LTC3605 15V、5A同期整流式 降圧レギュレータ 特長 概要 高効率：最大96% ■ 出力電流：5A ■ VIN範囲：4V～15V ■ パワーNチャネルMOSFET内蔵 （トップ70mΩ、 ボトム35ｍΩ） ■ 調整可能な周波数：800kHz～4MHz ■ PolyPhase®動作 （最大12フェーズ） ■ 出力トラッキング ■ 0.6Vリファレンスの精度：±1% ■ 電流モード動作による優れた入力および負荷過渡応答 ■ シャットダウン時の消費電流：15µA以下 ■ 24ピン （4mm×4mm）QFNパッケージ LTC®3605は、 フェーズロック可能でオン時間が制御される固 定周波数電流モード･アーキテクチャを採用した、高効率モノ リシック同期整流式降圧レギュレータです。PolyPhase動作に より、複数のLTC3605レギュレータが位相をずらして動作可 能で、使用する入出力容量を最小限に抑えます。動作電源電 圧範囲が15V∼4Vなので、 デュアル･リチウムイオン･バッテリ 入力や12Vまたは5Vレールを使用するポイントオブロード電 源アプリケーションに適しています。 ■ 動作周波数は外付け抵抗を使用して800kHz∼4MHzの範囲 で設定可能です。高周波数が可能なので、小型の表面実装イ ンダクタを使用できます。 また、800kHz∼4MHzの範囲で外部 同期可能なので、 スイッチングノイズに敏感なアプリケーショ ンに対応できます。PHMODEピンにより、 出力クロック信号の 位相をユーザが制御できます。独自の固定周波数/オン時間 制御アーキテクチャは、高速過渡応答を必要としながら高周 波で動作する高降圧比アプリケーションに最適です。2つの内 部フェーズロック･ループにより、 内部発振器を外部クロックに 同期させ、 また、内部クロックあるいは外部クロック （存在時） にロックするようにレギュレータのオン時間をサーボ制御しま す。 アプリケーション ポイントオブロード電源 携帯用計測器 ■ 配電システム ■ バッテリ駆動機器 ■ ■ L、LT、LTC、LTM、PolyPhase、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の 登録商標です。他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。5481178、5847554、 6580258、6304066、6476589、6774611を含む米国特許により保護されています。 標準的応用例 効率と電力損失 高効率1MHz、5A降圧レギュレータ 22µF ×2 80 SVIN INTVCC 2.2µF CLKIN BOOST PGOOD LTC3605 SW VON VIN RUN 0.1µF 1µH 11.5k FB RT ITH VOUT 3.3V 47µF ×2 2.55k 16k 162k 10 VOUT = 3.3V 220pF 3605 TA01a 70 1 VOUT = 1.2V 60 50 40 VOUT = 3.3V 30 VOUT = 1.2V 0 POWER LOSS (W) PVIN CLKOUT VIN = 12V 90 f = 1MHz EFFICIENCY (%) VIN 4V TO 15V 100 20 10 PGND 0 10 100 1000 OUTPUT CURRENT (mA) 0.1 10000 3605 TA01b 3605fc 1 LTC3605 ピン配置 SVIN BOOST INTVCC SGND CLKOUT CLKIN TOP VIEW 24 23 22 21 20 19 RT 1 18 PVIN PHMODE 2 17 PVIN MODE 3 16 SW 25 PGND FB 4 15 SW TRACK/SS 5 14 SW ITH 6 13 SW SW SW 9 10 11 12 PGND 8 VON 7 RUN PVIN、SVIN、SWの電圧............................................−0.3V～15V SWの過渡電圧 ......................................................−2V～17.5V BOOST電圧 ............................................ −0.3V～PVIN＋INTVCC RUN電圧 ...............................................................−0.3V～SVIN VON電圧 ................................................................−0.3V～SVIN INTVCC電圧 ...........................................................−0.3V～3.6V ITH、RT、CLKOUT、 PGOODの電圧 .....................−0.3V～INTVCC CLKIN、 PHMODE、 MODEの電圧 ........................−0.3V～INTVCC TRACK/SS、 FBの電圧 ........................................−0.3V～INTVCC 動作温度範囲 (Note 2)..................................... −40℃～125℃ 接合部温度 (Note 5)........................................................ 125℃ 保存温度範囲................................................... −65℃～125℃ PGOOD 絶対最大定格 （Note 1） UF PACKAGE 24-LEAD (4mm × 4mm) PLASTIC QFN TJMAX = 125°C, θJA = 37°C/W EXPOSED PAD (PIN 25) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲 LTC3605EUF#PBF LTC3605EUF#TRPBF 3605 24-Lead (4mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 85°C LTC3605IUF#PBF LTC3605IUF#TRPBF 3605 24-Lead (4mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 125°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 *温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、 http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3605fc 2 LTC3605 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN PVIN VIN Supply Range IQ Input DC Supply Current Active Shutdown (Note 3) Mode = 0, RT = 162k VIN =12V, RUN = 0 VFB Feedback Reference Voltage ITH =1.2V (Note 4) –40°C to 85°C ITH =1.2V (Note 4) –40°C to 125°C l l ΔVFB(LINE) Feedback Voltage Line Regulation VIN = 4V to 15V, ITH = 1.2V, –40°C to 85°C VIN = 4V to 15V, ITH = 1.2V, –40°C to 125°C ΔVFB(LOAD) Feedback Voltage Load Regulation ITH = 0.8V to 1.6V, –40°C to 85°C ITH = 0.8V to 1.6V, –40°C to 125°C IFB Feedback Pin Input Current gm (EA) Error Amplifier Transconductance tON(MIN) Minimum On-Time tOFF(MIN) Minimum Off-Time ILIM Positive Inductor Valley Current Limit VFB = 0.57V RTOP Top Power NMOS On-Resistance RBOTTOM TYP 4 MAX UNITS 15 V 2 11 5 40 mA µA 0.600 0.600 0.606 0.608 V V l l 0.001 0.04 0.02 0.1 %/V %/V