LTC3411 1.25A、4MHz、 同期整流式 降圧DC/DCコンバータ 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 小型の10ピンMSOPパッケージまたはDFNパッケージ 小型のコンデンサとインダクタを使用 高周波数動作：最大4MHz 高いスイッチ電流：1.6A 低RDS(ON)の内部スイッチ：0.110Ω 高効率：最大95% セラミック・コンデンサで安定 電流モード動作による優れた入力および負荷過渡応答 短絡保護 低損失動作：100%デューティ・サイクル 低いシャットダウン電流：IQ ≤ 1μA 低消費電流：60μA 出力電圧：0.8V～5V 選択可能なBurst Mode®動作 外部クロックに同期可能 LTC ® 3411は、固定周波数、同期整流式、降圧DC/DCコン バータです。 このデバイスは中規模の電力アプリケーション向 けであり、2.63V∼5.5Vの入力電圧範囲で動作し、最大4MHz の動作周波数を設定できます。 これにより、高さ2mm以下の 低コストで小型のコンデンサやインダクタを使用できます。出 力電圧は0.8V∼5Vで調整可能です。 ピーク電流定格1.6A、 0.11Ωの同期整流式パワー・スイッチを内蔵し、高効率を達成 します。LTC3411は電流モード・アーキテクチャを採用し、外部 補償機能を備えているので、広範囲の負荷および出力コンデ ンサに対して過渡応答を最適化できます。 LTC3411は、 自動的に電力を節減するBurst Mode動作に設定 できるので、 負荷電流が連続動作に必要なレベルを下回った 場合にゲート充電損失を低減できます。 ノイズやRF干渉を低 減するには、SYNC/MODEピンによってパルス・スキップ・モー ドに設定するか、強制連続動作に設定します。 60μAの低消費電流でPチャネルMOSFETをドロップアウト時 に連続的にオンする （100%デューティ・サイクル） ことによって バッテリ寿命をさらに延長できます。 シャットダウン時の消費 電流は1μA以下です。 アプリケーション ノートブック・コンピュータ デジタル・カメラ ■ 携帯電話 ■ 携帯機器 ■ ボード実装電源 ■ ■ 、LT、LTCおよびLTMはリニアテクノロジー社の登録商標です。 Burst Modeはリニアテクノロジー社の登録商標です。 標準的応用例 効率と負荷電流 VIN 2.63V TO 5.5V 100 C1 22µF SYNC/MODE PVIN PGOOD SVIN LTC3411 SW ITH 1000pF VFB SHDN/RT 13k SGND L1 2.2µH 887k PGND 324k 412k 95 VOUT 2.5V/1.25A C2 22µF EFFICIENCY (%) VIN 90 85 80 VIN = 3.3V VOUT = 2.5V fO = 1MHz Burst Mode OPERATION 75 NOTE: IN DROPOUT, THE OUTPUT TRACKS THE INPUT VOLTAGE C1, C2: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MM L1: TOKO A914BYW-2R2M (D52LC SERIES) 3411 F01 図1. 降圧2.5V/1.25Aレギュレータ 70 1 10 100 LOAD CURRENT (mA) 1000 3411 TA01 3411fb 1 LTC3411 絶対最大定格 （Note 1） PVIN、SVIN電圧 ......................................................... −0.3V～6V VFB、ITH、SHDN/RT電圧 ..............................−0.3V～ （VIN＋0.3V） SYNC/MODE電圧 ......................................−0.3V～（VIN＋0.3V） SW電圧 .....................................................−0.3V～（VIN＋0.3V） PGOOD電圧.............................................................. −0.3V～6V 動作温度範囲（Note 2） LTC3411E...........................................................−40°C～85°C LTC3411I .........................................................−40°C～125°C 接合部温度（Note 5、8）....................................................125°C 保存温度範囲 DDパッケージ .................................................−65°C～125°C MSパッケージ.................................................−65°C～150°C リード温度（半田付け、10秒）...........................................300°C ピン配置 TOP VIEW TOP VIEW SHDN/RT 1 10 ITH SYNC/MODE 2 SGND 3 9 VFB 8 PGOOD SW 4 7 SVIN PGND 5 6 PVIN 1 2 3 4 5 SHDN/RT SYNC/MODE SGND SW PGND 10 9 8 7 6 ITH VFB PGOOD SVIN PVIN MS PACKAGE 10-LEAD PLASTIC MSOP DD PACKAGE 10-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN TJMAX = 125°C, θJA = 120°C/W, θJC = 45°C/W TJMAX = 125°C, θJA = 43°C/W, θJC = 8°C/W (EXPOSED PAD MUST BE SOLDERED TO SGND) 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲 LTC3411EDD#PBF LTC3411EDD#TRPBF LADT 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 85°C LTC3411IDD#PBF LTC3411IDD#TRPBF LADT 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 125°C LTC3411EMS#PBF LTC3411EMS#TRPBF LTQT 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C LTC3411IMS#PBF LTC3411IMS#TRPBF LTQT 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C 鉛ベース仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲 LTC3411EDD LTC3411EDD#TR LADT 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 85°C LTC3411IDD LTC3411IDD#TR LADT 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 125°C LTC3411EMS LTC3411EMS#TR LTQT 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C LTC3411IMS LTC3411IMS#TR LTQT 10-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 *温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3411fb 2 LTC3411 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。別途規定されない限り、VIN = 3.3V、RT = 324k。 （Note 2） SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VIN Operating Voltage Range IFB Feedback Pin Input Current VFB Feedback Voltage (Note 3) MIN TYP 2.625 l 0.784 MAX UNITS 5.5 V ±0.1 µA 0.8 0.816 V 0.04 0.2 %/V 0.02 –0.02 0.2 –0.2 % % ∆VLINEREG Reference Voltage Line Regulation VIN = 2.7V to 5V ∆VLOADREG Output Voltage Load Regulation ITH = 0.36, (Note 3) ITH = 0.84, (Note 3) gm(EA) Error Amplifier Transconductance ITH Pin Load = ±5µA (Note 3) 800 IS Input DC Supply Current (Note 4) Active Mode Sleep Mode Shutdown VFB = 0.75V, SYNC/MODE = 3.3V VSYNC/MODE = 3.3V, VFB = 1V VSHDN/RT = 3.3V 240 62 0.1 350 100 1 µA µA µA VSHDN/RT Shutdown Threshold High Active Oscillator Resistor VIN – 0.6 324k VIN – 0.4 1M V Ω fOSC Oscillator Frequency RT = 324k (Note 7) 0.85 1 1.15 4 MHz MHz fSYNC Synchronization Frequency (Note 7) 0.4 4 MHz ILIM Peak Switch Current Limit ITH = 1.3 1.6 RDS(ON) Top Switch On-Resistance (Note 6) VIN = 3.3V 0.11 0.15 Ω Bottom Switch On-Resistance (Note 6) VIN = 3.3V 0.11 0.15 Ω 0.01 1 µA 2.5 2.625 V l l ISW(LKG) Switch Leakage Current VIN = 6V, VITH/RUN = 0V, VFB = 0V VUVLO Undervoltage Lockout Threshold VIN Ramping Down PGOOD Power Good Threshold VFB Ramping Up, SHDN/RT = 1V VFB Ramping Down, SHDN/RT = 1V RPGOOD Power Good Pull-Down On-Resistance Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスは、 デバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 Note 2：LTC3411Eは0°C～85°Cの温度範囲で規定された性能仕様に適合することが保証されて いる。−40°C～85°Cの動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コ ントロールとの相関で確認されている。LTC3411Iは−40°C～125°Cの動作温度範囲で規定され た性能仕様に適合することが保証されている。 Note 3：LTC3411はVFBをエラーアンプの中点 （VITH = 0.6V） にサーボ制御する帰還ループでテス トされている。 Note 4：スイッチング周波数で供給される内部ゲート電荷により、動作時消費電流は増加す る。 2.375 µS 2 A 6.8 –7.6 118 % % 200 Ω Note 5：TJは、 周囲温度TAおよび電力損失PDから次式にしたがって計算される。 LTC3411DD：TJ = TA＋(PD • 43°C/W) LTC3411MS：TJ = TA＋(PD • 120°C/W) Note 6：スイッチのオン抵抗はウェハ・レベルの測定との相関によって保証されている。 Note 7：4MHzでの動作は設計によって保証されているが製造時にはテストされず、 デューティ・ （「アプリケーション情報」 を参照）。 サイクルによって制約を受ける Note 8：このデバイスには、 短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機 能が備わっている。過温度保護機能がアクティブなとき、接合部温度は125°Cを超える。規定 された最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、 デバイスの信頼性を損なう恐れがあ る。 3411fb 3 LTC3411 ピン機能 SHDN/R（ピン 1） ：シャットダウンとタイミング抵抗の共用ピン。 T PGND （ピン5） ：主電源グランド・ピン。COUTの （）端子および このピンからグランドに抵抗を接続して発振周波数をプログ ラムします。 このピンをSVINに強制するとデバイスはシャットダ ウンします。 シャットダウン時にはすべての機能がディスエーブ ルされます。 CINの （）端子に接続します。 PVIN （ピン6） ：主電源ピン。PGNDの近くでデカップリングしま す。 SYNC/MODE （ピン2） ：モードの選択と発振器同期の共用ピン。 SVIN （ピン7） ：信号電源ピン。 すべてのアクティブな回路はこの このピンはデバイスの動作を制御します。SV INまたはSGND に接続すると、 それぞれBurst Mode動作またはパルス・スキッ プ・モードが選択されます。 このピンがSVINの半分に保たれる と、強制連続モードが選択されます。 このピンに接続した外部 発振器に発振周波数を同期することができます。外部クロック に同期しているときは、パルス・スキップ・モードが選択されま す。 ピンから電力が供給されます。SGNDの近くでデカップリング します。SVINの電圧はPVIN以上でなければなりません。 SGND （ピン3） ：信号グランド・ピン。 すべての小信号部品と補 償部品はこのグランドに接続します （「基板レイアウトの検討 事項」 を参照） 。 還電圧を受け取ります。 このピンの公称電圧は0.8Vです。 SW（ピン4） ：インダクタへのスイッチ・ノードの接続。 このピン はPVINからPGNDまで振幅します。 PGOOD （ピン8） ：パワーグッド・ピン。 このコモン・ドレインのロ ジック出力は、出力電圧がレギュレーション電圧の 7.5%以 内にない時に、SGNDに引き下げられます。 V FB（ピン9 ） ：出力に接続された外付け抵抗分割器からの帰 I TH（ピン10 ） ：エラーアンプの補償点。電流コンパレータのス レッショルドが、 この制御電圧に応じて上昇します。 このピン の公称電圧範囲は0V∼1.5Vです。 3411fb 4 LTC3411 ピン機能 NOMINAL (V) PIN NAME 1 SHDN/RT 2 SYNC/MODE ABSOLUTE MAX (V) DESCRIPTION MIN TYP MAX MIN MAX Shutdown/Timing Resistor –0.3 0.8 SVIN –0.3 SVIN + 0.3 SVIN –0.3 SVIN + 0.3 PVIN –0.3 PVIN + 0.3 Mode Select/Sychronization Pin 0 3 SGND 4 SW Signal Ground 0 5 PGND Main Power Ground 6 PVIN Main Power Supply –0.3 5.5 –0.3 SVIN + 0.3 7 SVIN Signal Power Supply 2.5 5.5 –0.3 6 8 PGOOD Power Good Pin 0 9 VFB Output Feedback Pin 0 10 ITH Error Amplifier Compensation and Run Pin 0 Switch Node 0 0 0.8 SVIN –0.3 6 1.0 –0.3 SVIN + 0.3 1.5 –0.3 SVIN + 0.3 標準的性能特性 Burst Mode動作 パルス・スキップ・モード VOUT 10mV/DIV IL1 100mA/DIV VOUT 10mV/DIV VOUT 10mV/DIV IL1 100mA/DIV IL1 100mA/DIV 3411 G01 VIN = 3.3V 2µs/DIV VOUT = 2.5V ILOAD = 50mA CIRCUIT OF FIGURE 7 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) PULSE SKIP FORCED CONTINUOUS 75 IOUT = 1.25A 85 80 IL1 0.5A/DIV 75 70 70 VIN = 3.3V VOUT = 2.5V CIRCUIT OF