择可提供尺寸与效率之间的
平衡。电感值小使纹波电流变大，尺寸小，但效率
变低，输出噪声变高。最小实际电感值是一个使电
路工作在临界传导边沿处 ( 这里，在最大负载下，每
个周期的电感电流正好为零 ) 的值。电感值比该值
低，不会有助于进一步缩小尺寸。
MAX8743 的跳脉冲方案在临界传导点处启动跳脉冲
模式。因此，电感工作点也确定了 PFM/PWM 切换
处的负载电流值。最佳工作点一般在 20% 至 50% 间
的纹波电流。
如果需要有源驱动 UVP，请注意它的非标逻辑电平 (参见
Electrical Characteristics)。
______________________________________________________________________________________
17
MAX8743
电源就绪输出 (PGOOD)
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
电感选择
确定电流限
开关频率 (导通时间) 和工作点 (% 纹波或 LIR) 确定的电感
值如下：
在 大 多 数 应 用 中 ，按 照 以 下 步 骤 来 设 定 MAX8743 的
电流限：
L =
1） 在低 V IN 值、高 V OUT 值和最大负载电流的情况下，
确定最小 ( 谷 ) 电感电流 (IL (MIN)) 。最小电感电流为
ILOAD 减去一半的纹波电流 (图 4)。
VOUT (VIN - VOUT )
VIN × f × LIR × I LOAD(MAX)
例如：I LOAD(MAX) = 8A 、 V IN = 15V 、 V OUT = 1.8V 、
f = 300kHz、25% 纹波电流或 LIR = 0.25：
L =
1.8V (15V - 1.8V)
= 2.3µH
15V × 345kHz × 0.25 × 8A
选择一只低耗电感，具有适合于给定尺寸的尽可能最低
的 DC 阻抗。虽然铁粉磁芯便宜，而且能在 200kHz 下很好
地工作，但铁氧体磁芯一般是最好的选择。磁芯必须足
够大，在峰值电感电流 (IPEAK) 处不出现饱和：
IPEAK = ILOAD(MAX) + [(LIR / 2) ✕ ILOAD(MAX)]
瞬态响应
电感纹波电流也会影响瞬态响应性能，尤其是在 V IN VOUT 差值很小时。电感值小使得电感电流摆动更快，在
负载突然加重时迅速补充输出滤波电容上流失的电荷。
输出下降量也是最大占空比的函数，最大占空比取决于
导通时间和最短截止时间：
VSAG =
2） 检测电阻确定可实现的限流精度。要权衡限流精度
和检测电阻功耗。大多数应用中采用 50mV 至
100mV 的电流检测电压。选择如下的检测电阻：
RSENSE = 限流阀值电压 / IL(MIN)
在对成本极度敏感而不要求高精度电流检测的应用中，
将 CS_ 接至 LX_ 就能利用低侧 MOSFET 开关的导通电阻
取代检测电阻 (图 7a)。采用 MOSFET 数据资料中 RDS(ON)
的最差值，并且针对 R DS(ON) 的温升增添 0.5%/°C 的余
量。利用前面步骤 1 计算出的 RDS(ON)和 IL(MIN)来确定限
流门限电压。若不能采用 50mV 默认门限，则按前面步骤
2 来设定门限。
在所有情况下，确保电流门限合理，并考虑电流检测和
电阻精确度。
(∆I LOAD(MAX) )2 × L
2 × CF × DUTY (VIN(MIN) - VOUT )
MAX8743
其中：
DUTY =
K (VOUT + 0.075V) VIN
K (VOUT + 0.075V) VOUT + min off - time
MAX8743
LX
LX
DL
DL
CS
CS
其中，最短截止时间 = 400ns 典型值 (表 4)。
电感储能使满载到无载跳变时出现的过冲量可计算
如下：