l l 0.1 0.1 0.2 0.3 % % ITH = 1.2V 0.594 0.592 1.15 1.35 ±30 nA 1.6 mS 40 ns 70 5 ns 6 7.5 A INTVCC = 3.3V 70 150 mΩ Bottom Power NMOS On-Resistance INTVCC = 3.3V 35 55 mΩ VUVLO INTVCC Undervoltage Lockout Threshold INTVCC Falling INTVCC Hysteresis (Rising) 2.4 2.6 0.25 2.8 V V VRUN Run Threshold 2 (IQ = 2mA) Run Threshold 1 (IQ = 400µA) RUN Rising RUN Rising 1.2 0.45 1.25 0.6 1.3 0.75 V V VINTVCC Internal VCC Voltage 4V < VIN < 15V 3.2 3.3 3.4 V ΔVINTVCC INTVCC Load Regulation ILOAD = 0mA to 20mA OV Output Overvoltage PGOOD Upper Threshold VFB Rising 7 0.5 10 13 % UV Output Undervoltage PGOOD Lower Threshold VFB Falling –13 –10 –7 % ΔVFB(HYS) PGOOD Hysteresis VFB Returning 1.5 RPGOOD PGOOD Pull-Down Resistance 1mA Load 12 IPGOOD PGOOD Leakage 0.54V < VFB < 0.66V ITRACK/SS TRACK Pull-Up Current fOSC Oscillator Frequency CLKIN CLKIN Threshold RT = 162k l 0.85 % % 25 Ω 2 µA 2.5 4 1 1.2 0.7 µA MHz V Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 Note 4：LTC3605は、 誤差アンプの出力が規定された電圧（ITH） になるようにVFBを調節する帰 Note 2：LTC3605Eは0℃～85℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 Note 5：TJは周囲温度TAおよび消費電力から、 TJ = TA＋PD • (37℃/W)に従って計算される。 「熱 に関する検討事項」 のセクションを参照。 Note 3：動作時消費電流はスイッチング周波数で供給される内部ゲート電荷により増加する。 Note 6：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機 能が備わっている。過温度保護機能がアクティブなとき接合部温度は125℃を超える。規定さ れた最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、 デバイスの信頼性を損なうおそれがあ る。 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命に影響を及ぼす値。 −40℃～85℃の動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コント ロールとの相関で確認されている。LTC3605Iは−40°C～125°Cの全動作温度範囲で保証されて いる。 還ループでテストされる。 3605fc 3 LTC3605 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25℃。 シャットダウン電流とVIN 消費電流とVIN MODE = 0V NO LOAD 2.16 SHUTDOWN CURRENT (µA) QUIESCENT CURRENT (mA) 2.12 2.10 2.08 2.06 2.04 20 12 11 10 9 8 15 10 5 7 2.02 0 6 3 9 VIN (V) 12 6 15 3 0 6 9 VIN (V) RDS(ON)と温度 100 INTERNAL ITH COMPENSATION (ITH = 3.3V) 1.0 TOP FET NORMALIZED (%) BOTTOM FET 40 20 5 0.5 4 4.5 VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED VIN = 12V VOUT = 1.2V f = 1MHz MODE = INTVCC IOUT 5A/DIV IL 5A/DIV EXTERNAL ITH COMPENSATION –0.5 VIN = 12V VOUT = 1.2V IOUT = 0A TO 5A 0 1 2 4 3 IOUT (A) 3605 G04 5 6 20µs/DIV 3605 G06 7 3605 G05 出力トラッキング 負荷ステップ （内部ITH補償） 1.5 2 2.5 3 3.5 FREQUENCY (MHz) 0 –1.5 30 55 80 105 130 TEMPERATURE (°C) 1 負荷ステップ （外部ITH補償） –1.0 0 –45 –20 0.5 3605 G03 負荷レギュレーション 1.5 60 0 3605 G02 120 80 0 15 12 3605 G01 RDS(ON) (mΩ) MODE = 3.3V NO LOAD 13 2.14 2.00 IINTVCC電流と周波数 25 14 IINTVCC (mA) 2.18 スイッチング周波数とRT 4.5 4.0 VTRACK VFB IOUT 5A/DIV VIN = 12V VOUT = 3.3V ITH = 3.3V IOUT = 0A TO 5A 20µs/DIV 3605 G07 VIN = 12V VOUT = 1.2V 500µs/DIV 3605 G08 FREQUENCY (MHz) 3.5 VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED 3.0 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5 0 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 RT (kΩ) 3605 G09 3605fc 4 LTC3605 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25℃。 スイッチのリーク電流とVIN 98 VOUT = 3.3V 200 150 ILOAD = 1A 50 1.2 92 90 88 100 ILOAD = 5A 4 0 8 12 84 20 16 0 3 6 9 VIN (V) 1.30 TA = 25°C 4 8 6 VON (V) 10 12 14 RUNピンのスレッショルドと温度 1.25 99 RUN THRESHOLD (V) 98 97 96 95 94 93 92 20 2 3605 G12 INTVCCの負荷レギュレーション 100 100 NORMALIZED INTVCC (%) NORMALIZED MAXIMUM OUTPUT CURRENT (%) 101 40 0 3605 G11 電流制限フォールドバック 60 0.6 0 15 12 3605 G10 80 0.8 0.2 VIN (V) 120 1.0 0.4 86 TOP SWITCH 周波数とVON電圧 VIN = 14V 1.4 RT = 162k 94 BOTTOM SWITCH 250 EFFICIENCY (%) SWITCH LEAKAGE (nA) 1.6 96 300 0 効率とVIN FREQUENCY (MHz) 350 1.20 1.15 1.10 1.05 91 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 VFB (V) 0.5 0.6 0.7 90 0 80 100 120 40 60 20 INTVCC OUTPUT CURRENT (mA) 3605 G13 140 1.00 –40 –15 60 35 85 10 TEMPERATURE (°C) 3605 G14 DCM動作 110 3605 G15 CCM動作 CLKOUT 2V/DIV CLKOUT 2V/DIV VSW 5V/DIV VSW 5V/DIV IL 2A/DIV IL 2A/DIV VIN = 12V VOUT = 1.2V MODE = 0 IOUT = 0 L1 = 0.33µH 400ns/DIV 3605 G16 VIN = 12V 400ns/DIV VOUT = 1.2V MODE = 3.3V PHMODE = 3.3V IOUT = 0 L1 = 0.33µH 3605 G17 3605fc 5 LTC3605 ピン機能 RT（ピン1 ） ：発振器周波数のプログラミング・ピン。