FIGURE 7 65 60 負荷ステップ VOUT 100mV/DIV 90 80 3411 G03 IOUT = 400mA 95 90 85 VIN = 3.3V 2µs/DIV VOUT = 2.5V ILOAD = 50mA CIRCUIT OF FIGURE 7 効率とVIN 100 Burst Mode OPERATION 95 3411 G02 VIN = 3.3V 2µs/DIV VOUT = 2.5V ILOAD = 50mA CIRCUIT OF FIGURE 7 効率と負荷電流 100 強制連続モード 1 100 1000 10 LOAD CURRENT (mA) 10000 3411 G04 65 VOUT = 2.5V CIRCUIT OF FIGURE 7 60 2.5 3.5 4.5 VIN (V) 5.5 VIN = 3.3V 40µs/DIV VOUT = 2.5V ILOAD = 0.25A TO 1.25A CIRCUIT OF FIGURE 7 3411 G06 3411 G05 3411fb 5 LTC3411 標準的性能特性 ロード・レギュレーション 0.3 Burst Mode OPERATION VIN = 3.3V VOUT = 2.5V 0 FORCED CONTINUOUS –0.1 –0.2 0.35 0.30 0.25 0.20 IOUT = 1.25A 0.15 IOUT = 400mA 6 4 2 0 –2 –4 –0.3 0.10 –0.4 0.05 –8 –0.5 0 –10 1 10 100 1000 LOAD CURRENT (mA) 10000 2 3 4 VIN (V) 5 3411 G07 周波数変動と温度 –4 95 90 –6 5 6 TA = 25°C 110 SYNCHRONOUS SWITCH 105 MAIN SWITCH 100 95 –8 –10 –50 4 VIN (V) 115 RDS(ON) (mΩ) EFFICIENCY (%) 4 –2 3 RDS(ON)とVIN 120 VIN = 3.3V VOUT = 2.5V IOUT = 500mA TA = 25°C 6 0 2 3411 G09 効率と周波数 100 8 REFERENCE VARIATION (%) 6 –6 3411 G08 10 2 VOUT = 1.8V IOUT = 1.25A TA = 25°C 8 0.40 PULSE SKIP 0.1 周波数とVIN 10 VOUT = 1.8V TA = 25°C 0.45 VOUT ERROR (%) VOUT ERROR (%) 0.2 ライン･レギュレーション 0.50 FREQUENCY VARIATION (%) 0.4 –25 0 25 50 75 TEMPERATURE (°C) 100 125 3411 G10 85 0 1 3 2 FREQUENCY (MHz) 4 3411 G11 90 2.5 3 3.5 4 4.5 VIN (V) 5 5.5 6 3411 G12 3411fb 6 LTC3411 ブロック図 SVIN SGND ITH PVIN 7 3 10 6 0.8V VOLTAGE REFERENCE PMOS CURRENT COMPARATOR ITH LIMIT + BCLAMP + – – VFB 9 0.74V + – ERROR AMPLIFIER VB B – + BURST COMPARATOR HYSTERESIS = 80mV SLOPE COMPENSATION OSCILLATOR 4 SW + 0.86V LOGIC – + PGOOD 8 NMOS COMPARATOR – – 1 2 SHDN/RT SYNC/MODE REVERSE COMPARATOR + 5 PGND 3411 BD 3411fb 7 LTC3411 動作 LTC3411は固定周波数、電流モード・アーキテクチャを採用 しています。動作周波数はRT抵抗の値によって決めるか、 また は外部発振器に同期させることができます。多様なアプリケー ションに適合させるため、選択可能なModeピンを使って、 ユーザーはノイズと効率の妥協を図ることができます。 出力電圧はVFBピンに戻される外付け分割器によって設定さ れます。 エラーアンプは分圧された出力電圧を0.8Vのリファレ ンス電圧と比較し、 それにしたがってピーク・インダクタ電流を 調節します。過電圧コンパレータと低電圧コンパレータは、 出 力電圧が 7.5%以内にないと、PGOOD出力を L に引き下げ ます。 メイン制御ループ 通常動作時、VFB電圧がリファレンス電圧より低いと、 トップ・ パワー・スイッチ （PチャネルMOSFET）がクロック・サイクル の開始時にオンします。電流リミットに達するまで、 インダクタ と負荷に流れる電流が増加します。 スイッチがオフし、 インダ クタに蓄えられたエネルギーがボトム・スイッチ （Nチャネル MOSFET） を通って次のクロック・サイクルまで負荷に流れま す。 ピーク・インダクタ電流はエラーアンプの出力であるITHピンの 電圧によって制御されます。 このアンプはVFBピンを0.8Vリファ レンスと比較します。 負荷電流が増加すると、VFB電圧が低下 し、 リファレンスよりもわずかに下回ります。 この低下により、平 均インダクタ電流が新しい負荷電流に合致するまでエラーア ンプがITHの電圧を上昇させます。 SHDN/RTピンをSV INの電圧にするとメイン制御ループは シャットダウンされます。 シャットダウン後、 デジタル・ソフトス タートがイネーブルされ、1024クロック・サイクルが経過する か、 あるいは出力が安定するか、 どちらか早い方が生じるまで ピーク・インダクタ電流がゆっくり立ち上がります。I THピンの 電圧を上昇させることにより、 ソフトスタートの時間を長くする ことができます （「アプリケーション情報」 を参照）。 低電流動作 低電流でLTC3411の動作を制御するために3つのモードを利 用することができます。3つのモードはすべて、 負荷電流が低い ときに連続モードから選択されたモードに自動的にスイッチ されます。 効 率を最 適 化するにはB u r s t M o d e 動 作を選 択すること ができます。負荷が比較的軽いとき、LTC3411は自動的に Burst Mode動作に切り替わります。 この場合、PMOSスイッチ は負荷需要に応じて間易的に動作します。 サイクルを断続的 に実行することにより、パワーMOSFETのゲート電荷損失に よって左右されるスイッチング損失が最小限に抑えられます。 出力電圧が必要なレギュレーション値に達したら、 メイン制御 ループは中断します。ITHが0.24Vより低くなるとヒステリシスを もった電圧コンパレータBがトリップし、 スイッチをシャットオフ して電力を減少させます。ITH/RUNが0.31Vを超えて、 スイッチ とメイン制御ループをオンし、新たなサイクルを開始するまで、 出力コンデンサとインダクタが負荷に電力を供給します。 低電流で出力電圧リップルを下げるには、パルス・スキップ・ モードを使うことができます。 このモードでは、LTC3411は非 常に低い電流まで固定周波数でスイッチングを継続します。 こ の場合、最終的にはパルスをスキップし始めます。 最後に、強制連続モードでは、 インダクタ電流は一定のサイ クルを繰り返し、 すべての出力電流レベルで一定の出力電圧 リップルを生じます。 この機能はテレコム分野で必要です。 な ぜなら、 ノイズが一定の周波数になるのでフィルタで除去する のが容易だからです。 このモードの別の利点は、 レギュレータ が負荷への電流をソースする能力と、 出力からの電流をシンク する能力の両方をもつことです。 ドロップアウト動作 入力電源電圧が出力電圧に向かって低下すると、 デューティ・ サイクルが100%に増加しますが、 これはドロップアウト状態 です。 ドロップアウト状態ではPMOSスイッチが連続的にオ ンし、 このときの出力電圧は、入力電圧から内部Pチャネル MOSFETとインダクタの電圧降下を差し引いた電圧に等しく なります。 低電源電圧動作 LTC3411は低電圧ロックアウト回路を内蔵しており、 この回路 は入力電圧が約2.5Vを下回るとデバイスをシャットダウンして 不安定な動作を防ぎます。 3411fb 8 LTC3411 アプリケーション情報 一般的なLTC3411の応用回路を図5に示します。外付け部品 の選択は負荷要件に基づいて行われ、 インダクタL1の選択か ら始めます。L1が選択されると、CINとCOUTも選択できます。 動作周波数 動作周波数の選択は、効率と部品サイズのあいだのトレード オフです。動作周波数が高いので、小さい値のインダクタとコ ンデンサを使うことができます。低い周波数での動作は内部 ゲート電荷による損失を減らして効率を上げますが、 出力リッ プル電圧を低く抑えるには、大きな値のインダクタンスや容量 を必要とします。 