应用笔记AN:18

应用笔记 AN:18
利用 PRM 和 VTM 为 LED 供电提供恒定电流
作者:产品应用工程师 Joe Aguilar
目录:
简介
页
简介
1
发光二极管(LED)正常工作时需要恒定电流。V-I 晶片预稳压模块(PRM)和电
技术背景:
2
压转换模块(VTM)的设计, 可以利用组成自适环稳压的方法来提供受控电压。
(详
自适環稳压
细信息请参阅(www.vicor-china.com/fpa101/fpa101.pdf )。使用 PRM 和 VTM 为
4
电流控制电路
概述
4
V-I 晶片选择
5
(PRM,VTM)
发光二极管供电,需要调节 PRM 的操作型式, 以提供稳定的电流。本应用笔记提供
了使用 PRM 和 VTM 实现恒流源的指导。
相比于传统方法,使用 PRM 和 VTM 提供恒流有若干优点。在系统中采用 VTM 可
电流检测子电路
6
差模和误差放大器
6
以倍升负载点电流。通过如下等式可以看出,VTM 的输出电流正比于输入电流:
的选择 (U2)
6
分流电阻(R1)
的选择
等式 1
6
差模放大器
增益(R2 至 R5)
因此在受控电流应用中,可以通过检测和调节 VTM 的输入电流来控制输出电流。
电压基准( U1 )
7
检测较小的电流需要较小的传感器,其功耗较低且能够提高总体效率。同时 V-I 晶
限压子电路
9
片自身的效率和功率密度很高,使得 LED 二极管系统整体体积更小,温升更低,并
补偿元件
11
能最大限度地提高每瓦功耗的流明。整体系统结构如图 1 所示。
12
附录 A 利用本应用笔记概述的技术, 举出一套完整的设计实例。
(R6,C2)
电压源( VH )
13
电流穩壓电路的
有些發光二极管需要脉冲电流才能正常工作。由于本应用笔记所建议的电路配置的
启动顺序
电流穩壓精度
16
带宽限制,有关脉冲电流的运行将在未來的应用笔记中描述。大多数已知的 LED 類
布局考虑
17
型都能用一组 PRM 和 VTM 晶片来驱动。有关并联 PRM 和 VTM 来提供调节电流
结论
18
的应用,在这篇应用笔记中没有讨论。
附录 A – 设计实例
18
图1
可调节电流源
的基本结构
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技术背景:自适环调节
阅读本应用笔记需要对 VI 晶片和分比式功率架构(FPA),包括自适环调节知识有基
本的了解。如欲了解更多信息,请参考如下连接
(www.vicorpower.com/fpa101/fpa101.pdf)。
在开始设计之前,用户需要定义系统设计需求。这些需求应包括:输出电流设定值、
输出电压范围和电流调节精度。在大多数情况下,有关的 LED 或 LED 阵列的数据
表会界定各项要求, 以規範用户恰当的使用其产品. 应充分了解 LED 的 V-I 特性, 确
保电路能够提供足够的电流, 并且电流量是在 PRM 和 VTM 的电压范围内。
PRM 预配了内部电压环,以将 PRM 的输出电压调节到设定值。
应充分理解 PRM 的内部工作原理,因为外部恒流电路设计, 需与内部电压控制环一
起工作,并通过改变 PRM 电压参考值来调节 VTM 输出电流。
图 2 所示为 PRM 内部电压控制环的简化框图。
图2
PRM 内部误差
放大器的功能框图
内部产生的参考电压通过 10K 电阻和 0.22μF 电容接到 PRM 的 SC 端口,用于提
供软启动。调节 SC 端口的电压, 可以透过由增加的外部电阻或施加的外部电压来
进行。SC 端口的电压不应超过直流 6V。
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SC 电压经缓冲并通过一个电阻分压网络馈入到误差放大器,
其增益為 0.961。R68
形成电压采样阻性分压网络的上半部分。对于每一个 PRM 型號来说,这个电阻
都是固定的。每一个 RPM 型號对应的 R68 阻值, 参考表 1。分压网络的下半部分
由 OS 引脚和 SG( ROS )之间增加的电阻构成。等式 2 定义了 PRM 的输出与 VSC
和 ROS 的函数关系。从等式 2 可以看出:在给定的 ROS 电阻,调节 SC 引脚的电
压可以确定 PRM 的输出电压。这是一种由外部电流控制电路控制输出的方法。
等式 2
其中: VSC 是 PRM 的 SC 引脚电压.