VSOAR = L ✕ IPEAK2 / (2 x COUT x VOUT)
其中，IPEAK 为峰值电感电流。
a)
图 7. 电流检测配置
18 _______________________________________________________________________________________
b)
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
TON SETTING
SIDE 1
FREQUENCY
(kHz)
SIDE 1
K-FACTOR
(µs)
SIDE 2
FREQUENCY
(kHz)
SIDE 2
K-FACTOR
(µs)
APPROXIMATE
K-FACTOR
ERROR (%)
VCC
235
4.24
170
5.81
±10
FLOAT
345
2.96
255
4.03
±10
REF
485
2.08
355
2.81
±12.5
AGND
620
1.63
460
2.18
±12.5
输出电容选择
输出电容稳定性考虑
输出滤波电容的 ESR 必须低到足够达到输出纹波和负载
瞬变的要求，还要高到足以满足稳定性要求。同样，电
容值必须高到足以吸收从满载到无载情况下传来的电感
能量，同时又不触发 OVP 电路。
稳定性由 ESR 零点相对于开关频率的位置确定。根据以
下公式来计算不稳定性临界点：
在 CPU 核电压转换器和其他输出会面对剧烈的负载瞬变
的应用中，输出电容的尺寸取决于需要多少 ESR，才能防
止输出在负载瞬态情况下变得太低。忽略因有限的容值
而引起的电压下跌：
RESR ≤
VDIP
I LOAD(MAX)
在非 CPU 应用中，输出电容的尺寸取决于需要多少
ESR，才能保持合理的输出电压纹波水平：
RESR ≤
VP−P
LIR × I LOAD(MAX)
实际要求的微法电容值与实现低 ESR 而需要的板面尺寸
有关，也与电容化学工艺有关。因此，通常由 ESR 和电
压额定值而不是由电容值来选定电容 (这对于钽、
OS-CON® 和其他电解材料来说是正确的)。
使用诸如陶瓷或聚合物类型的低容值滤波电容时，电容
器尺寸通常取决于负载瞬变期间对于 VSAG 和 VSOAR 的要
求。同样，电容值必须足够大，以防电感储能造成输出
电压超过过压保护门限。通常，一旦容值大到足够满足
过冲要求，则负载上升沿处的下冲也不会成问题 (请参见
瞬态响应一节中的 VSAG 和 VSOAR 方程)。
f
f ESR ≤ SW
π
其中：
f ESR =
1
2 × π × RESR × CF
在 300kHz 的典型应用中，ESR 零点频率必须远低于
95kHz，最好是低于 50kHz。在本资料发布时已广泛使用
的钽电容和 OS-CON 电容具有 15kHz 的典型 ESR 零点频
率。在用于电感选择的设计范例中，要求支持 20mVP-P 纹
波的 ESR 为 20mV/2A = 10mΩ。将三只 470µF/6V Kemet
T510 低 ESR 钽电容并联，可提供 10mΩ (最大值 ) ESR。
其典型的等效 ESR 在 11.3kHz 处产生一个零点，远在稳定
性边界内部。
在不采取确保稳定性的预防措施情况下，请不要将高容
值陶瓷电容与输出通道直接并联。高容值陶瓷电容具有
高 ESR 零点频率，并能引起奇怪而不稳定的操作。然
而，可很方便地增添足够的串联电阻，即将电容放置在
距电感后端几英寸处的线路上，并靠近电感连接 OUT_ 或
FB_ 分压器。
不稳定工作表现为两种相关但截然不同的形式：双脉冲
和反馈环不稳定。
OS-CON 是 Sanyo Electric Co., Ltd.的注册商标。
______________________________________________________________________________________
19
MAX8743
表 4. 频率选择指南
