LNK520 LinkSwitch®产品系列 适用于极低成本适配器及充电器应用的高效恒 压或恒压／恒流开关IC 产品特色 线性／RCC电源的低成本替代方案 • 成本最低、元件数目最少且具备恒压(CV)或恒压／恒 流(CV/CC)特性的解决方案 • 对偏置绕组反馈方式进行了优化 • 电源重量最多可以减轻75%，降低了运输成本 • 初级侧的CV/CC解决方案，可节省10至20个次级侧元 件，从而降低了系统成本 • 完全集成的用于短路及开环故障保护的自动重启动 — 节省了外围元件成本 • 42 kHz的工作频率简化了EMI滤波器的设计 优于线性变压器／RCC电源的出色性能 • 通用输入范围可在全世界范围内使用 • 功率损耗最多可降低70% — 极大缩小了外壳尺寸 • 无需次级反馈即可实现输出端的CV/CC特性 • 系统级的过热及流限保护 • 只需外加一个箝位电容就可满足所有单点故障测试要求 • CC工作时对电流的控制提供了固有的缓启动特性 • 可选的光耦器反馈方式改善了输出稳压精度 + DC Output (VO) Wide Range HV DC Input LinkSwitch D C S (a) VO Example Characteristic Min Typ (CV only) (CV/CC) VO ±5% ±10% IO ±24%* (b) For Circuit Shown Above ±24%* IO With Optional Secondary Feedback** *Estimated tolerance achievable in high volume production (external components with ±7.5% transformer inductance tolerance included). **See Optional Secondary Feedback section. PI-3853-030404 PI-3577-080603 图1. (a)典型应用 — 非简化的电路(b)输出特性容差范围 ® EcoSmart — 极高能效 • 265 VAC输入时空载功耗<300 mW • 满足加州能源委员会(CEC)、能源之星及欧盟标准要求 • 无需电流检测电阻 — 提高了效率 应用 • 替代输出功率低于3 W的线性变压器电源 • 蜂窝电话、无绳电话、PDA、数码相机、MP3／便携式 音频设备、剃须刀等使用的充电器 • 家用电器、白色家电及消费类电子产品 • 恒定输出电流的LED照明应用 • 电视机待机电源及其它辅助供电电源 输出功率表1 产品4 230 VAC ±15% 85-265 VAC LNK520 P或G Min Typ Min 3.3W 4W 2.4W 3W 2 4.2W 2 2 Typ 2 空载输 入功率 <300mW 5.5W 2.9W 3.5W <500mW3 表1. 输出功率表 详述 注释: 1. 输出功率是在密闭适配器中、环境温度为50°C的条件下测量得到的。 2. 参见图1(b)，最小值（恒压设计）和典型值（恒压／恒流充电器设计） 分别对应图中输出特性曲线上标注的功率点。 3. 变压器设计中采用更高的反射电压可以提高输出功率能力—参见 “关键应用考量”章节中的说明。 4. 关于无铅封装的选择，参见“器件订购信息”部分。 LinkSwitch的设计可以更低的系统成本替代那些采用线性 变压器／RCC方案的低功率充电器和适配器设计，并且具 备更好性能及更高效率。LNK520与LNK500相同，但针对 偏置绕组反馈的使用进行了优化，同时对开关特性进行了 改进以降低EMI。由于LinkSwitch方案具有高达75%的效率 及小于300 mW的空载功耗，LinkSwitch方案在不到一年的 时间内为用户所节约的电费足以购买整个LinkSwitch电源。 LinkSwitch将一个700 V的功率MOSFET、PWM控制器、 高压启动电路、电流限制及过热关断电路集成在了一个 单片集成电路上。 February 2005 LNK520 CONTROL DRAIN 0 VC 1 ZC SHUTDOWN/ AUTO-RESTART SHUNT REGULATOR/ ERROR AMPLIFIER + 5.6 V INTERNAL SUPPLY + 5.6 V 4.7 V CURRENT LIMIT ADJUST ÷8 - CURRENT LIMIT COMPARATOR + HYSTERETIC THERMAL SHUTDOWN I FB OSCILLATOR D MAX CLOCK SAW S - Q R + PWM COMPARATOR IDCS RE LEADING EDGE EDGE BLANKING LOW FREQUENCY OPERATION SOURCE PI-2777-032503 2 图2. 功能结构图 引脚功能描述 LNK520 漏极(D)引脚: 功率MOSFET的漏极连接节点。提供内部启动工作电流。 漏极电流的内部流限检测点。 