ROS 是 PRM 中 OS 与 SG 间的电阻
R68 是表 1 指定的 PRM 内部电阻
表1
PRM 内部
R68 电阻的取值
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电流控制电路
概述
推荐的电流控制电路如图 3 所示。
图3
恒流电路
因为 VTM 是一个电流倍增器,所以其输出电流可以被输入电流所调节。这种方
法的优点是:电流在先于 VTM 电流倍增级前在较高电压侧即被采样,这样减少
了外部分流器上的 I2R 功耗。此外,控制电路在初级端(PRM),无需隔离反馈信
号。
这个电路由基准电压、分流电阻、差模放大器以及误差放大器组成。通过一个配
置为差模放大器的运算放大器,在 PRM 输出侧进行低电流侧采样。分流电阻 R1
两端的电压被采样, 并以由电阻 R2~R5 确定的增益来放大。参考电压使用一个
精密可调并联参考源来产生,并连接到误差放大器同相端。误差放大器就是将这
个电压与差模放大器的输出(VSENSE)进行比较。误差放大器的输出(VEAO)通过电
阻 R7 和 R8 与 SC 引脚相连,籍此调整 PRM 的输出工作点。误差放大器会一直
调节 PRM 的输出电压,直至 VSENSE 的电压与参考电压 VREF 相等。
推荐电路的元件清单如表 2 所示。
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表2
推出推荐值
图 3 注:如果使用 MP028F036M12AL,则 R9 值为 4.19K。
恒流电路
下面各项,阐述如何选择适当元件, 组成简单, 直接, 具成本效益, 且使用元件数
量最少的方案的一般准则。因为实现本电路的方法有多种,因此针对不同的应用,
推荐的配置不一定是最理想的。本应用笔记已提供充足的详细信息,用户可以通
过修改电路来配合他们的最终应用。
某些电路问题,比如启动时序,是难以预测的,因此必须针对每一应用进行测试
和调整。用户可自行决定是否进行必要的系统测试和故障诊断,以考核电路在最
终应用中的表现。
V•I 晶片选择(PRM,VTM)
应以输入电压和功率等级来选择 PRM; 并以合适的 VTM 来配合不同的负载电压
需求。选择 VTM 时必须了解以下参数:
1.最大输出电流
2.最小和最大输出工作电压
参考网站(www.vicor-china.com/technical_library/datasheets/chips/),以确定是
否有合适的 VTM 可以在负载规定的电压范围内提供所需电流。然后再参考特定
产品规格书, 获取操作及性能方面的信息。
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电流检测子电路
图4
电流检测元件
虽然还有其它的技术,但推荐的电流检测方式是用差模放大器在低端进行采样的方
法。
差模和误差放大器的选择(U2)
为了减少元件的数量,建议使用双路运算放大器作为差模和误差放大器。由于系统
的总体带宽受限,因此选择放大器应该尽量提高电流检测的精度。输入失调电压和
输入失调电流是直接影响准确性的关键参数,这些参数应尽可能的低以减少电流检
测误差。 在选择电源电压时仍需要考虑放大器自身消耗的电流。
推荐的放大器是 ADI 公司的 AD8667。
AD8667 的主要参数见表 3。如欲获得更多信息,请参考生产商数据表。
表3
AD8667 的参数
参数
标记
数值
单位
条件
最大失调电压
VOS
450
mV
-40<TAMB<125
最大失调电流
IOS
65
pA
-40<TAMB<125
最大偏置电流
IB
105
pA
-40<TAMB<125
每路放大器最大供电电流
ISY
325
μA
-40<TAMB<125
分流(电流检测)电阻(R1)的选择
跟误差放大器一样,分流电阻对电流检测精度有极大的影响。如果分流电阻的预计
误差是 5%,则分流电压的误差也是 5%,将会导致等效电流检测的误差也是 5%。
因此,在电流源的误差范围内选择分流电阻至关重要。分流电压应该大于误差放大
