LT1991 高精度、100μA、 利得を選択可能なアンプ 特長 n n n n n n n n n n n n 概要 差動アンプ、反転アンプ、非反転アンプにピン設定可能 差動アンプ 利得範囲:1 ∼ 13 CMRR >75dB 非反転アンプ 利得範囲:0.07 ∼ 14 反転アンプ 利得範囲:–0.08 ∼ –13 利得誤差:<0.04% 利得ドリフト:< 3ppm/°C 広い電源電圧範囲:2.7V 単一電源から±18V 両電源まで マイクロパワー:電源電流:100µA 高精度:最大入力オフセット電圧が 50μV 利得帯域幅積:560kHz レール・トゥ・レール出力 省スペースの10ピンMSOP パッケージおよび DFN パッケージ アプリケーション n n n n ハンドヘルド計測器 医療用計測器 ストレイン・ゲージ・アンプ 差動からシングルエンドへの変換 LT®1991は、高精度オペアンプに8 本の高精度抵抗を組み合 わせることによって、電圧を正確に増幅するためのワンチップ・ ソリューションを構成します。外付け部品を使用せずに0.04% の利得精度で–13 ∼ 14の利得を設定できます。このデバイス は、特に差動アンプとしての使用に適し、優れた抵抗マッチン グによって75dB 以上の同相除去比を達成します。 このアンプは最大 50μVの入力オフセット電圧と560kHzの利 得帯域幅積を特長としています。2.7V ∼ 36Vのあらゆる電源 電圧で動作し、5V 電源時の消費電流がわずか 100μAです。 出力は両方の電源レールの40mV 以内に振幅します。 450k抵抗に対して全温度範囲で0.04%という優れた抵抗マッ チングを実現します。また、3ppm/ C 以下のマッチング温度係 数が保証されています。これらの抵抗は電圧直線性が極めて 高いので、10ppm 以下の利得非直線性を実現します。 LT1991は5Vならびに 15V 電源と–40 C ∼ 125 Cの温度範 囲で完全に規格されています。このデバイスは省スペースの 10ピンMSOP パッケージと高さの低い (0.8mm)3mm 3mm DFN パッケージで供給されます。 L、LT、LTCおよび LTMはリニアテクノロジー社の登録商標です。その他すべての商標の所 有権は、それぞれの所有者に帰属します。 標準的応用例 5V 50k 450k VOUT = VREF + ∆VIN SWING 40mV TO EITHER RAIL ROUT <0.1Ω 150k VM(IN) – 450k + 450k ∆VIN VP(IN) INPUT RANGE –0.5V TO 5.1V RIN = 900kΩ – 150k + 40 35 PERCENTAGE OF UNITS (%) レール・トゥ・レール、利得 = 1 の差動アンプ 4pF LT1991 450k 抵抗マッチングの分布 450k RESISTORS LT1991A 30 25 20 15 10 5 50k 0 –0.04 4pF VREF = 2.5V 1991 TA01 0 –0.02 0.02 RESISTOR MATCHING (%) 0.04 1991 TA01b 1991fh 1 LT1991 絶対最大定格 (Note 1) 全電源電圧(V ~ V ) .......................................................... 40V 入力電圧(ピンP1/M1、Note 2)........................................ ±60V 入力電圧 (その他の入力Note 2)........................... V+ +0.2V ~ V– – 0.2V 出力短絡時間(Note 3).................................................. 無期限 動作温度範囲(Note 4) LT1991C........................................................... –40°C ~ 85°C LT1991I............................................................ –40°C ~ 85°C LT1991H ........................................................ –40°C ~ 125°C + – 規定温度範囲(Note 5) LT1991C........................................................... –40°C ~ 85°C LT1991I............................................................ –40°C ~ 85°C LT1991H ........................................................ –40°C ~ 125°C 最大接合部温度 DD パッケージ...................................................................125°C MS パッケージ ..................................................................150°C 保存温度範囲 DD パッケージ.................................................... –65°C ~ 125°C MS パッケージ ................................................... –65°C ~ 150°C リード温度(半田付け、10 秒)..........................................300°C ピン配置 TOP VIEW P1 1 10 M1 P3 2 9 M3 P9 3 8 M9 VEE 4 7 VCC REF 5 6 OUT TOP VIEW P1 P3 P9 VEE REF 1 2 3 4 5 10 9 8 7 6 M1 M3 M9 VCC OUT MS PACKAGE 10-LEAD PLASTIC MSOP DD PACKAGE 10-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN EXPOSED PAD CONNECTED TO VEE PCB CONNECTION OPTIONAL TJMAX = 125°C, qJA = 43°C/W TJMAX = 150°C, qJA = 230°C/W 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 規定温度範囲 LT1991CDD#PBF LTCT1991CDD#TRPBF LBMM 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN LT1991ACDD#PBF LT1991ACDD#TRPBF LBMM 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN 0°C to 70°C LT1991IDD#PBF LT1991IDD#TRPBF LBMM 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 85°C LT1991AIDD#PBF LT1991AIDD#TRPBF LBMM 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 85°C 0°C to 70°C LT1991HDD#PBF LT1991HDD#TRPBF LBMM 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 125°C LT1991CMS#PBF LT1991CMS#TRPBF LTQD 10-Lead Plastic MSOP 0°C to 70°C LT1991ACMS#PBF LT1991ACMS#TRPBF LTQD 10-Lead Plastic MSOP 0°C to 70°C LT1991IMS#PBF LT1991IMS#TRPBF LTQD 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C LT1991AIMS#PBF LT1991AIMS#TRPBF LTQD 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C LT1991HMS#PBF LT1991HMS#TRPBF LTQD 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛仕上げの製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 1991fh 2 LT1991 電気的特性 l は Cグレード・デバイスで 0 C ∼ 70 C、Iグレード・デバイスで –40 C ∼ 85 C の動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外は TA = 25 Cでの値。注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V;VCM = VREF = 電源の 1/2。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN ∆G Gain Error VS = ±15V, VOUT = ±10V; RL = 10k G = 1; LT1991A G = 1; LT1991 G = 3 or 9; LT1991A G = 3 or 9; LT1991 l l l l TYP MAX UNITS ±0.04 ±0.08 ±0.06 ±0.12 % % % % GNL Gain Nonlinearity VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k l 1 10 ppm ∆G/∆T Gain Drift vs Temperature (Note 6) VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k l 0.3 3 ppm/°C CMRR Common Mode Rejection Ratio, Referred to Inputs (RTI) VS = ±15V; VCM = ±15.2V G = 9; LT1991A G = 3; LT1991A G = 1; LT1991A Any Gain; LT1991 l l l l 80 75 75 60 Input Voltage Range (Note 7) P1/M1 Inputs VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –28 –0.5 0.75 27.6 5.1 2.35 V V V P1/M1 Inputs, P9/M9 Connected to REF VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –60 –14 –1.5 60 16.8 7.3 V V V P3/M3 Inputs VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –15.2 0.5 0.95 15.2 4.2 1.95 V V V P9/M9 Inputs VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –15.2 0.85 1.0 15.2 3.9 1.9 V V V 15 50 135 µV µV 15 80 160 µV µV 25 100 200 µV µV 25 150 250 µV µV 0.3 1 2.5 5 7.5 nA nA 50 500 750 pA pA 50 1000 1500 pA pA VCM VOS Op Amp Offset Voltage (Note 8) LT1991AMS, VS = 5V, 0V 100 93 90 70 l LT1991AMS, VS = ±15V l LT1991MS l LT1991DD l ∆VOS/∆T Op Amp Offset Voltage Drift (Note 6) IB Op Amp Input Bias Current (Note 11) l l IOS Op Amp Input Offset Current (Note 11) LT1991A l LT1991 l en dB dB dB dB µV/°C Op Amp Input Noise Voltage 0.01Hz to 1Hz 0.01Hz to 1Hz 0.1Hz to 10Hz 0.1Hz to 10Hz 0.35 0.07 0.25 0.05 µVP-P µVRMS µVP-P µVRMS Input Noise Voltage Density G = 1; f = 1kHz G = 9; f = 1kHz 180 46 nV/ √Hz nV/ √Hz 1991fh 3 LT1991 電気的特性 l は Cグレード・デバイスで 0 C ∼ 70 C、Iグレード・デバイスで –40 C ∼ 85 C の動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外は TA = 25 Cでの値。