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
双脉冲的发生是由于输出上的噪声，或由于 ESR 太低而
使输出电压信号中的电压上升斜率不够快。这就“蒙
蔽”了误差比较器，使之在 400ns 的最短截止时间结束后
立即触发一个新的周期。双脉冲十分恼人但无害，最糟
糕的是使输出纹波增大。可是，这或许说明可能存在由
低 ESR 引起的环路不稳定性。
不稳定的环路在发生线或负载扰动后会在输出上产生振
荡，并触发过压保护锁存器或致使输出电压下落到容限
以下。
检查稳定性的最简单方法是采用一种极其快速的零值-到最大值的负载瞬态 (请参考 MAX8743 评估板手册)，并仔
细观察关于过冲和阻尼振荡的输出-电压-纹波包络。同时
利用一个 AC 电流探针监视电感电流会更有帮助。
最初阶跃响应之后的下冲或过冲后的振荡不要超过一个
周期。
输入电容选择
输入电容必须满足开关电流产生的纹波电流限制 (IRMS)。
鉴于非钽化学类型 (陶瓷、铝或 OS-CON) 的电容对上电的
浪涌电流具有抑制性，可优先考虑这类电容：
⎛ V
⎞
OUT (VIN - VOUT )
⎟
I RMS = ILOAD ⎜
VIN
⎜
⎟
⎝
⎠
功率 MOSFET 选择
以下 MOSFET 指南主要关注在使用高压 (>20V) AC 适配
器时，获取高负载电流能力 (>5A) 的难点上。一般对低电
流应用的关注比较少。
为获得最高的效率，选定一只高侧 MOSFET (Q1)，其传
导损耗与最佳电池电压 (15V) 处的开关损耗相等。确保
最小输入电压处的传导损耗不超过封装的热极限，或不
突破总体热预算。确保最大输入电压处的传导损耗与开
关损耗之和不超过封装额定值或不突破总体热预算。
选择低侧 MOSFET (Q2)，RDS(ON) 尽可能最低，采用中等
至小型封装 ( 如 SO-8) ，而且价格合理。确保 MAX8743
DL 栅极驱动器能驱动 Q2 ；换句话说，应确保高侧开关的
导通不会因寄生漏极-栅极电容而把栅极拉高，引起交叉
传导问题。开关损耗并非低侧 MOSFET 的难题，这是因
为该器件在降压拓扑结构中使用时为一种零电压开关的
器件。
MOSFET 功率耗散
最差情况下的传导损耗发生在极端占空比情况下。对于
高侧 MOSFET ，由最小电池电压处的电阻引起的最差功
率耗散 (PD) 为：
⎛ V
⎞
PD(Q1 resistance) = ⎜ OUT ⎟ ILOAD2 × RDS(ON)
⎜ VIN(MIN) ⎟
⎝
⎠
通常，希望采用一只小的高侧 MOSFET 来降低高输入电
压处的开关损耗。但是，要求保持在封装功耗界限之内
的 RDS(ON)时常限制 MOSFET 的小尺寸。此外，开关 (AC)
损耗等于传导 (RDS(ON)) 损耗时可得到最佳情况。一般高
侧开关损耗不会成为难点，直至输入电压约大于 15V。
当使用最大 AC 适配器电压时，由于 CV2f 开关损耗方程中
的平方项，使高侧 MOSFET 内的开关损耗变成一个隐蔽
的热问题。选定的高侧 MOSFET 使低电池电压处有足够
的 RDS(ON)，受 VIN(MAX) 影响时，若其温度变的异常高，
则重新考虑选择 MOSFET。
由于必须考虑影响导通和截止时间的、量化困难的因
素，很难计算由开关损耗引起的 Q1 的功耗。这些因素包
括内部栅极电阻值、栅极电荷、门限电压、源极电感和
PC 板布局特性。下面的开关损耗计算只提供了非常粗略
的估值，不能取代实验评估，最好利用贴装在 Q1 上的热
电偶对热性能进行验证：
PD(Q1 switching) =
CRSS × VIN(MAX)2 × f × ILOAD
IGATE
其中，CRSS 为 Q1 的反向传输电容，IGATE 为峰值栅极 驱
动激励/吸收电流(典 型值为 1A)。
低侧 MOSFET，Q2，的最差功率耗散总是出现在最大电
池电压处：
⎡