器的输入失调电压以避免扩大误差度。此外,分流器会产生额外的功率损耗,因此,
应保持在最低值以降低功耗。推荐的分流器是 Vishay 公司的 CSM25120R010B,
这是一个 10mΩ,0.1%精度,1W,2512 金属箔的四端电阻,带用于电压检测的开
尔文(Kelvin)测试点。5A 电流下,这个器件的功耗大约是 250mW。
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差模放大器增益(R2 至 R5)
对于给定的分流值,差模放大器的增益将决定达到预期的输出电流所必需的参考
电压。假设 R2 等于 R4,R3 等于 R5,该差模放大器的输出由等式 3 定义。
等式 3
其中:VSENSE 是差模放大器的输出。
VSHUNT 是分流器(R1)两端的电压
推荐的阻值使增益为 100,这样,当使用 10 mΩ 分流电阻时,每 1A 的 PRM 电
流,差模放大器的输出为 1V。
电压基准(U1)
VTM 有以下的输入/输出特性,如图 5 所述
图5
VTM 工作原理
根据上述关系,给定输出电流,输出电压,VTM 效率和 VTM 输出电阻时,
可以解出等式 4,得出必要的 VTM 输入电流。这一点很重要,因为 PRM 电
流控制电路控制 VTM 输入电流。
等式 4
其中: I OUT 是 VTM 的预期输出电流
VOUT 是 VTM 的标称输出电压
η 是给定输出下 VTM 的标称效率
ROUT 是 VTM 的标称输出电阻
K 是 VTM 的转换比
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根据电流检测元件选型,所需要的参考电压由等式 5 确定。
等式 5
其中:VREF 是参考电压。
PRM_IOUT 是由等式 4 得出的所需 PRM 电流。
R1 是分流电阻。
R3 和 R2 是差模放大器的增益电阻。
从表 2 的给出的值,
,因此 VREF=PRM_IOUT
有多种途径可产生参考电压。其中一个比较简便的方法就是用一个可调并联
稳压器,例如 TLV431B。
图6
电压参考元件
在选择 R10 和 C3 的时候,参考生产商的推荐值以确保稳定性。务必谨记这
些元件也会影响启动时序 (参见后面章节中相关描述)。电阻 R11 和 R12 用来
调节输出。这些电阻的容差将直接影响精确度,因此应该使用高精度电阻。
器件供电电流应该保持在 1mA 以下,这样推荐配置的供电电流就可以保持
在 VH 的 5mA 限制之内。
这种方法假定:基于给定的分流器及差模放大器增益时,通过调节参考电压
以获得正确的输出电流。另一种替代方法是参考电压不变,通过调节增益来
获得期望的输出电流。
在这种情况下,变换等式 5,在给定参考电压、PRM 输出电流和分流器情
况下,计算出差模放大器的增益。
等式 6
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限压子电路
图7
电压限制部分
当误差信号放大器达到最大值时,
要求电阻 R7 和 R8 限制 SC 上的最大电压。
在这种状况下,选择电阻 R9 来限制 PRM 输出的最大电压。
SC 的内部电容(0.22μF)与 R7、R8 及内部 10kΩ 三个电阻并联后的等效电
阻形成一个极点。
等式 7
等式 8
如后续章节所述,这个极点会限制误差信号放大器的带宽。减少 R7 和 R8 的
阻值可以增大 FPOLE,然而,这也会增加驱动 SC 所需的电流。当使用 VH
供电源的时候,FPOLE 应该限制在最大 1 kHz。
为了选择合适的元件,应该定义如下参数:
1)误差放大器饱和时的最大输出电压:VEAO(MAX)
2)误差放大器饱和时的最大 SC 电压:VSC(MAX)
3)最大 PRM 输出电压:PRM_VOUT(MAX)
4)SC 的极点频率:FPOLE
VSC(MAX)的推荐值是 3V。PRM SC 端口的最大绝对电压为 6V,应避免达到
此值,以防内部元件受损。R7 和 R8 的值可通过等式 9,10, 按 VSC(MAX)、
VEAO(MAX)和 FPOLE 来计算出来。