控制极(C)引脚: 用于占空比及限流点控制的误差放大器及反馈电流的输入 引脚。内部分流稳压器的连接节点，在正常工作期间提供 内部偏置电流。同时它还用于连接供电去耦电容及自动重 启动/补偿电容。 源极(S)引脚: 输出MOSFET的源极连接节点。作为高压功率的返回端。 初级侧控制电路的共地及参考点。 2 版本 E 02/05 S 1 8 C S 2 7 S S 3 S 4 5 D P Package (DIP-8B) G Package (SMD-8B) 图3. 引脚布局 PI-3790-121503 LNK520 LinkSwitch功能描述 Internal Current Limit Auto-restart 图4所示为占空比、限流点、工作频率与控制极引脚电流 之间的关系。图5所示为简化的典型电源的原理图。用于 ILIM 以下LinkSwitch工作方式的介绍。 上电 上电期间，首先VIN会加到电源输入端(图5)，内部连接在 漏极和控制极引脚之间的高压电流源（见图2）会给控制 CONTROL Current IC 极引脚电容C1充电。当控制极引脚电压相对于源极达到 约5.6 V时，高压电流源关断，内部控制电路工作，内部 IDCT Duty Cycle 高压MOSFET开始开关操作。此时，储存在C1内的电荷 用来给芯片内部提供供电。 Auto-restart 77% 恒流(CC)工作 由于输出电压的存在，因而变压器初级绕组两端的反射 电压开始上升，流经R1的反馈控制极电流IC相应的增大。 30% 如图4中所示，内部限流点随IC而增大。当IC达到IDCT时限 3.8% 流点随IC上升并达到ILIM。内部流限与IC的特性已经进行 ICD1 CONTROL Current IC 了合适的设计，当电源输出电压上升时，其输出电流为 近似的恒流特性。 Frequency Auto-restart 恒压(CV)工作 LinkSwitch的峰值电流控制到内部流限值以下。此时电源 2 fOSC 当I C 超过I DCS 2 mA时(图4)，最大占空比会降低。根据 电源输入电压I C 电流达到某个值时，占空比控制会将 IDCS fOSC(low) 从CC工作方式转换至CV工作方式。在典型的宽电压设计 当中，当输入电压最低时，占空比约为30%时会进行此工 作模式的转换。因此适当选取电阻R1(图5)的阻值，在最低 CONTROL Current IC 输入电压情况下输出电压VOUT达到所要求的稳压值时，使 得IC电流近似等于IDCT。要在其它电路的设计完成后，最后 再选取R1的取值。当占空比低于约4%时，则工作频率会 PI-3579-031004 图4. 控制特性 降低。这样在轻载工作条件下可以降低能量消耗。 D1 自动重启动工作方式 R3 C3 C4 VOUT 在输出短路或开环的故障情况下，防止外部电流流入控 D3 制极引脚，电容C1会放电至4.7 V。达到4.7 V时，自动 重启动电路开始工作，从而关断MOSFET并使控制电路 VIN 工作在低电流的故障保护模式。在自动重启动状态， D2 LinkSwitch D IC C LinkSwitch会周期性地尝试重新开启电源。当故障消除时 S 电源会恢复至正常工作状态。 R1 C1 R2 C2 PI-3578-021405 图5. 简化的电源原理图 3 版本 E 02/05 LNK520 T1 D1 VOUT C3 R3 C4 VR1 RTN 85-265 VAC D3 C2 LinkSwitch LNK520 D R5 R1 U1 C S R4 R2 D2 C1 PI-3703-030404 图6. 使用光耦器反馈的高恒压精度的电源原理简图 如上所述的特性使得在次级侧无需电压或电流反馈电路 向压降之和。可选的低阻值电阻R5用来限制输出纹波造 即可实现具有近似CV/CC特性的电源输出。C2两端电 成的U1LED峰值电流。是否需要R5取决于U1生产商的电 压对输出反射电压跟踪的越好则输出稳压精度就越高。 流指标以及VR1生产商的斜率电阻指标。 由于变压器漏感会引入一定的误差，因而这种电压跟踪 2 当电源工作在恒流(CC)区域时，比如在电源启动后给电 会受变压器输出及偏置绕组耦合的影响。紧密的耦合改 池充电，输出电压低于U1和VR1决定的电压反馈阈值， 善了CV的稳压精度， 因此电阻R2可取较低的数值。松 光耦器完全处于关断状态。此时，电路特性与前述图5中 耦合将降低CV的稳压精度，因此电阻R2取值要高，以便 电路的表现完全一致。即当输出电压增加时C2两端电压 对偏置绕组电压波形上的漏感尖峰进行滤波。此电路配 及流经R1的电流也增加，LinkSwitch调整内部限流点以提 合标准的变压器结构技术即可提供优于线性变压器电源 供近似的CC输出特性。 的输出负载稳压精度，特别适合于很多输出功率很低的 当输出电压达到U1和VR1决定的电压反馈阈值时，光耦 电源应用。如果要求更加严格的负载调整率，则可以采 器导通。电源输出电压继续增加会造成U1的晶体管电流 用光耦器反馈的电路。但此时电源仍然具备LinkSwitch提 增大。