注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V;VCM = VREF = 電源の 1/2。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS RIN Input Impedance (Note 10) P1 (M1 = Ground) P3 (M3 = Ground) P9 (M9 = Ground) l l l 630 420 350 900 600 500 1170 780 650 kΩ kΩ kΩ M1 (P1 = Ground) M3 (P3 = Ground) M9 (P9 = Ground) l l l 315 105 35 450 150 50 585 195 65 kΩ kΩ kΩ % % % % ∆R Resistor Matching (Note 9) 450k Resistors, LT1991A Other Resistors, LT1991A 450k Resistors, LT1991 Other Resistors, LT1991 l l l l 0.01 0.02 0.02 0.04 0.04 0.06 0.08 0.12 ∆R/∆T Resistor Temperature Coefficient (Note 6) Resistor Matching Absolute Value l l 0.3 –30 3 PSRR Power Supply Rejection Ratio VS = ±1.35V to ±18V (Note 8) l Minimum Supply Voltage VOUT ISC Output Voltage Swing (to Either Rail) Output Short-Circuit Current (Sourcing) Output Short-Circuit Current (Sinking) 105 l 135 ppm/°C ppm/°C dB 2.4 2.7 V 40 55 65 110 mV mV mV 150 225 275 300 mV mV mV No Load VS = 5V, 0V VS = 5V, 0V VS = ±15V l l 1mA Load VS = 5V, 0V VS = 5V, 0V VS = ±15V l l Drive Output Positive; Short Output to Ground 8 4 12 l mA mA Drive Output Negative; Short Output to VS or Midsupply 8 4 21 l mA mA BW –3dB Bandwidth G=1 G=3 G=9 110 78 40 kHz kHz kHz GBWP Op Amp Gain Bandwidth Product f = 10kHz 560 kHz tr, tf Rise Time, Fall Time G = 1; 0.1V Step; 10% to 90% G = 9; 0.1V Step; 10% to 90% 3 8 µs µs ts Settling Time to 0.01% G = 1; VS = 5V, 0V; 2V Step G = 1; VS = 5V, 0V; –2V Step G = 1; VS = ±15V, 10V Step G = 1; VS = ±15V, –10V Step 42 48 114 74 µs µs µs µs SR Slew Rate VS = 5V, 0V; VOUT = 1V to 4V VS = ±15V; VOUT = ±10V; VMEAS = ±5V 0.12 0.12 V/µs V/µs Is Supply Current VS = 5V, 0V l l 0.06 0.08 100 110 150 µA µA 130 160 210 µA µA l VS = ±15V l 1991fh 4 LT1991 電気的特性 l は Hグレード・デバイスの –40 C ∼ 125 C の動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA = 25 Cでの値。 注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V;VCM = VREF = 電源の 1/2 。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN ∆G Gain Error VS = ±15V, VOUT = ±10V; RL = 10k G=1 G = 3 or 9 l l TYP MAX UNITS ±0.08 ±0.12 % % GNL Gain Nonlinearity VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k l 1 10 ppm ∆G/∆T Gain Drift vs Temperature (Note 6) VS = ±15V; VOUT = ±10V; RL = 10k l 0.3 3 ppm/°C CMRR Common Mode Rejection Ratio, Referred to Inputs (RTI) VS = ±15V; VCM = ±15.2V G=9 G=3 G=1 l l l 77 70 70 Input Voltage Range (Note 7) P1/M1 Inputs VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –28 –0.5 0.75 27.6 5.1 2.35 V V V P1/M1 Inputs, P9/M9 Connected to REF VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –60 –14 –1.5 60 16.8 7.3 V V V P3/M3 Inputs VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –15.2 0.5 0.95 15.2 4.2 1.95 V V V P9/M9 Inputs VS = ±15V; VREF = 0V VS = 5V, 0V; VREF = 2.5V VS = 3V, 0V; VREF = 1.25V l l l –15.2 0.85 1.0 15.2 3.9 1.9 V V V 25 100 285 µV µV 25 150 295 µV µV 0.3 1 µV/°C 2.5 5 25 nA nA 50 1000 4500 pA pA VCM VOS Op Amp Offset Voltage (Note 8) LT1991MS 100 93 90 l LT1991DD l ∆VOS/∆T Op Amp Offset Voltage Drift (Note 6) IB Op Amp Input Bias Current (Note 11) l l IOS Op Amp Input Offset Current (Note 11) l dB dB dB Op Amp Input Noise Voltage 0.01Hz to 1Hz 0.01Hz to 1Hz 0.1Hz to 10Hz 0.1Hz to 10Hz 0.35 0.07 0.25 0.05 µVP-P µVRMS µVP-P µVRMS en Input Noise Voltage Density G = 1; f = 1kHz G = 9; f = 1kHz 180 46 nV/ √Hz nV/ √Hz RIN Input Impedance (Note 10) P1 (M1 = Ground) P3 (M3 = Ground) P9 (M9 = Ground) l l l 630 420 350 900 600 500 1170 780 650 kΩ kΩ kΩ M1 (P1 = Ground) M3 (P3 = Ground) M9 (P9 = Ground) l l l 315 105 35 450 150 50 585 195 65 kΩ kΩ kΩ % % ∆R Resistor Matching (Note 9) 450k Resistors Other Resistors l l 0.02 0.04 0.08 0.12 ∆R/∆T Resistor Temperature Coefficient (Note 6) Resistor Matching Absolute Value l l 0.3 –30 3 ppm/°C ppm/°C 1991fh 5 LT1991 電気的特性 l は Hグレード・デバイスの –40 C ∼ 125 C の動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA = 25 Cでの値。 注記がない限り、差動アンプ構成、VS = 5V、0Vまたは 15V;VCM = VREF = 電源の 1/2 。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS PSRR Power Supply Rejection Ratio VS = ±1.35V to ±18V (Note 8) Minimum Supply Voltage VOUT ISC Output Voltage Swing (to Either Rail) Output Short-Circuit Current (Sourcing) Output Short-Circuit Current (Sinking) l MIN TYP 105 135 l MAX UNITS dB 2.4 2.7 V 40 55 75 120 mV mV mV 150 225 300 340 mV mV mV No Load VS = 5V, 0V VS = 5V, 0V VS = ±15V l l 1mA Load VS = 5V, 0V VS = 5V, 0V VS = ±15V l l Drive Output Positive; Short Output to Ground 8 4 12 l mA mA Drive Output Negative; Short Output to VS or Midsupply 8 4 21 l mA mA BW –3dB Bandwidth G=1 G=3 G=9 110 78 40 kHz kHz kHz GBWP Op Amp Gain Bandwidth Product f = 10kHz 560 kHz tr, tf Rise Time, Fall Time G = 1; 0.1V Step; 10% to 90% G = 9; 0.1V Step; 10% to 90% 3 8 µs µs ts Settling Time to 0.01% G = 1; VS = 5V, 0V; 2V Step G = 1; VS = 5V, 0V; –2V Step G = 1; VS = ±15V, 10V Step G = 1; VS = ±15V, –10V Step 42 48 114 74 µs µs µs µs SR Slew Rate VS = 5V, 0V; VOUT = 1V to 4V VS = ±15V; VOUT = ±10V; VMEAS = ±5V 0.12 0.12 V/µs V/µs Is Supply Current VS = 5V, 0V l l 0.06 0.08 100 110 180 µA µA 130 160 250 µA µA l VS = ±15V l Note 1: 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 Note 2: P3/M3とP9/M9の入力は電源レールの外に0.2Vより大きく外してはならない。