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The World Leader in High Performance Signal Processing Solutions
SPICEツールでロー・ノイズ
OPアンプ回路を実現するテクニック
その1 【基礎編】
アナログ・デバイセズ株式会社
石井 聡
1
アジェンダ
1. ホワイト・ノイズのモデルと理論
2. 基本的なノイズ・シミュレーション
3. OPアンプのノイズ・モデルを考える
4. OPアンプのノイズ・モデルから入力換算ノイズを計算する
5. OPアンプのノイズ・ゲインの考え方
6. まとめ
2
Analog Devices Proprietary Information ©
その2 【実践編】も
是非ご覧ください
3
1. ホワイト・ノイズのモデルと理論
4
ホワイト・ノイズ
3
99.7%
2
95.4%
Value [V or A]
1
理論的にはピークは
無限大と言われる
通常はrmsの6倍程
度まで考慮する
68%
0
確率密度関数
(ガウス/正規分布
曲線)
-1
-2
この例は電力1W@1Ω = σ2 = 1
1V rmsに等しい
確率密度
-3
5
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
Time [s]
0.6
0.7
0.8
0.9
1
ホワイト・ノイズは周波数によらずレベルが一定
中盤でOPアンプの
1 / fノイズも示す
適切な希望信号帯
域幅に「フィルタで
絞る」必要あり
LPF
BPF
0Hz
6
1000MHz
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ノイズのレベルは電力での足し算
4
4
2
2
0
0
-2
-2
-4
0
0.2
0.4
0.6
0.8
-4
1
+
4
0.6
0.8
1
0.6
0.8
1
0.6
0.8
1
+
0
-2
0.4
4
0.6
0.8
-4
1
0
0.2
0.4
4
||
||
2
[V or A]
2
0
-2
0
-2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
-4
0
0.2
Time [s]
7
0.4
2
もし信号がsinとcos
0
(sin + cos)なら
-2
右の場合と同じ
-4
(非相関という)
0
0.2
[V or A]
0.2
4
2
-4
0
0.4
Time [s]
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抵抗の熱ノイズモデル。その電力と電圧(1Hzあたり)
一例:100Ωの
金属被膜抵抗
(高精度でもある)
√Bなので
nV/√Hz
R L = RN
のノイズが
生じない負
荷抵抗RL
8
熱(サーマル)ノイズは
ホワイト・ノイズ
(ジョンソン・ノイズとも呼ぶ)
抵抗の種類によると(たとえば炭素被膜抵抗)
過剰なノイズが生じることがある。ローノイズ
用途では金属被膜抵抗を使用する
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抵抗の熱ノイズ電力と電圧(1HzとB [Hz]あたり)
k (ボルツマン定数) = 1.38065 x 10-23m2kgs-2K-1
PN = kT = 4.142 x 10-21 [W/Hz] = -174dBm/Hz

T = 27 ℃のとき
VN
1Hzあたり
のノイズ電
力(密度)
= √(4kTR) = (1kΩでは)= 4.07nV/√Hz
1Hzあたりのノイ
ズ電圧(密度)
B
[Hz]帯域の全熱ノイズ量はP = PN x B, V = VN x √B
= 10kHz帯域 ⇒ PN = -134dBm(10000倍 = +40dB)
 B = 10kHz, @ 1kΩ ⇒ VN = 407nV (√10000倍 = 100倍)
 @100Ω 1.287nV/√Hz ⇒ 128.7nV @B = 10kHz
 @10kΩ 12.87nV/√Hz ⇒ 1.287uV @B = 10kHz
B
 1次LPFでは
9
1000倍す
れば1mV!
B = 1.57 x f @-3dBに相当する
 1次LPFを矩形フィルタ相当に換算する(実践編のスライドで説明)
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並列接続抵抗の熱ノイズ電圧の計算例(1Hzあたり)
R1
= R2 = 1kΩだとすると・・・
 それぞれの抵抗の1Hzあたりの熱ノイズ電圧は√(4
kTR) =
4.07nV/√Hz
 並列R1 // R2全体の1Hzあたりの熱ノイズ電圧は足し算の
8.14nV/√Hzではなく
 これは500Ωの抵抗の熱ノイズ電圧と等しい

10
R1 // R2 = 1k // 1k = 500Ω
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並列接続抵抗の熱ノイズ電圧の考え方(1Hzあたり)
求めたい熱
ノイズ電圧
1Hzあたりの
ノイズ電圧
ノイズ電圧の計算は「自乗して足し算してルートを取る」 “Root Sum Square,”
RSSで計算する。これは「電力の足し算」であるから。
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2. 基本的なノイズ・シミュレーション
シミュレーションでのノイズの考え方を理解する
12
使用するSPICEシミュレータについて
このセッションではNational
InstrumentsのNI Multisim
Ver.11 Analog Devices Edition (無償版)を用いる
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弊社サイトで検索
してみてください
使用するSPICEシミュレータについて(つづき)
他のSPICEシミュレータも(画面上での見え方は異なる
が)考え方や変数名はすべて同じ
: 抵抗r1による出力ノイズ
onoise_spectrum : 出力での全ノイズ
inoise_spectrum : 入力換算ノイズ(Vin換算)
onoise_rr1