根据图4，LinkSwitch控制极引脚的电流增大会使 供的恒流输出特性。 占空比降低，因此可以维持输出电压的稳定。 次级反馈电路的选择 图7所示为采用光耦器反馈时对输出特性的影响。虚线所 图6所示的电路为采用LinkSwitch及光耦器反馈来提高输 示包络区域表示不使用光耦器时最差的电源直流输出电 出稳压精度的电源原理图。与图5不同的是，在初级侧增 加了光耦器U1，其晶体管输出与R1并联。 在次级侧，增加了电压检测元件R4、VR1和U1的LED， 以提供电压反馈信号。在图中所示的例子当中，使用简 单的稳压管(VR1)作为电压参考。如有必要，可以采用更 压及电流的容差(即使输入电压改变或使用不同的电源进 行测量，其输出特性也可以保证在该容差范围内)。图中 点状线表示典型的固有（无光耦器）输出特性。如果不 使用U1、R4、R5及VR1即为此输出特性。实线所示为使 用光耦器反馈时的输出特性。图7中负载变化箭头表示在 电池充电期间常见的输出特性轨迹。当输出电压上升时， 两者输出特性是相同的。但如图中所示，当输出电压达到 加精确的电压参考，以满足更高的输出稳压精度要求，并 电压反馈阈值时，它们的特性轨迹开始不同。如果电压反 在需要时可实现输出电缆压降补偿功能。电阻R4给VR1提 馈阈值高于图7中所示的固有CC至CV转换点输出电压，即 供偏置电流。输出电压等于稳压管VR1电压与U1的LED正 可观察到此输出特性。 4 版本 E 02/05 LNK520 图7. 光耦器对电源输出特性的影响 Output Voltage Tolerance envelope without optocoupler Inherent CC to CV transition point Voltage feedback threshold VO(MAX) Load variation during battery charging Typical inherent characteristic without optocoupler Characteristic with optocoupler 2 Power supply peak output power curve Characteristic observed with load variation often applied during laboratory bench testing Output Current PI-2790-112102 图8. 使用光耦器稳压时的输出特性（降低了电压反馈阈值） 图8所示为电压反馈阈值低于固有CC至CV转换点输出电压 示输出电流会折回至固有CC特性点。在电池充电器应用 的情况。此时，随输出电压的上升，在固有CC至CV转换 中这种负载变化不常发生，因而实际应用当中不会出现 点到达之前次级反馈电路开始进行控制。这在实际的电池 输出电流超过固有恒流点的电流过冲现象。 充电应用当中，将输出电压限制在一个较低的水平上。但 在实验室测试期间，测试电源输出特性时往往都是将负载 在某些应用当中，无论负载变化方向如何，都不希望输 电流从小到大逐渐增加。此时，如图8所示，在达到峰值 出电流出现过冲。为此，最低的电压反馈阈值应设定在 输出功率点前光耦器会进行反馈，从而稳定输出电压。 VO(MAX)点。这样可以保证输出电压在低于电压反馈阈值 在这样的条件下，输出电流会连续增加，直到达到峰值 时，固有CC至CV转换点总是提前发生。但是，由于低 功率点，在峰值输出功率点处光耦器关断。一旦光耦器 于VO(MAX)的固有CV特性容差叠加在光耦器反馈电路的容 关断，控制引脚反馈电流仅由R1决定，因此，如图中所 差上，因此输出电压的稳压精度会变差。 5 版本 E 02/05 LNK520 PI-3854-031804 LinkSwitch LNK520 D S C VOUT C1 R1 Typical Characteristic C2 C4 VIN VOUT D1 R2 D2 (a) (b) IOUT 图9. LNK520位于DC高压端的电路:(a)原理简图；(b)典型输出特性包络 LNK520还可以应用在如图9(a)所示的高端电路中。此电 极大地降低EMI，特别对于辐射频段的范围(>30 MHz)。 路可以使用很少的元件实现输出具有近似CV/CC特性的 但在高压端应用中源极走线的铺铜面积要尽可能的缩小， 电源。典型的输出特性包络如图9(b)所示。 同时EMI滤波元件要远离源极节点。在高压直流作为电源 输入的嵌入式系统应用当中，整个系统的EMI滤波通常远 此电路特别适合于对输出恒流容差要求宽松或无恒流要求 离电源，因而PCB的布局显得不是十分重要。 的低成本充电器及适配器应用。典型应用包括使用线性变 2 压器电源方案的低成本充电器及适配器的直接替代。如果 应用举例 应用中输入电压为高压直流输入，则可以省去输入整流、 图10所示为在DC低端使用LinkSwitch的具有近似恒压／恒 EMI滤波电感以及输入电容。此类应用包括家用电器及工 流(CV/CC)输出特性的典型充电器电源。