VOUT ⎤⎥
PD(Q2) = ⎢1 ILOAD2 × RDS(ON)
VIN(MAX ) ⎥
⎢
⎣
⎦
20 _______________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
其中，ILIMIT(HIGH)为限流电路允许的最大谷电流，包含
门限容差和导通电阻变化量。如果没有过载保护的短路
保护已足够，则使能过压保护，并利用 I LOAD(MAX)来计
算器件应力。
选择一只肖特基二极管 (D1) ，其正向电压低到足够防止
Q2 MOSFET 体二极管在死时间内导通。通常，额定 DC
电流等于负载电流的 1/3 的一只二极管已足够了。该二极
管是可选的，如果效率不重要，则可去掉它。
____________________________ 应用信息
压差性能
连续传导操作的输出电压调节范围受限于非调节的
500ns (最大值) 最短截止时间的单稳态电路。为获得最佳
压差性能，请使用更缓慢的导通时间设置。在低输入电
压下工作时，必须利用导通和截止时间的最差值来计算
占空比界限。制造公差和内部传输延迟为 TON K-因子带
来了一个误差。该误差在较高频率处更大 ( 表 4) 。同样，
请记住，降压稳压器工作在压差临界处的瞬态响应性能
很差，而且必须增添大输出电容 (请参见设计步骤一节中
的 VSAG 方程)。
于给定的 h 值，根据以下公式来计算最小工作电压：
VIN(MIN) = [(VOUT + VDROP1) / {1 - (tOFF(MIN) ✕ h / K)}]
+ VDROP2 - VDROP1
其中，VDROP1 和 VDROP2 是放电和充电通道上的寄生电压
压 降 ( 请 参 见 导 通 时 间 单 次 脉 冲 模 块 (TON) 一 节 ) ，
tOFF(MIN)取自 Electrical Characteristics 部分，K 取自表 4。
根据 h=1 来计算绝对最小输入电压。
如果计算出的 VIN(MIN)大于要求的最小输入电压，则降低
工作频率，或提高输出容抗，以得到合理的 VSAG。若预
期会在压差临界处工作，则计算 VSAG，以便确保适当的
瞬态响应。
压差设计范例：
VOUT = 1.8V
fSW = 600kHz
K = 1.63µs，最差情况下，K = 1.4175µs
tOFF(MIN) = 500ns
VDROP1 = VDROP2 = 100mV
h = 1.5
VIN(MIN) = (1.8V + 0.1V) / [1 - (0.5µs ✕ 1.5) / 1.4175µs]
+ 0.1V - 0.1V = 3.8V
再次根据 h = 1 来计算，得到压差的绝对界限：
VIN(MIN) = (1.8V + 0.1V) / [1 - (0.5µs ✕ 1) / 1.4175µs]
+ 0.1V - 0.1V = 2.8V
因此，VIN 必须大于 2.8V，即使输出容抗非常大，并且具
有合理的输出容抗的实际输入电压为 3.8V。
压差的绝对点是发生在最短截止时间 (∆IDOWN) 内电感电
流 的 下 降 量 ，和 导 通 时 间 (∆I UP ) 内 上 升 量 接 近 之 时 。
h = ∆IUP / ∆IDOWN 比值代表了电感电流响应增加的负载而
提升的能力，应该始终大于 1。h 逼近 1 (绝对最小压差点)
时，电感电流在每个开关周期内增大的能力较差，而且
VSAG 上升很高，除非使用额外的输出电容。
MAX8743 双 模 式 工 作 选 择 常 用 电 压 时 无 需 外 部 元 件
( 图 8) 。将 FB1 接至 GND ，固定输出 1.8V ，或者接至
V CC ，输出 1.5V ，或者直接接至 OUT1 ，固定输出为
1V。
h 的一种合理最小值为 1.5 ，但这可能会被调高或调低，
以权衡 VSAG、输出容抗和最小工作电压之间的关系。对