P9/M9 (「アプリケーショ が接地され、VS = ±15Vならば、P1/M1の入力は±60Vに耐えることができる ン情報」 のセクションの 「高いCM 電圧の差動アンプ」 を参照)。 Note 3: 接合部温度を絶対最大定格以下に抑えるためにヒートシンクが必要な場合がある。 Note 4: LT1991CとLT1991Iは両方とも–40°C ~ 85°Cの温度範囲で動作することが保証されて いる。LT1991Hは–40°C ~ 125°Cの温度範囲で動作することが保証されている。 Note 5: LT1991Cは、0°C ~ 70°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されており、 –40°C~85°Cの拡張温度範囲で性能仕様に適合するように設計され、特性が評価されており、 性能仕様に適合すると予想されるが、これらの温度ではテストされないし、QAサンプリングも おこなわれない。LT1991Iは–40°C ~ 85°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証され ている。LT1991Hは–40°C ~ 125°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 Note 6: このパラメータに対しては全数テストは実施されない。 Note 7: 入力電圧範囲はVS = ±15VのCMRRテストで保証されている。その他の電圧の場合、 このパラメータは設計および ±15Vでのテストとの相関によって保証されている。多様な動作 条件での有効入力電圧範囲を求めるには 「アプリケーション情報」 のセクションを参照。 Note 8: オフセット電圧、オフセット電圧のドリフトおよび PSRRは内部オペアンプを基準にし て定義されている。出力オフセットは次のように計算することができる。バランスのとれたソー ス抵抗の場合、VOS,OUT = VOS • NOISEGAIN+IOS • 450k+IB • 450k • (1-RP/RN)となる。ここで、 RP とRN はそれぞれオペアンプの正と負の端子の全抵抗である。 Note 9: 反転入力に接続された抵抗に適用される。抵抗マッチングは直接にはテストされない が、利得誤差テストで保証されている。 Note 10: 入力インピーダンスは、CMRRテストおよび利得誤差テストとの相関と直接測定との 組合せでテストされる。 Note 11: IB とIOS はVS = 5V、0Vでだけテストされる。 1991fh 6 LT1991 標準的性能特性 (差動アンプ構成) 出力電圧振幅と温度 SUPPLY CURRENT (µA) TA = 25°C 125 TA = –40°C 100 75 50 60 2 4 VEE –50 6 8 10 12 14 16 18 20 SUPPLY VOLTAGE (±V) –25 0 25 50 75 100 TA = 85°C –400 TA = 25°C –500 –600 –700 –800 –900 1 2 3 4 5 6 7 LOAD CURRENT (mA) 8 9 10 5 0 –250 –0.03 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 GAIN (V/V) 1991 G07 125 –0.04 8 9 10 入力オフセット電圧と差動利得 VS = 5V, 0V REPRESENTATIVE PARTS 50 0 –50 –100 –150 1 2 3 5 4 1991 G05 0.30 GAIN = 1 VS = ±15V VOUT = ±10V TA = 25°C 0.25 –0.01 –750 3 100 0 –0.02 2 50 0 75 25 TEMPERATURE (°C) –25 0.01 –500 1 3 4 5 6 7 LOAD CURRENT (mA) 2 1 100 利得誤差と負荷電流 0.02 250 –1000 SOURCING 0.03 500 SINKING 15 0.04 VS = 5V, 0V REPRESENTATIVE PARTS 150 20 1991 G04 出力オフセット電圧と差動利得 750 VS = 5V, 0V 0 –50 10 GAIN ERROR (%) OUTPUT OFFSET VOLTAGE (µV) 1000 0 0 1991 G03 SLEW RATE (V/µs) –1000 VEE 125 INPUT OFFSET VOLTAGE (µV) OUTPUT SHORT-CIRCUIT CURRENT (mA) OUTPUT VOLTAGE SWING (mV) –300 TA = –40°C 400 出力短絡電流と温度 TA = –40°C TA = 25°C 600 1991 G02 25 VS = 5V, 0V –200 800 TEMPERATURE (°C) 出力電圧振幅と負荷電流 (出力は H ) –100 TA = 85°C 1000 200 1991 G01 VCC VS = 5V, 0V 1200 OUTPUT LOW (LEFT AXIS) 20 25 0 –40 –60 40 1400 –20 OUTPUT HIGH (RIGHT AXIS) OUTPUT VOLTAGE SWING (mV) TA = 85°C 150 0 VCC VS = 5V, 0V NO LOAD 175 出力電圧振幅と負荷電流 (出力は L ) OUTPUT VOLTAGE (mV) 200 電源電流と電源電圧 6 7 8 9 10 11 12 13 GAIN (V/V) 1991 G06 スルーレートと温度 GAIN = 1 VS = ±15V VOUT = ±10V 0.20 0.15 SR– (FALLING EDGE) SR+ (RISING EDGE) 0.10 0.05 REPRESENTATIVE UNITS 0 1 2 3 LOAD CURRENT (mA) 4 5 1991 G08 0 –50 –25 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 100 125 1991 G09 1991fh 7 LT1991 標準的性能特性 (差動アンプ構成) 帯域幅と利得 CMRRと周波数 VS = 5V, 0V TA = 25°C 100 110 100 GAIN = 1 100 90 GAIN = 3 CMRR (dB) 40 1 2 3 4 70 60 50 5 6 7 8 9 10 11 12 13 GAIN SETTING (V/V) 30 20 20 10 10 1k 10k FREQUENCY (Hz) VS = 5V, 0V TA = 25°C 100 100 0.030 GAIN = 1 VS = ±15V GAIN ERROR (%) CMRR (dB) GAIN = 1 60 40 0.1 0.01 10 100 1k FREQUENCY (Hz) 10k 0 –50 –25 100k GAIN (dB) 0 VS = 5V, 0V TA = 25°C 100 0 GAIN = 3 GAIN –45 –2 –90 –3 –4 –135 –6 1 10 100 FREQUENCY (kHz) 600 1991 G16 –8 0.5 –180 1 10 FREQUENCY (kHz) 100 125 1991 G15 VS = 5V, 0V TA = 25°C 0 GAIN = 1 –7 –20 REPRESENTATIVE UNITS 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 0.01Hz ∼ 1Hz 電圧ノイズ –5 –10 0 –50 –25 125 利得および位相と周波数 1 PHASE –1 GAIN = 1 0.010 PHASE (deg) 10 2 GAIN (dB) 20 0.015 1991 G14 利得と周波数 GAIN = 9 0.020 REPRESENTATIVE UNITS 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 1991 G13 30 GAIN = 1 VS = ±15V 0.005 20 1 利得誤差と温度 0.025 80 GAIN = 3 1 100k 1k 10k FREQUENCY (Hz) 1991 G12 CMRRと温度 120 GAIN = 9 100 10 1991 G11 出力インピーダンスと周波数 10 0 1M 100k 1991 G10 1000 50 40 100 GAIN = 3 60 30 10 GAIN = 1 70 40 0 GAIN = 9 80 PSRR (dB) –3dB BANDWIDTH (kHz) 60 VS = 5V, 0V TA = 25°C 110 80 80 20 OUTPUT IMPEDANCE (Ω) 120 VS = 5V, 0V TA = 25°C GAIN = 9 90 0 PSRRと周波数 120 100 400 1991 G17 VS = ±15V TA = 25°C MEASURED IN G =13 REFERRED TO OP AMP INPUTS OP AMP VOLTAGE NOISE (100nV/DIV) 120 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 TIME (s) 1991 G21 1991fh 8 LT1991 標準的性能特性 小信号過渡応答 小信号過渡応答 小信号過渡応答 GAIN = 9 GAIN = 3 GAIN = 1 50mV/DIV 50mV/DIV 50mV/DIV 5µs/DIV 1991 G18 1991 G19 5µs/DIV 5µs/DIV 1991 G20 ピン機能 (差動アンプ構成) P1(ピン1) :非反転の利得 1の入力。450kの内部抵抗をオペ アンプの非反転入力に接続します。 OUT (ピン6) :出力。 VOUT = VREF + 1 • (VP1 – VM1) + 3 • (VP3 – VM3) + 9 • (VP9 – VM9)。 P3(ピン2) :非反転の利得 3の入力。150kの内部抵抗をオペ アンプの非反転入力に接続します。 VCC(ピン7) :正電源。2.7V からVEE 電圧より36V 上までの範 囲が可能です。 P9(ピン3) :非反転の利得 9の入力。50kの内部抵抗をオペア ンプの非反転入力に接続します。 M9(ピン8) :反転の利得 9の入力。50kの内部抵抗をオペア ンプの反転入力に接続します。 VEE(ピン4) :負電源。グランド (単電源アプリケーション) また は負電圧(両電源アプリケーション) にすることができます。 M3(ピン9) :反転の利得 3の入力。150kの内部抵抗をオペア ンプの反転入力に接続します。 REF(ピン5) :リファレンス入力。入力間の差がゼロのときの出 力レベルを設定します。450kの内部抵抗をオペアンプの非反 転入力に接続します。 M1(ピン10) :反転の利得 1の入力。450kの内部抵抗をオペ アンプの反転入力に接続します。 露出パッド:PCBに半田付けします。 