外部抵抗 （200k∼40k）をRTからSGNDに接続して周波数を800k∼ 4MHzにプログラムします。同期範囲は設定された周波数の 30%なので、設定周波数が外部クロックのこのパーセンテー ジの範囲に入るようにして周波数ロックを確実にします。 圧トリップ・ポイント。 このピンを出力電圧に接続するとオン時 間がVOUTに比例し、異なるVOUTでスイッチング周波数を一 定に保ちます。 ただし、VONが<0.6Vまたは>6Vのとき、 スイッチ ング周波数はもはや一定に保たれません。 PHMODE （ピン2） ：フェーズ・セレクタへの制御入力。 内部発振 器とCLKOUTの間の位相関係を決めます。2フェーズ動作の 場合はこのピンをINTVCCに接続し、3フェーズ動作の場合は SGNDに接続し、4フェーズ動作の場合はINTV CC/2に接続し ます。 PGND（ピン10 、 ピン25（ 露出パッド）） ：電源グランド。内部パ ワーMOSFETのリターン・パス。 このピンは入力コンデンサと 出力コンデンサの負端子に接続します。電気的接触と定格熱 性能を実現するため、露出パッドはPCBのグランドに半田付 けする必要があります。 MODE （ピン3） ：動作モード・セレクト。全ての出力負荷で連続 同期動作を強制するには、 このピンをINTVCCに接続します。 SGNDに接続すると、軽負荷で不連続モード動作がイネーブ ルされます。 このピンをINTVCC/2に接続すると、不連続期間 の間内部クロックをオフします。 SW （ピン11∼16） ：外部インダクタへのスイッチ・ノードの接続 FB （ピン4） ：出力帰還電圧。帰還電圧を内部の0.6Vリファレン ス電圧と比較する誤差アンプへの入力。 このピンは、通常、 出 力電圧の抵抗分割器に接続されます。 TRACK/SS（ピン5） ：出力トラッキングおよびソフトスタート・ピ ン。 ユーザーは出力電圧の立上り時間を制御することができ ます。 このピンに0.6Vより低い電圧を与えると、誤差アンプへ の内部リファレンス入力をバイパスし、代わりにTRACK電圧 にFBピンをサーボ制御します。0.6Vより上ではトラッキング機 能は停止し、内部リファレンスが再度誤差アンプを制御しま す。 このピンにはINTVCCからの内部2μAプルアップ電流が備 わっているので、 ここにコンデンサを接続するとソフトスタート 機能が与えられます。 ITH （ピン6） ：誤差アンプの出力およびスイッチング・レギュレー タの補償ポイント。電流コンパレータのトリップ・スレッショル ドは （通常0.3V∼1.8Vの） この電圧に比例します。 このピンを INTVCCに接続すると、 内部補償と電圧ポジショニングがアク ティブになり、IOUT = 0ではVOUTを公称値より1.5%上、IOUT = 5Aでは1.5%下まで上昇させます。 RUN （ピン7） ：実行制御入力。RUNを1.2Vより上に接続すると デバイスの動作をイネーブルします。 このピンを1.1Vより下に 接続するとデバイスをシャットダウンします。 PGOOD （ピン8） ：オープン・ドレイン・ロジックのパワーグッド出 力。 FBピンの電圧が内部0.6Vリファレンスの 10%以内にない と、PGOODはグランドに引き下げられます。 VON （ピン9） ：オン時間電圧入力。 オン時間コンパレータの電 ピン。SWの電圧振幅は、 グランドよりダイオードの電圧降下分 だけ下からPVINまでです。 PVIN （ピン17、18） ：電力用VIN。 内蔵パワーMOSFETへの入力 電圧。 SVIN （ピン19） ：信号用VIN。 内蔵3.3Vレギュレータへのフィル タを通した入力電圧。SVINとPVINの間に （1Ω∼10Ωの）抵抗 を接続し、0.1μFのコンデンサでGNDにバイパスします。 BOOST （ピン20） ：内部トップ・パワーMOSFET用の昇圧された フロート・ドライバ電源。 ブートストラップ・コンデンサの （＋）端 子をここに接続します。 このピンは、INTV CCよりダイオードの 電圧降下分だけ下からPVIN＋INTVCCまで振幅します。 INTVCC （ピン21） ：内部3.3Vレギュレータの出力。 内部パワー・ ドライバおよび制御回路はこの電圧から電力供給を受けま す。最小1μFの低ESRセラミック・コンデンサを使って、 このピン を電源グランドにデカップリングします。 SGND （ピン22） ：信号グランド接続。 CLKOUT（ ピン 23 ） ：PolyPhase動作の出力クロック信号。 CLKINを基準にしたCLKOUTの位相はPHMODEピンの 状態で決まります。CLKOUTのピーク・トゥ・ピーク振幅は INTVCC∼GNDです。 CLKIN（ピン24 ） ：位相検出器への外部同期入力。 このピンは 内部でSGNDに20kΩで終端されています。 フェーズロック・ ループはトップ・パワーNMOSのターンオン信号を強制して CLKIN信号の立上りエッジに同期させます。 3605fc 6 LTC3605 ブロック図 VOUT VON 100K 0.6V 3pF 9 3 MODE 6V 35pF SVIN 3.3V REG ION PLL-SYNC (±50%) CIN2 CIN 17-18 ION INTVCC OST 21 V tON = VON (0.64pF) IION VIN INTVCC R S BOOST Q 20 CB TG 12 x OSC RT 1 + PHMODE 2 RT CLKIN 24 + IREV ICMP – OSC PLL-SYNC (±30%) – RUN CLKOUT 11–16 SENSE– BG CVCC 10, 25 FOLDBACK DISABLED AT START-UP 3.3µA + 0µA TO 10µA M2 PGND 3pF 35pF COUT DB SENSE+ –3.3µA TO 6.7µA 100k L1 VOUT SWITCH LOGIC AND ANTISHOOT THROUGH OV 23 M1 SW ON 20k 8 PGOOD 0.3V FOLDBACK x 4 + 0.6 – 1 180k – Q2 Q4 ITHB R2 0.66V OV FB + Q6 Q1 4 R1 – SGND UV 22 + – EA – + + x= PVIN 1Ω 19 SS + 0.6V 0.6V REF ITH 6 RC – RUN + 0.54V INTVCC 2µA 1.2V CC1 TRACK/SS RUN 7 5 CSS 3605 BD 3605fc 7 LTC3605 動作 メイン制御ループ LTC3605は電流モードのモノリシック降圧レギュレータで す。通常動作では、内部トップMOSFETはワンショット・タイ マOSTによって定まる一定時間オンします。 トップ・パワー MOSFETがオフすると、 ボトム・パワーMOSFETがオンします。 このオン状態は、電流コンパレータ （ICMP） がトリップしてワン ショット・タイマが再始動し、次のサイクルが開始されるまで 継続します。 インダクタ電流はボトム・パワーMOSFETのVDS 両端の電圧降下を検出することにより決定されます。ITHピン の電圧により、 インダクタの谷電流に対応したコンパレータ・ スレッショルドが設定されます。誤差アンプEAは、 出力電圧か らの帰還信号VFBを内部の0.6Vリファレンス電圧と比較する ことによってこのITH電圧を調節します。 負荷電流が増加する と、内部リファレンスに比べて帰還電圧が低下します。 そのた め、ITH電圧は平均インダクタ電流が再び負荷電流に釣り合 うまで上昇します。 軽負荷電流では、 インダクタ電流はゼロに低下し、負になるこ とがあります。 これは電流反転コンパレータI REVによって検出 され、IREVが次にボトム・パワーMOSFETをオフするので、 デ バイスは不連続動作に入ります。両方のパワーMOSFETがオ フ状態に保たれ、ITH電圧がゼロ電流レベル （0.6V） を超えて 新しいサイクルが開始されるまで、 出力コンデンサが負荷電流 を供給します。MODEピンをINTVCCに接続して不連続モード 動作をディスエーブルすると、 出力負荷に関係なく連続同期動 作が強制されます。 動作周波数は、外部発振器の電流をプログラムするRT抵抗 の値によって決められます。内部フェーズロック・ループは、 CLKINピンに外部クロック信号が与えられていると発振器周 波数をその信号にサーボ制御します。別の内部フェーズロッ ク・ループはスイッチング・レギュレータのオン時間をサーボ 制御して内部発振器を追尾し、固定スイッチング周波数を強 制します。 出力がグランドに短絡すると、 フォールドバック電流制限が作 動します。VFBがゼロまで下がると、 ボトム・パワーMOSFET両 端の許容最大検出電圧が元の値の約40%に下がり、 インダク タの谷電流を減少させます。 