将 FB2 接至 GND，固定输出 2.5V，或者接至 OUT2，固定
输出为 1V。
固定输出电压
______________________________________________________________________________________
21
MAX8743
MOSFET 功率耗散的最坏情况发生在严重过载条件下，
这时，负载电流比 I LOAD(MAX)大，但大到不足以超过电
流门限。为避免这种情况发生的可能，在电路设计中应
留有足够的“设计余量”
：
ILOAD = ILIMIT(HIGH) + (LIR / 2) ✕ ILOAD(MAX)
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
OUT1
VBATT
OUT2
FIXED
1.5V
TO ERROR
AMP1
DH_
TO ERROR FIXED
AMP2
2.5V
VOUT
FIXED
1.8V
MAX8743
DL_
CS_
FB1
FB2
FB_
0.1V
2V
R1
OUT_
R2
GND
MAX8743
0.1V
图 8. 反馈 MUX
图 9. 利用分压电阻来设置 VOUT
利用分压电阻设置 VOUT_
利用分压电阻，可从 1V 到 5.5V 调节输出电压 ( 图 9) 。
调节输出电压的公式为：
R1 ⎞
⎛
VOUT_ = VFB_ ⎜1 +
⎟
⎝
R2 ⎠
USE AGND PLANE TO:
- BYPASS VCC AND REF
- TERMINATE EXTERNAL FB, ILIM,
OVP DIVIDERS, IF USED
- PIN-STRAP CONTROL
INPUTS
AGND PLANE
其中，VFB_ 为 1.0V，R2 约为 10kΩ。
USE PGND PLANE TO:
- BYPASS VDD
- CONNECT IC GROUND
TO TOP-SIDE STAR GROUND
PGND PLANE
VIA TO TOP-SIDE
GROUND
_______________________ PC 板布局指南
仔细的 PC 板布局是实现低开关损耗和干净、稳定工作的
关键。这对于双转换器尤其重要，否则的话其中一个通
道会影响另外一个通道。开关功率级电路需要特别注意
(图 10)。有关特定布局范例，请参见 MAX1845 评估板数
据资料。
AGND PLANE
VIN
Q1
采用四层板。顶层用于功率器件，底层用于 IC 和敏感地
上的器件。中间两层用作地层，根据需要，互连顶层和
底层。如果可能，在板的顶层贴装所有的功率器件，接
线端连接相互齐平。
保持很短的大电流通道，尤其是在接地端。这是获得稳
定的、无抖动工作的关键准则。短电源线径和负载连线
是获得高效率的关键。采用厚铜膜 PC 板 (2oz 对 1oz) 能将
满载效率提高 1% 或更多。正确的 PC 板布线是一件困难的
工作，必须在几分之一厘米的范围内布局，哪怕是一个
毫欧的过量引线电阻都会造成显著的效率损失。
Q3
Q4
Q2
CIN CIN CIN
L1
D1
D2
C1
C2
VIA TO OUT1
NOTCH
VIA TO CS1
L2
VIA TO PGND PLANE AND IC GND
TOP-SIDE GROUND PLANE
图 10. PC 板布局范例
22 _______________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
以下准则依重要程度为序：
• 检流电阻接地端之间的距离要短，并且靠近 IC 地引脚
的过孔。
• 使低侧通道的电阻最小。低侧通道从低侧 FET 的
接地点开始，经过低侧 FET 、电感、输出电容，返回
到低侧 FET 的接地点。为使电阻最小，可保持器件相
互靠近，线径短而宽。
• 使高侧通道的电阻最小。该通道从 V IN 开始，经过