LTC3411の動作周波数fOは、RTピンとグランド間に接続した 外付け抵抗によって決定されます。 この抵抗の値により、発振 器の内部タイミング・コンデンサを充放電するために使われる ランプ電流が設定されます。 この抵抗の値は次式を使って計 算することができます。 RT = 9.78 • 1011( fO ) −1.08 インダクタの選択 インダクタは動作周波数には影響しませんが、 インダクタの値 はリップル電流に直接影響を与えます。 インダクタのリップル 電流ΔILはインダクタンスが高いほど減少し、VINまたはVOUT が高いほど増加します。 ∆IL = 大きなΔILの値を許容すれば低いインダクタンスを使用できま すが、 出力電圧リップルが高くなり、 コア損失が大きくなり、 出 力電流能力が低下します。 リップル電流を設定するための妥当な出発点は最大出力電 流の40%、 つまりΔIL = 0.4 • 1.25A = 500mAです。最大リップ ル電流ΔILは最大入力電圧で発生します。 リップル電流が規 定された最大値を超えないようにするには、次式にしたがって インダクタ値を選択します。 (Ω ) L= つまり、図2を使用して選択することができます。 利用可能な最大動作周波数は最小オン時間とデューティ・サ イクルによって制限されます。 これは次のように計算されます。 fO(MAX) ≈ 6.67 • (VOUT / VIN(MAX))(MHz) 最小周波数は、RTの抵抗が大きいことに起因するリークとノイ ズ結合によって制限されます。 4.5 VOUT VOUT • 1− f O• L V IN VOUT f O• ∆IL V • 1 − OUT V IN(MAX) インダクタ値はBurst Mode動作にも影響を与えます。 ピーク・イ ンダクタ電流がバースト・クランプによって設定されたレベル を下回ると、低電流動作からの遷移が開始されます。 インダク タの値が小さいとリップル電流が大きくなるので、 この遷移も 低負荷電流で起きるようになります。 このため、低電流動作の 上側の範囲で効率が低下します。Burst Mode動作では、 イン ダクタンス値が小さくなるとバースト周波数が上がります。 TA = 25°C 4.0 FREQUENCY (MHz) 3.5 3.0 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5 0 0 500 1000 1500 RT (kΩ) 3411 F02 図2. 周波数とRT 3411fb 9 LTC3411 アプリケーション情報 インダクタのコアの選択 コアの材質と形状が異なると、 インダクタのサイズ/電流および 価格/電流の関係が変化します。 フェライトやパーマロイを素 材とするトロイド・コアやシールドされたポット型コアは、小型 でエネルギー放射は大きくありませんが、類似の電気特性を 有する鉄粉コアのインダクタより一般に高価です。使用するイ ンダクタの種類の選択は、主にLTC3411の動作要件に依存す るよりも、価格とサイズの要件や放射フィールド/EMIの要件に 依存します。LTC3411のアプリケーションで適切に動作する標 準的な表面実装インダクタをいくつか表1に示します。 表1. 代表的な表面実装インダクタ MANUFACTURER PART NUMBER MAX DC VALUE CURRENT DCR HEIGHT Toko A914BYW-2R2M-D52LC 2.2µH 2.05A 49mΩ 2mm Toko A915AY-2ROM-D53LC 2µH 3.3A 22mΩ 3mm Coilcraft D01608C-222 2.2µH 2.3A 70mΩ 3mm Coilcraft LP01704-222M 2.2µH 2.4A 120mΩ 1mm Sumida CDRH4D282R2 2.2µH 2.04A 23mΩ Sumida CDC5D232R2 2.2µH 2.16A 30mΩ 2.5mm Taiyo Yuden N06DB2R2M 2.2µH 3.2A 29mΩ 3.2mm Taiyo Yuden N05DB2R2M 2.2µH 2.9A 32mΩ 2.8mm Murata 2.2µH 3.2A 24mΩ LQN6C2R2M04 3mm 5mm キャッチ・ダイオードの選択 ほとんどのアプリケーションでは不要ですが、図5に示されて いるオプションのダイオードD1を追加すると、 いくつかのアプ リケーションではわずかながらも効率を改善することができ ます。 このダイオードは同期スイッチがオフのとき電流を流しま す。Burst Mode動作やパルス・スキップ・モードを使うと、 同期 スイッチは低電流でオフし、残りの電流はこのオプションのダ イオードを流れます。 ダイオードの定格を超えないように、 ダイ オードのピーク電流と平均電力消費を適切に指定することが 重要です。 ショットキー・ダイオードの主な問題点は寄生容量 によって効率が低下することで、通常、LTC3411の回路に得ら れる利点を打ち消します。 ショットキー・ダイオードがもたらす おそれのあるもう1つの問題は高い温度でリーク電流が大きく なることです。 このため、低電流での効率が低下する可能性が あります。 キャッチ・ダイオードを使用する場合には、 リンギングや消費電 力の増加を防止するために、 リード長を短くして適切な接地 を行ってください （「基板レイアウトの検討事項」 を参照）。 入力コンデンサCINの選択 連続モードでは、 コンバータの入力電流は、 デューティ・サイク ルがほぼV OUT/V INの方形波になります。大きな過渡電圧を 防止するには、最大RMS電流に対応できる大きさの低い等 価直列抵抗（ESR） の入力コンデンサを使用する必要がありま す。最大RMSコンデンサ電流は次式で求められます。 IRMS ≈ IMAX VOUT (VIN − VOUT ) VIN 3411fb 10 LTC3411 アプリケーション情報 ここで、最大平均出力電流I MAXは、 ピーク電流からピークピーク間リップル電流の半分を差し引いたものに等しくなりま す （IMAX = ILIMΔIL/2）。 COUTのESRの要件が満たされれば、 すべてセラミックを使っ たソリューションの場合を除いて、一般にRMS電流定格は IRIPPLE(P-P)の要件をはるかに上回ります。 この式はVIN = 2VOUTのとき最大値をとります。 この時、 IRMS = IOUT/2です。大きく変化させてもそれほど状況が改善されない ため、一般的にこの単純な最悪条件が設計に使用されます。 多くの場合、 コンデンサ製造元のリップル電流定格は、 わずか 2000時間の寿命時間によって規定されていることに留意して 下さい。 このため、 コンデンサをさらにディレーティングするか、 または要求条件よりも高い温度での定格をもったコンデンサ を選択するようにしてください。 サイズまたは高さの設計要件 に適合させるため、複数のコンデンサを並列に接続することも できます。 すべてセラミック・コンデンサを使うソリューションを 採用しない場合は、高周波のデカップリングのために0.1μF∼ 1μFのセラミック・コンデンサをVINに追加することを推奨しま す。 表面実装のアプリケーションでは、 アプリケーションの要求 する容量、ESRまたはRMS電流の要件を満たすため、複数の コンデンサの並列接続が必要になることがあります。 アルミ電 解、特殊ポリマー、 セラミック、 および乾式タンタルの各コンデ ンサはすべて、表面実装パッケージで入手できます。三洋製 のOS-CON半導体誘電体コンデンサは、ESRとサイズの積が アルミニウム電解コンデンサの中で最も低いものですが、 やや 高価です。三洋製のPOSCAPなど特殊ポリマー・コンデンサは ESRが非常に低いのですが、他のタイプに比べて容量密度が 低くなります。 タンタル・コンデンサは容量密度は最大ですが、 ESRが大きく、 スイッチング電源に使うためにはサージ試験さ れていることが必須条件です。 ケースの高さが2mm∼4mmの 表面実装タンタル・コンデンサのAVX TPSシリーズが最適で す。 アルミ電解コンデンサははるかに大きなESRをもっていま すが、 リップル電流定格および長期信頼性に対して配慮すれ ば、 コスト要求の非常に厳しいアプリケーションでよく使用さ れます。セラミック・コンデンサはESRとコストが最小ですが、 容量密度も最小で、電圧係数と温度係数も高くて、可聴範囲 で圧電効果を示します。 さらに、配線インダクタンスをともなっ たセラミック・コンデンサのQが高く、大きなリンギングを引き 起こすことがあります。他のコンデンサのタイプには、パナソ ニックの特殊ポリマー （SP） コンデンサがあります。 出力コンデンサCOUTの選択 COUTの選択は、電圧リップルおよび負荷ステップに対する過 渡応答を最小限に抑えるために必要なESRによって決まりま す。