RUNピンをグランドに引き下げると、LTC3605をシャットダウ ン状態に強制して、両方のパワーMOSFETおよびほとんどの 内部制御回路をオフします。RUNピンを0.7Vより上にすると、 内部リファレンスだけはオンしますが、 パワーMOSFETは依然 オフに保たれます。RUN電圧をさらに1.2Vより上に上げると、 デバイス全体がオンします。 INTVCCレギュレータ 内部低損失（LDO） レギュレータは、 ドライバと内部バイアス回 路に電力を供給する3.3V電源を与えます。INTVCCは100mA RMSまで供給することができ、最小1μFのセラミック・コンデ ンサを使ってグランドにバイパスする必要があります。パワー MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きな過渡電流を供 給するには、十分なバイパスが必要です。入力電圧が高く、 ス イッチング周波数が高いアプリケーションでは、LDO内の電 力損失が高いためダイ温度が上昇します。 負荷をINTVCCピン に接続するとLDOをRMS電流定格に向かってさらに押し上 げ、電力損失が増加しダイ温度が上昇するので、INTVCCへの 負荷の接続は推奨しません。 VINの過電圧保護 内部パワーMOSFETデバイスを過渡電圧スパイクに対して 保護するため、LTC3605はVINピンの過電圧状態を連続して モニタします。VINが17Vを超えると、 レギュレータは両方のパ ワーMOSFETをオフして動作を一時停止します。VINが15Vよ り下に下がると、 レギュレータは直ちに通常動作を再開しま す。 レギュレータは過電圧状態から抜け出るときソフトスター ト機能を実行しません。 過電圧コンパレータOVと低電圧コンパレータUVは、出力 帰還電圧（V FB ）がレギュレーション・ポイントの両側 10% のウィンドウを外れるとPGOOD出力を L に引き下げます。 TRACKピンが0.6Vまでランプしている起動時を除いて、OV 状態とUV状態の間は連続動作が強制されます。 3605fc 8 LTC3605 動作 出力電圧のプログラミング 出力電圧は外部抵抗分割器によって次式のように設定されま す。 VOUT = 0.6V • (1＋R2/R1) 図1に示されているように、VFBピンは出力電圧を抵抗分割器 によって分圧した電圧を検出することができます。 VOUT R2 CFF FB LTC3605 R1 SGND 3605 F01 図1． 出力電圧の設定 スイッチング周波数のプログラミング 抵抗をRTピンからSGNDに接続すると、次式に従ってスイッチ ング周波数が800kHz∼4MHzにプログラムされます。: Frequency (Hz) = 1.6e11 R T (Ω) 内部PLLの同期範囲はプログラムされた周波数を中心にして 30%です。 したがって、外部クロック同期の間、外部クロック 周波数がRTによってプログラムされた周波数の 30%のこの 範囲内に必ず入るようにします。 出力電圧トラッキングとソフトスタート ユーザーはLTC3605のTRACK/SSピンによってその出力電圧 のランプレートをプログラムすることができます。 内部の2μAが TRACK/SSピンをINTVCCにプルアップします。外部コンデン サをTRACK/SSに接続すると、 出力をソフトスタートさせて入 力電源の電流サージを防ぐことができます。 出力トラッキング・ アプリケーションでは、別の電圧源によってTRACK/SSを外 部からドライブすることができます。0V∼0.6Vでは、TRACK/ SS電圧が誤差アンプへの内部0.6Vリファレンス入力をオー バーライドするので、帰還電圧をTRACK/SSピンの電圧に安 定化します。起動中は、LTC3605は不連続モードで動作しま す。TRACK/SSが0.6Vを超えるとトラッキングはディスエーブル され、帰還電圧は内部リファレンス電圧に安定化されます。 出力パワーグッド LTC3605の出力電圧が安定化ポイントの 10%のウィンドウ 内にあると （それは0.54V∼0.66Vの範囲のV FB 電圧に反映 されます）、 出力電圧は有効で、PGOODピンは外付け抵抗で H に引き上げられます。 そうでないと、 内部のオープン-ドレイ ンのプルダウン・デバイス （12Ω）がPGOODピンを L に引き 下げます。過渡時またはVOUTの動的変更時、不要のPGOOD グリッチを防ぐため、LTC3605のPGOODの立下りエッジには 約52スイッチング・サイクルのブランキング遅延が含まれてい ます。 マルチフェーズ動作 5 A を超える電 流 を要 求 する出 力 負 荷 の 場 合 、複 数 の LTC3605をカスケード接続して位相をずらして動作させ、 出力 電流を増やすことができます。CLKINピンによりLTC3605を 外部クロック （RTによってプログラムされた周波数の 50%） に同期させることができ、内部フェーズロック・ループによっ てLTC3605はCLKINの位相にもロックすることができます。 CLKOUT信号を後続のLTC3605段のCLKINピンに接続し て、 システム全体の周波数と位相の両方を揃えることができま す。PHMODEピンをINTVCC、SGND、 またはINTVCC/2に接続 すると、 （CLKINとCLKOUTの間に） それぞれ180度、120度、 または90度の位相差を発生し、2フェーズ、3フェーズ、 または4 フェーズの動作に対応します。LTC3605のPHMODEピンを異 なったレベルにプログラムすることにより、合計12フェーズをカ スケード接続し、相互に位相をずらして同時に動作させること ができます。 内部/外部のITH補償 1フェーズ動作では、 ユーザーは、ITHピンをINTVCCに接続し て内部補償をイネーブルすることにより、 ループ補償を簡素化 することができます。 これにより、40pFコンデンサに直列に接 続されている内部30k抵抗を誤差アンプの出力 （内部ITH補 償点） に接続し、他方、 出力電圧が無負荷でレギュレーション の1.5%上、最大負荷でレギュレーションの1.5%下になるよう に出力電圧ポジショニングを起動します。 これは、 （ループの過 渡応答を最小出力容量で最適化するように外付け部品を選 択する）OPTI-LOOP®の最適化の代わりに簡素化を優先させ たトレードオフです。 OPTI-LOOPはリニアテクノロジー社の登録商標です。 3605fc 9 LTC3605 動作 最小オフ時間と最小オン時間に関する検討事項 最 小オフ時 間 t O F F ( M I N ) は、LT C 3 6 0 5がボトム・パワー MOSFETをオンし、電流コンパレータをトリップしてこのパ ワーMOSFETを再度オフすることができる最小時間です。 こ の時間は普通約70nsです。最小オフ時間の制約により、最大 デューティ・サイクルはtON/(tON＋tOFF(MIN))に制限されます。 たとえば、入力電圧が低下したために最大デューティ・サイク ルに達すると、出力は安定化された状態から外れてしまいま す。 ドロップアウトを避けるための最小入力電圧は次のとおり です。 VIN(MIN) = VOUT • tON + tOFF(MIN) tON 逆に、最小オン時間はトップ・パワーMOSFETがその 「オン」 状態に留まれる最小持続時間です。 この時間は標準40nsで す。連続モード動作では、最小オン時間の制限により、次の最 小デューティ・サイクルが課せられます。 DCMIN = f • tON(MIN) ここで、tON(MIN)は最小オン時間です。式が示しているように、 動作周波数を下げると最小デューティ・サイクルの制約が緩 和されます。 最小デューティ・サイクルを超える稀なケースでは、 出力電圧 は依然安定化された状態に留まりますが、 スイッチング周波 数がプログラムされた値から減少します。多くのアプリケー ションではこれを許容できるので、 この制約はほとんどの場合 決定的に重要だというわけではありません。重大な結果を恐 れることなく高いスイッチング周波数を設計に使用することが できます。 インダクタとコンデンサの選択のセクションで示され ているように、 スイッチング周波数が高いと小型の基板部品を 使用することができるので、 アプリケーション回路のサイズが 小さくなります。 CINとCOUTの選択 入力コンデンサCINは、 トップ・パワーMOSFETのドレインのと ころで台形波電流をフィルタするのに必要です。大きな過渡 電圧の発生を防止するには、最大RMS電流に対応できる大 きさの低ESR入力コンデンサを使用します。最大RMS電流は 次式で与えられます。 IRMS ≅IOUT(MAX) VOUT VIN VIN –1 VOUT この式はVIN = 2VOUTのとき最大値をとり、IRMS ≅ IOUT/2と なります。大きく変化させてもそれほど状況が改善されないた め、一般にはこの単純なワーストケース条件が設計に使用さ れます。 