ブロック図 M1 M3 M9 VCC 10 9 8 7 OUT 6 50k 450k 150k 4pF 450k INM OUT 450k INP LT1991 150k 450k 50k 4pF 1 2 3 4 5 P1 P3 P9 VEE REF 1991 BD 1991fh 9 LT1991 アプリケーション情報 はじめに LT1991はユーザーが在庫しておく必要のある最後のオペア ンプかもしれません。複数の精確に整合した抵抗を備えてい ますので、外付け部品を追加せずにこのデバイスを多数の異 なった典型的な利得回路に簡単に構成することができます。こ のデータシートのあちこちのページに示されている簡単な回 路はLT1991 がいかに使いやすいかを実証しています。反転と 非反転のシングルエンド・アンプだけでなく、差動アンプに構 成することができます。このような小型パッケージに抵抗とオペ アンプが一緒に実装されていますので、多くの場合基板のス ペースを節約することができ、プロービングしやすくなります。 オペアンプ T1991 内部のオペアンプは標準オフセット電圧が 15μVで、入 力バイアス電流が 3nAの高精度デバイスです。入力オフセッ ト電流がきわめて低いので、オペアンプの入力から見たソー ス抵抗を整合させると最高の出力精度が得られます。オペア ンプの入力はレール・トゥ・レールではありませんが、VCC の 1.2V以内まで、 およびVEE の1V以内までの広がりがあります。 ただし、多くの構成で、+ 入力までの実効減衰のため、デバイ スの入力はレール・トゥ・レールで機能します。出力は真にレー ル・トゥ・レールであり、両電源レールの40mV以内に達します。 オペアンプの利得帯域幅積は約 560kHzです。2 以上のノイズ 利得では、500pFまでの容量性負荷に対して安定しています。 2 未満のノイズ利得では、100pFまでの容量性負荷に対して 安定しています。 抵抗 LT1991 内部の抵抗は非常に良く整合したシリコンクロムを ベースにした素子で、バリアメタルによって保護されています。 それらの絶対許容誤差は良くありませんが ( 30%)、それらの マッチングは0.04% 以内です。このため、デバイスは75dBの CMRRと0.04% 以内の利得誤差を達成することができます。 抵抗値は50k、150k、および 2つの450kで、それぞれの入力 に接続されています。これらの抵抗は、450k 抵抗が 1ワット、 150k 抵抗が 0.3ワット、50k 抵抗が 0.5ワットに電力が制限さ れています。ただし、実際には、入力ピンとREFピンに許され る最大電圧によって電力消費はこれらの値より十分下に制限 されます。M1 入力とP1 入力に接続されている450kの抵抗は サブストレートから絶縁されていますので、電源電圧より外側 にもってくることができます。P1、P3、P9などのピンの名称は それらの相対アドミッタンスに基づいています。P9 入力のアド ミッタンスはP1 入力のアドミッタンスの9 倍なので、P9 入力に 加えられた電圧はP1 入力に加えられた電圧の9 倍の効果が あります。 帯域幅 LT1991の帯域幅は選択された利得(もっと正確には、選択 された利得から生じるノイズ利得) に依存します。構成可能な 最低利得 1では、–3dB 帯域幅は450kHzに制限されており、 280kHzに約 2dBのピークがあります。構成可能な最高利得 では、帯域幅は32kHzに制限されます。 入力ノイズ LT1991の入力ノイズは内部抵抗のジョンソン・ノイズ ( 4kTR) によって支配されます。4つの抵抗をすべて+入力に並列に 接続すると32.1kΩの抵抗になり、電圧ノイズは23nV/ Hzで す。– 入力の同等の回路網は別の23nV/ Hzを生じ、それらの RMS 和は合計 33nV/ Hzの入力を基準にしたノイズフロアに なります。出力ノイズは構成とノイズ利得に依存します。 入力抵抗 LT1991の入力抵抗は構成によって変化しますが、一旦構成 が決まるとそれを見るだけで明らかです。オペアンプの– 入力 に接続された抵抗は仮想グランドを見込むので、それらは単 純に並列になります。オペアンプの周囲のどの帰還抵抗も入 力抵抗には寄与しません。オペアンプの+入力に接続された 抵抗は高インピーダンスを見込むので、それらは、それらがど のように接続されるかに依存して、またそれらのいくつかが接 地されるかどうかに依存して並列または直列になります。オペ アンプの+入力自体は非常に高いGΩのインピーダンスを示 します。典型的な非反転オペアンプ構成では、LT1991は (非 反転の場合通常そうであるように) オペアンプの高い入力イン ピーダンスを示します。 同相入力電圧範囲 LT1991の有効な同相入力範囲は以下の3つの要因によって 制限されます。 1. ピンの最大許容電圧 2. 内部オペアンプの入力電圧範囲 3. 有効な出力電圧 1991fh 10 LT1991 アプリケーション情報 P3、M3、P9、 およびM9の各入力の最大許容電圧には正電源、 負電源、さらにダイオードの電圧降下が含まれます。これらの ピンは電源レールの外側 0.2Vを超してドライブしないでくだ さい。これは、これらのピンがダイオードを介して内部のパッ ケージング後の製造時トリミング回路に接続されており、さら にサブストレート・ダイオードを介してVEE に接続されているか らです。これらのピンを通って10mAを超す電流が流れること を許すと、LT1991 が誤ってトリミングされたり、損傷を受ける 危険性があります。P1 入力とM1 入力にはクランプ・ダイオード もサブストレート・ダイオードもトリミング回路もないので、大き く電源レールの外側にもってくることができます。P1ピンとM1 ピンの最大許容電圧は 60Vです。 内部オペアンプの入力電圧範囲はVCC の1.2V 以内まで、お よび VEE の1V 以内までの広がりがあります。オペアンプの同 相入力電圧はオペアンプの+入力の電圧で決まり、これは P1、P3、P9および REFの各ピンの電圧で決まります (「入力電 圧範囲の計算」 のセクションを参照してください)。これが当て はまるのは、オペアンプが有効に動作していて、フィードバッ クによって両入力が同じ電圧に維持されている場合なので、3 番目の要件に導かれます。 回路が有効に動作するには、 オペアンプの出力がクリップされ てはいけません。出力がクリップされるのは、入力信号が出力 を電源電圧の40mV 以内に強制しようとする場合です。これ が発生するのは、通常、信号レベルが大きすぎるためですが、 入力差がゼロでも起きることがありますので、同相問題の一 例として含めておく必要があります。図 1について検討します。 ここに示されているのは、利得が 13の差動アンプとして単電 源で構成されたLT1991で、出力REFはグランドに接続され ています。これはすぐれた回路ですが、出力が 0VOUT を発生 しようとしてグランドでクリップされるため、どんな同相電圧で もVDM = 0Vはサポートしません。これは単に+4mVより下は 有効な入力差動範囲に入らないことを宣言するか、REFピン を40mVより上に引き上げるか、あるいは負電源を与えること により解決することができます。 入力電圧範囲の計算 同相範囲計算のために入力を短絡した差動アンプの一般的 場 合のLT1991を図 2に示します。RFとRG の値はP 入 力と REFピンがどのように接続されるかによって支配されます。重 ね合わせにより、次のように書くことができます。 VINT = VEXT • (RF/(RF + RG)) + VREF • (RG/(RF + RG)) VEXT について解くと次のようになります。 VEXT = VINT • (1 + RG/RF) – VREF • RG/RF ただし、有効なVINT 電圧はVCC-1.2V ∼ VEE +1Vに制限さ れますので、以下のようになります。 MAX VEXT = (VCC – 1.2) • (1 + RG/RF) – VREF • RG/RF および MIN VEXT = (VEE + 1) • (1 + RG/RF) – VREF • RG/RF RF 5V 8 50k 450k VEXT 4pF – 9 150k 10 450k VDM 0V+ VCM 2.5V 1 450k 2 150k 3 50k – VINT RG + VEE RF – 6 VOUT = 13 • VDM + 4pF 450k REF 5 LT1991 4 VCC RG 7 1991 F01 図 1. 単電源では差動アンプは 0Vを出力できない。 負電源を与えるか、ピン5を上げるか、または 4mV の VDM を与える VREF 1991 F02 図 2.CM 入力電圧範囲の計算 これら2つの電圧は、他のリミットが既に超えられていなけれ ば (上の1と3)、同相入力範囲の上限と下限を表します。ほと んどの場合、反転入力のM1 ∼ M9はこれら2つの限界値より 先にもっていくことができます。そうしてもオペアンプの入力同 相電圧は変化しないからです。この追加範囲の限界を計算す るには、図 3を参照してください。VMORE = 0のときオペアンプ の出力が VREF であることに注意してください。最大 VEXT(同 1991fh 11 LT1991 アプリケーション情報 相範囲の上限) からVMORE が正になるにつれ、オペアンプの 出力はVREF からVMORE • RF/RG の大きさだけさらに負にな るので、次のようになります。 VOUT = VREF – VMORE • RF/RG したがって、次のようになります。 VMORE = (VREF – VOUT) • RG/RF VOUT が達することができる負の限界値はVEE +0.04Vです から、次のようになります。 最大 VMORE = (VREF – VEE – 0.04V) • RG/RF (プラスになる) 精確に5.5の利得に構成したLT1991を下の方に示します。非 反転オペアンプ構成の利点のひとつは入力インピーダンスが 非常に高いことです。LT1991にはこの利点が維持されていま す。LT1991に備わっている帰還抵抗の数は限られていますの で、利得構成の数も限られています。このようなHi-Z 入力の 非反転利得構成の完全なリストを表 1に示します。これらの多 くは回路図として図 5にも示されています。内部オペアンプの 入力から見たソース・インピーダンスが整合するように、P 側 の抵抗入力も接続されていることに注意してください。最上の 精度を得るため、利得とノイズ利得が等しいことにも注意して ください。 RF この関数が VREF = 0でVEE = 0のとき負になる (したがって問 題となる)状況は、図 1ですでに扱われています。この式の長 所は、図 1で示唆されている3つの解決法(VREF を上げる、 VEE を下げる、または負のVMORE を与える) をすべて与えると ころに実証されています。 RG – VOUT VIN 同様に、同相範囲の下限から、負入力をさらにマイナスにする と、出力電圧が上昇し、VCC – 0.04Vによって制限されます。 + VOUT = GAIN • VIN GAIN = 1 + RF/RG CLASSICAL NONINVERTING OP AMP CONFIGURATION. YOU PROVIDE THE RESISTORS. 最小 VMORE = (VREF – VCC + 0.04V) • RG/RF (マイナスになる) 8 50k 9 150k – 10 450k + 1 450k 2 150k 3 50k RF VMORE VEXT MAX OR MIN VCC RG VINT RG VEE RF VREF 450k 4pF – 6 VOUT + 4pF 1991 F03 図 3.反転入力の追加電圧範囲の計算 LT1991 VIN 再度、ここで計算される追加入力範囲は、他の残りの制限(こ のピンの最大許容電圧) が破られない場合だけ有効です。 典型的な非反転アンプ:高い入力インピーダンス おそらく最も一般的なオペアンプの構成法は非反転アンプで す。この回路の教科書風の回路図を図 4の上の方に示します。 450k 5 CLASSICAL NONINVERTING OP AMP CONFIGURATION IMPLEMENTED WITH LT1991. RF = 225k, RG = 50k, GAIN = 5.5. GAIN IS ACHIEVED BY GROUNDING, FLOATING OR FEEDING BACK THE AVAILABLE RESISTORS TO ARRIVE AT DESIRED RF AND RG. WE PROVIDE YOU WITH <0.1% RESISTORS. 