一般に、ESRの要件が満たされれば、 その容量はフィルタ リングに対しても十分です。 出力リップルΔVOUTは次式で決定 されます。 1 ∆VOUT ≈ ∆IL ESR + 8fO C OUT ここで、f = 動作周波数、COUT = 出力容量、ΔIL = インダクタの リップル電流です。ΔILは入力電圧に応じて増加するため、出 力リップルは入力電圧が最大のときに最も高くなります。ΔIL = 0.3 • ILIMのとき、最大VIN、fO = 1MHzおよび以下のCOUTの ESRで出力リップルは100mV未満になります。 ほとんどの場合、高周波デカップリングのため、 メイン・コンデ ンサと並列に0.1μF∼1μFのセラミック・コンデンサをLTC3411 の近くに配置します。 ESRCOUT < 150mΩ 3411fb 11 LTC3411 アプリケーション情報 入力および出力のセラミック・コンデンサ 値の大きな低価格セラミック・コンデンサが今では小さなケー ス・サイズで入手できるようになりました。 これらのコンデンサ のESRは非常に小さいのでスイッチング・レギュレータに使い たくなります。残念ながら、ESRが小さすぎてループの安定性 の問題を引き起こすことがあります。固体タンタル・コンデンサ のESRは5kHz∼50kHzにループの 「ゼロ」 を生じます。 これは 許容できるループ位相マージンを得る手段になります。セラ ミック・コンデンサは300kHzを超えても容量性を保ち、通常、 ESRが有効になる前に自己のESLと共振します。 また、 セラミッ ク・コンデンサは温度の影響を受けやすいので、設計者は動 作温度範囲にわたってループの安定性をチェックする必要が あります。大きな温度係数と電圧係数の影響を最小限に抑え るため、X5RまたはX7Rのセラミック・コンデンサだけを使って および村田製作所から最適のセラ ください。太陽誘電、TDK、 ミック・コンデンサを入手することができます。 入力と出力にセラミック・コンデンサだけを使う場合、十分に 注意する必要があります。セラミック・コンデンサを入力に使 い、ACアダプタなど長いコードを通して電力を供給すると、 出 力の負荷ステップによってVINピンにリンギングが誘起される ことがあります。 よくても、 このリンギングが出力に結合して、 ループが不安定であると誤認されることがあります。最悪の場 合、 この入力のリンギングがデバイスに損傷を与えるほど大き くなることがあります。 セラミック・コンデンサのESRは非常に小さいので、 入力コンデ ンサと出力コンデンサは代りに、電荷保存の要件を満たす必 要があります。負荷ステップ発生時には、帰還ループがスイッ チ電流を十分に増加させて負荷に対応できるまで、 出力コン デンサが即座に電流を供給して負荷に対応する必要がありま す。帰還ループが応答するのに要する時間は、補償部品と出 力コンデンサのサイズに依存します。 負荷ステップに応答する には標準で3∼4サイクルを要しますが、最初のサイクルだけは 出力が直線的に低下します。出力の垂下V DROOPは通常、最 初のサイクルの直線的な低下の約2∼3倍です。 したがって、 お よそ以下の出力コンデンサのサイズから開始するのが良いで しょう。 C OUT ≈ 2.5 ∆IOUT fO • VDROOP デューティ・サイクルと負荷ステップの要件により、 さらに大き な容量が必要になることがあります。 ほとんどのアプリケーションでは、電源のインピーダンスは非 常に小さいので、入力コンデンサは単に高周波のバイパスに 供給するために必要です。 ほとんどのアプリケーションでは通 常、10μFセラミック・コンデンサで十分です。 出力電圧の設定 LTC3411は、図5に示されているように、帰還ピンVFBと信号グ ランドの間に0.8Vのリファレンス電圧を発生します。 出力電圧 は次式にしたがい、抵抗分割器によって設定されます。 R2 VOUT ≈ 0.8V 1 + R1 これらの抵抗を流れる電流を小さく （<5μA）抑えると効率が 向上しますが、 あまり小さくしすぎると、浮遊容量がノイズの問 題を発生させ、 エラーアンプのループの位相マージンが減少 するおそれがあります。 周波数応答を改善するには、 フィードフォワード・コンデンサ CFを使うこともできます。V FBラインをインダクタやSWライン などのノイズ源から離して配線するように十分注意してくださ い。 3411fb 12 LTC3411 アプリケーション情報 シャットダウンとソフトスタート SHDN/RTピンには2つの機能があり、発振器の周波数を設定 し、LTC3411をシャットダウンする手段を備えています。 このピ ンは、図3(a)と図3(b)に示されているように、 いくつかの方法で 制御ロジックとインタフェースすることができます。 ITHピンは主にループ補償用ですが、 ソフトスタート時間を長 くするためにも使うことができます。 ソフトスタートは、 ピーク・ インダクタ電流を徐々に上げることにより、VINからのサージ電 流を抑えます。 このピンを使用して電源のシーケンス制御も実 行できます。図4を見ると分るように、LTC3411は内部にデジタ ル・ソフトスタート機能を備えており、1024クロック・サイクルに わたってITHのクランプをステップ・アップしていきます。 図3(c)に示されているように、起動時にITHの電圧を徐々に上 げることによりソフトスタート時間を長くすることができます。 ITHの電圧が動作範囲内を徐々に上昇すると、内部ピーク電 流制限もそれに比例した直線レートで上昇します。 モードの選択と周波数の同期 SYNC/MODEピンは多目的ピンで、 モード選択機能と周波数 同期機能を備えています。 このピンをVINに接続するとBurst Mode動作がイネーブルされ、出力電圧リップルが大きくなる 代わりに低電流で最大効率が得られます。 このピンをグランド に接続するとパルス・スキップ動作が選択され、低電流での効 率が下がる代わりに出力の電圧と電流のリップルを最小にで SHDN/RT SHDN/RT RT RT RUN VIN 2V/DIV (3b) RUN OR VIN C1 VOUT 2V/DIV IL1 500mA/DIV ITH R1 D1 過渡応答のチェック OPTI-LOOP補償により、広範囲な負荷と出力コンデンサに対 して過渡応答の最適化を図ることができます。ITHピンにより、 制御ループ動作を最適化できるだけでなく、DC結合されて ACフィルタされた閉ループ応答のテスト・ポイントも得られま す。 このテスト・ポイントでのDCステップ、立上り時間、 および セトリングは、正確に閉ループ応答を反映します。2次特性が 支配的なシステムを想定すれば、 このピンで見られるオーバ シュートの割合を使って、位相マージンと減衰係数を推定す ることができます。 このピンの立上り時間を調べることにより、 帯域幅も推定できます。 1M 3411 F03b (3a) SYNC/MODEピンを使ってLTC3411を外部クロック信号に同 期させることもできます。 スロープ補償は内部発振器から得ら れるので、内部発振器周波数を外部クロック周波数より20% 低く設定し、適切なスロープ補償がおこなえるようにします。 同 期時、 モードはパルス・スキップに設定され、 トップ・スイッチの オンが外部クロックの立上りエッジに同期します。 SVIN RUN 3411 F03a きます。1VとSVIN1Vの間の電圧を加えると強制連続モード になり、 出力リップルが固定され、 いくらかの電流（約1/2ΔIL） をシンクすることができます。 このモードではスイッチング・ノイ ズが一定なので、 フィルタによる除去も簡単です。多くの場合、 起動時を除けば、単に出力電圧をSYNC/MODEに接続すると 強制連続モードにすることができます。 RC CC 3411 F03c VIN = 3.3V VOUT = 2.5V RL = 1.4Ω 200µs/DIV 3411 F04 図4. デジタル・ソフトスタート (3c) 図3. SHDN/RTピンのインタフェースと外部ソフトスタート 3411fb 13 LTC3411 アプリケーション情報 図1の回路に示すITHピンの外付け部品は、 ほとんどのアプリ ケーションにおいて妥当な開始点となります。直列RCフィルタ により、支配的なポールゼロ・ループ補償が設定されます。 こ れらの値は、 プリント基板のレイアウトが完了し、特定の出力 コンデンサの種類と容量値を決定した後で、過渡応答を最適 化するために多少（推奨値の0.5∼2倍）変更することができま す。 さまざまな種類と値によってループ帰還係数の利得と位 相が決まるので、 まず出力コンデンサを選択する必要がありま す。1μs∼10μsの立上り時間を持つ全負荷電流の20%∼100% の出力電流パルスによって発生する出力電圧波形とI THピン の波形により、帰還ループを開くことなく全体的なループの安 定性を判断することができます。 