等式 9
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等式 10
其中:VEAO(MAX)是误差放大器的最大输出电压。
VSC(MAX)是 SC 端口的最大电压。
FPOLE 是 SC 端口的极点频率(等式 7)
定义了 SC 端口的最大电压之后,
便可选择 R9 来限制 PRM 的最大输出电压,
定义如等式 11:
等式 11
所选择的元件,应能为 PRM 提供所需的输出电压, 并且不会超出其最大额
定值 。用于选择这些元件的参数如表 4 所列。
表四
参数值图 8,误差放大
器部分
参数
值
VEAO(MAX)
8.6V
VSC(MAX)
3V
FPOLE
1k
PRM_VOUT(MAX)
*56 V
MP028F036M12AL 最大值为 51V。
补偿元件(R6,C2)
参数值图 8
误差放大器部分
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此电路补偿由一个单极点组成,其频率响应由等式 12 所描述,并显示在图
9 中。在对数坐标系下绘出幅频响应,可以看到从原点开始(f=0Hz)
,增益
以-20dB/10 倍频的斜率下降。误差放大器的穿越频率(FCROSS)由 R6 和 C2
按照等式 13 来决定。
等式 12
等式 13
图9
误差放大器
的频率响应
为了保证稳定性,误差信号放大器的穿越频率(FCROSS)应限制在 SC 极点
频率的
1
以下。
10
等式 14
变换等式 13,解出 R6 和 C2 的乘积来得到想要的穿越频率。推荐的穿越频
率的近似值为 100Hz。
等式 15
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电压源(VH)
推荐的配置是以 VH 为参考基准, 为运算放大器供电。VH 是由 PRM 内部产
生的 9V 辅助电压源。VH 的电流限制为 5mA,最大电容限制为 0.1μF。如
果修改了推荐的配置,戍应确定预期的最大负载琥流, 确保不超过 5mA。
如有需要,图 10 显示了一种增大 VH 輸出電流的方法。
图 10
增加 VH 电源的能力
电路增加了晶体管 Q1 作为输出和电源轨(VS)之间的射极跟随器。R14 用
来限制 VH 的最大吸取电流。因为大部分功率都是通过 PRM 的输出供电,
因此供电电流的大小只是受限於晶体管的热限。STMicro STN715 晶体管在
85°C 环境温度下,可输出 18mA, 即 55V 的 PRM 输出电压。
如果可用的外部电源是以初级端为参考的话,那么也可以使用此外部电源。
另需要考虑额外的启动顺序,参考后续部分所述。
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电流调节电路的启动时序
典型 PRM 的启动顺序如图 11 所示。从输入供电的施加可以看出,PRM 开
始电压输出前,有一个延时。此时,产成了 VH 和 VC。VC 是一个近似 10ms
的脉冲,令 VTM 能够暂时工作低于 26V 最低输入电压的情况下工作。随着
VC 脉冲的施加,VTM 输出从 0V 开始跟踪输入,从而形成软启动。SC 电
压直接控制 PRM 输出的上升斜率。通过 PC 引脚使能也会产生同样的启动
时序,两者唯一的不同之处是延迟时间。
图 11
施加 Vin 后
PRM 的启动
恒流电路的启动时序不仅受控于 VREF 的上升时间,也由参考电压的幅值和
误差放大器补偿元件决定。补偿元件 R6 和 C2 限制了误差放大器输出的最大
上升速度,导致两种启动时序条件。第一种情况如图 12 所述,参考电压的
上升速度低于误差放大器的最大上升速度。在这种情况下,误差信号放大器
的输出可以跟踪参考电压,结果是输出电流的上升与参考电压密切匹配。
图 12
恒流启动条件 1
第二种情
况是 VREF 的上升速度超过了误差放大器的最大上升速度。在这种情况下,
误差放大器的输出会改变其上升速度,以暂时强制流过 C2 和 R6 的电流,使