1991 F04 図 4.典型的な非反転オペアンプとして構成したLT1991 1991fh 12 LT1991 アプリケーション情報 表 1.簡単な非反転利得用の Mピンの構成方法。P 入力は 次ページの例で示されているようにドライブされる M9, M3, M1 Connection Gain M9 M3 M1 1 Output Output Output 1.077 Output Output Ground 1.1 Output Float Ground 1.25 Float Output Ground 1.273 Output Ground Output 1.3 Output Ground Float 1.4 Output Ground Ground 2 Float Float Ground 2.5 Float Ground Output 2.8 Ground Output Output 3.25 Ground Output Float 3.5 Ground Output Ground 4 Float Ground Float 5 Float Ground Ground 5.5 Ground Float Output 7 Ground Ground Output 10 Ground Float Float 11 Ground Float Ground 13 Ground Ground Float 14 Ground Ground Ground 1991fh 13 LT1991 アプリケーション情報 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 VIN 4 VS– 7 VCC LT1991 VEE VOUT VIN 4 LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 4 VS– 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 4 VIN 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 VIN 4 VS– 6 VOUT 4 VS+ 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 LT1991 OUT REF 5 6 GAIN = 5.5 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC VEE OUT REF 5 VS– VIN GAIN = 5 VS+ VEE 8 M9 9 M3 10 M1 VIN GAIN = 4 LT1991 GAIN = 3.25 VS– VIN 7 VCC VS– VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 GAIN = 2 VS+ 1 P1 2 P3 3 P9 6 VS– GAIN = 1 8 M9 9 M3 10 M1 OUT REF 5 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 4 VS– 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– VIN GAIN = 7 GAIN = 10 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN 1 P1 2 P3 3 P9 VEE OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 4 VS– GAIN = 13 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC LT1991 GAIN = 11 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– VIN GAIN = 14 1991 F05 図 5.LT1991を使って実装された典型的非反転利得の例。 高い入力インピーダンスが維持されている 1991fh 14 LT1991 アプリケーション情報 P 入力の抵抗を使った減衰 減衰は実際のところ差動アンプの構成で生じますが、ピーク 信号レベルを下げるために、またはシングルエンドのシステム であっても入力同相範囲を改善するために利用されます。信 号の前処理で減衰が必要になる場合、LT1991の抵抗を直ち に利用することができます。4 個の高精度抵抗により、多数の 減衰レベルを与えることができます。これらのレベルは設計の 参考として表 2にまとめられています。 VIN VIN OKAY UP TO ±60V RA VINT RG 1 VINT = A • VIN A = RG/(RA + RG) VINT 450k 2 150k 3 50k + 4pF 450k LT1991 5 CLASSICAL ATTENUATOR LT1991 ATTENUATING TO THE +INPUT BY DRIVING AND GROUNDING AND FLOATING INPUTS RA = 450k, RG = 50k, SO A = 0.1. 1991 F06 図 6.LT1991 はオペアンプの+入力を簡単に減衰させることが できる。P1 入力は電源のかなり外側にもっていくことができる。 減衰と非反転利得は独立して設定可能なので、それらを組み 合わせることができます。このため、図7にプロットされている ように、0.077 から14のあいだで約 340の異なった利得が高 い分解能で与えられます。これは表で示すにはあまりにも大き な数ですが、設計者は表 1と表 2の利得と減衰のベクトル積 をとることにより、実現可能な利得を計算し、最も良く適合す る値を求めることができます。利得の平均分解能は1.5%で、 ワーストケースで7%です。 100 GAIN 10 表 2.多様な減衰のための Pピンの構成方法。太字で示さ れているものは入力ドライブが電源を超しても動作する P9, P3, P1, REF Connection A P9 P3 P1 REF 0.0714 Ground Ground Drive Ground 0.0769 Ground Ground Drive Float 0.0909 Ground Float Drive Ground 0.1 Ground Float Drive Float 0.143 Ground Ground Drive Drive 0.182 Ground Float Drive Drive 0.2 Float Ground Drive Ground 0.214 Ground Drive Ground Ground 0.231 Ground Drive Float Ground 0.25 Float Ground Drive Float 0.286 Ground Drive Drive Ground 0.308 Ground Drive Drive Float 0.357 Ground Drive Drive Drive 0.4 Float Ground Drive Drive 0.5 Float Float Drive Ground 0.6 Float Drive Ground Ground 0.643 Drive Ground Ground Ground 0.692 Drive Ground Float Ground 0.714 Drive Ground Drive Ground 0.75 Float Drive Float Ground 0.769 Drive Ground Drive Float 0.786 Drive Ground Drive Drive 0.8 Float Drive Drive Ground 0.818 Drive Float Ground Ground 0.857 Drive Drive Ground Ground 0.9 Drive Float Float Ground 0.909 Drive Float Drive Ground 0.923 Drive Drive Float Ground 0.929 Drive Drive Drive Ground 1 Drive Drive Drive Drive 1 0.1 0.01 0 50 100 150 200 COUNT 250 300 350 1991 F07 図 7.LT1991を使い、減衰と非反転利得を組み合わせて 実現できる346を超す別個の利得設定 1991fh 15 LT1991 アプリケーション情報 反転構成 図 8に示されている反転アンプは別の典型的なオペアンプ構 成です。この回路は実際には、VINとGND が入れ替わってい ること以外は、図 4の非反転アンプと同じです。利用できる利 得のリストが表 3に示してあり、その中のいくつかの回路が図 9に示してあります。反転アンプの場合通常そうであるように、 ノイズ利得は1+| 利得 |です。ここでも、最適 DC 性能を得るに は、オペアンプの入力から見たソース・インピーダンスを整合 させます。 RF RG VIN – VOUT + VOUT = GAIN • VIN GAIN = – RF/RG CLASSICAL INVERTING OP AMP CONFIGURATION. YOU PROVIDE THE RESISTORS. VIN (DRIVE) 8 50k 9 150k 10 450k 1 450k 2 150k 3 50k 表 3.簡単な反転利得用の Mピン構成法 M9, M3, M1 Connection Gain M9 M3 M1 –0.077 Output Output Drive –0.1 Output Float Drive –0.25 Float Output Drive –0.273 Output Drive Output –0.3 Output Drive Float –0.4 Output Drive Drive –1 Float Float Drive –1.5 Float Drive Output –1.8 Drive Output Output –2.25 Drive Output Float –2.5 Drive Output Drive –3 Float Drive Float –4 Float Drive Drive –4.5 Drive Float Output –6 Drive Drive Output –9 Drive Float Float –10 Drive Float Drive 450k –12 Drive Drive Float 4pF –13 Drive Drive Drive – 6 VOUT + 4pF 450k LT1991 5 CLASSICAL INVERTING OP AMP CONFIGURATION IMPLEMENTED WITH LT1991. RF = 225k, RG = 50k, GAIN = –4.5. GAIN IS ACHIEVED BY GROUNDING, FLOATING OR FEEDING BACK THE AVAILABLE RESISTORS TO ARRIVE AT DESIRED RF AND RG. WE PROVIDE YOU WITH <0.1% RESISTORS. 1991 F08 図 8.典型的な反転オペアンプとして構成したLT1991。 