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それぞれ1Hzあたり、かつV2(自乗値)で表示される
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R1, R2の熱ノイズをMultisimでシミュレーション
G = 20dB
ノイズなし
の理想アンプ
入力換算ノイズを求めるた
めのダミーの電圧源(入力
換算量はこの電圧源で生
じる大きさに換算)
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R1, R2の熱ノイズ・シミュレーション結果
マーカ・リードアウト
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R1, R2のノイズ・レベルのマーカ・リードアウト
1Hzあたり。大きさはV^2(ノイズ電圧の二乗)
で表記なので、実際の大きさはルートを取る
onoise_rr1
onoise_rr2
R1から出力に現
れるノイズ
R2から出力に現
れるノイズ
√(1.66E-15)
V = 40.7nV/√Hz
G = 10
17
V = 0V/√Hz !
なぜならRout = 0
onoise_spectrum
出力での全ノイズ
inoise_
spectrum
V1換算量
√(1.66E-15)
V = 40.7nV/√Hz
G = 10
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√(1.66E-17)
V = 4.07nV/√Hz
R3 = 100Ωを付加してみる
100Ωを付加してノイズ
の加担を確認する
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R3付加時のR1, R3のマーカ・リードアウト
onoise_rr1
onoise_rr3
R1から出力に現
れるノイズ
R3から出力に現
れるノイズ
V = 11.7nV/√Hz
10×1.29nV×1k/(1k + 100)
(100Ωの熱ノイズ = 1.29nV)
V = 3.7nV/√Hz
10×4.07nV×100/(1k + 100)
(1kΩの熱ノイズ = 4.07nV)
onoise_spectrum
出力での全ノイズ
19
V = 12.3nV/√Hz
単一の90.9Ωの熱ノイズの10倍
90.9Ω = 1kΩ // 100Ω
inoise_
spectrum
V1換算量
V = 13.5nV/√Hz
V1を100/(1k + 100)で
分圧し、10倍すると
onoiseが得られる。これは
もともとのV1の大きさ
3. OPアンプのノイズ・モデルを考える
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OPアンプ内部のノイズ・モデル(1/fノイズ増分もある!)
内部電流性
ノイズIN+(+側)
内部電圧性ノイ
ズVN+(+側)
電圧性ノイズは
合わせて一つの
ノイズ源で表す
内部電流性
ノイズIN-(-側)
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内部電圧性ノイ
ズVN-(-側)
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OPアンプのノイズ(電圧性ノイズのスペクトル密度)
1/f
ノイズ
nV/√Hz
電圧は√で
1Hzあたりに相当
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1/f ノイズ
コーナ周波数
ホワイト
ノイズ
= 熱(サーマル)ノイズ
= ジョンソン・ノイズ
OPアンプ内部ノイズは
電圧性ノイズだけだと
思わないように!
回路としてのノイズ・モデル
R2の熱
ノイズ
RPの熱
ノイズ
R1の熱
ノイズ
23
OPアンプの電
圧性ノイズV n
反転端子
の電流性
ノイズ
非反転端子
の電流性
ノイズ
出力はグラウンドに
接続していると考える
(Rout = 0なので)
参考文献 “ノイズとオペアンプ回路”, AN-358
4. OPアンプのノイズ・モデル
から入力換算ノイズを計算する
24
回路全体のノイズを「入力換算として」計算する
【1】 R1とR2の合成熱ノイズ電圧(1Hzあたり)を計算
 OPアンプ出力はGND接続とみなせる(回路理論から、電圧源
はR = 0であるため)
GND接続と
みなせる
2
25
2
回路全体のノイズを「入力換算として」計算する(続き①)
【2】 非反転入力端子の電流性ノイズ(1Hzあたり)
電流ノイズはRPの電圧降下(電圧量)に換算する
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回路全体のノイズを「入力換算として」計算する(続き②)
【3】 反転入力端子の電流性ノイズ(1Hzあたり)
 電流ノイズはR1
// R2並列接続での電圧降下(電圧量)に換算
する
【さらに・・・4】
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回路全体のノイズを「入力換算として」計算する(続き③)
【4】 VRP, VNも加え、トータルの入力換算ノイズ電圧(1Hz
あたり)は
反転入力端子のノイズ
非反転入力
端子のノイズ
出力に現れるノイズは
ノイズゲイン(次のセクションで説明)倍されたもの
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5. OPアンプのノイズ・ゲインの考え方
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ノイズ・ゲインの考え方 - オフセット誤差の計算にも便利
回路を非反転アンプとして見たときの利得と等しい
ノイズ・ゲインを用いれば、出力に現れるオフセット誤差
の計算も同様に可能
R1
-
R1
-
R2
R2
信号ゲイン
ノイズ・ゲイン
30
+
+
+
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R1
R3
-
R2
予期しない(気がつかない)ノイズ・ゲインの上昇
+
V1
R1
+
R1
-
-
V2
R3
R2
R2
信号ゲイン
ノイズ・ゲイン
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入力換算ノイズから出力ノイズレベルに
出力に現れるノイズは

入力換算ノイズをノイズゲイン倍したもの
帯域をB
[Hz]で制限した全ノイズは
上記で、1Hzあたりの密度が求められるので、√B倍
[√Hz]すれば全ノイズ量が得られる
B
[Hz]は1次LPFなどを矩形フィルタ相当に換算
 1次LPFであれば-3dB帯域の1.57倍に相当
 詳しくは実践編のスライドで説明
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6. まとめ
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まとめ
抵抗素子は熱ノイズ源である
複数の抵抗素子(ノイズ源)の合成はRoot
Sum Square
(RSS)の計算でおこなう
帯域を広くするとノイズが増える(適切に帯域制限する)
SPICEツールのノイズ・シミュレーションで、各素子が出
力に与えるノイズの影響を予測できる
onoise_rr1などで個別素子の影響度がわかる
V^2(二乗)で表示されるので変換に注意
より実際の話は実践編で!
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