引脚 5 和 6 的电压相等。如图 13 解释。在启动顺序中,当输出电流增加时,
所需的斜率会下降直到输出电流的反馈能够满足误差放大器的需要。
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图 13
恒流启动条件 2
这种情况下的启动时序取决于参考电压的幅值和负载的特征。较高的参考电
压会有快速的上升时间,而较低的参考电压上升时间也较慢。为了确保适当
的启动,VTM 输入电压必须在 VC 脉冲的 10ms 中达到 26V。如果电压过低,
那么当 VC 电压下降时,VTM 就不能够保持它内部的 VCC,然后就会关闭。
这就限制了最大上升时间,以及给定 C2 和 R6 下的最小参考电压。参考电压
工作点过低会令输出上升时间慢于保证模块正常启动的最小 10ms 时间。这
种情况下,使用者应该调节电流检测放大器的增益,以确保参考电压在所要
求的输出电流下足够高,从而确保适当的启动。一旦开始操作,可以下调电
流而不会引起故障。另一种解决方法是在较高的输出电流下启动,然后在此
模块上电运行后再下调。
通过 VH 为电路供电时,没有 VH 电压之前,不会产生放大器的供电电压和
参考电压。这个瞬间,PRM 能够响应控制信号。如果供电电源和参考电压
先于这个时段出现,电路就不会有受控启动。误差放大器就无法将电流提升
至恰当的值。这是个不理想的情况。一旦 PRM 使能,控制信号就会达最大
值,迫使 PRM 在没有上升速度控制的情况下达到其最大电压。
电压参考的上升必须和 VH 信号同步,以确保 PRM 准备好响应控制信号之
前,误差放大器的电压一直维持低位。图 14 是从图 6 修改外部供电电路后
的示例。
*VS 是外部电源
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电流调节精度
由于电流控制是在 VTM 的输入達成, 而 VTM 参数和负载电压的变化会使电流工作
点发生变化,增加了设计的复杂性。对总体精度起作用的因素是:电流检测精度、
参考精度、VTM 效率的变化、VTM 的 ROUT 和 VOUT。
电流检测精度是由与分流器电压相关的 AD8667 输入失调电压的幅值确定的。失调
误差可以通过等式 16 得出近似值。
等式 16
其中:
VOFFSET 是运算放大器的规定失调电压
VSHUNT 是在工作电流下分流器上的电压
因为分流器电压是负载的函数,所以偏置误差随负载电流而变,并在轻载时更差。
如果最大电流持续在低水平,就需要考虑增大分流器阻值来提高精度。
影响精度的其它因素还有负载电压、VTM 的 ROUT 和 VTM 效率的变化。当使用数据
表中给出效率值时,预期的变化为±1%。这个百分比误差影响总体精度。
ROUT 和 VOUT 变化的影响取决于标称工作条件,并可通过等式 17 和 18 进行估算:
等式 17
等式 18
其中:IIN 是 VTM 输入电流
VOUT 是负载设备的标称输出电压
V%是负载电压的百分比变化
ROUT 是 VTM 的标称输出电阻
R%是 ROUT 的百分比变化(根据数据表)
K 是 VTM 输出输入比
η 是标称效率(根据数据表)
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表 5 总结了影响总体误差因素。
误差源
误差(%)
备注
分流器容差
±0.1
0.1%容差的分流器
表5
电流源误差
差模放大器失调
取决于负载
差模放大器增益
±0.2
TLV431B 参考源
±0.5
TLV431 分压器
±0.2
VTM 效率
±1
0.1%容差的电阻
0.1%容差的电阻
VTM 的 ROUT
等式 18
VOUT
等式 17
如果整体精度不可接受,可以将电流检测放到 VTM 的输出。因为 VTM 是一个隔离器件,
这就需要一个光耦将反馈信号反馈到初级端。这种设计已超出了本文的范围。如有需要,
可联系 Vicor 的应用工程师。
布局考虑
应用笔记 AN:005 详述了使用 V•I 晶片元件时的电路板布局。此外,必须额外的考虑外部
电流控制电路元件。