この回路は VIN とグランドが入れ替わっている以外は 非反転アンプと全く同じであることに注意 1991fh 16 LT1991 アプリケーション情報 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VIN VOUT VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 4 VS– LT1991 VEE 1 P1 2 P3 3 P9 LT1991 VEE OUT REF 5 6 VIN VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 4 VIN 7 VCC LT1991 VEE VIN 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 4 VS– VIN VIN 7 VCC LT1991 OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 4 1 P1 2 P3 3 P9 LT1991 VEE OUT REF 5 4 6 VOUT VS+ 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS+ 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– VS+ 7 VCC VOUT 4 8 M9 9 M3 10 M1 GAIN = –9 8 M9 9 M3 10 M1 6 GAIN = –4.5 VS– GAIN = –6 OUT REF 5 VS– VS+ VEE VEE 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 4 8 M9 9 M3 10 M1 LT1991 GAIN = –2.25 GAIN = –4 VS+ 7 VCC VS– VS– GAIN = –3 1 P1 2 P3 3 P9 1 P1 2 P3 3 P9 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VS– VIN VOUT GAIN = –1 7 VCC 8 M9 9 M3 10 M1 6 4 VS+ VIN OUT REF 5 VS– GAIN = –0.25 8 M9 9 M3 10 M1 VIN 7 VCC VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN GAIN = –10 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– VS– GAIN = –12 GAIN = –13 1991 F09 図 9.LT1991を使って高精度反転利得を得るのは簡単。 入力インピーダンスは 45kΩ(利得 = –13)∼ 450kΩ(利得 = –1) で変化 1991fh 17 LT1991 アプリケーション情報 差動アンプ RF LT1991 内部の抵抗により、差動アンプも簡単に構成すること ができます。4 抵抗の基本的差動アンプとLT1991を図 10に 示します。3の差動利得が示されていますが、点線で示されて いる追加接続の効果に注意してください。450kの抵抗を並列 に接続することにより、利得は1/2に減少します。もちろん、多 くの抵抗がありますので、多くの利得が可能です。差動利得と それらの実装方法を表 4に示します。反転アンプの場合と同 様、ノイズ利得は信号利得より1だけ大きいことに注意してく ださい。 VIN– VIN+ VIN+ VIN– Output GND (REF) 0.077 P1 M1 M3, M9 P3, P9 0.1 P1 M1 M9 P9 0.25 P1 M1 M3 P3 0.273 P3 M3 M1, M9 P1, P9 0.3 P3 M3 M9 P9 0.4 P1, P3 M1, M3 M9 P9 1 P1 M1 1.5 P3 M3 M1 P1 1.8 P9 M9 M1, M3 P1, P3 2.25 P9 M9 M3 P3 2.5 P1, P9 M1, M9 M3 P3 3 P3 M3 4 P1, P3 M1, M3 4.5 P9 M9 M1 P1 6 P3, P9 M3, M9 M1 P1 9 P9 M9 10 P1, P9 M1, M9 12 P3, P9 M3, M9 13 P1, P3, P9 M1, M3, M9 RG – VOUT + RF VOUT = GAIN • (VIN+ – VIN–) GAIN = RF/RG CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER USING THE LT1991 表 4.差動利得を与えるLT1991 の接続方法 Gain RG 8 M9 50k VIN– VIN+ 4pF 9 M3 150k 10 M1 450k PARALLEL TO CHANGE RF, RG 450k 1 P1 450k 2 P3 150k 3 P9 50k – 6 VOUT + 4pF 450k 5 LT1991 CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER IMPLEMENTED WITH LT1991. RF = 450k, RG = 150k, GAIN = 3. ADDING THE DASHED CONNECTIONS CONNECTS THE TWO 450k RESISTORS IN PARALLEL, SO RF IS REDUCED TO 225k. GAIN BECOMES 225k/150k = 1.5. 1991 F10 図 10.LT1991を使った差動アンプ。利得は単純に正しい抵抗また は抵抗の組合せを接続することによって設定される。3 の利得が 示されているが、点線を追加すると利得は 1.5 になる。ノイズ利 得は最適になる 1991fh 18 LT1991 アプリケーション情報 VIN VIN VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 – 1 P1 2 P3 3 P9 + 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 – VIN VOUT VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 + VIN 4 VS– LT1991 VEE VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VIN– 8 M9 9 M3 10 M1 VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 VOUT 4 VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 4 – VIN 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT VIN+ 4 VS– VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN– 7 VCC LT1991 OUT REF 5 6 VOUT VIN+ 4 VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 LT1991 VEE OUT REF 5 VIN– 4 VS– GAIN = 12 6 VS+ 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– VS+ 7 VCC VOUT GAIN = 4.5 GAIN = 9 8 M9 9 M3 10 M1 6 4 8 M9 9 M3 10 M1 VS– GAIN = 6 VEE OUT REF 5 VS– VS+ VEE LT1991 GAIN = 2.25 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 7 VCC VS– GAIN = 4 VS+ VEE VOUT VS– GAIN = 3 8 M9 9 M3 10 M1 6 GAIN = 1 VS– VIN– OUT REF 5 4 VS+ VIN– VIN 7 VCC VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VS– GAIN = 0.25 8 M9 9 M3 10 M1 – VOUT VIN+ GAIN = 10 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– GAIN = 13 1991 F11 図 11.ピンのストラッピングだけで多数の差動利得を実現できる 1991fh 19 LT1991 アプリケーション情報 8 M9 50k VIN– VIN+ RG RG 4pF 9 M3 150k VIN– RF 450k 10 M1 450k CROSSCOUPLING – VOUT + VIN+ VOUT = GAIN • (VIN+ – VIN–) GAIN = RF/RG RF 1 P1 450k 2 P3 150k 3 P9 50k – 6 VOUT + 4pF 450k 5 LT1991 CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER IMPLEMENTED WITH LT1991. RF = 450k, RG = 150k, GAIN = 3. GAIN CAN BE ADJUSTED BY "CROSS COUPLING." MAKING THE DASHED CONNECTIONS REDUCE THE GAIN FROM 3 T0 2. WHEN CROSS COUPLING, SEE WHAT IS CONNECTED TO THE VIN+ VOLTAGE. CONNECTING P3 AND M1 GIVES +3 –1 = 2. CONNECTIONS TO VIN– ARE SYMMETRIC: M3 AND P1. CLASSICAL DIFFERENCE AMPLIFIER 1991 F12 図 12.差動利得を選択する別の方法は 「交差接続」 である。この追加の方法により LT1991 は 1 ∼ 13 のすべての整数の利得を与えることになる。 差動アンプ:交差接続を使った追加の整数利得 VS+ 図 12には、基本的差動アンプと、差動利得が 3のLT1991 が 示されています。ただし、点線で示してある追加接続の効果に 注意してください。これは 「交差接続」 と呼ばれ、差動利得を 3 から2に減らす効果があります。この方法を使うと、下の表 5 に示されているように、追加の整数の利得を実現することがで きますので、1 ∼ 13のすべての整数の利得が LT1991を使って 実現されます。VIN +の接続を見て計算式を書くことができま す。VIN– の接続は単にその反対であること (PをMで置き換え、 MをPで置き換える) に注意してください。様々な場合のノイズ 利得、帯域幅、および入力インピーダンスの仕様も (これらは 直ちに明らかではないので)表にまとめてあります。回路図は 図 13に与えられています。 表 5.交差接続を使った接続方法。計算式は VIN +の列を 見て書くことができる VIN+ VIN– P3, M1 M3, P1 Gain 2 5 6* 7 8 11 M9, P3 3–1 9–3 P9, P1, M3 M9, M1, P3 9 + 1 – 3 P9, M1 M9, P1 VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 LT1991 VEE 9–1 P9, P3, M1 M9, M3, P1 9 + 3 – 1 5 70 281 141 14 32 97 49 13 35 122 49 14 32 121 44 11 38 248 50 14 32 242 37 *6の利得は前に示した実装の方が良いが、完全を期すためここにも含めてある。 OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 4 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 7 VCC VS– 7 VCC LT1991 VEE VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 VOUT GAIN = 5 VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 6 4 GAIN = 2 VIN– OUT REF 5 VS– LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 4 VS– VIN+ 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– GAIN = 7 VIN– VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 7 VCC Noise –3dB BW RIN+ RIN– kHz Typ kΩ Typ kΩ Equation Gain P9, M3, M1 M9, P3, P1 9 – 3 – 1 P9, M3 VIN– 8 M9 9 M3 10 M1 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 GAIN = 8 VS+ 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 VS– GAIN = 11 1991 F13 図 13.交差接続を使った整数利得 の差動アンプ 1991fh 20 LT1991 アプリケーション情報 高い CM 電圧の差動アンプ このクラスの差動アンプの検討が残っています。基本回路を 図 14の上の方に示します。この回路の実効入力電圧範囲は、 抵抗 RT がオペアンプの入力から見た同相電圧を減衰するの で広がります。LT1991の場合、RGとして最も利用しやすい抵 抗はM1とP1の450kΩ抵抗です。 これらには電源へのダイオー ド・クランプが備わっていないので、電源の外側までもってくる ことができるからです。前と同様、オペアンプの入力CM が制 限要因で、オペアンプの+ 入力 (VINT) の電圧によって設定さ れます。重ね合わせにより、次のように書くことができます。 表 6.LT1991 に差動利得を与える高 V CM の接続方法 Noise Gain Max, Min VEXT (Substitute VCC – 1.2, VEE + 1 for VLIM) 2 2 • VLIM - VREF 5 5 • VLIM – VREF – 3 • VTERM Gain VIN+ VIN– 1 P1 M1 1 P1 M1 P3, M3 1 P1 M1 P9, M9 11 11 • VLIM – VREF – 9 • VTERM 1 P1 M1 P3||P9 M3||M9 14 14 • VLIM – VREF – 12 • VTERM RT RF VINT = VEXT • (RF||RT)/(RG + RF||RT) + VREF • (RG||RT)/ (RF + RG||RT) + VTERM • (RF||RG)/(RT + RF||RG) VEXT について解くと次のようになります。 VEXT = (1 + RG/(RF||RT)) • (VINT – VREF • (RG||RT)/ VIN– VOUT + RT RT VOUT = GAIN • (VIN+ – VIN–) VEE GAIN = RF/RG RF VREF VTERM HIGH CM VOLTAGE DIFFERENCE AMPLIFIER INPUT CM TO OP AMP IS ATTENUATED BY RESISTORS RT CONNECTED TO VTERM. 7 12V 8 M9 50k MAX VEXT = 11 • (VCC – 1.2V) – VREF – 9 • VTERM = 11 • (10.8V) – 2.5 – 9 • 12 = 8.3V 450k 4pF 9 M3 150k および 10 M1 450k MIN VEXT = 11 • (VEE + 1V) – VREF – 9 • VTERM = 11 • (1V) – 2.5 – 9 • 12 = –99.5V ただし、これはP1ピンとM1ピンの絶対最大定格の60Vを超 しますので、–60V が実際の負の同相リミットになります。高い CMの回路例を異なった電源に関して図 15、図 16、図 17に示 します。 – RG VIN+ (= VEXT) (RF + RG||RT) – VTERM • (RF||RG)/(RT + RF||RG)) LT1991の抵抗値を使ってこの式を簡単に整理すると、表 6に 与えられている式が得られます。前と同様、VCC–1.2とVEE +1 をVLIM に代入すると、それぞれ同相電圧の有効な上限と下 限が得られます。右側の図 14に示されている回路の計算例を 以下に示します。P9とM9は終端されていますので、表 6の3 番目の行から次の式が得られます。 VCC RG VIN+ VIN– INPUT CM RANGE = –60V TO 8.3V 1 P1 450k 2 P3 150k 3 P9 50k – 6 VOUT + 4pF 450k REF 5 LT1991 2.5V 4 HIGH NEGATIVE CM VOLTAGE DIFFERENCE AMPLIFIER IMPLEMENTED WITH LT1991. RF = 450k, RG = 450k, RT 50k, GAIN = 1 VTERM = VCC = 12V, VREF = 2.5V, VEE = GROUND. 1991 F14 図 14.CM 入力範囲の拡張 1991fh 21 LT1991 アプリケーション情報 3V 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 3V 7 VCC 6 VOUT OUT REF 5 1.25V LT1991 VEE 4 VIN– VIN+ 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VCM = 0.8V TO 2.35V VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC 6 VOUT OUT REF 5 1.25V LT1991 VEE 4 LT1991 VEE OUT REF 5 6 VIN– VOUT 4 VIN– VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 LT1991 VEE 4 VEE 4 3V 7 VCC 6 VOUT OUT REF 5 1.25V OUT REF 5 6 VOUT 3V VCM = –1V TO 0.6V VDM <–40mV 3V 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC LT1991 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ VCM = 2V TO 3.6V VDM > 40mV 3V 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC 3V 8 M9 9 M3 10 M1 3V 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC 6 VOUT OUT REF 5 1.25V LT1991 VEE 4 1.25V VCM = 3.8V TO 7.75V VCM = 0V TO 4V 3V 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC LT1991 VEE 4 6 VOUT OUT REF 5 1.25V VIN– VIN+ 3V 3V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VCM = –5V TO –1.25V 7 VCC LT1991 VEE 4 6 VOUT OUT REF 5 1.25V 3V 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC LT1991 VEE 4 6 VOUT OUT REF 5 1.25V 1.25V VCM = –1.5V TO 7.2V VIN– VIN+ 3V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VCM = 9.8V TO 18.55V 7 VCC LT1991 VEE 4 6 VOUT OUT REF 5 1.25V VIN– VIN+ 3V 3V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VCM = –17.2V TO –8.45V 7 VCC LT1991 VEE 4 6 VOUT OUT REF 5 1.25V VIN– VIN+ 3V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE 4 6 VOUT OUT REF 5 1.25V 1.25V VCM = –2.25V TO 8.95V VCM = 12.75V TO 23.95V VCM = –23.2V TO –12V 1991 F15 図 15.VS = 3V、0V、利得 = 1での LT1991 の様々な構成の同相範囲 1991fh 22 LT1991 アプリケーション情報 5V 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 5V 7 VCC LT1991 OUT REF 5 2.5V VEE 4 6 VOUT VIN– VIN+ 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VCM = –0.5V TO 5.1V VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC LT1991 OUT REF 5 2.5V VEE 4 LT1991 VEE OUT REF 5 6 VIN– VOUT 4 6 VOUT VIN– VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 VEE 4 VEE 4 5V 7 VCC LT1991 6 OUT REF 5 VOUT 3V VCM = –3V TO 2.6V VDM <–40mV 5V 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC LT1991 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ VCM = 2V TO 7.6V VDM > 40mV 5V 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC 5V 8 M9 9 M3 10 M1 OUT REF 5 2.5V 6 VOUT 5V 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC LT1991 OUT REF 5 2.5V VEE 4 6 VOUT 2.5V VCM = 2.5V TO 16.5V VCM = –5V TO 9V 5V 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC LT1991 VEE 4 OUT REF 5 2.5V 6 VOUT VIN– VIN+ 5V 5V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VCM = –12.5V TO 1.5V 7 VCC LT1991 VEE 4 OUT REF 5 2.5V 6 VOUT VIN– 5V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC LT1991 VEE 4 OUT REF 5 2.5V 6 VOUT 2.5V VCM = –14V TO 16.8V VIN– 5V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ VCM = 8.5V TO 39.3V 7 VCC LT1991 VEE 4 OUT REF 5 2.5V 6 VOUT VIN– VIN+ 5V 5V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VCM = –36.5V TO –5.7V 7 VCC LT1991 VEE 4 