最初の出力電圧ステップは帰還ループの帯域幅内にない場 合があるため、位相マージンを決定するのに、標準的な2次 オーバシュート/DC比率を使用することはできません。 ループ の利得はRを大きくすると増加し、 ループの帯域幅はCを小さ くすると拡大します。Cを減少させたのと同じ比率だけRを増 加させるとゼロの周波数は変化しないので、帰還ループの最 も重要な周波数範囲で位相を同じに保ちます。 さらに、図5に 示されているように、 フィードフォワード・コンデンサC Fを追加 して高周波数応答を改善することができます。 コンデンサC F はR2とともに高い周波数のゼロを生成して位相リードを確保 し、位相マージンを改善します。 出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの安定性に スイッチング・レギュレータは負荷電流のステップに対して応 関係し、電源の実際の全体的な性能を示します。制御ループ 答するのに数サイクルを要します。 負荷にステップが生じると、 理論の概説をはじめ、補償部品の最適化の詳細については、 ここ 「アプリケーション・ノート76」 VOUTはΔILOAD • ESRに等しい量だけ直ちにシフトします。 を参照してください。 で、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。ΔILOADはさらにCOUT の充電あるいは放電を開始し、 レギュレータがVOUTをその定 降圧レギュレータは、 ドロップアウト時にフル出力電流を供給 常値へ戻すために使う帰還誤差信号を発生します。 この回復 可能ですが、入力電圧V INがVOUTに向けて降下するにつれ、 時間の間、安定性の問題を示すオーバシュートやリンギング インダクタ両端の電圧が下がることによって負荷ステップ能力 がないか、VOUTをモニタすることができます。 が低下する、 ということに注意してください。 ドロップアウト近く で高い負荷ステップ能力を必要とするアプリケーションでは、 SEPIC、Zeta、 または1個のインダクタを使用した正の昇降圧レ ギュレータなどの異なるトポロジーを使用します。 VIN 2.5V TO 5.5V C6 PGND + PGND R5 R6 CIN SVIN C8 SW SGND LTC3411 SYNC/MODE ITH SGND RC CITH D1 L1 OPTIONAL VFB SGND PGND SHDN/RT R1 + CF R2 PGND VOUT COUT C5 PGND RT CC SGND PGOOD PGOOD PVIN SGND GND SGND SGND 3411 F05 図5. LTC3411の一般的回路図 3411fb 14 LTC3411 アプリケーション情報 大容量（1μF以上） の入力コンデンサを備えた負荷にスイッチ で接続すると、 アプリケーションによってはさらに大きな過渡 現象が発生することがあります。放電した入力コンデンサが実 質的にCOUTと並列接続状態になるため、VOUTが急速に降下 します。負荷を接続するスイッチの抵抗が低く、 しかも瞬間的 にドライブされると、 どんなレギュレータでもこの問題を防止す るだけ十分な電流を供給することはできません。解決策は、 負 荷スイッチのドライバのオン速度を制限することです。 ホットス ワップ・コントローラは特にこの目的のために設計されており、 電流制限、短絡保護、 およびソフトスタート機能を通常は備え ています。 効率の検討 スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、 出力電力を入 力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の 損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、 また何が 変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよく あります。 パーセント効率は次式で表すことができます。 パーセント効率 = 100%−(L1＋L2＋L3＋...) ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表し た個々の損失です。 回路内の電力を消費するすべての要素で損失が生じますが、 LTC3411回路の損失の大部分は4つの主な要因によって生じ ます。 これらは1) LTC3411のV IN電流、2) スイッチング損失、3) 2 I R損失、4) その他の損失です。 1) V IN 電流は電気的特性に記載したDC電源電流であり、 MOSFETドライバと制御回路の電流は含まれません。無負荷 でも、VIN電流によって小さな （0.1%以下の）損失が発生し、 こ の損失はVINに従って増加します。 2) スイッチング電流はMOSFETドライバ電流および制御回路 電流の和です。MOSFETドライバ電流はパワーMOSFETの ゲート容量をスイッチングすることによって流れます。 MOSFET ゲートが L から H 、 そして再び L に切り替わるたびに、 VINからグランドに微小電荷dQが移動します。 その結果のdQ/ dtはVINからの電流であり、一般にDCバイアス電流よりはるか に大きくなります。連続モードでは、IGATECHG = fO(QT＋QB) です。 ここで、QTとQBは内部のトップとボトムのMOSFETス イッチのゲート電荷です。 ゲート電荷損失はVINに比例するの で、 それらの影響は電源電圧が高くなると顕著になります。 3) I2R損失は内部スイッチのDC抵抗RSWと外部インダクタの DC抵抗RLから計算されます。連続モードでは、 インダクタLを 流れる平均出力電流は内部のトップ・スイッチとボトム・スイッ チ間でチョッパされます。 したがって、SWピンから見た直列抵 抗は次式のとおり、 トップMOSFETとボトムMOSFETの両方 のRDS(ON)およびデューティ・サイクル （DC） と相関関係があり ます。 RSW = (RDS(ON)TOP)(DC)＋(RDS(ON)BOT)(1−DC) 「標準 トップMOSFETとボトムMOSFETの両方のRDS(ON)は、 的性能特性」の曲線から求めることができます。 したがって、 I2R損失は次式で求めます。 I2R損失 = IOUT2(RSW＋RL) 4) 銅トレースや内部バッテリ抵抗などの他の「隠れた」損失 が、携帯用システムではさらなる効率低下の原因になる可能 性があります。 これらの 「システム」 レベルの損失をシステムの 設計に含めることが非常に重要です。 内部バッテリとヒューズ の抵抗の損失は、 スイッチング周波数においてC INが適切な 電荷蓄積と非常に低いESRをもつようにすれば最小限に抑え ることができます。 デッドタイム中のダイオード導通損失やイン ダクタ・コア損失などのその他の損失は、一般に2%以下の全 追加損失にすぎません。 熱に関する検討事項 ほとんどのアプリケーションで、LTC3411は効率が高いので 大きな発熱はありません。 ただし、周囲温度が高く、 （ドロップ アウト時のように）低い電源電圧、高いデューティ・サイクルで LTC3411が動作するアプリケーションでは、発熱がデバイス の最大接合部温度を超えることがあります。接合部温度が約 150 Cに達すると、両方のパワー・スイッチがオフし、SWノード がハイ・インピーダンスになります。 3411fb 15 LTC3411 アプリケーション情報 ここで、P Dはレギュレータの電力損失で、θ JAはダイの接合部 から周囲温度までの熱抵抗です。 設計例 設計例として、 リチウムイオン・バッテリを使った携帯用アプリ ケーションにLTC3411を使う場合を考えます。バッテリはVIN = 2.5V∼4.2Vを供給します。 負荷はアクティブ・モードで最大 1Aを必要とし、 スタンバイ・モードで10mAを必要とします。 出 力電圧はVOUT = 2.5Vです。 負荷はスタンバイでも電力を必要 とするので、低負荷での効率を良くするためにBurst Mode動 作が選択されています。 接合部温度TJは次式で求められます。 最初に、 タイミング抵抗を計算します。 LTC3411が最大接合部温度を超えないようにするには、熱解 析を行う必要があります。熱解析の目標は、電力損失がデバイ スの最大接合部温度を超えるかどうかを判断することです。 温度上昇は次式で求められます。 TRISE = PD • θJA TJ = TRISE＋TAMBIENT 一例として、入力電圧が3.3V、 負荷電流が1Aのとき、LTC3411 がドロップアウト状態である場合について考えます。 スイッチ 抵抗の 「標準的性能特性」 のグラフから、Pチャネル・スイッチ のRDS(ON)抵抗は約0.11Ωです。 したがって、 デバイスによる電 力損失は以下のとおりです。 