コンデンサ・メーカーの規定するリップル電流定格は 多くの場合2000時間だけの寿命試験に基づいているので、 コ ンデンサをさらにディレーティングする、 つまり必要とされるよ りも高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨します。 サイズまたは高さの設計条件を満たすため、複数のコンデン サを並列に接続することもできます。入力電圧が低いアプリ ケーションでは、 出力負荷の変化時に過渡効果を小さく抑え るのに十分なバルク入力コンデンサが必要です。 COUTの選択は、電圧リップルと負荷ステップ過渡を最小に抑 えるのに必要な等価直列抵抗（ESR）、および制御ループの 安定性を確保するのに必要なバルク容量の大きさによって決 まります。 ループの安定性は、 負荷過渡応答を観察することに よってチェックすることができます。 出力リップル （ΔVOUT） は次 式で決まります。 ⎞ ⎛ 1 ∆VOUT < ∆IL ⎜ + ESR⎟ ⎠ ⎝ 8 • f • COUT ΔILは入力電圧に応じて増加するので、 出力リップルは入力電 圧が最大のとき最大になります。ESRおよびRMS電流処理の 要件を満たすには、並列に配置した複数のコンデンサが必要 になることがあります。乾式タンタル、特殊ポリマー、 アルミ電 解、 およびセラミックの各コンデンサは全て表面実装パッケー ジで入手できます。特殊ポリマー・コンデンサはESRが非常に 低いのですが、他のタイプに比べて容量密度が低くなります。 タンタル・コンデンサは最高の容量密度をもっていますが、 ス イッチング電源に使うためにサージテストされているタイプだ けを使うことが重要です。 アルミ電解コンデンサのESRはかな り大きいのですが、 リップル電流定格および長期信頼性に対 して配慮すれば、 コストに敏感なアプリケーションに使うこと ができます。セラミック・コンデンサはフットプリントが小さく、 低ESRの優れた特性をもっています。 それらのバルク容量は 比較的小さいので、複数個並列に使う必要があるかもしれま せん。 3605fc 10 LTC3605 動作 セラミックの入力コンデンサおよび出力コンデンサの使用 値の大きな低価格セラミック・コンデンサが今では小さなケー ス・サイズで入手できるようになりました。 これらはリップル電 流定格と電圧定格が大きく、ESRが小さいので、 スイッチング・ レギュレータのアプリケーションに最適です。ただし、入力と 出力にこれらのコンデンサを使うときは注意が必要です。 セラ ミック・コンデンサを入力に使い、長いコード付きACアダプタ で電力を供給すると、 出力の負荷ステップによってVIN入力に リンギングが誘起されることがあります。 よくても、 このリンギン グが出力に結合して、 ループの不安定性と誤認されることがあ ります。最悪の場合、長いコードを通して急に電流が突入する と、VINに電圧スパイクが生じてデバイスを損傷するおそれが あります。 入力と出力にセラミック・コンデンサを選択する場合は、X5R やX7Rの誘電体のものを選択します。 これらの誘電体はある 特定の値とサイズに対して全てのセラミックの中で温度特性 と電圧特性が最も優れています。 セラミック・コンデンサのESRは非常に小さいので、入力コン デンサと出力コンデンサはそれよりも電荷保存の要件を満た す必要があります。 負荷ステップ発生時には、帰還ループがス イッチ電流を十分増加させて負荷を支えるまで、 出力コンデン サが即座に電流を供給して負荷を支える必要があります。帰 還ループが応答するのに要する時間は補償と出力コンデンサ のサイズに依存します。負荷ステップに応答するには標準で3 ∼4サイクルを要しますが、最初のサイクルだけ出力が直線的 に低下します。出力の垂下VDROOPは通常最初のサイクルの 直線的な低下の約2∼3倍です。 したがって、 およそ以下の出 力コンデンサの値から開始するのが良いでしょう。 COUT ≈ 2.5 ∆IOUT fO • VDROOP デューティ・サイクルと負荷ステップの要件に依存して、 さらに 大きな容量が必要になることがあります。 インダクタの選択 望みの入力電圧と出力電圧が与えられると、 インダクタ値と動 作周波数によってリップル電流が決まります。 ∆IL = ⎞ VOUT ⎛ V ⎜ 1– OUT ⎟ f • L ⎝ VIN(MAX) ⎠ リップル電流が小さいと、 インダクタのコア損失、 出力コンデン サのESR損失、 さらに出力電圧リップルが減少します。効率が 最高の動作は低周波数でリップル電流が小さいとき得られま す。 ただし、 これを達成するには大きなインダクタが必要です。 部品のサイズ、効率および動作周波数の間にはトレードオフ が必要です。 妥当な出発点として、IOUT(MAX)の約50%のリップル電流を選 択します。 これは、VOUTが1.8V以下の低VOUT動作で特に重 要です。固定スイッチング周波数を強制するのにデバイスの谷 電流コンパレータの信号対雑音比が十分となるように、十分 大きな電流リップル （40%∼50%） を発生するインダクタンス値 を選択するよう注意が必要です。他方、最大VINで最大リップ ル電流が発生することにも注意してください。 リップル電流が 規定された最大値を超えないようにするには、次式に従ってイ ンダクタンスを選択します。 L= ⎛ ⎞ VOUT V • ⎜ 1– OUT ⎟ f • ∆IL(MAX) ⎝ VIN(MAX) ⎠ Lの値が求まったら、次にインダクタの種類を選択します。 イン ダクタ値が同じ場合、実際のコア損失はコア・サイズには無関 係ですが、選択したインダクタンスに大きく依存します。 インダ クタンスまたは周波数が大きいほどコア損失が減少します。 イ ンダクタンスを大きくするにはワイヤーの巻数を増やす必要が あるため残念ながら銅損失が増加します。 フェライトを使ったタイプはコア損失がきわめて低く、高いス イッチング周波数には最適なので、設計目標を銅損失と飽和 を防ぐことに集中することができます。 ほとんどのアプリケーションでは、電源のインピーダンスは 非常に小さいので、入力コンデンサは単に高周波をバイパス するのに必要です。 ほとんどのアプリケーションでは、普通の 22μFセラミック・コンデンサで十分です。 この入力コンデンサ はPVINピンにできるだけ近づけて配置します。 3605fc 11 LTC3605 動作 フェライト・コアの材質は 「バードに」飽和します。 すなわち、最 大設計ピーク電流を超えると、 インダクタンスが急激に消滅し ます。 その結果、 インダクタのリップル電流が突然増加し、 その ため出力電圧リップルが増加します。 コアを飽和させないでく ださい。 表1． インダクタの選択表 INDUCTANCE DCR MAX CURRENT DIMENSIONS HEIGHT 6.7mm × 7mm 3mm Vishay IHLP-2525CZ-01 Series 0.33µH 4.1mΩ 18A 0.47µH 6.5mΩ 13.5A 0.68µH 9.4mΩ 11A 0.82µH 11.8mΩ 10A 1.0µH 14.2mΩ 9A Vishay IHLP-1616BZ-11 Series 0.22µH 4.1mΩ 12A 0.47µH 15mΩ 7A 4.3mm × 4.7mm 2.0mm 7mm × 7.7mm 2.0mm 6.9mm × 7.7mm 3.0mm 7mm × 7.3mm 3.0mm 6.9mm × 7.3mm 3.2mm 7mm × 7.7mm 3.8mm Toko FDV0620 Series 0.20µH 4.5mΩ 12.4A 0.47µH 8.3mΩ 9A 1µH 18.3mΩ 5.7A NEC/Tokin MLC0730L Series 0.47µH 4.5mΩ 16.6A 0.75µH 7.5mΩ 12.2A 1µH 9mΩ 10.6A Cooper HCP0703 Series 0.22µH 2.8mΩ 23A 0.47µH 4.2mΩ 17A 0.68µH 5.5mΩ 15A 0.82µH 8mΩ 13A 1µH 10mΩ 11A 1.5µH 14mΩ 9A TDK RLF7030 Series 1µH 8.8mΩ 6.4A 1.5µH 9.6mΩ 6.1A 2.2µH 12mΩ 5.4A Wurth Electronik WE-HC 744312 Series 0.25µH 2.5mΩ 18A 0.47µH 3.4mΩ 16A 0.72µH 7.5mΩ 12A 1µH 9.5mΩ 11A 1.5µH 10.5mΩ 9A コアの材質と形状が異なると、 インダクタのサイズ/電流の関 係および価格/電流の関係が変化します。 フェライトやパーマ ロイを素材とするトロイド・コアやシールドされた壺型コアは 小型で、 エネルギー放射は大きくありませんが、類似の特性を 有する鉄粉コアのインダクタより一般に高価です。使用するイ ンダクタの種類の選択は価格とサイズの条件や放射フィール ド/EMIの条件に主に依存します。新しいデザインの表面実装 型インダクタをToko、Vishay、NEC/Tokin、Cooper、TDKおよび Wurth Electronikから入手できます。