此设计可以提供 业应用当中使用的辅助电源。 2.75 W的输出功率，在峰值功率点的电压为5.5 V，电流为 在IC放高压端的电路当中，C2两端的电压经过R1给控制 极引脚提供反馈电流。为了简化近似，在LNK520开关周 500 mA(如图11)。在85 VAC至265 VAC的输入电压范围内 效率高于65%。 期的关断期间，输出电压VOUT反射至初级，此反射电压在 桥式整流二极管D1至D4对AC输入进行整流。整流的AC电 C2两端出现，因此C2两端电压与输出电压成比例。输出恒 压经由C1、C2及电感L1构成的π型滤波器进行平滑滤 压精确度由C2两端电压对输出电压跟踪的好坏来决定。 波，同时该π型滤波器还用于差模传导EMI滤波。电阻 此电压跟踪受变压器漏感大小的影响，漏感会引入一定的 RF1为可熔断类型电阻，在初级侧短路及浪涌测试时提 误差。此误差经过R2和C2部分滤波，但还是会引起输出 供保护，而且对差模EMI也可起到滤波的作用。42 kHz的 恒压工作期间输出电压的斜坡下降。LNK520针对偏置绕 开关频率使得使用一个简单的EMI滤波器即可满足国际 组的使用进行了优化，因此相对于图9(a)的高压端应用， 上EMI标准的要求，而无需使用Y电容。 其对反馈电压及输出电压的跟踪更好。因而，高端应用 中增大的漏感误差会造成输出电压下降期间输出电流的 增大，如图9(b)中所示的输出恒流特性包络。 当交流上电时，高压直流出现在LinkSwitch(U1)的漏极引脚。 内部连接在漏极和控制极引脚之间的高压电流源会给控 制极引脚电容C5充电。当控制极引脚电压相对于源极达 在高压端应用的电路当中，源极引脚及其电路板铺铜走 到约5.6 V时，内部高压电流源关断，内部控制电路工作， 线形成开关节点。为优化EMI性能必须对此加以考虑。 内部高压MOSFET开始进行开关操作。此时，C5内的能 LNK520内部MOSFET的开关特性已经进行了优化，可以 量用来给芯片提供供电。 6 版本 E 02/05 LNK520 5.5 V, 500 mA D1 D2 1N4005 1N4005 L1 1 mH 0.15 A RF1 8.2 Ω L 2W R1 390 kΩ 1/4 W 1 7 2 6 D7 8T 11DQ06 C4 330 pF 1 kV R2 100 Ω 100T C1 4.7 mF 400 V C2 4.7 mF 400 V J1 26T R3 15 Ω D6B 1N4937 4 T1 EE16 LP = 2.52 mH C3 1 mF 50 V LinkSwitch N U1 LNK520P D D3 1N4005 RTN 5 D5 1N4007GP 85 - 265 VAC C6 330 mF 16 V D4 1N4005 C S R4 6.81 kΩ 1%, 1/4 W C5 220 nF PI-3723-111303 10 85 VAC 115 VAC 9 190 VAC 230 VAC 265 VAC Limits Output Voltage (V) 8 7 PI-3718-092503 图10. 使用LinkSwitch的2.75 W恒压／恒流充电器 2 6 5 4 3 2 1 0 0 100 200 300 400 500 600 700 Output Current (mA) 图11. 图10中所示电路测量得到的输出特性 变压器次级经D7和C6整流滤波，给负载提供直流输出。 LinkSwitch完全在初级侧实现输出恒压和恒流的控制， 极大简化了次级电路。这是通过监测初级侧的偏置绕组 电压来实现的。 二极管D5、电容C4和R1及R2组成了初级箝位网络，用 于限制由漏感造成的峰值漏极电压。电阻R2允许D5使用 一个慢速、低成本的整流二极管来限制在U1导通时流经 D5的反向电流。选用慢速二极管不仅可以改善辐射EMI， 而且可以提高恒压稳压精度，对空载情况下的输出稳压的 改善尤其明显。 7 版本 E 02/05 LNK520 恒压工作时的输出电压等于初级侧偏置电压乘以变压器的 2. 设计为非连续反激式变换器设计。输出功率的典型值 变比。偏置绕组电压依次等于控制极引脚电压(约5.7 V)、 是基于初级电感量使用正常值以及VOR取值在40 V至 偏置反馈电阻R4两端电压及D6B的正向电压之和。电阻 80 V之间的假定条件。连续模式的设计会带来环路稳 R3可以忽略，因其电阻压降所占比例很小。在恒压工作 时，R4两端电压等于控制极引脚电流IDCT (2.15 mA)乘以 电阻R4的阻值。 定性问题，因此不建议采用。 3. 次级输出电压为5 V并使用肖特基整流二极管。 4. 假设效率是65%。 5. 器件在板上通过源极引脚焊接在足够大的铺铜面积上， 当输出负载降低时，输出电压以及偏置绕组电压都会增 大，导致流入控制极引脚的电流增大。当流入控制极引 保证其结温低于100 °C。 6. 输出电缆总的电阻阻值为0.2 Ω。 脚的电流超过IDCS（约2 mA）时，占空比开始降低以维 持输出电压的稳定，控制极引脚电流为2.15 mA时占空比 除使用环境（密闭、通风、敞开式等）以外，给定应用 达到30%。 