OUT REF 5 2.5V 6 VOUT VIN– VIN+ 5V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE 4 OUT REF 5 2.5V 6 VOUT 2.5V VCM = –18.5V TO 20.7V VCM = 11.5V TO 50.7V VCM = –48.5V TO –9.3V 1991 F16 図 16.VS = 5V、0V、利得 = 1での LT1991 の様々な構成の同相範囲 1991fh 23 LT1991 アプリケーション情報 5V VIN– VIN+ 8 M9 9 M3 10 M1 5V 7 VCC LT1991 1 P1 2 P3 3 P9 OUT REF 5 VEE 6 VOUT VIN– 8 M9 9 M3 10 M1 4 –5V VIN– VIN+ 5V 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 OUT REF 5 VEE 6 VOUT VIN– –5V VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC VEE 6 VOUT VIN– 4 –5V –5V VIN– VIN+ 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC VEE OUT REF 5 VCM = –56V TO 53.2V 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 6 VOUT VIN– 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ –5V VOUT –5V 5V 7 VCC LT1991 OUT REF 5 VEE 6 VOUT 4 –5V 5V 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT VIN– 5V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 4 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 –5V VCM = –60V TO –3.2V 5V 5V 7 VCC LT1991 VEE 6 VCM = –35V TO 4V 5V 8 M9 9 M3 10 M1 4 –5V VIN– VCM = 1V TO 60V 5V LT1991 VOUT –5V VCM = –44V TO 41.8V 8 M9 9 M3 10 M1 6 4 1 P1 2 P3 3 P9 4 8 M9 9 M3 10 M1 –5V VIN+ VEE 5V OUT REF 5 OUT REF 5 –5V VCM = –13V TO 2.6V VDM <–40mV 7 VCC 8 M9 9 M3 10 M1 7 VCC LT1991 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ VCM = –5V TO 34V 5V OUT REF 5 VIN– VOUT 5V VEE –5V LT1991 6 –5V LT1991 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ VCM = –20V TO 19V VIN– 4 8 M9 9 M3 10 M1 4 8 M9 9 M3 10 M1 VEE OUT REF 5 –5V VCM = –3V TO 12.6V VDM > 40mV VCM = –8V TO 7.6V 8 M9 9 M3 10 M1 LT1991 1 P1 2 P3 3 P9 VIN+ 7 VCC 5V 8 M9 9 M3 10 M1 OUT REF 5 6 VOUT VIN– VIN+ 4 –5V VCM = 4V TO 60V 5V 8 M9 9 M3 10 M1 1 P1 2 P3 3 P9 7 VCC LT1991 VEE OUT REF 5 6 VOUT 4 –5V VCM = –60V TO –6.8V 1991 F17 図 17.VS = 5V、利得 = 1での LT1991 の様々な構成の同相範囲 1991fh 24 LT1991 標準的応用例 AV = 10 のマイクロパワー計装アンプ VM 10 + 9 8 7 VOUT 6 1/2 LT6011 – 4pF – VP + + LT1991 1/2 LT6011 – 4pF 1 2 3 4 5 1991 TA02 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 DD Package 10ピン ・プラスチックDFN (3mm 3mm) 10-Lead Plastic DFN (3mm × 3mm) (Reference LTC LTC DWG DWG ## 05-08-1699 05-08-1699 Rev Rev C) C) (Reference R = 0.125 TYP 6 0.40 ± 0.10 10 0.70 ±0.05 3.55 ±0.05 1.65 ±0.05 2.15 ±0.05 (2 SIDES) 0.25 ± 0.05 パッケージの 外形 ピン 1 の トップ・マーキング (NOTE 6 を参照) 0.200 REF 0.50 BSC 2.38 ±0.05 (2 SIDES) 3.00 ±0.10 1.65 ± 0.10 (4 SIDES) (2 SIDES) 0.75 ±0.05 0.00 – 0.05 ピン 1 のノッチ R=0.20 または 0.35 45 の面取り 5 1 (DD) DFN REV C 0310 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 2.38 ±0.10 (2 SIDES) 底面図—露出パッド 推奨する半田パッドのピッチと寸法 NOTE: 1. 図は JEDEC パッケージ外形 MO-229 のバリエーション (WEED-2) になる予定 バリエーションの指定の現状については LTC の Web サイトのデータシートを参照 2. 図は実寸とは異なる 3. すべての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは (もしあれば)各サイドで 0.15mm を超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない 1991fh 25 LT1991 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 パッケージ MSMS Package 10ピン・Plastic プラスチックMSOP 10-Lead MSOP (Reference # 05-08-1661 (Reference LTC LTC DWGDWG # 05-08-1661 Rev Rev E) E) 0.889 ±0.127 (.035 ±.005) 5.23 (.206) MIN 0.305 ±0.038 (.0120 ±.0015) TYP 3.20 – 3.45 (.126 – .136) 3.00 ±0.102 (.118 ±.004) (NOTE 3) 0.50 (.0197) BSC 10 9 8 7 6 推奨半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 3.00 ±0.102 (.118 ±.004) (NOTE 4) 4.90 ±0.152 (.193 ±.006) DETAIL “A” 0.497 ±0.076 (.0196 ±.003) REF 0° – 6° TYP ゲージ・プレーン 1 2 3 4 5 0.53 ±0.152 (.021 ±.006) DETAIL “A” 0.18 (.007) シーティング・ プレーン 0.86 (.034) REF 1.10 (.043) MAX 0.17 – 0.27 (.007 – .011) TYP 0.50 (.0197) BSC 0.1016 ±0.0508 (.004 ±.002) MSOP (MS) 0307 REV E NOTE: 1. 寸法はミリメートル(インチ) / 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない。 モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm (0.006") を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない。 リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm (0.006") を超えないこと 5. リードの平坦度(成形後のリードの底面) は最大0.102mm (0.004") であること 1991fh 26 LT1991 改訂履歴 (改訂履歴は Rev H から開始) REV 日付 H 5/12 概要 発注情報の表のCグレード製品の規定温度範囲を訂正 図 17のVCM = –20V ~ 19VとVCM = –5V ~ 34V の構成を訂正 関連製品の表を更新 ページ番号 2 24 28 1991fh リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 27 LT1991 標準的応用例 双方向電流源 VIN+ VS+ 8 M9 9 M3 10 M1 VIN– R2* 10k 1 P1 2 P3 3 P9 単電源の AC 結合されたアンプ 7 8 M9 9 M3 10 M1 1µF 6 LT1991 R1 10k 5 VCC 1 P1 2 P3 3 P9 0.1µF VIN 4 ILOAD = VS– VIN+ – VIN– 10kΩ 1 P1 2 P3 3 P9 VOUT 5 4 アナログ・レベル・アダプタ 5V 8 M9 9 M3 10 M1 5V VIN = 14V to 53V 6 LT1991 1991 TA03 超安定高精度減衰器 7 6 LT1991 7 GAIN = 12 BW = 7Hz TO 32kHz *SHORT R2 FOR LOWEST OUTPUT OFFSET CURRENT. INCLUDE R2 FOR HIGHEST OUTPUT IMPEDANCE. 8 M9 9 M3 10 M1 VS = 2.7V TO 36V REF 5 VOUT = VIN 13 1 P1 2 P3 3 P9 ± 10VIN 4 LT1790 –2.5 5V 4 2 1µF 7 6 LT1991 REF 5 0-4VOUT 4 –5V 6 1991 TA04 1 関連製品 製品番号 説明 注釈 LT1990 高電圧、利得を選択可能な差電圧アンプ 同相電圧: 250V、マイクロパワー、ピンで選択可能な利得 = 1、10 LT1996 利得を選択可能な高精度差電圧アンプ マイクロパワー、ピンで選択可能な利得 = 最大 118 LT1995 高速、利得を選択可能な差電圧アンプ 30MHz、1000V/µs、ピンで選択可能な利得 = –7 ∼ 8 LT6010/LT6011/ LT6012 シングル/デュアル/クワッド、135µA 14nV/ Hz レール・トゥ・レール出力の高精度オペアンプ LT1991 差動アンプで使用されているのと同様のオペアンプ性能 LT6013/LT6014 シングル/デュアル、145µA 8nV/ Hz レール・トゥ・レール出力の高精度オペアンプ LT1991タイプのオペアンプの低ノイズでAV ≥ 5のバージョン LTC6910-X 利得をプログラム可能なアンプ 3つの利得構成、レール・トゥ・レールの入力と出力 LT1999 高電圧の双方向電流検出アンプ CMRR > 80dB(100kHz) LT5400 整合したクワッド抵抗ネットワーク 0.01%の整合、CMRR > 86dB 1991fh 28 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp LT 0512 REV H • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2006