PD = I2 • RDS(ON) = 110mW MS10パッケージの接合部-周囲間熱抵抗θ JAは100℃/W∼ 120℃/Wの範囲になります。 したがって、70℃の周囲温度で動 作しているレギュレータの接合部温度はおよそ次のようになり ます。 TJ = 0.11 • 120＋70 = 83.2℃ 上記の接合部温度は25℃でのRDS(ON)から得られたことに留 意すると、 もっと大きなRDS(ON)に基づいて接合部温度を再計 算することもできるでしょう。 それは、RDS(ON)は温度に依存し て増加するからです。 ただし、実際の接合部温度は125℃の絶 対最大接合部温度を超えないとゆとりをもって判断すること ができます。 RT = 9.78 • 1011(1MHz ) −1.08 = 323.8k 324kの標準値を使います。次に、500mAである40%のリップル 電流を使ってインダクタ値を計算します。 L= 2.5V 2.5V • 1− = 2µH 1MHz • 500mA 4.2V 製造販売元から入手できる最も近いインダクタである2.2μHを 選択すると、最大リップル電流は次のようになります。 ∆IL = 2.5V 2.5V • 1− = 460mA 1MHz • 2.2µ 4.2V コストに配慮して、 セラミック・コンデンサが使われます。COUT の選択は、ESRの要件ではなく、 負荷ステップによる垂下を基 にしておこないます。5%の出力垂下の場合は次のようになりま す。 C OUT ≈ 2.5 1A = 20µF 1MHz • (5%• 2.5V) 最も近い標準値は22μFです。 リチウムイオン・バッテリの出力 インピーダンスは非常に低いので、C INは標準で10μFです。 ノイズの多い環境では、1Ω/0.1μFのR6/C8フィルタを使って SV INをPV INからデカップリングするのが有効でしょうが、通 常は必要ありません。 3411fb 16 LTC3411 アプリケーション情報 これで、 出力電圧はR1とR2の値を選択してプログラムすること ができます。高い効率を維持するには、 これらの抵抗を流れる 電流を小さく抑えます。0.8Vの帰還電圧で2μAを選択すると、 R1はおよそ400kになります。 これに近い標準1%抵抗は412k で、 このときR2は887kになります。 補償は、 負荷ステップ応答を検討して、 これらの部品に対して 最適化しますが、LTC3411の場合、13kΩと1000pFのフィルタ から始めるのが適当でしょう。 負荷ステップに対する実際のア ンダーシュートに応じて、 出力コンデンサを大きくする必要が あるかもしれません。 PGOODピンはコモン・ドレイン出力で、 プルアップ抵抗を必要 とします。適切な速度にするため、100kの抵抗が使われていま す。 この設計例の完全な回路を図1に示します。 基板レイアウトの検討事項 PCボードをレイアウトするときには、以下のチェックリストを使 用してLTC3411が正しく動作するよう配慮しなければなりませ ん。 これらの項目は、図6のレイアウト図にイラストで示してあり ます。 レイアウトでは、以下の項目をチェックしてください。 1. コンデンサCINは電源VIN（ピン6） と電源グランド （ピン5） に できるだけ近づけて接続されていますか？このコンデンサは、 内部パワーMOSFETとそれらのドライバにAC電流を供給しま す。 2. C OUTとL1は近づけて接続されていますか？COUTの （）端 子はPGNDおよびCINの （）端子に電流を戻します。 3. 抵抗分割器R1とR2は、COUTの （＋）端子と、SGND（ピン3） の近くで終端されたグランド・ラインの間に接続する必要があ ります。帰還信号VFBはノイズの多い部品やSWライン （ピン4） のようなトレースから離して配線し、 トレースをできるだけ短く します。 4. 敏感な部品はSWピンから離します。入力コンデンサC IN、補 償コンデンサCCとCITHおよびすべての抵抗R1、R2、RT、 およ びRCはSWトレースおよびインダクタL1から離して配線します。 5. グランド・プレーンが望ましいのですが、 それが利用できな ければ信号グランドと電源グランドを分離し、小信号部品は1 点でSGNDピンに戻し、 この1点をPGNDピンに接続します。 6. すべての層のすべての未使用領域を銅で覆います。銅で覆 うと、電源部品の温度上昇を抑えます。 これらの銅領域は入 力電源（PVIN、PGND、SV INまたはSGND） の1つに接続しま す。 CIN VIN PGND PVIN LTC3411 PGOOD R1 COUT VOUT SGND VIN PGOOD C4 R2 SW SVIN R5 L1 VFB SYNC/MODE ITH SHDN/RT PS R3 BM RT C3 3411 F06 BOLD LINES INDICATE HIGH CURRENT PATHS 図6. LTC3411のレイアウト図（「基板レイアウト・チェックリスト」 を参照） 3411fb 17 LTC3411 標準的応用例 VIN 2.63V TO 5.5V C1 22µF PGND PVIN SVIN BM FC RS1 1M PGOOD SYNC/MODE ITH VOUT 1.8V/2.5V/3.3V AT 1.25A R2 887K VFB SHDN/RT SGND L1 2.2µH SW LTC3411 PS RS2 1M R5 100k PGOOD 3.3V PGND R3 13k R4 324k C3 1000pF 2.5V R1A 280k 1.8V R1B 412k C2 22µF C4 22pF R1C 698k 3411 F07a SGND GND SGND PGND SGND NOTE: IN DROPOUT, THE OUTPUT TRACKS THE INPUT VOLTAGE C1, C2: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MM L1: TOKO A914BYW-2R2M (D52LC SERIES) 図7. セラミック･コンデンサを使った汎用降圧レギュレータ 効率と負荷電流 100 Burst Mode OPERATION (BM) 95 EFFICIENCY (%) 90 PULSE SKIP (PS) 85 FORCED CONTINUOUS (FC) 80 75 70 VIN = 3.3V VOUT = 2.5V fO = 1MHz 65 60 1 100 1000 10 LOAD CURRENT (mA) 10000 3411 F07b 3411fb 18 LTC3411 標準的応用例 単一インダクタ、正電源、昇降圧コンバータ C1 22µF VIN 2.63V TO 5V 100k C7 10pF SVIN SW R3 13k L1 3.3µH SGND VIN PGOOD VFB SYNC/MODE ITH SHDN/RT D1 C2 22µF ×2 M1 + C4 47µF VOUT 3.3V/ 400mA R4 324k C3 1000pF 3411 TA02 C1, C2: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MM C4: SANYO POSCAP 6TPA47M D1: ON MBRM120L L1: TOKO A915AY-3R3M (D53LC SERIES) M1: SILICONIX Si2302DS 効率と負荷電流 85 fO = 1MHz VIN = 4V 80 EFFICIENCY (%) R2 887k PGND LTC3411 PGOOD R1 280k PVIN VIN = 2.5V VIN = 3V VIN = 3.5V 75 70 65 60 55 10 100 LOAD CURRENT (mA) 1000 3411 TA03 3411fb 19 LTC3411 標準的応用例 すべてセラミックの2セル・バッテリから3.3Vおよび1.8Vへのコンバータ VIN = 2V TO 3V L1 4.7µH D1 VOUT 3.3V 120mA/1A C5 22µF LTC3402 VIN +2 CELLS SHDN 1M VOUT RT 49.9k 0 = FIXED FREQ 1 = Burst Mode OPERATION SYNC/MODE PGOOD 604k VC GND PVIN SVIN MODE/SYNC FB PGOOD C1 10µF SW C2 44mF (2 × 22mF) 1000pF 10pF 47k SW ITH VFB SHDN/RT 13k 1000pF C1: TAIYO YUDEN JMK212BJ106MG C2: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MM C5, C6: TAIYO YUDEN JMK325BJ226MM LTC3411 SGND L2 2.2µH 887k C6 22µF