下LinkSwitch的最大功率输出能力还依赖于变压器磁芯大 小、效率、初级电感量容差、最低额定输入电压、输入储 在轻载或空载条件下，占空比达到约4%时，开关频率会从 能电容、输出电压、输出二极管正向压降等因素。因此实 44 kHz降低至29 kHz以降低轻载及空载输入功率。 际输出功率会与表1中所示数值有所差异。 随着输出负载的增加，当达到峰值功率点时(由0.5×LP×ILIM2×f 变压器设计 决定)，输出电压以及初级侧的偏置绕组电压下降。偏置 电压的下降引起控制极引脚电流同比例下降，从而降低 了LinkSwitch内部的限流点（流限控制）。 为提供近似的CV/CC输出特性，变压器要设计工作在非 连续工作方式。在MOSFET关断期间，所有变压器储能 被传递到次级。非连续模式的能量传输不依赖于输入电 恒流(CC)工作方式是通过降低初级侧的限流点从而对次 2 级输出电流加以控制。当输出电压降低，进而偏置电压 也降低时，利用限流点降低的特点可以在次级提供近似 压的高低。 进入恒流工作方式之前的峰值功率点由变压器能够传输的 的恒流输出特性。 最大功率决定。传输的功率以公式P = 0.5×LP×I2×f表示。 如果负载继续增加，使得控制极引脚电流降到约低于0.8 mA 关频率。 时，控制极引脚电容C5将会放电，LinkSwitch将进入自动 重启动保护工作方式。 限流点控制节省了次级所需的电流检测元件（检测电阻、 晶体管、光耦器以及相关元件)。次级检测电路的节省使得 电源效率大大提高，同时也缩小了电源外壳的尺寸。 其中LP为初级电感量，I2为初级峰值电流的平方而f为开 为使分析简单，数据手册参数表中规定了一个I2f系数。此 参数为限流点平方与开关频率的乘积，并按反馈参数IDCT 进行归一化。这样此系数可以用来说明由于LinkSwitch的 不同而引起的电源峰值功率点的变化。 由于初级电感量的容差部分地决定了峰值功率点(CC工 关键应用考量 作开始处)，因此必须对此参数进行良好的控制。如果要 输出功率的选定 ±7.5%或更好。使用标准的低成本中间柱开气隙的技术 得到±24%的恒流容差范围，则初级电感量的容差应满足 即可满足此要求，但通常气隙大小为0.08 mm或更大。 表1（前页）说明了器件在如下规定条件下所能输出的最 大连续输出功率: 也可使用较小的气隙，但要求使用非标准的AL容差严格 的铁氧体磁芯。 1. 最低直流输入总线电压为90 V或更高。此电压相当于 其它开气隙的技术，比如利用薄膜材料开气隙，可以得 宽电压输入时采用3 µF/W的滤波电容，230 VAC单电 到更精确的容差(±7%或更佳)，进而可以改善峰值功率点 压或115 VAC倍压整流时采用1 µF/W的滤波电容。 的精度。详细指南请咨询您的变压器供应商。 8 版本 E 02/05 LNK520 磁芯中所开的气隙应该是均匀一致的。不均匀的磁芯气 隙，尤其是尺寸很小的气隙，在磁通密度改变时会引起初 级电感量的变化（部分饱和），从而造成恒流工作时输出 电流特性的非线性。为验证气隙是否均匀，建议在直流供 电情况下检查初级电流波形。其斜率为di/dt=V/L，在整个 MOSFET导通期间此斜率都应保持不变。电流上升斜率的 任何改变都表明气隙不是平坦均匀的。 用LCR电桥测试的方法也是不可靠的。通常这些仪器的测 试电流只有几个毫安，这么小的电流不足以在磁芯当中形 成足够高的磁通密度以表明气隙的不均匀。 对于中心柱气隙为0.08 mm的典型EE16或EE13磁芯，在 标准的大批量生产中可以保证的初级电感量容差范围为 ±10%。这样在功率达2.75 W、空载功耗300 mW的设计 中可以使用EE13磁芯。如果在磁芯的边柱采用薄膜气隙 则电感量的容差可提高至±7%或更好，EE13磁芯就可以 输出3 W的输出功率。而使用较大的磁芯EE16时，使用 中心柱开气隙的方法即可使输出功率达到3 W。如果设 计中受到空间的限制或者与EE16相比有成本优势，则适 宜采用EE13磁芯。 选取变压器的变比使得VOR（通过次级至初级的圈数比 反射的输出电压）在40 V至80 V之间。较高的VOR增大了 LinkSwitch输出功率的能力，但同时也增大了空载功率 消耗。在对空载功耗没有要求的设计当中，甚至可以采 用更高的VOR。但要注意的是，在充电器应用当中，当电 源工作于输出特性的上限点时，器件的最大温升要在可 接受的范围内。在任何情况下都要保证工作在非连续工 作方式。并要注意电源输出特性的恒流线性度受偏置电 压的影响。如果该特性对于具体应用特别重要，在设计 最终定案前则必须对输出特性加以检查。 输出特性的变化 器件容差以及外部电路都会对整个LinkSwitch电源的输 出特性容差造成影响。对于使用LNK520、输出功率为 2.75 W的设计，大批量生产时峰值功率点的容差范围分别 为±10%（电压精度）及±24%（电流精度）。这包含器 件、变压器容差（假设±7.5%）及输入电压变化的影响。 起主要作用的漏感。当负载降低时，初级工作峰值电流 降低，漏感能量也相应减小，因而减低了箝位电容的峰 值充电作用。 