詳細については表1を参 照してください。 過渡応答のチェック OPTI-LOOP補償により、広範な負荷と出力コンデンサに対し て過渡応答の最適化を図ることができます。ITHピンが備わっ ているので制御ループ動作を最適化できるだけでなく、DC結 合され、ACフィルタを通した閉ループ応答のテスト・ポイント が与えられます。 このテスト・ポイントでのDCステップ、立上り 時間、およびセトリングは、真の閉ループ応答を反映します。 2次特性が支配的なシステムを想定すれば、位相マージンや 減衰係数はこのピンで見られるオーバーシュートのパーセン テージを使って推定することができます。 このデータシートの表紙の回路に示されているITHピンの外 付け部品はほとんどのアプリケーションにおいて妥当な出発 点となります。直列R-Cフィルタにより、支配的なポール-ゼロ のループ補償が設定されます。 これらの値は、 プリント基板の レイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を 決定したら、過渡応答を最適化するために多少は （推奨値の 0.5倍∼2倍）変更することができます。 さまざまなタイプと値に よってループ帰還係数と位相が決まるので、 まず出力コンデ ンサを選択する必要があります。立上り時間が1μs∼10μsの 最大負荷電流の20%∼100%の出力電流パルスによって発生 する出力電圧波形とITHピンの波形により、帰還ループを開く ことなく全体的なループの安定性を判断することができます。 スイッチング・レギュレータは負荷電流ステップに対して応 答するのに数サイクルを要します。負荷ステップが生じると、 ここ VOUTはΔILOAD • ESRに等しい量だけ直ちにシフトします。 で、ESRはC OUTの等価直列抵抗です。ΔILOADはさらにCOUT の充電または放電を開始し、 レギュレータがVOUTをその定常 値に戻すために使うフィードバック誤差信号を発生します。 3605fc 12 LTC3605 動作 この回復時間の間、安定性に問題があることを示すオーバー シュートやリンギングがないかVOUTをモニタすることができま す。 初期出力電圧ステップが帰還ループの帯域幅内にない場合 があるため、位相マージンを決定するのに、標準的2次オー バーシュート/DC比を使用することはできません。 ループの利 得はRを大きくすると増加し、 ループの帯域幅はCを小さくする と拡大します。Cを減少させるのと同じ比率だけRを増加させ るとゼロの周波数は変化しないので、帰還ループの最も重要 な周波数範囲で位相を同じに保ちます。 さらに、 フィードフォ ワード・コンデンサ （C FF） を追加して、図1に示されているよう に、高周波数応答を改善することができます。 コンデンサC FF はR2とともに高い周波数のゼロを作って位相リードを与え、 位相マージンを改善します。 出力電圧のセトリングの様子は閉ループ・システムの安定性 に関係し、電源全体の実際の性能を表します。制御ループ理 論の要点を含む補償部品の最適化の詳細については、 弊社の 「アプリケーションノート76」 を参照してください。 アプリケーションによっては、 （10μFを超える）大きな入力コン デンサが接続されている負荷がスイッチを介して接続される と、 さらに大きなトランジェントが生じる可能性があります。放 電した入力コンデンサが実質的にC OUTと並列接続状態にな るため、VOUTが急速に降下します。負荷を接続するスイッチ の抵抗が低く、 しかも瞬間的にドライブされると、 どんなレギュ レータでもこの問題を防止するだけ十分な電流を供給するこ とはできません。解決策は負荷スイッチのドライバのターンオ ン速度を制限することです。Hot Swap™コントローラは特にこ の目的のために設計されており、電流制限、短絡保護、 および ソフトスタート機能を通常備えています。 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、 出力電力を入 力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の 損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、 また何が 変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよ くあります。 パーセント表示の効率は次式で表すことができま す。 %効率 = 100%−(L1＋L2＋L3＋...) ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表し た個々の損失です。 回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、 LTC3605の回路の損失の大部分は3つの主な損失要因によっ て生じます。 これらは1)I 2R損失、2)スイッチング損失とバイア ス損失、3)その他の損失です。 1. I 2 R損失は内部スイッチのDC抵抗（R SW ） と外部インダク タの抵抗（R L ）から計算されます。連続モードでは、平均 出力電流はインダクタLを流れますが、内部のトップとボト ムのパワーMOSFETの間でコマ切れにされます。 したがっ て、SWピンを見たときの直列抵抗は、次式のとおり、 トップ MOSFETとボトムMOSFETの両方のRDS(ON)およびデュー ティ・サイクル （DC） の関数になります。 RSW = (RDS(ON)TOP)(DC)＋(RDS(ON)BOT)(1-DC) 「標準 トップMOSFETとボトムMOSFETの両方のRDS(ON)を 的性能特性」 の曲線から求めることができます。 したがって、 I2R損失は次式で求められます。 I2R損失 = IOUT2(RSW＋RL) 2. INTV CC電流はパワーMOSFETドライバ電流および制御 回路電流の和です。 パワーMOSFETドライバ電流はパワー MOSFETのゲート容量をスイッチングすることによって流れ ます。パワーMOSFETのゲートが L から H 、 そして再び L に切り替わる度に、INTVCCからグランドに微小電荷dQ が移動します。 したがって、dQ/dtはINTVCCから流出する電 流であり、一般にDC制御バイアス電流よりはるかに大きく なります。連続モードでは、IGATECHG = fO(QT＋QB)です。こ こで、QTとQBは内部のトップとボトムのパワーMOSFETの ゲート電荷、fはスイッチング周波数です。INTVCCはVINか ら給電される低損失レギュレータの出力なので、 その電力 損失は次のようになります。 PLDO = VIN • IINTVCC 「標準的 様々な周波数での標準的INTVCC電流については、 性能特性」 の 「IINTVCCと周波数」 の曲線を参照してください。 3. 遷移損失、銅トレース、 内部負荷抵抗など他の 「隠れた」損 失が電源システム全体のさらなる効率低下の原因になる 可能性があります。 Hot Swapはリニアテクノロジー社の商標です。 これらの 「システム」 レベルの損失をシステムの設計に含め 3605fc 13 LTC3605 動作 熱に関する検討事項 大半のアプリケーションで、LTC3605は効率が高く、 その底面 が露出したQFNパッケージの熱抵抗は低いので大きな発熱 はありません。 ただし、高い周囲温度、高いVIN、高いスイッチ ング周波数、 さらに最大出力電流負荷でLTC3605が動作する アプリケーションでは、発熱が大きく、 デバイスの最大接合部 温度を超えることがあります。接合部温度が約160℃に達する と、温度が約15℃下がるまで両方のパワースイッチがオフし、 SWノードが高インピーダンスになります。 LTC3605が最大接合部温度を超えないようにするには、熱に 関する分析を行う必要があります。熱解析の目的は、電力損 失によりデバイスが接合部温度を超えるかどうかを判断する ことです。温度上昇は次式で与えられます。 TRISE = PD • θJA 一例として、VIN = 12V、IOUT = 5A、f = 1MHz、VOUT = 1.8Vの アプリケーションにLTC3605が使われる場合を検討します。 パ ワーMOSFETの等価抵抗RSWは次のようになります。 ⎛ V ⎞ V RSW = RDS(ON)Top • OUT + RDS(ON)Bot ⎜ 1– OUT ⎟ VIN VIN ⎠ ⎝ 10.2 1.8 + 35mΩ • = 70mΩ • 12 12 = 40.25mΩ 無負荷で1MHz強制連続動作の間のVIN電流は約11mAであ り、 それにはスイッチング損失と内部バイアス電流損失、遷移 損失、 インダクタのコア損失、 アプリケーション内の他の損失 が含まれます。 したがって、 デバイスによる総電力損失は次の とおりです。 PD = IOUT2 • RSW＋VIN • IVIN（No Load） = 25A2 • 40.25mΩ＋12V • 11mA = 1.14W QFN 4mm 4mmパッケージの接合部−周囲の熱抵抗θJAは 約37℃/Wです。 