高侧 FET、电感、输入电容，返回到输入端。
• 当必须考虑长连线时，最好使电感充电通道比放电
通道长。例如，最好使输入电容和高侧 MOSFET 间的
距离拉长，而不是使电感和低侧 MOSFET 或电感和
输出滤波器电容间距离拉长。
• 高速开关节点 (BST_ 、 LX_ 、 DH_ 和 DL_) 要远离敏
感的模拟区域 (REF、ILIM_ 和 FB_)。
布局步骤
1) 首先放置接地端相邻的功率器件 ( 检测电阻、 C IN- 、
COUT-和 D1 正极)。如果可能，利用宽广的覆铜区连接
顶层上所有的这类器件。
2) 靠近同步整流器 MOSFET 贴装控制器 IC ，最好放在
背面，以使 CS_ 、 GND 和 DL_ 栅极 - 驱动线路短而宽。
DL_ 栅极线径必须短而宽，测定的面积为 10 平方至
20 平方 ( 如果 MOSFET 距控制器 IC 为 1 英寸，则线宽
为 50mil 至 100mil)。
3) 将 栅 极 驱 动 器 相 关 元 件 ( B S T _ 的 二 极 管 和 电 容 、
VDD 的旁路电容) 靠近控制器 IC 集中在一起。
4) DC-DC 控制器接地端的连接如下：靠近 IC 建立一个
小面积的模拟地平面 (AGND) 。在 IC 下面将该平面直
接接至 GND ，并用于 REF 和 V CC 的旁路电容、 FB_ 、
OVP 和 ILIM_ 的 分 压 器 ( 如 果 有 ) 的 接 地 。 不 要 将
AGND 平面接至 GND 引脚外的任何地。建立另外一个
小面积的隔离地 (PGND)，并用于尽可能靠近 IC 放置的
V DD 旁 路 电 容 。 从 IC 外 面 将 PGND 平 面 直 接 接 至
GND。
5) 在板的顶层 ( 电源层 ) 形成星型地，使两侧边间的串扰
最小。顶层星型地为输入电容、1 部分低侧 MOSFET 和
2 部分低侧 MOSFET 间的一种星型连接。为获得精确
的电流门限，在星型地和低侧 MOSFET 的源极间保持
低阻抗。利用一段短而宽的连线 ( 最好是一个过孔 )
将顶层星型地 ( 用于 MOSFET 、输入端和输出电容 )
接至小面积的隔离地 PGND。
利用图 10 所示的一处槽口，将 1 部分和 2 部分的开关地
电流引入星型地，使两部分间的串扰最小。如果可
使用多层 ( 强烈推荐 ) ，则就在顶层下的一层建立隔离
PGND1 和 PGND2 ( 有关范例，请参见 MAX1845 评估
板 ) ，用作 EMI 隔离带。将这些地分别独立地连接到
星型接地过孔，这个过孔连接顶层到 PGND 平面。
在 IC 下面添加多于一个的实体地平面，用作另外的
隔离带，也连接到星型接地过孔。
6) 利用多个过孔，将输出电源层直接接至输出滤波电
容正极端和负极端。
______________________________________________________________________________________
23
MAX8743
为使检流误差最小，请靠近顶层星型接地点放置检流电
阻 (IC 地与顶层地平面的连接点)。利用从 CS_ 引脚到检测
电阻的 Kelvin 连接，来消除额外的检流误差。
___________________________________________________________________ 引脚配置
28
LX1
N.C.
DH1
30
25
4
24
5
23
REF
ON1
N.C.
7
21
8
20
VCC
VDD
DL2
9
19
BST2
22 VCC
OVP 8
21 VDD
UVP 9
20 DL2
REF 10
19 BST2
ON1 11
18 DH2
ON2 12
17 LX2
ILIM2 13
16 CS2
15 OUT2
29
OUT1
CS1
32
3
OVP
UVP
N.C.
PGOOD 7
FB2 14
31
FB1
33
PGOOD
DL1
N.C.