VOUT 1.8V/1.2A PGND 412k 324k D1: ON SEMICONDUCTOR MBRM120LT3 L1: TOKO A916CY-4R7M L2: TOKO A914BYW-2R2M (D52LC SERIES) 3411 TA06 効率と負荷電流 100 95 3.3V EFFICIENCY (%) 90 1.8V 85 80 75 70 65 60 VIN = 2.4V Burst Mode OPERATION 10 100 1000 LOAD CURRENT (mA) 10000 3211 TA07 3411fb 20 LTC3411 標準的応用例 高さ2mm、2MHz、 リチウムイオン・バッテリから1.8Vへのコンバータ C6 1µF + C1 33µF PVIN PGOOD SVIN SW LTC3411 SYNC/MODE ITH C7 47pF R3 15k C3 470pF R5 100k L1 1µH VFB SGND PGND SHDN/RT R4 154k PGOOD C4 22pF R1 698k + C2 33µF C5 1µF VOUT 1.8V AT 1.25A R2 887k 3411 TA04 C1, C2: AVX TPSB336K006R0600 C4, C5: TAIYO YUDEN LMK212BJ105MG L1: COILCRAFT DO1606T-102 効率と負荷電流 100 95 2.5V 90 EFFICIENCY (%) VIN 2.63V TO 4.2V 85 3.6V 80 75 70 4.2V 65 60 VOUT = 1.8V fO = 2MHz 55 50 1 100 1000 10 LOAD CURRENT (mA) 10000 3411 TA05 3411fb 21 LTC3411 パッケージ DDパッケージ 10ピン・プラスチックDFN （3mm 3mm） (Reference LTC DWG # 05-08-1699) R = 0.115 TYP 6 0.38 ± 0.10 10 0.675 ± 0.05 3.50 ± 0.05 1.65 ± 0.05 2.15 ± 0.05 (2 SIDES) 3.00 ± 0.10 (4 SIDES) 1.65 ± 0.10 (2 SIDES) ピン1の パッケージ トップ・マーキング の外形 （NOTE 6を参照） 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 2.38 ± 0.05 (2 SIDES) 0.200 REF 0.75 ± 0.05 0.00 – 0.05 5 1 (DD) DFN 1103 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 2.38 ± 0.10 (2 SIDES) 底面図̶露出パッド 推奨する半田パッドのピッチと寸法 NOTE： 1. 図はJEDECパッケージ外形MO-229のバリエーション （WEED-2） になる予定。 バリエーションの指定の現状についてはLTCのWebサイトのデータシートを参照 2. 図は実寸とは異なる 3. 単位はすべてミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは （もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 3411fb 22 LTC3411 パッケージ MSパッケージ 10ピン・プラスチックMSOP (Reference LTC DWG # 05-08-1661) 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 5.23 (.206) MIN 3.20 – 3.45 (.126 – .136) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 3) 0.50 (.0197) BSC 0.305 ± 0.038 (.0120 ± .0015) TYP 10 9 8 7 6 推奨半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) DETAIL “A” 0.497 ± 0.076 (.0196 ± .003) REF 0° – 6° TYP ゲージプレーン 1 2 3 4 5 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 0.18 (.007) シーティング プレーン 0.86 (.034) REF 1.10 (.043) MAX 0.17 – 0.27 (.007 – .011) TYP 0.50 (.0197) NOTE： BSC 1. 寸法はミリメートル/（インチ） 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない。 モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm（0.006"） を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない。 リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm（0.006"） を超えないこと 5. リードの平坦度（整形後のリードの底面） は最大0.102mm（0.004"） であること 0.1016 ± 0.0508 (.004 ± .002) MSOP (MS) 0307 REV E 3411fb リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 23 LTC3411 関連製品 製品番号 説明 注釈 LT1616 500mA（IOUT）、1.4MHz高効率降圧DC/DCコンバータ 90%の効率、VIN：3.6V∼25V、VOUT(MIN)：1.25V、 IQ：1.9mA、ISD：< 1μA、ThinSOTパッケージ LT1776 500mA（IOUT）、200kHz高効率降圧DC/DCコンバータ 90%の効率、VIN：7.4V∼40V、VOUT(MIN)：1.24V、 IQ：3.2mA、ISD：30μA、N8およびS8パッケージ LTC1879 1.2A（IOUT）、550kHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.7V∼10V、VOUT(MIN)：0.8V、 IQ：15μA、ISD：< 1μA、TSSOP16パッケージ LTC3405/LTC3405A 300mA（IOUT）、1.5MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.7V∼6V、VOUT(MIN)：0.8V、 IQ：20μA、ISD：< 1μA、ThinSOTパッケージ LTC3406/LTC3406B 600mA（IOUT）、1.5MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.5V∼5.5V、VOUT(MIN)：0.6V、 IQ：20μA、ISD：< 1μA、ThinSOTパッケージ LTC3412 2.5A（IOUT）、4MHz同期整流式降圧DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.5V∼5.5V、VOUT(MIN)：0.8V、 IQ：60μA、ISD：< 1μA、TSSOP16Eパッケージ LTC3413 3A（IOUTシンク/ソース）、DDR/QDRメモリ終端用2MHz モノリシック同期整流式レギュレータ 90%の効率、VIN：2.25V∼5.5V、VOUT(MIN)：VREF/2、 IQ：280μA、ISD：< 1μA、TSSOP16Eパッケージ LTC3430 60V、2.75A（IOUT）、200kHz高効率降圧DC/DCコンバータ 90%の効率、VIN：5.5V∼60V、VOUT(MIN)：1.20V、 IQ：2.5mA、ISD：25μA、TSSOP16Eパッケージ LTC3440 600mA（IOUT）、2MHz同期整流式昇降圧DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.5V∼5.5V、VOUT(MIN)：2.5V、 IQ：25μA、ISD：< 1μA、10ピンMSパッケージ ThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。 3411fb 24 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 1108 REV B • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2002