したがって、 25℃の周囲温度で動作しているレ ギュレータの接合部温度はおよそ次のとおりです。 TJ = 1.14W • 37℃/W＋25℃ = 67℃ 上の接合部温度は25℃でのRDS(ON)から得られたことに留意 すると、RDS(ON)は温度に依存して増加するので、 もっと大きな R DS(ON)に基づいて接合部温度を再計算することもできるで しょう。RSWが67℃で15%増加すると仮定して計算をやり直す と、新しい接合部温度は72℃になります。 アプリケーションが もっと高い周囲温度やもっと高いスイッチング周波数を要求 する場合、 ヒートシンクやエアフローを使ってデバイスの温度 上昇を減らすように注意します。図2はDC1215デモ用ボードを ベースにした温度ディレーティング曲線です。 接合部温度の測定 6 5 LOAD CURRENT (A) ることが非常に重要です。遷移損失は、 スイッチ・ノードが 遷移するとき、 トップ・パワーMOSFETが短時間飽和領域 に留まることから生じます。LTC3605の内部パワーデバイス は十分速く切り替わるので、 これらの損失は他の要因に比 べると大きくはありません。 デッドタイム中のダイオードの導 通損失やインダクタのコア損失などその他の損失は、一般 に全追加損失の2%以下にしかなりません。 4 3 2 VIN = 12V VOUT = 3.3V fSW = 1MHz DC1215 DEMO BOARD 1 0 20 60 80 100 120 40 AMBIENT TEMPERATURE (°C) 140 3605 F02 図2． 負荷電流と周囲温度 接合部から周囲への熱抵抗は、 デバイスが実装されるPCB ボード上のヒートシンク銅の大きさと量、 さらにデバイスに対 するエアフローの量に依存して変化します。 接 合 部 温 度 を直 接 測 定 する方 法 の 1 つは 、ピンの 1 つ 3605fc 14 LTC3605 動作 （PGOOD）の内部ジャンクション・ダイオードを使って、周囲 温度の変化に基づくダイオードの電圧変化を測定することで す。 まず、PGOODピンの外部受動部品を全て取り外してから、 100μAをPGOODピンから引き出してその内部ジャンクション・ ダイオードをオンし、PGOODピンを負電圧にバイアスします。 出力電流負荷なしで、25℃、75℃および125℃の周囲温度で PGOODの電圧を測定して、PGOODの電圧差と周囲温度差 の関係の勾配を確定します。 この勾配を確定したら、接合部 温度の上昇を対応する出力負荷電流でのパッケージ内の電 力損失の関数として測定することができます。 そうすることは PGOODピンの絶対最大電圧定格に違反するということを忘 れないで下さい。 ただし、制限された電流ではダメージは受け ません。 基板レイアウトの検討事項 PCボードをレイアウトするときは、以下のチェックリストを使用 してLTC3605が正しく動作するようにします （図3を参照）。 レイ アウトでは、以下の項目をチェックしてください。 1. コンデンサCINは電源PVINと電源グランドPGNDにできる だけ近づけて接続されていますか。 このコンデンサは内部 パワーMOSFETとそれらのドライバにAC電流を供給しま す。 （） プ 2. COUTとL1は近づけて接続されていますか。COUTの （） プレートに戻します。 レートは電流をPGNDおよびCINの 3. 抵抗分割器（R1とR2） は、COUTの(＋)プレートと、SGNDの 近くで終端されたグランド・ラインの間に接続する必要があ ります。帰還信号V FBはSWラインのようなノイズの多い部 品やトレースから離して配線し、 トレースをできるだけ短くし ます。R1とR2をデバイスの近くに配置します。 4. パッケージの底部の露出パッド （ピン25） をPGNDプレーン に半田付けします。 このPGNDプレーンをサーマルビアを介 して他の層に接続するとLTC3605から熱を逃がすのに役立 ちます。 5. 敏感な部品はSWピンから離します。R T 抵抗、補償コン デンサのC CとC ITH 、全ての抵抗R1、R3およびR C 、 さらに INTVCCバイパス・コンデンサは、SWトレースおよびインダク タL1から離して配置します。 また、SWピンのパッドはできる だけ小さくします。 6. グランド・プレーンが望ましいのですが、 それを利用でき なければ信号グランドと電源グランドを分離して、小信 号部品はSGNDピンに戻し、SGNDピンを出力コンデンサ の負端子のところでPGNDピンに接続します。 （COUT） 全ての層の未使用領域を銅で覆うと、電力部品の温度上昇 が小さくなります。 これらの銅領域はPGNDに接続します。 設計例 CIN L1 VIN GND VOUT VIN VOUT COUT GND 図3a． サンプルのPCBレイアウト （トップサイド） 図3b． サンプルのPCBレイアウト （ボトムサイド） 3605fc 15 LTC3605 動作 設計例として、 以下の仕様のアプリケーションにLTC3605を使 う場合を考えます。 VIN = 10.8V～13.2V、VOUT = 1.8V、IOUT(MAX) = 5A、 IOUT(MIN) = 500mA、f = 2MHz 高負荷電流と低負荷電流の両方で効率が重要なので、不連 続モード動作が利用されます。 まず、特性曲線から2MHzス それに基 イッチング周波数のための正しいRT値を選択します。 づいて、 RTを80.6kにします。 次いで、 最大VINで約50%のリップ ル電流になるようにインダクタ値を計算します。 定性に必要なバルク容量に基づいて選択します。 このデザイ ンでは、 2個の47μFセラミック・コンデンサを使用します。 CINは次の最大電流定格を満たすサイズのものにします。 ⎛ 1.8V ⎞ ⎛ 13.2V ⎞ 1/ 2 IRMS = 5A ⎜ – 1⎟ = 1.7A ⎟⎜ ⎝ 13.2V ⎠ ⎝ 1.8V ⎠ Dほとんどのアプリケーションでは、 PVINピンを2個の22μFセラ ミック・コンデンサでデカップリングすれば十分です。 1.8V 1.8V ⎞ ⎞⎛ ⎛ L=⎜ ⎟ ⎜ 1– ⎟ = 0.31µH ⎝ 2MHz • 2.5A ⎠ ⎝ 13.2V ⎠ 最も近い標準値のインダクタは0.33μHです。 C OUTは出力電圧リップルの要件を満たすESRとループの安 3605fc 16 LTC3605 標準的応用例 12Vから1.2Vの1MHz降圧レギュレータ C1 2.2µF 0.1µF D1 10Ω 23 24 1 16.2k 2 3 4 5 12k 330pF 6 10pF 0.1µF 22 21 20 19 CLKIN CLKOUT SGND INTVCC BOOST SVIN RT PVIN PHMODE PVIN MODE SW LTC3605 FB SW TRACK/SS SW ITH SW RUN PGOOD 7 SVIN VON PGND 9 10 8 SW 11 CIN 22µF ×2 18 VIN 4V TO 15V 0.1µF 17 16 15 L1 0.68µH 14 4.99k COUT 47µF ×2 13 SW VOUT 1.2V 5A 4.99k 12 100k PGND SGND 3605 TA02 C1: AVX 0805ZD225MAT2A CIN: TDK C4532X5RIC226M COUT: TDK C3216X5ROJ476M D1: CENTRAL SEMI CMDSH-3 L1: VISHAY IHLP-2525CZERR68-M01 3605fc 17 LTC3605 標準的応用例 12V/10A 2フェーズ1出力レギュレータ 0.1µF C1 2.2µF D1 10Ω 23 24 1 162k 2 3 4 5 6 16.2k 220pF 0.1µF 22 21 20 CLKIN CLKOUT SGND INTVCC BOOST SVIN RT PVIN PHMODE PVIN MODE 17 16 LTC3605 SW TRACK/SS SW ITH SW 10pF PGOOD 7 VON PGND 9 10 8 SVIN SW 11 VIN 4V TO 15V 0.1µF 18 SW FB RUN CIN1 22µF 19 15 L1 1µH 14 22.6k 13 COUT1 47µF VOUT 3.3V 10A 4.99k SW 12 100k PGND SGND 0.1µF C2 2.2µF D2 10Ω 24 1 162k 2 3 4 5 6 16.2k 220pF C1, C2: AVX 0805ZD225MAT2A CIN1, CIN2: TDK C4532X5RIC226M COUT1, COUT2: TDK C3216X5ROJ476M D1, D2: CENTRAL SEMI CMDSH-3 L1, L2: VISHAY IHLP-2525CZER1R0-M01 22 21 20 RT PVIN PHMODE