在负载非常轻或空载时，通常输出电流小于2 mA情况下， 由于次级的漏感峰值充电的作用，输出电压也会升高。 可以通过增加一个预负载的办法将此电压压低，此预负载 对空载功耗产生的影响很小。增加一个光耦器及次级参考 （图6所示）可以在整个负载范围内提高输出电压的负载 调整率。次级参考仅在输出电压高于正常峰值功率点电 压时提供反馈，从而保证正确的恒流工作特性。 元件选择 图10所示原理图中略述了LinkSwitch电源所需的关键元件。 箝位二极管 — D5 D5要使用超快速(trr <50 ns)、快速(trr <250 ns)或标准恢复 类型二极管，其额定耐压要高于600 V。建议使用标准恢 复时间二极管，可以改善恒压特性。但该二极管应为玻 璃钝化类型 (比如1N400xGP) ，这样可以确保其反向恢复 时间在可控范围之内。 箝位电容 — C4 电容C4使用耐压为500 V、容量在100 pF至1000 pF之间 的电容。建议使用低成本的陶瓷电容。该电容的容差对 输出特性的影响不大，因而任何±5%、±10%或±20%容 差的电容都可以接受。起始取值可以为330 pF，迭代选 用R1阻值。 箝位电阻 — R1 尽量选取较大阻值的R1电阻，但要保证在最高输入电压时 漏极BVDSS 有足够的裕量。一般选用原则是C4取值尽量小 而R1取值尽量大些。 控制极引脚电容 — C5 电容C5用于开机期间给LinkSwitch供电，同时设置自动 重启动频率。对于使用电池负载的设计，电容取值为 0.22 µF，而阻性负载要使用1 µF。这可以保证在开机期 间有足够的时间使得输出电压达到稳压范围。可以使用任 何耐压高于10 V的电容。 输出功率越低的设计，其恒流线性度也越差。 在峰值功率点处随着输出负载的降低，由于对输出负载 端电压的跟踪存在误差，输出电压会上升。产生这些误 差的根源包括输出电缆压降、输出二极管正向电压以及 偏置电容 — C3 电容C3应为1 µF、50 V的电解电容。耐压额定值要满足 偏置绕组20 V至30 V的使用要求。电容值越低稳压精度 越差。 9 版本 E 02/05 2 LNK520 反馈电阻 — R4 快速设计校验 选取电阻R4的阻值，使得电源在峰值输出功率点处，流 入控制极引脚的反馈电流约为2.15 mA。电阻值的实际 取值取决于设计中采用的偏置绕组电压的高低，一般为 在进行电源设计时，所有LinkSwitch的设计均应进行校 验，以确保在最差情况下不超过元件指标。建议至少进 行如下测试： 20 V至35 V。偏置绕组电压增高会增大空载功率消耗。 该电阻可以使用任何1%、0.25 W类型的电阻。 1. 最大漏极电压 — 在最高输入电压、峰值输出功率情况 下确认VDS不超过675 V。 输出二极管 — D7 根据电源的效率指标要求选用快速PN结、超快速PN结或 2. 最大漏极电流 — 在最高环境温度、最高输入电压及 肖特基二极管。二极管的耐压额定值要足够高，以便承 峰值输出功率情况下，观察启动时的漏极电流波形， 受输出电压加上通过变压器变比而变换得到的次级绕组 确认变压器没有出现饱和，同时也没有过高的前沿电 上的输入电压 (一般来讲对于50 V的VOR，二极管的反向 峰值电压PIV应为50 V)。不建议使用慢恢复时间的二极管 (1N400X 系列)。 输出电容 — C6 选择耐压及纹波电流合适的C6电容，保证其不会超标。 流尖峰。LinkSwitch的最小前沿消隐时间为200 ns，可 以防止导通周期过早地终止。在200 ns消隐时间结束 时，观察漏极电流波形，确认前沿电流尖峰的幅值低 于限流点。 3. 温升检查 — 在峰值输出功率、最低输入电压和最高 环境温度条件下，确认LinkSwitch、变压器、输出 使用低串联等效电阻(ESR)的电容可以降低峰峰值输出纹 二极管和输电容的温度没有超过温度指标。由于 波并提高整个电源的工作效率。 LinkSwitch器件之间RDS(ON)的差异，在温升检查时要留 有足够的裕量。考虑到这些因素的影响，在低压峰值 LinkSwitch 布局注意事项 2 输出功率的情况下，建议LinkSwitch源极引脚的温度 最高不要超过100 °C。 初级侧的连接 连接至源极的铺铜面积尽可能大，以降低LinkSwitch器件 的温升。 4. 输出特性的中心值调整 — 使用具有标准电感量的变 压器，在输入由低压到高压的过程当中，确认在高于 额定输出电流及正确的输出电压约4%时达到峰值输 控制极引脚电容C5应尽可能放置在靠近源极及控制极引 出功率点。如果峰值功率点没有在该处发生，则设计 脚的地方。 要重新进行调整(增大LP)，以保证设计能满足整个容 差的限制。 为了降低初级侧开关的漏极节点与次级及交流输入之间 的EMI耦合，LinkSwitch的位置应远离变压器的次级以及 LNK500和LNK520的选择 交流输入端。 使用LNK500还是LNK520要根据LinkSwitch器件在电路中 所有PCB板上连接至开关漏极节点走线的长度和面积都要 的位置来决定。