分流器上的电压为毫伏量级,对噪声高度敏感。因此,电流检测电路应靠近分流器放置,
避免对此信号进行任何长距离布线。推荐采用 4 端开尔文(Kelvin)接触的分流器来获得
最好效果,以消除 PCB 上分流器到载流连接之间的焊接电阻, 及因而引起的误差。
应该屏蔽敏感电路至 PRM 间的控制信号。如有可能,应避免直接在 PRM 下方对此信号
布线。直接和 PRM 连接的元件应放置在靠近各自的引脚的位置。所有元件应以 SG 为参
考, 这也是很重要,并且不允许 SG 连接到系统中其它的地,包括 PRM 的-IN 和-OUT。
确保电路中没有旁路路径造成分流电阻器的有效短路。
结论
借助本文讨论的电路和方法,工程师可以使用高功率密度和高效率的 V•I 晶片为 LED 和
其它需要调节电流的负载进行供电。附录 A 展示了使用恒流 LED 驱动器演示板的完整设
计示例。
如需更多帮助、电路、原理图、或者电路板布局评审,请联系 Vicor 的应用工程师。
电话:+852 2956 1782
客户服务:[email protected]
技术支持:[email protected]
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附录 A – 设计实例
应用需求是:8 个 1 A 的光电 LED 并联放置以获取适当的光亮强度。所需的电流控制精度为±5%。
LED 串的正向电压范围是 20 V 至 30 V,标称值为 25V。输入电压为 48V±10%。最高环境温度为
50°C。
1)从产品表中选择合适的 VTM:
我们选择 V048F320T009,因为它的工作电压范围是 17.3V 到 36.7V 和最大输出电流是 9A,极为
适合这 LED 串的工作电压及电流范围。
2)找到所需的 PRM 输出电流:
用数据表上的 V048F320T009 的效率图(第 3 页的图 3)
用来确定 VTM 的效率,8A 时大约为 96.3%。
图 A1
V048F320T
009 效率与
负载关系曲
线
从数据表第二页的输出规格表中可以找到 ROUT 的标称值是 79 mΩ。
输出规格(48Vin,满载,25℃环境温度条件下,除非另作註釋)
参数
图 A2
最
输出电压
V048F320T
009 输出规
格表
额定电流
典
最大值
单位
注
17.3
36.7
Vdc
空载
16.4
35.8
Vdc
满载
0
9.4
Adc
26-55Vin
14.1
Adc
重复峰值电流
最大脉宽 1ms,最大占空比 10%,
基准电源的 50%
9.6
短路保护设定值
5
电流匹配精度
10
Adc
模块关断
%
参见第 9 页的并联操作
效率:半载
95.2
96.5
%
见图 3
全载
95.0
96.2
%
见图 3
1.1
nH
内部输出感抗
1.2
内部输出容抗
36.7
输出过压设定点
输出纹波电压:无外部旁路电容
75
4.7uF 旁路电容
14
335
有效的开关频率
2.4
2.8
K
0.66
2/3
0.6733
负载调整率: Rout
79
98
瞬态响应:
电压过冲
輸入调整率:
3.2
µF
效率曲线
Vdc
模块关断
mVp-p
见图 2 和图 5
mVp-p
见图 6
MHz
固定频率,1.4MHz/每相
空载时 Vout=K•Vin
mΩ
见图 16
540
mV
9.4A 负载阶跃,100µF Cin,见图 7 和 8
响应时间
200
ns
见图 7 和图 8
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应用笔记 AN:18
使用这些数据和 LED 串的标称输出电压(25V)
,使用等式 4,计算 VTM 输出电流是 8A
时必须的 PRM 输出电流。
选择 P045F048T32AL 是因为它的电流输出能力是 6.67 A 的和输入电压范围是 38V- 55V。
3)必须的参考电压:
使用分流器电阻和增益电阻的推荐值。用等式 5 来确定 5.4A PRM 输出电流时的必须参考
电压。