PVIN SW MODE LTC3605 FB SW TRACK/SS SW ITH SW 7 PGOOD 8 VON PGND 9 10 SW 11 CIN2 22µF 19 CLKIN CLKOUT SGND INTVCC BOOST SVIN RUN 10pF 23 0.1µF 18 17 16 15 L2 1µH 14 COUT2 47µF 13 SW 12 SVIN PGND SGND 3605 TA03 3605fc 18 LTC3605 標準的応用例 2出力のトラッキング・アプリケーション C1 2.2µF 0.1µF D1 10Ω 23 24 1 162k 2 3 4 5 16.2k 100pF 6 10pF 0.1µF 22 21 20 19 CLKIN CLKOUT SGND INTVCC BOOST SVIN RT PVIN PHMODE PVIN MODE 18 TRACK/SS SW ITH SW PGOOD 7 VON PGND 9 10 8 SVIN1 SW 11 15 L1 0.33µH 14 7.5k COUT1 47µF 13 4.99k PGND SGND 0.1µF D2 1 162k 2 3 4 5 16.2k 100pF 6 10pF 23 22 21 20 RT PVIN PHMODE PVIN MODE SW LTC3605 FB SW TRACK/SS SW ITH SW 7 SVIN2 PGOOD VON PGND 9 10 8 100k SW 11 CIN2 22µF ×2 19 CLKIN CLKOUT SGND INTVCC BOOST SVIN RUN 2.49k 12 10Ω 24 VOUT1 1.8V 5A SW 100k C2 2.2µF 0.1µF 16 LTC3605 SW VIN1 4V TO 15V 17 SW FB RUN CIN1 22µF ×2 18 VIN2 4V TO 15V 0.1µF 17 16 15 L2 0.33µH VOUT2 1.2V 5A 4.99k 14 13 COUT2 47µF 4.99k SW 12 PGND SGND 3605 TA04 C1, C2: AVX 0805ZD225MAT2A CIN1, CIN2: TDK C4532X5RIC226M COUT1, COUT2: TDK C3216X5ROJ476M D1, D2: CENTRAL SEMI CMDSH-3 L1, L2: VISHAY IHLP-2525CZERR33-M01 3605fc 19 LTC3605 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 UFパッケージ （4mm 4mm） 24ピン・プラスチックQFN （Reference LTC DWG # 05-08-1697 Rev B） 0.70 ±0.05 4.50 ± 0.05 2.45 ± 0.05 3.10 ± 0.05 (4 SIDES) パッケージの外形 0.25 ±0.05 0.50 BSC 推奨する半田パッドのピッチと寸法 4.00 ± 0.10 (4 SIDES) 底面図̶露出パッド R = 0.115 TYP 0.75 ± 0.05 ピン1の トップマーク （NOTE 6） ピン1のノッチ R = 0.20（標準） または 0.35 45 の面取り 23 24 0.40 ± 0.10 1 2 2.45 ± 0.10 (4-SIDES) (UF24) QFN 0105 0.200 REF 0.00 – 0.05 0.25 ± 0.05 0.50 BSC NOTE: 1. 図はJEDECパッケージ外形MO-220のバリエーション （WGGD-X） にするよう提案されている （承認待ち） 2. 図は実寸とは異なる 3. 全ての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは （もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 3605fc 20 LTC3605 改訂履歴 （Rev Bよりスタート） REV 日付 修正内容 頁番号 B 10/09 標準的応用例の変更 絶対最大定格の変更 発注情報にIグレードを追加 電気的特性と脚注の変更 ピン機能の文章変更 文章変更 式の変更 1 2 2 3 6 9 14 C 10/12 標準的応用例の更新 17 3605fc リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 21 LTC3605 標準的応用例 3.6V負電圧コンバータ C1 2.2µF 0.1µF D1 CIN 22µF ×2 10Ω 23 24 1 2 162k 3 4 5 16.2k 470pF 6 47pF 0.1µF 22 21 20 19 CLKIN CLKOUT SGND INTVCC BOOST SVIN RT PVIN PHMODE PVIN MODE SW LTC3605 FB SW TRACK/SS SW ITH SW RUN 7 SVIN PGOOD VON PGND 9 10 8 SW 11 VIN 3V TO 10V SW 0.1µF 18 17 16 15 L1 1µH 14 13 24.9k COUT 47µF ×2 4.99k 12 100k 3605 TA05 VOUT –3.6V 2A 関連製品 製品番号 LTC3602 説明 10V、2.5A（IOUT）、3MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ 注釈 LTC3603 15V、2.5A（IOUT）、3MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ LTC3412A 3A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ 効率：95%、VIN：4.5V∼15V、VOUT（MIN）= 0.6V、IQ = 75μA、 ISD<1μA、3mm 3mm QFN16、MSE16 LTC3413 3A（IOUTシンク/ソース）、2MHzモノリシック同期整流式 レギュレータ （DDR/QDRメモリ終端用） LTC3414/LTC3416 4A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ LTC3415 7A（IOUT）、1.5MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ LTC3418 8A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ LTC3608 18V、8A（IOUT）、1MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ LTC3610 24V、12A（IOUT）、1MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ LTC3611 32V、10A（IOUT）、1MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ 効率：95%、VIN：4.5V∼10V、VOUT（MIN）= 0.6V、IQ = 75μA、 ISD<1μA、4mm 4mm QFN20、TSSOP16E 効率：95%、VIN：2.25V∼5.5V、VOUT（MIN）= 0.8V、IQ = 60μA、 ISD < 1μA、TSSOP16E、4mm 4mm QFN16 効率：90%、VIN：2.25V∼5.5V、VREF/2、IQ = 280μA、 ISD < 1μA、TSSOP16E 効率：95%、VIN：2.25V∼5.5V、VOUT（MIN）= 0.8V、IQ = 64μA、 ISD < 1μA、TSSOP20E 効率：95%、VIN：2.5V∼5.5V、VOUT（MIN）= 0.6V、IQ = 450μA、 ISD < 1μA、5mm 7mm QFN38 効率：95%、VIN：2.25V∼5.5V、VOUT（MIN）= 0.8V、IQ = 380μA、 ISD < 1μA、5mm 7mm QFN38 効率：95%、VIN：4V∼18V、VOUT（MIN）= 0.6V、IQ = 900μA、 ISD < 15μA、7mm 8mm QFN52 効率：95%、VIN：4V∼24V、VOUT（MIN）= 0.6V、IQ = 900μA、 ISD < 15μA、9mm 9mm QFN64 効率：95%、VIN：4V∼32V、VOUT（MIN）= 0.6V、IQ = 900μA、 ISD < 15μA、9mm 9mm QFN64 3605fc 22 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 1012 REV C • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2009