LNK500设计用于高压端工作的情况， 尽可能保持最小，以降低辐射EMI。 而LNK520用于低压端工作方式。但是LNK520在某些应 用当中也可用于高压端工作方式。参见图9及相关说明。 Y电容 如果需要Y电容，则Y电容的连接要尽可能靠近变压器次 级输出的返回端引脚和初级大电容的正极连接端。这样 表2对于选用器件时的考量因素进行了总结说明。 设计工具 放置可以最大化地利用Y电容改善EMI，同时避免共模雷 关于设计工具的最新信息请访问Power Integrations网站: 击测试时出现问题。 www.powerint.com. 10 版本 E 02/05 LNK520 LinkSwitch D InputFilter Capacitor S S C S + S HV DC Input - S Y1Capacitor Transformer OutputCapacitor DC Out + PI-3732-103003 图12. 使用LNK520的印刷电路板布局建议 11 版本 E 02/05 2 LNK520 LNK500 LNK520 • 最低成本的CC/CV方案 • 源极连接到开关节点—电路简单且元件数 目少 • 开关速度很快降低了损耗，效率最高 • 源极PCB的铺铜散热连接至开关节点 — 为 降低噪声要尽量缩小散热铺铜尺寸 • 无需偏置绕组—最简单的电路结构 • 很低成本的CC/CV方案 • 源极连接至“安静”的初级低压端的返回 端—便于布局且噪声低（仅适于低压端工 作的电路） • 开关速度进行了优化—降低了辐射EMI， 多达5dB(图13) • 源极PCB的铺铜散热连接至初级返回端— 对于高功率输出其面积可以增大而不会产 生噪声（仅适于低压端工作的电路） • 需要偏置绕组—允许使用较高的VOR从而 提高输出功率能力（仅适于低端工作的电路） • 适合于没有外加滤波或屏蔽措施的系统 系列 要点 • 适合于替代具有EMI屏蔽或滤波的线性电源 总结 LNK500建议用于对成本敏感且其系统已经具 LNK520建议用于单机充电器、适配器以及要 备EMI滤波器的应用（比如白色家电） 求EMI衰减的较大的系统(比如应急灯) 表2. LNK500和LNK520的比较 2 图13. LNK520和LNK500相比在辐射EMI上约有5 dBµV的改善 12 版本 E 02/05 LNK520 绝对最大额定值(1,4) 漏极电压 ......................................................... -0.3 V至700 V 漏极峰值电流............................................................. 400 mA 控制极电压 ......................................................... -0.3 V至9 V 控制极电流(不超过9 V) ........................................... 100 mA 贮存温度 ....................................................... -65 °C至150 °C 工作结温(2) .................................................... -40 °C至150 °C 引脚温度(3) ................................................................... 260 °C 注释： 1. 所有电压都以源极作为参考，TA = 25 °C。 2. 通常由内部电路控制。 3. 在距壳体1/16英寸处测量，持续时间5秒。 4. 在非重复性短时间内施加器件允许的最大额定值不会 引起产品永久性的损坏。但长时间对器件施加允许的 最大额定值时，会对产品的可靠性造成影响。 热阻抗 热阻抗：P或G封装: (qJA) ...................................... 70 °C/W(2); 60 °C/W(3) (qJC)(1) ......................................................... 11 °C/W 注释： 1. 在靠近塑料封体表面的第2引脚（源极）处测量。 2. 焊在0.36 平方英寸(232 mm2)、2 盎司（610 克／m2） 铜铂区域。 3. 焊在1 平方英寸(645 mm2)、2 盎司（610 克／m2）铜 铂区域。 