使用 TLV431B 并联稳压器,选择 0.1%容差的 R11 和 R12 电阻来提供 5.4 V 的输出。选择
R10 将电流限制在 1mA。
选择 1%精度,最接近此值的标准值,35.7kΩ。
4)确定 PRM 最大输出电压
考虑到 VTM 的最大输出电阻 ( ROUT(MAX) ),选择 PRM 最大输出电压以确保 PRM 和 VTM
能够提供 30V 的最大工作电压。若需要更多的裕量,可以将最大输出电压增加 1 伏。
5) R7 , R8 和 R9 阻值:
按表 4 取得最大 SC 电压( VSC(MAX) = 3 V)和 SC 极点频率( FPOLE = 1 kHz)。误差放大器
的最大输出电压( VEAO(MAX) )由 AD8667 数据表确定,并且在数据表的第 8 页列出了输出
压降与温度的函数关系。
在 50°C
(www.analog.com/UploadedFiles/Data_Sheets/AD8663_AD8667_AD8669.pdf)。
时,压降为 250mV,得到的 VEAO(MAX) 为 8.75V。
使用等式 9,计算 R7 :
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应用笔记 AN:18
选择 1%精度,最接近此值的标准值为 2.37kΩ。
使用等式 10,选择 R8 :
选择 1%精度,最接近此值的标准值为 1.33 kΩ。
R9 的选择基于 VSC(MAX) , PRM _VOUT(MAX) ,从表 1 得到 R68 的值,使用等式 11 可
得 R9 :
选择 1%精度,最接近此值的标准值为 6.04 kΩ。
6)确定补偿元件 R6 和 C 2 。
选择的穿越频率为 100Hz,此值在 SC 1kHz 极点频率的
1
以下 。
10
C 2 是固定标准值 0.1 μF,使用等式 15 计算 R6 :
选择最接近 1%标准值的电阻为 16 kΩ。
7)确定总体精度
误差源在表 5 列出。这些因素加起来以确定总体误差百分比。
分流器误差为 0.1%。
由等式 16 计算失调误差,假定 50°C 时 AD8667 最大输入失调电压为 300 μV。
由增益电阻产生的误差为 0.2%
由电压基准和电阻产生的误差为 0.7%
由效率变化产生的误差为 1%
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应用笔记 AN:18
为了计算输出电压的变化而引起的误差,基于规格书来计算负载电压变化相对于标称电压
的百分比:
由等式17估算电压变化引起的最大百分比误差:
为了计算 ROUT 变化产生的误差,基于规格书计算 ROUT 的变化相对于标称电阻的百分比:
由等式 18 估算由此变化引起的最大百分比误差,
总误差是所有误差之和,
由于设计过程存在的设计变动和一些未知因素,使得 LED 驱动电路是一项艰巨的任务。
恒流 LED 驱动器测试板可以在设计过程中帮助设计。演示版包括了 AN:018 中描述的基
本电路,并同时具有调节输出电压、电流设定功能。测试板上的 PRM 可配对任何标准
VTM
型 号 。 如 需 进 一 步 信 息 , 请 参 阅 用 户 指 南 ( UG : 007
www.vicor-china.com/products/vichip/ )。
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应用笔记 AN:18
图 A3
电流感应
恒流 LED 驱
放大器
动器演示板
元件数量:
1 个放大器
4 端
1 个分流器
电流感应
13 个分立器件
分流器
电 路 板 尺 寸 :
0.8cm×0.8cm=0.6
4cm2
文中所载的资料都是经 Vicor 审核及认为正确的。但 Vicor 对有关应用不负
任何责任。Vicor 产品并非应用在以下范围:如因仪器失效或错误操作危害
人生安全的生命支持系统。有关细则需依据 Vicor 的销售条款。
数据如有更改,不另通知。
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