11
BST1
26
10
17
18
DH2
22
16
12
MAX8743ETX
6
N.C.
23 GND
27
2
ON2
ILIM2
MAX8743EEI
1
15
24 DL1
TON 5
SKIP 6
TON
SKIP
14
25 BST1
13
26 DH1
V+ 4
FB2
OUT2
CS2
LX2
ILIM1 3
V+
ILIM1
27 LX1
34
FB1 2
N.C.
28 CS1
35
OUT1 1
36
TOP VIEW
N.C.
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
PGND
AGND
THIN QFN
QSOP
____________________________ 芯片信息
TRANSISTOR COUNT: 4795
PROCESS: BiCMOS
24 _______________________________________________________________________________________
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
QSOP.EPS
(本数据资料提供的封装图可能不是最近的规格，如需最近的封装外型信息，请查询 www.maxim-ic.com.cn/packages。)
PACKAGE OUTLINE, QSOP .150", .025" LEAD PITCH
21-0055
E
1
1
注：MAX8743 不含散热片。
______________________________________________________________________________________
25
MAX8743
___________________________________________________________________ 封装信息
_______________________________________________________________ 封装信息 (续 )
(本数据资料提供的封装图可能不是最近的规格，如需最近的封装外型信息，请查询 www.maxim-ic.com.cn/packages。)
QFN THIN 6x6x0.8.EPS
MAX8743
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
D2
D
CL
D/2
b
D2/2
k
E/2
E2/2
(NE-1) X e
E
CL
E2
k
e
L
(ND-1) X e
e
L
CL
CL
L1
L
L
e
A1
A2
e
A
PACKAGE OUTLINE
36, 40, 48L THIN QFN, 6x6x0.8mm
21-0141
26 _______________________________________________________________________________________
E
1
2
双路、高效率、
关断时为高阻的降压型控制器
(本数据资料提供的封装图可能不是最近的规格，如需最近的封装外型信息，请查询 www.maxim-ic.com.cn/packages。)
NOTES:
1. DIMENSIONING & TOLERANCING CONFORM TO ASME Y14.5M-1994.
2. ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS. ANGLES ARE IN DEGREES.
3. N IS THE TOTAL NUMBER OF TERMINALS.
4. THE TERMINAL #1 IDENTIFIER AND TERMINAL NUMBERING CONVENTION SHALL CONFORM TO JESD 95-1
SPP-012. DETAILS OF TERMINAL #1 IDENTIFIER ARE OPTIONAL, BUT MUST BE LOCATED WITHIN THE
ZONE INDICATED. THE TERMINAL #1 IDENTIFIER MAY BE EITHER A MOLD OR MARKED FEATURE.
5. DIMENSION b APPLIES TO METALLIZED TERMINAL AND IS MEASURED BETWEEN 0.25 mm AND 0.30 mm
FROM TERMINAL TIP.
6. ND AND NE REFER TO THE NUMBER OF TERMINALS ON EACH D AND E SIDE RESPECTIVELY.
7. DEPOPULATION IS POSSIBLE IN A SYMMETRICAL FASHION.
8. COPLANARITY APPLIES TO THE EXPOSED HEAT SINK SLUG AS WELL AS THE TERMINALS.
9. DRAWING CONFORMS TO JEDEC MO220, EXCEPT FOR 0.4mm LEAD PITCH PACKAGE T4866-1.
PACKAGE OUTLINE
36, 40, 48L THIN QFN, 6x6x0.8mm
10. WARPAGE SHALL NOT EXCEED 0.10 mm.
21-0141
E
2
2
MAXIM 北京办事处
北京 8328 信箱 邮政编码 100083
免费电话：800 810 0310
电话：010-6201 0598
传真：010-6201 0298
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© 2003 Maxim Integrated Products
Printed USA
是 Maxim Integrated Products, Inc. 的注册商标。
MAX8743
_______________________________________________________________ 封装信息 (续 )