条件 参数 符号 源极=0V;TJ=-40至125°C 见图14 （另行说明除外） 最小值 典型值 最大值 单位 控制功能 fOSC IC=IDCT,TJ=25°C 34.5 42 49.5 kHz fOSC(LOW) DutyCycle=DCLF TJ=25°C 24 30 36 kHz DCLF 开关频率从fOSC至 fOSC(LOW),TJ=25°C 2.7 4.1 5.5 % DC(RANGE) Frequency=fOSC(LOW),TJ=25°C 2.0 3.5 5.0 % 最大占空比 DCMAX IC=1.5mA 74 77 80 % PWM增益 DCREG IC=IDCT,TJ=25°C -0.37 -0.27 -0.17 %/mA IDCT TJ=25°C 见图4 2.06 2.15 2.25 mA VC(IDCT) IC=IDCT 5.5 5.75 6 V ZC IC=IDCT,TJ=25°C 60 90 120 W 开关频率 较低开关频率 工作在较低开关频 率时的占空比 低频占空比范围 占空比为30%时的 控制极引脚电流 控制极引脚电压 动态阻抗 13 版本 E 02/05 2 LNK520 条件 参数 符号 源极=0V;TJ=-40至125°C 见图14 (另行说明除外) 最小值 典型值 最大值 单位 关断／自动重启动 控制极引脚充电 电流 控制／供电／放电 电流 VC=0V -4.5 -3.25 -2 VC=5.15V -2.5 -1.8 -1.0 TJ=25°C 输出MOSFET使能 0.68 0.75 0.82 TJ=25°C 输出MOSFET禁止 0.5 0.6 0.7 IC(CH) TJ=25°C ICD1 ICD2 mA mA 自动重启动阈值 电压 VC(AR) 5.6 V 自动重启动迟滞 电压 VC(AR)hyst 0.9 V DC(AR) 电源输出短路 8 % f(AR) S2开路 C1=0.22mF(见图14) 300 Hz 自保护限流点 ILIM TJ=25°C di/dt=90mA/ms 见注释B 228 254 280 mA I2f系数 I2f TJ=25°C di/dt=90mA/ms 见注释B,C 2412 2710 3008 A2Hz 自动重启动限流点 ILIM(AR) IC=ICD1,TJ=25°C 上电复位阈值电压 VC(RESET) 自动重启动占空比 自动重启动频率 电路保护 2 前沿消隐时间 tLEB IC=IDCT,TJ=25°C 限流延迟 tIL(D) TJ=25°C 热关断温度 热关断迟滞 14 版本 E 02/05 IC=IDCT 165 mA 1.5 2.75 200 300 ns 100 ns 135 °C 70 °C 125 4.0 V LNK520 条件 参数 符号 源极=0V;TJ=-40至125°C 见图14 (另行说明除外) 最小值 典型值 最大值 单位 输出 导通电阻 关断状态漏极漏 电流 击穿电压 漏极供电电压 RDS(ON) ID=25mA TJ=25°C 28 32 TJ=100°C 42 48 IDSS VC=6.2V VD=560V,TA=125°C BVDSS 见注释D VC=6.2V,TA=25°C 700 见注释E 36 50 W mA V 50 V 注释: A. 对带有负号的技术指标，负温度系数表示随温度增加其数值增加，正温度系数表示随温度增加其数值减少。 B. IC以90mA/µs的di/dt斜率逐渐增大，从而得到最大限流点。IC进一步增大会通过占空比控制终止此开关周期。 C. 此参数按IDCT进行归一化，使其与电源的输出电流相关（其值乘以IDCT(nominal)/IDCT）。 D. 可通过提高漏极引脚电压，但不超过最小BVDSS的方式来检查击穿电压的大小。 E. LinkSwitch在漏极电压低于36V的情况下也可以启动和工作。但是，控制脚的充电电流会减少，这会影响启动时间、 自动重启动频率和自动重启动占空比。关于低压工作的特性情况，请参阅图16中控制引脚充电电流(IC)与漏极电 压之间关系的特性曲线。 15 版本 E 02/05 2 LNK520 图14. LinkSwitch的通用测试电路 2 图15. 占空比测量 典型性能特性 图16. IC 与漏极电压的关系 16 版本 E 02/05 图17. 控制极引脚I-V特性 LNK520 典型性能特性（续） 图18. 占空比与控制引脚电流之间的关系 图19. 击穿电压与温度的特性曲线 2 图20. 开关频率与温度的特性曲线 图21. 限流点与温度的特性曲线 图22. I2f系数与温度的特性曲 图23. IDCT 与温度的特性曲线 17 版本 E 02/05 LNK520 典型性能特性(续) 图24. PWM增益与温度的特性曲线 图25. 输出特性（漏极电流与漏极电压之间的关系） 器件订购信息 LinkSwitch产品系列 系列型号 封装信息 2 G 塑封表面贴DIP封装 P 塑封直插式DIP封装 无铅封装 空白 否 标准配置（锡铅） 纯镀锡封装（无铅） 带装&卷轴装及其它包装形式 空白 LNK 520 G N - TL 18 版本 E 02/05 TL 标准配置 带装&卷轴装，至少1000个，仅适用G封装 LNK520 2 19 版本 E 02/05 LNK520 版本 注释 日期 C 1) 数据手册最后发布。 3/04 D 1) 增加了无铅订购信息。 12/04 E 1) 微小错误及格式修正。 2/05 2 20 版本 E 02/05